JP3567770B2

JP3567770B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP3567770B2
Application number: JP35680198A
Authority: JP
Inventors: 一郎長島; 和正小玉
Original assignee: Toyoda Koki KK
Current assignee: Toyoda Koki KK
Priority date: 1998-12-15
Filing date: 1998-12-15
Publication date: 2004-09-22
Anticipated expiration: 2018-12-15
Also published as: JP2000184773A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、二相回転磁束座標系（ｄｑ座標系）で記述され得るベクトル制御により、モータを制御するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
モータの温度が常温よりも高くなると、永久磁石や鉄芯の磁力（磁束）が弱まるため、所望のトルクを得られなくなる場合がある。このような問題に対して対策を講じたモータ制御装置には、例えば、公開特許公報「特開平１０−６７３３５号：電動パワーステアリング装置」に記載されたものなどがある。
【０００３】
一般に知られている類似の従来技術によるモータ制御装置の制御ブロック・ダイアグラムを図１１に示す。本従来技術の最も大きな特徴は、制御ブロック１２１と制御１２２の作用により、ｑ軸電流の指令値ｉｑ^＊（ｑ軸の指令電流）をモータの温度に応じて補正する点にある。以下、この補正処理をｑ軸電流補正処理という。
【０００４】
従来のモータ制御装置（図１１）におけるｑ軸電流補正処理のフローチャートを図１２に示す。本フローチャートは、図１１の所定のトルク電流変換（制御ブロック２０７）の処理を実行した後に、サブルーチンとして呼び出され、実行されるものである。
【０００５】
本ｑ軸電流補正処理では、まず最初に、図１１の制御ブロック１２１に相当するステップ１３４により、次式（１）を用いて、ｑ軸補正電流（ｑ軸の補正値）Δｉｑを算出する。
【数１】
Δｉｑ＝Ｆ（Ｔ） …（１）
ただし、ここで、ＴはモータＭの温度、Ｆは温度Ｔよりｑ軸補正電流Δｉｑを求める関数である。
ステップ１３６では、ｑ軸の指令電流ｉｑ^＊をΔｉｑだけ増加することにより、ｑ軸の指令電流ｉｑ^＊に対してモータＭの温度Ｔに応じた補正を行う。本ステップ１３６は、図１１の制御１２２に相当するものである。
【０００６】
図１３に、モータ温度Ｔに対するｑ軸補正電流Δｉｑのグラフを示す。このように上記の関数Ｆを適当に定めれば、モータＭの温度上昇により弱まった永久磁石や鉄芯の磁力を補うことができるので、モータ温度Ｔが上昇した場合にも、モータＭより所望のトルクを得ることができる。
【０００７】
図１４に、このモータ制御装置の指令電流のベクトル図（モータ高温時）を示す。本ベクトル図から判るように、上記の補正が行われた際の、モータ駆動電流の振幅Ｉ_ｍは、次式（２）によって与えられる。
【数２】
Ｉ_ｍ＝（２／３）^１／２（ｉｑ^＊＋Δｉｑ） …（２）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
モータの駆動回路などのモータ制御装置の部品の規格は、モータの消費電力や駆動電流の振幅の最大値に大きく依存するため、モータ制御装置を小型化し、モータ制御装置の生産コストを低減する上では、モータ駆動電流の振幅Ｉ_ｍは、より小さい方が望ましい。しかしながら、所望のトルクを得るためには、式（１）、（２）及び図１３、図１４から判るように、モータ駆動電流の振幅Ｉ_ｍは、モータ温度Ｔに応じて大きくしなければならず、生産コストの面で問題となっている。
【０００９】
また、モータ駆動電流の振幅Ｉ_ｍを上記のように（１）、（２）に従って大きくした場合、電機子の抵抗損が増大し、エネルギー効率の上でも問題となる。
また、電機子の抵抗損が上記のように（１）、（２）に従って大きくなった場合には、モータ温度Ｔが、抵抗損の増加に伴って更に高く成り易くなるため、更にモータ駆動電流を増大させるという悪循環に陥り易いという問題が有った。
【００１０】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、モータ温度の上昇に追随しながら所望のトルクを出力できる、小型で低価格、低消費電力のモータ制御装置を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、第１の手段は、界磁電流の方向をｄ軸方向に、ｑ軸電流の方向をｑ軸方向にもつ二相回転磁束座標系で記述され得るベクトル制御により、モータを制御するモータ制御装置において、モータの温度を測定又は予測演算する温度検出手段と、この温度検出手段により検出された温度が一定値を上回った際には、電機子電流のｄ軸成分であるｄ軸電流をｄ軸方向の正の向きに補正するｄ軸電流補正手段とを備えることである。
【００１２】
また、第２の手段は、上記の第１の手段において、上記の温度が一定値を下回った際にはｄ軸電流をｄ軸方向の負の向きに補正することである。
【００１３】
更に、第３の手段は、上記の第１の手段において、上記の温度が一定値を下回った際にはｑ軸電流をｑ軸方向の負の向きに補正することである。
以上の手段により、前記の課題を解決することができる。
【００１４】
【作用及び発明の効果】
本発明の手段によれば、検出されたモータ又はその永久磁石の温度に応じて、ｄ軸電流を補正するため、式（２）に示すΔｉｑのように、ｑ軸補正電流が、直接そのままの形でモータ駆動電流の振幅Ｉ_ｍを増加させることがない。
