JP2007099066A - Electric power steering device - Google Patents

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
    • H02P2209/01—Motors with neutral point connected to the power supply

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To rotate a magnetic filed vector generating in the inside the motor by controlling the magnitude and the direction of a drive current in remaining two phases, when the abnormality occurs in one phase of a star-connected three-phase brushless motor. <P>SOLUTION: The electric power steering device is equipped with a three-phase brushless motor 12 where respective phase coils Lu to Lw generating a steering auxiliary force for a steering system are star-connected, and a motor control device 20 drive-controls the three-phase brushless motor 12 according to a steering torque transmitted to the steering system. The other ends of the respective phase coils are connected to a motor drive circuit 24 of the motor control device 20, and the neutral point of the star-connection is connected to the neutral point drive circuit 25, and a switching means 27 which is off-controlled in case of a phase abnormality is interposed in series with the respective phase coil. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、操舵系に対して操舵補助力を発生させる各相コイルがスター結線された３相ブラシレスモータと、該３相ブラシレスモータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに応じて駆動制御するモータ制御装置とを備えた電動パワーステアリング装置に関する。   The present invention provides a three-phase brushless motor in which each phase coil for generating a steering assist force for the steering system is star-connected, and the three-phase brushless motor is driven and controlled in accordance with a steering torque transmitted to the steering system. The present invention relates to an electric power steering device including a motor control device.

この種の電動パワーステアリング装置では、モータ駆動回路に異常が発生した場合は、リレー等のスイッチング手段を介して駆動回路とモータとの間を遮断するフェイルセーフ機能により対処するようにしている。この場合は、確かにリレー等のスイッチング手段の遮断機能により、ブラシレスモータのブレーキ状態は回復できるので、電動パワーステアリング装置を有しない通常のマニュアルステアリングとなる構成であるから、運転者による操舵は可能であり、車両の走行が不能となることは回避することができる。
しかしながら、マニュアルステアリングに移行すると、ステアリング操作に必要な操舵力が大幅に増加するため、運転者は著しい違和感を生じて、慣れるまでの間はぎこちない操舵状態となるという可能性があるという問題点がある。 In this type of electric power steering apparatus, when an abnormality occurs in the motor drive circuit, a fail-safe function that cuts off the drive circuit and the motor via switching means such as a relay is used. In this case, the brake state of the brushless motor can be recovered by the interruption function of switching means such as a relay, so that it is a normal manual steering without an electric power steering device, so that the driver can steer. Thus, it is possible to avoid the vehicle from being disabled.
However, when shifting to manual steering, the steering force required for steering operation increases significantly, so the driver may experience a feeling of strangeness and may become awkward steering until it gets used. is there.

この問題点を解決するために、例えば２つの電界効果トランジスタを直列に接続した直列回路を５相ブラシレスモータの相数に対応する組数分並列に接続してＦＥＴ回路を構成し、各直列回路における電界効果トランジスタの接続点を不導通検出回路を介してスター結線された各相コイルの他端に接続し、不導通検出回路で各相のうちの一つの相が不導通状態である異常を検出したときに、ブラシレスモータに流れる駆動電流を、正常時に比べて小さくすることにより、ブラシレスモータの一つの相が不導通となった場合でも、ブラシレスモータの駆動を継続してステアリングが重くなることを抑制するようにした電動式パワーステアリング装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平１０−１８１６１７号公報（第１頁、図２） In order to solve this problem, for example, a series circuit in which two field effect transistors are connected in series is connected in parallel for the number of sets corresponding to the number of phases of a five-phase brushless motor, and an FET circuit is configured. Is connected to the other end of each star coil that is star-connected through a non-conducting detection circuit, and the non-conducting detection circuit detects an abnormality in which one of the phases is non-conducting. When detected, the drive current that flows to the brushless motor is reduced compared to the normal state, so that even if one phase of the brushless motor becomes non-conductive, the drive of the brushless motor continues and the steering becomes heavy. There is known an electric power steering device that suppresses the above-described problem (see, for example, Patent Document 1).
JP-A-10-181617 (first page, FIG. 2)

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、５相ブラシレスモータでは駆動電流を小さくしてもブラシレスモータの回転駆動が可能であるが、３相ブラシレスモータでは、１相が不導通異常となったときに、残りの２相のみの通電で駆動してもモータ内部で発生する磁界ベクトルを回転させることができないため、モータを回転させることができず、また操舵力などの外力によりモータが回転させられたとしてもモータが発生するトルク脈動が大きく、運転者は著しい違和感を生じるという未解決の課題がある。   However, in the conventional example described in Patent Document 1, the 5-phase brushless motor can rotate the brushless motor even if the drive current is reduced. However, in the 3-phase brushless motor, one phase is not conductive. Even if it is driven by energizing only the remaining two phases when it becomes abnormal, the magnetic field vector generated inside the motor cannot be rotated, so the motor cannot be rotated, and due to external forces such as steering force Even if the motor is rotated, the torque pulsation generated by the motor is large, and there is an unsolved problem that the driver feels a sense of incongruity.

そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、スター結線された３相ブラシレスモータで１相に異常が発生したときに、残りの２相における駆動電流の大きさと方向を制御してモータ内部で発生する磁界ベクトルを回転させることができる電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。   Therefore, the present invention has been made paying attention to the unsolved problems of the above conventional example, and when an abnormality occurs in one phase in a star-connected three-phase brushless motor, the drive current in the remaining two phases It is an object of the present invention to provide an electric power steering device capable of rotating a magnetic field vector generated inside a motor by controlling the magnitude and direction of the motor.

上記目的を達成するために、請求項１に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生させる各相コイルがスター結線された３相ブラシレスモータと、該３相ブラシレスモータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに応じて駆動制御するモータ制御装置とを備えた電動パワーステアリング装置において、前記各相コイルの他端が前記モータ制御装置のモータ駆動回路に接続されると共に、前記スター結線の中性点が中性点駆動回路に接続され、前記各相コイルと直列に相異常時にオフ制御されるスイッチング手段が介挿されていることを特徴としている。   In order to achieve the above object, an electric power steering apparatus according to claim 1 includes a three-phase brushless motor in which each phase coil for generating a steering assist force for a steering system is star-connected, and the three-phase brushless motor. In the electric power steering apparatus including a motor control device that performs drive control according to a steering torque transmitted to the steering system, the other end of each phase coil is connected to a motor drive circuit of the motor control device, A neutral point of the star connection is connected to a neutral point driving circuit, and switching means that is controlled to be turned off when a phase abnormality occurs is inserted in series with each phase coil.

また、請求項２に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生させる各相コイルがスター結線された３相ブラシレスモータと、該３相ブラシレスモータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに応じて駆動制御するモータ制御装置とを備えた電動パワーステアリング装置において、前記各相コイルの他端が前記モータ制御装置のモータ駆動回路に接続されると共に、前記スター結線の中性点が中性点用電源に接続され、前記各相コイルと直列に相異常時にオフ制御されるスイッチング手段が介挿されていることを特徴としている。   According to a second aspect of the present invention, there is provided an electric power steering apparatus including a three-phase brushless motor in which each phase coil for generating a steering assist force for a steering system is star-connected, and the three-phase brushless motor transmitted to the steering system. An electric power steering apparatus including a motor control device that performs drive control according to a steering torque to be connected, and the other end of each phase coil is connected to a motor drive circuit of the motor control device, and the star connection is neutral. The point is connected to a power source for a neutral point, and switching means that is controlled to be turned off at the time of phase abnormality is inserted in series with each phase coil.

さらに、請求項３に係る電動パワーステアリング装置は、請求項２に係る発明において、前記中性点用電源は、前記モータ駆動回路に印加する電圧と接地電位との中間電圧に選定されていることを特徴としている。
さらにまた、請求項４に係る電動パワーステアリング装置は、請求項２に係る発明において、前記中性点用電源は、前記モータ駆動回路に印加する電圧を分圧抵抗で分圧する分圧回路で構成されていることを特徴としている。 Furthermore, in the electric power steering device according to claim 3, in the invention according to claim 2, the neutral point power source is selected to be an intermediate voltage between a voltage applied to the motor drive circuit and a ground potential. It is characterized by.
Furthermore, according to a fourth aspect of the present invention, there is provided the electric power steering apparatus according to the second aspect, wherein the neutral point power source is constituted by a voltage dividing circuit that divides a voltage applied to the motor driving circuit by a voltage dividing resistor. It is characterized by being.

なおさらに、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１乃至４の何れか１つの発明において、前記スイッチング手段は、各相コイルと前記モータ駆動回路との間に介挿されていることを特徴としている。
また、請求項６に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項１乃至４の何れか１つの発明において、前記スイッチング手段は、各相コイルと中性点との間に介挿されていることを特徴としている。 Still further, according to a fifth aspect of the present invention, in the electric power steering apparatus according to any one of the first to fourth aspects, the switching means is interposed between each phase coil and the motor drive circuit. It is characterized by.
According to a sixth aspect of the present invention, there is provided the electric power steering device according to any one of the first to fourth aspects, wherein the switching means is interposed between each phase coil and a neutral point. It is a feature.