従って、本発明の手段を用いれば、この作用によりモータ駆動電流の振幅Ｉ_ｍの増加を後述の式（１０）に示す様に比較的小さく抑制することができるので、モータ温度の上昇に追随しながら所望のトルクを出力するモータ制御装置の小型化、低価格化、低消費電力化が実現できる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
（第１実施例）
図１に、本発明の第１及び第２実施例におけるパワー・ステアリング・システム８０のハードウェア構成図を示す。
ステアリングシャフト１０の一端には、ステアリングホイール１１が取り付けられ、他端にはギヤボックス１２に軸承されたピニオン軸１３が結合されている。ピニオン軸１３は、ギヤボックス１２に嵌装されたラック軸１４に噛合され、このラック軸１４の両端は図示していないが、ボールジョイント等を介して操向車輪に連結されている。また、ステアリングシャフト１０には、アシストトルクを発生するブラシレス直流モータＭが、歯車１７を介して連結されている。この直流モータＭには、駆動回路１１３より電流検出器１１５を介して３相より成るモータ駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが供給されている。
【００１６】
更に、ステアリングシャフト１０には、運転者からステアリングホイール１１に加えられたマニュアル操舵力の大きさ及びその方向（操舵トルクτ）を検出するためのトルク検出器１５及び、ステアリングシャフト１０の操舵角φを検出するフォトインタラプタ３０が設けられている。フォトインタラプタ３０の出力はカウンタ３２に入力され、操舵角φに変換されて出力される。この操舵角φは、入力インターフェイス（ＩＦ）１１４を介してＣＰＵ１１０に入力され、ＣＰＵ１１０の演算により操舵角速度（ｄφ／ｄｔ）が検出される。
【００１７】
モータＭには、モータＭの回転角を検出する回転角センサ（エンコーダ）Ｅが設けられており、ＣＰＵ１１０は、回転角センサＥが出力するモータＭの所定微小回転角の回転回数ｎを入力することにより、モータＭの回転角θを検出する。即ち、この回転回数ｎは、モータＭが所定方向に回転した際には増加し、その逆方向に回転した際には減少する。
温度センサ１６は、モータＭの温度Ｔを検出し、ＣＰＵ１１０に入力インターフェイス（ＩＦ）１１４を介して出力する。
【００１８】
モータ制御装置１００は、前記のＣＰＵ１１０、ＲＯＭ１１１、ＲＡＭ１１２、駆動回路１１３、入力インターフェイス（ＩＦ）１１４、電流検出器１１５等から構成されている。駆動回路１１３は、図略のバッテリー、ＰＷＭ変換器、ＰＭＯＳ駆動回路等から構成され、チョッパ制御により駆動電流を正弦波にしてモータＭに電力を供給する。
モータ制御装置１００は、上記の操舵トルクτ、操舵角φ及び、車速計５０により検出される車両速度ｕを入力インターフェイス（ＩＦ）１１４を介してＣＰＵ１１０に入力し、これらの入力値から所定のトルク計算により、モータ温度Ｔに応じた補正を行う前のｄ軸とｑ軸の各電流指令値（ｉｄ^＊，ｉｑ^＊）を決定する。
【００１９】
本第１実施例におけるモータ制御装置１００の制御ブロック・ダイアグラムを図２に、本第１実施例及び第２実施例におけるベクトル制御処理のゼネラル・フローチャートを図３にそれぞれ示す。図３は、図２及び後述の図９の制御ブロック・ダイアグラムの内のソフトウェアによって構成されている範囲の各制御ブロックの動作等をその制御処理の実行順序に従って記載したものである。
【００２０】
このベクトル制御処理（図３）では、まず最初に、ステップ４０５により初期設定及び初期診断等の初期処理を実行する。次にステップ４１０では、モータＭの駆動制御に必要な物理量の入力を行う。この物理量とは、操舵トルクτ、操舵角φ、車両速度ｕ、モータ駆動電流ｉｕ，ｉｖ、モータＭの温度Ｔ、モータＭの所定微小回転角の回転回数ｎ等である。
ステップ４１５では、次式（３）に従って、アシスト・トルクの指令値τ^＊を算出する。
【数３】
τ^＊＝Ｇ（τ，ｕ，φ，ｄφ／ｄｔ） …（３）
ただし、ここでＧは、所定のトルク計算を実行する関数である。
【００２１】
ステップ４２０では、図２の制御ブロック２０７に相当するトルク電流変換を次式（４）に従って実行する。
【数４】
ｉｑ^＊＝ｈ（τ^＊） …（４）
ただし、ここでｈは、所定のトルク電流変換を実行する関数である。
【００２２】
ステップ４２５、ステップ４３０では、図２の制御ブロック２０５に相当する２相変換及びｄｑ変換を実行する。これにより、ｄ軸及びｑ軸の測定電流（フィード・バック電流）ｉｄｆ，ｉｑｆが得られる。ステップ４３５では、図２の制御ブロック２０１、２０２、即ち、後述のｄ軸電流補正処理（図４）に相当する指令電流補正を実行する。
本発明の最も大きな特徴は、後述する様に、このステップ４３５のより具体的な実現方式にある。
【００２３】
ステップ４４０では、図２の制御ブロック２０３、２０４に相当する電流偏差演算を次式（５）に従って実行する。
【数５】
ΔＩｄ＝Ｉｄ−ｉｄｆ，
ΔＩｑ＝Ｉｑ−ｉｑｆ …（５）
ただし、ここで、ΔＩｄ，Ｉｄはそれぞれｄ軸の、電流偏差、及び、ステップ４３５による温度補正後の指令電流である。これらは、ｑ軸に関しても同様である。
【００２４】
ステップ４４５では、図２のＰＩ制御ブロックに相当する所定のＰＩ制御を実行する。ステップ４５０、ステップ４５５では、図２の制御ブロック２０６に相当する３相変換及びｄｑ逆変換を実行する。これにより、ｄ軸及びｑ軸の各指令電圧Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊が、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対する指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗにそれぞれ変換される。ステップ４６０では、チョッパ制御を実行するためのＰＷＭ信号を駆動回路１１３に対して出力する。
【００２５】
ステップ４６５では、モータＭの駆動（ベクトル制御処理）を終了する条件が成立するか否かの判定を行う。モータ制御装置１００の故障等が検知された場合、車両のイグニッションキーがＯＦＦ状態になった場合等にこの終了条件が成立する。本終了条件が成り立たない場合には、ステップ４１０に処理を戻し、ステップ４１０以下の処理を繰り返し実行する。
【００２６】
図４に、本第１実施例におけるｄ軸電流補正処理のフローチャートを示す。本ｄ軸電流補正処理は、図３のステップ４３５に示されるサブルーチンとして呼び出されるものである。
本ｄ軸電流補正処理では、まず最初に、図２の制御ブロック２０１に相当するステップ５１０により、ｄ軸の補正電流ｉｄの値を次式（６）に従って決定する。
【数６】
ｉｄ＝ｆ（Ｔ） …（６）
ただし、ここで、ｆは図５に示す温度Ｔよりｄ軸補正電流ｉｄを求める関数である。
【００２７】
図２の制御ブロック２０２に相当するステップ５２０では、次式（７）に従ってｄ軸の温度Ｔに応じた補正後の指令電流Ｉｄを決定する。
【数７】
Ｉｄ＝ｉｄ^＊＋ｉｄ …（７）
これにより、モータＭを駆動するための指令電流は、０でないｄ軸電流（界磁電流成分）を持ち得るため、高温時には温度の上昇に伴って弱まる永久磁石や鉄芯の磁力（磁束）を補うことが可能となる。
【００２８】
図６、図７、図８に、上記の処理により補正された指令電流（Ｉｄ，Ｉｑ）のベクトル図を示す。
図６は、モータ常温時（Ｔ＝Ｔ_０）の指令電流（Ｉｄ，Ｉｑ）のベクトル図である。モータ常温時には、（６），（７）及び図５より、次式（８）が成り立つため、電流振幅Ｉ_ｍは、次式（９）により与えられる。
【数８】
Ｉｄ＝ｆ（Ｔ_０）＝０ …（８）
【数９】
Ｉ_ｍ＝（２／３）^１／２ｉｑ^＊ …（９）
【００２９】
また、（６），（７）及び図５より判る様に、Ｔ≧Ｔ_０、或いは、Ｔ＜Ｔ_０なる一般の場合には、図７、図８に示す様に、電流振幅Ｉ_ｍは次式（１０）により与えられる。
【数１０】
Ｉ_ｍ＝（２／３）^１／２（ｉｑ^＊２＋ｉｄ^２）^１／２ …（１０）
従って、次式（１１）の条件が成り立つ場合には、（１０）により与えられる電流振幅Ｉ_ｍは、従来技術の（２）により与えられる電流振幅Ｉ_ｍよりも小さくなる。
【数１１】
０＜ｉｄ≦Δｉｑ …（１１）
【００３０】
従って、本第１実施例によれば、（１１）が成立する範囲において、従来よりもモータ駆動電流の振幅Ｉ_ｍのモータ温度上昇による増加を小さく抑制することができる。即ち、本第１実施例によれば、モータ温度の上昇に追随しながら所望のトルクを出力するモータ制御装置の小型化、低価格化、低消費電力化が実現できる。
また、本第１実施例によれば、（６）により、補正電流を１つの関数ｆで統一的に決定することができるという効果も得られる。
【００３１】
（第２実施例）
上記の第１実施例の図３の説明でも述べたように、図３のベクトル制御処理のゼネラル・フローチャートは、図９の制御ブロック・ダイアグラムの内のソフトウェアによって構成されている範囲の各制御ブロックの動作等をも同時に示しており、本発明の最も大きな特徴は、この図３のステップ４３５の具体的な実現方式にある。
本第２実施例では、このステップ４３５において、図９の制御ブロック９０１、及び、制御ブロック９０２、９０３に相当する指令電流補正処理（図１０）を実行する。
【００３２】
図１０に、本第２実施例における指令電流補正処理のフローチャートを示す。本指令電流補正処理は、図３のステップ４３５に示されるサブルーチンとして呼び出されるものである。
【００３３】
本指令電流補正処理では、まず最初に、図９の制御ブロック９０１に相当する処理を実行する。即ち、まず最初にステップ１０１により、モータ温度Ｔを判定し、Ｔ≧Ｔ_０の場合にはステップ１０３へ、そうでない場合にはステップ１０７へ処理を移す。次にステップ１０３では、第１実施例と同様に、ｄ軸の補正電流ｉｄの値を（６）に従って決定する。
また、ステップ１０７では、ｑ軸の補正電流ｉｑの値を次式（１２）に従って決定する。
【数１２】
ｉｑ＝ｇ（Ｔ）＞０ …（１２）
ただし、ここで、ｇは温度Ｔよりｑ軸補正電流ｉｑを求める所定の関数である。
【００３４】
以上の制御ブロック９０１に相当する処理の実行後には、図９の制御ブロック９０２に相当するステップ１０５では、（７）に従ってｄ軸の温度Ｔに応じた補正後の指令電流Ｉｄを決定する。
これにより、高温時には第１実施例と同様に、温度の上昇に伴って弱まる永久磁石や鉄芯の磁力（磁束）を補うことが可能となる。
【００３５】
また、図９の制御ブロック９０３に相当するステップ１０９では、次式（１３）に従ってｑ軸の温度Ｔに応じた補正後の指令電流Ｉｑを決定する。
【数１３】
Ｉｑ＝ｉｑ^＊−ｉｑ …（１３）
この（１２），（１３）より、Ｔ＜Ｔ_０なる低温時には、補正のために更に電力を消費する必要が無くなり、第１実施例の図８の方法よりも電流振幅Ｉ_ｍを小さく抑えることができることが判る。即ち、本第２実施例によれば低温時には、消費電力を軽減できるという効果が得られる。
【００３６】
尚、上記の実施例においては、モータＭにはブラシレス直流モータを用いているが、本発明は、交流同期モータのモータ制御装置に適用することも可能である。
【００３７】
また、上記の実施例においては、モータＭは３相の電流により駆動されているが、本発明は、Ｎ相モータ（Ｎ≧２）のモータ制御装置にも適用することができる。
【００３８】
また、本発明は、パワー・ステアリング・システムに限らず、切削機、研削盤、ＥＨＰＳ、マニュピュレータなどに用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１及び第２実施例におけるパワー・ステアリング・システム８０のハードウェア構成図。
【図２】本発明の第１実施例におけるモータ制御装置１００の制御ブロック・ダイアグラム。
【図３】本発明の第１及び第２実施例におけるベクトル制御処理のゼネラル・フローチャート。
【図４】本発明の第１実施例におけるｄ軸電流補正処理のフローチャート。
【図５】本発明の第１実施例におけるモータ温度に対するｄ軸補正電流のグラフ。
【図６】本発明の第１実施例における指令電流のベクトル図（モータ常温時）。
【図７】本発明の第１実施例における指令電流のベクトル図（モータ高温時）。
【図８】本発明の第１実施例における指令電流のベクトル図（モータ低温時）。
【図９】本発明の第２実施例におけるモータ制御装置１００の制御ブロック・ダイアグラム。
【図１０】本発明の第２実施例における指令電流補正処理のフローチャート。
【図１１】従来のモータ制御装置の制御ブロック・ダイアグラム。
【図１２】従来のモータ制御装置のｑ軸電流補正処理のフローチャート。
【図１３】従来のモータ制御装置のモータ温度に対するｑ軸補正電流のグラフ。
【図１４】従来のモータ制御装置の指令電流のベクトル図（モータ高温時）。
【符号の説明】
Ｍ … ブラシレス直流モータ
Ｅ … 回転センサ（エンコーダ）
１５ … トルク検出器
１６ … 温度センサ
１００ … モータ制御装置
１１３ … 駆動回路
Ｔ … モータＭの温度
ｎ … モータＭのロータの微小回転回数
θ … モータＭのロータの回転角
τ … 操舵トルク
φ … 操舵角
ｕ … 車両速度
ｉｄ^＊ … 補正前のｄ軸の指令電流
ｉｑ^＊ … 補正前のｑ軸の指令電流
ｉｄ … ｄ軸の補正電流
ｉｑ … ｑ軸の補正電流
Ｉｄ … 補正後のｄ軸の指令電流
Ｉｑ … 補正後のｑ軸の指令電流
ｉｄｆ … ｄ軸の測定電流（フィード・バック電流）
ｉｑｆ … ｑ軸の測定電流（フィード・バック電流）
ΔＩｄ … ｄ軸の電流偏差
ΔＩｑ … ｑ軸の電流偏差
Δｉｑ … 従来技術におけるｑ軸の補正電流
ｆ … 温度Ｔよりｄ軸補正電流ｉｄを求める関数
ｇ … 温度Ｔよりｑ軸補正電流ｉｑを求める関数[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device that controls a motor by vector control that can be described in a two-phase rotating magnetic flux coordinate system (dq coordinate system).
[0002]
[Prior art]
If the temperature of the motor becomes higher than the normal temperature, the magnetic force (magnetic flux) of the permanent magnet or the iron core is weakened, so that a desired torque may not be obtained. As a motor control device that has taken measures against such a problem, for example, there is a motor control device described in Japanese Patent Laid-Open Publication No. Hei 10-67335: electric power steering device.
[0003]
A control block diagram of a similar prior art motor controller generally known is shown in FIG. The most significant feature of the prior art is that the command value iq ^* (q-axis command current) of the q-axis current is corrected according to the motor temperature by the operation of the control block 121 and the control 122. Hereinafter, this correction processing is referred to as q-axis current correction processing.
[0004]
FIG. 12 shows a flowchart of the q-axis current correction process in the conventional motor control device (FIG. 11). This flowchart is called and executed as a subroutine after the processing of the predetermined torque current conversion (control block 207) of FIG. 11 is executed.
[0005]
In the q-axis current correction process, first, in step 134 corresponding to the control block 121 in FIG. 11, a q-axis correction current (q-axis correction value) Δiq is calculated using the following equation (1).
(Equation 1)
Δiq = F (T) (1)
Here, T is a temperature of the motor M, and F is a function for obtaining the q-axis correction current Δiq from the temperature T.
In step 136, the q-axis command current iq ^* is corrected by Δiq to perform correction on the q-axis command current iq ^* according to the temperature T of the motor M. This step 136 corresponds to the control 122 in FIG.
[0006]
FIG. 13 shows a graph of the q-axis correction current Δiq with respect to the motor temperature T. If the function F is appropriately determined as described above, the magnetic force of the permanent magnet or the iron core weakened by the temperature rise of the motor M can be compensated. Torque can be obtained.
[0007]
FIG. 14 shows a vector diagram of the command current of this motor control device (when the motor temperature is high). As can be seen from the vector diagram, when the above-mentioned correction is performed, the amplitude I _m of the motor drive current is given by the following equation (2).
(Equation 2)
I _m = (2/3) ^1/2 (iq ^* + Δiq) (2)
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
Since the specifications of the components of the motor control device such as the motor drive circuit greatly depend on the power consumption of the motor and the maximum value of the amplitude of the drive current, the size of the motor control device is reduced and the production cost of the motor control device is reduced. in the amplitude I _m of the motor drive current, it smaller is desirable. However, in order to obtain the desired torque, formula (1), as can be seen from (2) and 13, 14, the amplitude I _m of the motor drive current to be increased in accordance with the motor temperature T However, it is a problem in terms of production cost.
[0009]
Further, the amplitude I _m of the motor driving current as described above (1), when the large, resistance loss of the armature increases in accordance with (2), is also a problem in energy efficiency.
Further, when the resistance loss of the armature increases according to (1) and (2) as described above, the motor temperature T tends to become higher as the resistance loss increases. There is a problem that it is easy to fall into a vicious circle of increasing
[0010]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a small, low-cost, low-power motor control device capable of outputting a desired torque while following a rise in motor temperature. It is to provide.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, the following means are effective.
That is, the first means is a motor control for controlling the motor by a vector control which can be described by a two-phase rotating magnetic flux coordinate system having a field current direction in the d-axis direction and a q-axis current direction in the q-axis direction. In the device, a temperature detecting means for measuring or predicting the temperature of the motor, and when the temperature detected by the temperature detecting means exceeds a certain value , a d-axis current which is a d-axis component of the armature current is converted to d. D-axis current correction means for correcting in the positive axial direction .
[0012]
The second means is the first means described above, when the temperature above SL falls below a certain value is to correct the d-axis current in the negative direction of the d-axis direction.
[0013]
Furthermore, a third means, in the first means described above, when the temperature above SL falls below a certain value is to correct a q-axis current in the negative direction of the q-axis direction.
With the above means, the above-mentioned problem can be solved.
[0014]
[Action and effect of the invention]
According to the means of the present invention, in order to correct the d-axis current according to the detected temperature of the motor or its permanent magnet, the q-axis correction current is directly used as it is as Δiq shown in Expression (2). It does not increase the amplitude I _m of the motor drive current in the form.
Thus, by using the means of the present invention, since an increase in the amplitude I _m of the motor driving current can be relatively suppressed small as shown in equation (10) below this action, following the increase in the motor temperature The motor control device that outputs a desired torque can be reduced in size, cost, and power consumption.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described based on specific examples.
(First embodiment)
FIG. 1 shows a hardware configuration diagram of a power steering system 80 according to the first and second embodiments of the present invention.
A steering wheel 11 is attached to one end of the steering shaft 10, and a pinion shaft 13 supported by a gear box 12 is connected to the other end. The pinion shaft 13 is engaged with a rack shaft 14 fitted in the gear box 12, and both ends of the rack shaft 14 are connected to steering wheels via ball joints or the like (not shown). A brushless DC motor M that generates assist torque is connected to the steering shaft 10 via a gear 17. The DC motor M is supplied with three-phase motor drive currents iu, iv, iw from a drive circuit 113 via a current detector 115.
[0016]
Further, the steering shaft 10 includes a torque detector 15 for detecting the magnitude and direction (steering torque τ) of the manual steering force applied to the steering wheel 11 by the driver, and a steering angle φ of the steering shaft 10. Is provided. The output of the photo interrupter 30 is input to a counter 32, converted into a steering angle φ, and output. The steering angle φ is input to the CPU 110 via the input interface (IF) 114, and the calculation of the CPU 110 detects the steering angular velocity (dφ / dt).
[0017]
The motor M is provided with a rotation angle sensor (encoder) E for detecting the rotation angle of the motor M, and the CPU 110 inputs the number n of rotations of the motor M at a predetermined minute rotation angle output by the rotation angle sensor E. Thus, the rotation angle θ of the motor M is detected. That is, the number of rotations n increases when the motor M rotates in a predetermined direction, and decreases when the motor M rotates in the opposite direction.
The temperature sensor 16 detects the temperature T of the motor M and outputs the detected temperature to the CPU 110 via the input interface (IF) 114.
[0018]
The motor control device 100 includes the CPU 110, ROM 111, RAM 112, drive circuit 113, input interface (IF) 114, current detector 115, and the like. The drive circuit 113 includes a battery (not shown), a PWM converter, a PMOS drive circuit, and the like, and supplies electric power to the motor M with a drive current of a sine wave by chopper control.
The motor control device 100 inputs the steering torque τ, the steering angle φ, and the vehicle speed u detected by the vehicle speedometer 50 to the CPU 110 via an input interface (IF) 114, and obtains a predetermined torque from these input values. By the calculation, the current command values (id ^* , iq ^* ) of the d-axis and the q-axis before the correction corresponding to the motor temperature T are determined.
[0019]
FIG. 2 shows a control block diagram of the motor control device 100 in the first embodiment, and FIG. 3 shows a general flowchart of vector control processing in the first and second embodiments. FIG. 3 describes the operation and the like of each control block in the range constituted by software in the control block diagram of FIG. 2 and the control block diagram of FIG. 9 described below in accordance with the execution order of the control processing.
[0020]
In this vector control processing (FIG. 3), first, in step 405, initial processing such as initial setting and initial diagnosis is executed. Next, in step 410, a physical quantity required for drive control of the motor M is input. The physical quantities include the steering torque τ, the steering angle φ, the vehicle speed u, the motor drive currents iu and iv, the temperature T of the motor M, the number of rotations n of the motor M at a predetermined minute rotation angle, and the like.
In step 415, a command value τ ^* of the assist torque is calculated according to the following equation (3).
[Equation 3]
τ ^* = G (τ, u, φ, dφ / dt) (3)
Here, G is a function for executing a predetermined torque calculation.
[0021]
In step 420, torque current conversion corresponding to the control block 207 in FIG. 2 is executed according to the following equation (4).
(Equation 4)
iq ^* = h (τ ^* ) (4)
Here, h is a function for executing a predetermined torque-current conversion.
[0022]
In steps 425 and 430, two-phase conversion and dq conversion corresponding to the control block 205 in FIG. 2 are executed. As a result, measured currents (feedback currents) idf and iqf on the d-axis and the q-axis are obtained. In step 435, the control blocks 201 and 202 of FIG. 2, that is, the command current correction corresponding to the d-axis current correction process (FIG. 4) described below is executed.
The most significant feature of the present invention lies in the more specific implementation of this step 435, as will be described later.
[0023]
In step 440, a current deviation calculation corresponding to the control blocks 203 and 204 in FIG. 2 is executed according to the following equation (5).
(Equation 5)
ΔId = Id−idf,
ΔIq = Iq−iqf (5)
Here, ΔId and Id are the current deviation of the d-axis and the command current after the temperature correction in step 435, respectively. These are the same for the q axis.
[0024]
In step 445, predetermined PI control corresponding to the PI control block in FIG. 2 is executed. In steps 450 and 455, three-phase conversion and dq inverse conversion corresponding to the control block 206 in FIG. 2 are executed. Thus, the command voltages Vd ^* , Vq ^{* on} the d-axis and the q-axis are respectively converted into command voltages Vu, Vv, Vw for the U, V, W phases. In step 460, a PWM signal for executing chopper control is output to the drive circuit 113.
[0025]
In step 465, it is determined whether or not a condition for ending the driving of the motor M (vector control processing) is satisfied. This termination condition is satisfied when a failure of the motor control device 100 is detected or when the ignition key of the vehicle is turned off. If the termination condition is not satisfied, the process returns to step 410, and the processes from step 410 onward are repeatedly executed.
[0026]
FIG. 4 shows a flowchart of the d-axis current correction processing in the first embodiment. This d-axis current correction process is called as a subroutine shown in step 435 of FIG.
In the d-axis current correction process, first, in step 510 corresponding to the control block 201 in FIG. 2, the value of the d-axis correction current id is determined according to the following equation (6).
(Equation 6)
id = f (T) (6)
Here, f is a function for obtaining the d-axis correction current id from the temperature T shown in FIG.
[0027]
In step 520 corresponding to the control block 202 in FIG. 2, the corrected command current Id according to the d-axis temperature T is determined according to the following equation (7).
(Equation 7)
Id = id ^* + id (7)
As a result, the command current for driving the motor M can have a non-zero d-axis current (field current component). Therefore, at a high temperature, the magnetic force (magnetic flux) of the permanent magnet or iron core that weakens as the temperature rises. It is possible to make up for it.
[0028]
6, 7, and 8 show vector diagrams of the command currents (Id, Iq) corrected by the above processing.
FIG. 6 is a vector diagram of the command current (Id, Iq) when the motor is at normal temperature (T = T ₀ ). At the normal temperature of the motor, the following equation (8) is satisfied from (6) and (7) and FIG. 5, so that the current amplitude _Im is given by the following equation (9).
(Equation 8)
Id = f (T ₀ ) = 0 (8)
(Equation 9)
I _m = (2/3) ^1/2 iq ^* (9)
[0029]
Further, (6), as seen from (7) and FIG. 5, T ≧ _{T 0,} or, in the case of general comprising T _{<T 0} is, as shown in FIG. 7, FIG. 8, the current amplitude _{I m} It is given by the following equation (10).
(Equation 10)
I _m = (2/3) ^1/2 (iq ^{* 2} + id ² ) ^1/2 (10)
Therefore, if the condition of the following equation (11) holds, the current amplitude I _m given by (10), is smaller than the current amplitude I _m given by prior art (2).
(Equation 11)
0 <id ≦ Δiq (11)
[0030]
Therefore, according to the first embodiment, it can be suppressed small increase due to range in the motor temperature rise of the amplitude I _m of the motor driving current than conventional to established (11). That is, according to the first embodiment, it is possible to reduce the size, cost, and power consumption of the motor control device that outputs a desired torque while following the rise in the motor temperature.
Further, according to the first embodiment, according to (6), there is also obtained an effect that the correction current can be uniformly determined by one function f.
[0031]
(Second embodiment)
As described in the description of FIG. 3 of the first embodiment, the general flow chart of the vector control processing of FIG. 3 corresponds to each control block in the range constituted by software in the control block diagram of FIG. And the like are also shown at the same time. The most significant feature of the present invention lies in the specific implementation method of step 435 in FIG.
In the second embodiment, in this step 435, a command current correction process (FIG. 10) corresponding to the control block 901 of FIG. 9 and the control blocks 902 and 903 is executed.
[0032]
FIG. 10 shows a flowchart of the command current correction process in the second embodiment. This command current correction process is called as a subroutine shown in step 435 of FIG.
[0033]
In the present command current correction process, first, a process corresponding to the control block 901 in FIG. 9 is executed. That is, first the first step 101, determines the motor temperature T, to step 103 in the case of T ≧ T _0, otherwise the process goes to step 107. Next, in step 103, similarly to the first embodiment, the value of the d-axis correction current id is determined according to (6).
In step 107, the value of the q-axis correction current iq is determined according to the following equation (12).
(Equation 12)
iq = g (T)> 0 (12)
Here, g is a predetermined function for obtaining the q-axis correction current iq from the temperature T.
[0034]
After execution of the processing corresponding to the control block 901 described above, in step 105 corresponding to the control block 902 of FIG. 9, the corrected command current Id according to the d-axis temperature T is determined according to (7).
This makes it possible to supplement the magnetic force (magnetic flux) of the permanent magnet or the iron core, which weakens as the temperature rises at a high temperature, as in the first embodiment.
[0035]
In step 109 corresponding to the control block 903 of FIG. 9, the corrected command current Iq corresponding to the q-axis temperature T is determined according to the following equation (13).
(Equation 13)
Iq = iq ^* −iq (13)
According to (12) and (13), when the temperature is low, that is, T <T ₀ , it is not necessary to further consume power for correction, and the current amplitude _Im is suppressed to be smaller than the method of FIG. 8 of the first embodiment. You can see that it can be done. That is, according to the second embodiment, the effect of reducing power consumption at low temperatures can be obtained.
[0036]
In the above embodiment, a brushless DC motor is used as the motor M. However, the present invention can be applied to a motor control device for an AC synchronous motor.
[0037]
In the above embodiment, the motor M is driven by three-phase currents. However, the present invention can be applied to a motor control device for an N-phase motor (N ≧ 2).
[0038]
Further, the present invention is not limited to the power steering system, and can be applied to a motor control device used for a cutting machine, a grinder, an EHPS, a manipulator, and the like.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a hardware configuration diagram of a power steering system 80 according to first and second embodiments of the present invention.
FIG. 2 is a control block diagram of the motor control device 100 according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a general flowchart of a vector control process according to the first and second embodiments of the present invention.
FIG. 4 is a flowchart of a d-axis current correction process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a graph of a d-axis correction current with respect to a motor temperature in the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a vector diagram of a command current according to the first embodiment of the present invention (at normal temperature of the motor).
FIG. 7 is a vector diagram of a command current in the first embodiment of the present invention (when the motor is at a high temperature).
FIG. 8 is a vector diagram of a command current in the first embodiment of the present invention (when the motor is at a low temperature).
FIG. 9 is a control block diagram of a motor control device 100 according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a flowchart of a command current correction process in a second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a control block diagram of a conventional motor control device.
FIG. 12 is a flowchart of a q-axis current correction process of a conventional motor control device.
FIG. 13 is a graph of a q-axis correction current with respect to a motor temperature of a conventional motor control device.
FIG. 14 is a vector diagram of a command current of the conventional motor control device (when the motor temperature is high).
[Explanation of symbols]
M: Brushless DC motor E: Rotation sensor (encoder)
Reference numeral 15: Torque detector 16: Temperature sensor 100: Motor control device 113: Drive circuit T: Temperature of the motor M n: Number of minute rotations θ of the rotor of the motor M: Rotation angle τ of the rotor of the motor M: Steering torque φ: Steering Angle u: vehicle speed id ^* : d-axis command current before correction iq ^* : q-axis command current id before correction: d-axis correction current iq: q-axis correction current Id: d-axis command after correction Current Iq: Corrected q-axis command current idf: d-axis measured current (feedback current)
iqf: Measured current of q axis (feedback current)
ΔId: d-axis current deviation ΔIq: q-axis current deviation Δiq: q-axis correction current f in the prior art: function for obtaining d-axis correction current id from temperature T g: function for obtaining q-axis correction current iq from temperature T

Claims

In a motor control device that controls a motor by vector control that can be described in a two-phase rotating magnetic flux coordinate system having a direction of a field current in a d-axis direction and a direction orthogonal to the d-axis in a q-axis direction,
Temperature detection means for measuring or predicting the temperature of the motor,
When the temperature detected by the temperature detecting means exceeds a certain value, d-axis current correcting means for correcting a d-axis current, which is a d-axis component of the armature current, to a positive direction in the d-axis direction ; A motor control device comprising:

When prior Symbol temperature drops below a certain value, the motor control device according to claim 1, characterized in that correcting the d-axis current in the negative direction of the d-axis direction.

When prior Symbol temperature drops below a certain value, the motor control device according to claim 1, characterized in that for correcting the q-axis current in the negative direction of the q-axis direction.