さらに、請求項７に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１乃至６の何れか１つの発明において、前記モータ駆動回路は、２つのスイッチング素子を直列に接続した直列回路が各相毎に３組並列に接続された構成を有し、該モータ駆動回路を構成するスイッチング素子のうち１つが異常となったことを検出する異常検出手段と、該異常検出手段で１つのスイッチング素子の異常を検出したときに、当該スイッチング素子が接続された相コイルのスイッチング手段をオフ制御すると共に、正常な残り２相のコイルを磁界ベクトルが回転するように電流制御する異常時制御回路とを備えていることを特徴としている。   Furthermore, according to a seventh aspect of the present invention, there is provided an electric power steering apparatus according to any one of the first to sixth aspects, wherein the motor driving circuit includes three sets of series circuits each having two switching elements connected in series for each phase. An abnormality detecting means having a configuration connected in parallel and detecting that one of the switching elements constituting the motor drive circuit is abnormal, and an abnormality of one switching element is detected by the abnormality detecting means A switching circuit for the phase coil to which the switching element is connected is controlled to be off, and an abnormal-time control circuit that controls the current of the remaining two-phase coils so that the magnetic field vector rotates is provided. It is a feature.

さらにまた、請求項８に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１乃至６の何れか１つの発明において、前記モータ制御装置は、３相コイルの誘起電圧波形より求めたブラシレスモータの誘起電圧波形をロータの回転座標系に変換したｅｄ（θ）及びｅｑ（θ）の関係を表す正常時制御マップと、２相のコイルの誘起電圧より求めた前記ブラシレスモータの誘起電圧波形をロータの回転座標系に変換したｅｄ（θ）及びｅｑ（θ）の関係を表す異常時用制御マップを備え、正常時に前記正常時制御マップを選択し、異常時に異常時用制御マップを選択するように構成されていることを特徴としている。   Furthermore, according to an eighth aspect of the present invention, there is provided the electric power steering device according to any one of the first to sixth aspects, wherein the motor control device generates an induced voltage waveform of the brushless motor obtained from an induced voltage waveform of the three-phase coil. A normal-time control map representing the relationship between ed (θ) and eq (θ) converted into the rotor's rotational coordinate system, and the brushless motor's induced voltage waveform obtained from the induced voltage of the two-phase coil, the rotor's rotational coordinate system A control map for an abnormal time that expresses the relationship between ed (θ) and eq (θ) converted into, and is configured to select the normal control map when normal and to select an abnormal control map when abnormal It is characterized by being.

本発明によれば、３相ブラシレスモータのスター結線されたコイルの中性点を所定の電源又は駆動回路に接続することにより、３相ブラシレスモータの１相に異常が発生した場合でも中性点を異常となった相の代わりに使用してモータ内部で発生する磁界ベクトルを回転させて３相ブラシレスモータの駆動を運転者が違和感を生じることなく継続させることができるという効果が得られる。   According to the present invention, by connecting the neutral point of the star-connected coil of the three-phase brushless motor to a predetermined power supply or drive circuit, the neutral point can be obtained even when an abnormality occurs in one phase of the three-phase brushless motor. Can be used in place of the abnormal phase to rotate the magnetic field vector generated in the motor and continue driving the three-phase brushless motor without causing a sense of incongruity.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is an overall configuration diagram showing an embodiment in which the present invention is applied to an electric power steering apparatus. In the figure, reference numeral 1 denotes a steering wheel, which is applied to the steering wheel 1 from a driver. A steering force is transmitted to a steering shaft 2 having an input shaft 2a and an output shaft 2b. The steering shaft 2 has one end of the input shaft 2a connected to the steering wheel 1 and the other end connected to one end of the output shaft 2b via a steering torque sensor 3 as steering torque detecting means.

そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。   The steering force transmitted to the output shaft 2 b is transmitted to the lower shaft 5 via the universal joint 4 and further transmitted to the pinion shaft 7 via the universal joint 6. The steering force transmitted to the pinion shaft 7 is transmitted to the tie rod 9 via the steering gear 8 and steers steered wheels (not shown). Here, the steering gear 8 is configured in a rack and pinion type having a pinion 8a connected to the pinion shaft 7 and a rack 8b meshing with the pinion 8a, and the rotational motion transmitted to the pinion 8a is linearly moved by the rack 8b. It has been converted to movement.

ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結された操舵補助力を発生する３相ブラシレスモータ１２とを備えている。
操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変化や磁気変化に変換して検出するように構成されている。 A steering assist mechanism 10 for transmitting a steering assist force to the output shaft 2b is connected to the output shaft 2b of the steering shaft 2. The steering assist mechanism 10 includes a reduction gear 11 connected to the output shaft 2 b and a three-phase brushless motor 12 that generates a steering assist force connected to the reduction gear 11.
The steering torque sensor 3 detects the steering torque applied to the steering wheel 1 and transmitted to the input shaft 2a. For example, the steering torque sensor 3 is a torsion bar (not shown) in which the steering torque is interposed between the input shaft 2a and the output shaft 2b. The torsional angular displacement is converted into a torsional angular displacement, and the torsional angular displacement is converted into a resistance change or a magnetic change to be detected.

また、３相ブラシレスモータ１２は、図２に示すように、Ｕ相コイルＬｕ、Ｖ相コイルＬｖ及びＷ相コイルＬｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの他端が操舵補助制御装置２０に接続されて個別にモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給されると共に、各コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗが接続された中性点Ｐｎも操舵補助制御装置２０に接続されている。また、３相ブラシレスモータ１２は、ロータの回転位置を検出するホール素子、レゾルバ等で構成されるロータ位置検出回路１３を備えている。   Further, as shown in FIG. 2, the three-phase brushless motor 12 has a U-phase coil Lu, a V-phase coil Lv, and a W-phase coil Lw connected at one end to form a star connection, and the coils Lu, Lv, and Lw The other end is connected to the steering assist control device 20 and the motor drive currents Iu, Iv and Iw are individually supplied, and the neutral point Pn to which the coils Lu, Lv and Lw are connected is also supplied to the steering assist control device 20. It is connected. The three-phase brushless motor 12 includes a rotor position detection circuit 13 configured by a hall element, a resolver, and the like that detect the rotational position of the rotor.

操舵補助制御装置２０は、操舵トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出された車速Ｖｓが入力されると共に、ロータ位置検出回路１３で検出されたロータ回転角θが入力され、さらに３相ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されるモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを検出するモータ電流検出回路２２から出力されるモータ駆動電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄが入力されている。   The steering assist control device 20 receives the steering torque T detected by the steering torque sensor 3 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 21 and the rotor rotation angle θ detected by the rotor position detection circuit 13. Further, motor drive current detection values Iud, Ivd and Iwd output from the motor current detection circuit 22 for detecting the motor drive currents Iu, Iv and Iw supplied to the phase coils Lu, Lv and Lw of the three-phase brushless motor 12. Is entered.

この操舵補助制御装置２０は、操舵トルクＴ及び車速Ｖとモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとロータ回転角θとに基づいて操舵補助電流目標値を演算して、モータ電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを出力する制御演算装置２３と、３相ブラシレスモータ１２を駆動する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるモータ駆動回路２４と、中性点を駆動する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成される中性点駆動回路２５と、制御演算装置２３から出力される相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてモータ駆動回路２４及び中性点駆動回路２５の電界効果トランジスタのゲート電流を制御するＦＥＴゲート駆動回路２６と、モータ駆動回路２４及び３相ブラシレスモータ１２との間に接続されたスイッチング手段としての遮断用リレー回路２７と、３相ブラシレスモータ１２に供給されるモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗの異常を検出する異常検出回路２８とを備えている。   The steering assist control device 20 calculates a steering assist current target value based on the steering torque T, the vehicle speed V, the motor current detection values Iud, Ivd and Iwd, and the rotor rotation angle θ, and generates motor voltage command values Vu, Vv. And a control arithmetic unit 23 that outputs Vw, a motor drive circuit 24 configured by a field effect transistor (FET) that drives the three-phase brushless motor 12, and a field effect transistor (FET) that drives a neutral point. The gate currents of the field effect transistors of the motor drive circuit 24 and the neutral point drive circuit 25 are controlled based on the neutral point drive circuit 25 and the phase voltage command values Vu, Vv and Vw output from the control arithmetic unit 23. Blocking as switching means connected between the FET gate drive circuit 26 and the motor drive circuit 24 and the three-phase brushless motor 12 A relay circuit 27, the motor driving currents Iu supplied to the 3-phase brushless motor 12, and a failure detection circuit 28 for detecting an abnormality of Iv and Iw.

制御演算装置２３は、図３に示すように、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに対応した各相電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*及びＩｗ*に変換して出力するベクトル制御相指令値算出回路３０と、このベクトル制御装置指令値算出回路３０から出力される各相電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*及びＩｗ*とモータ電流検出回路４１で検出したモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとで電流フィードバック処理を行う電流制御回路４０を備えている。 As shown in FIG. 3, the control arithmetic unit 23 determines the current command values of the vector control d and q components using the excellent characteristics of vector control, and then sends the current command values to the respective excitation coils Lu to Lw. A vector control phase command value calculation circuit 30 that converts and outputs the corresponding phase current command values Iu * , Iv *, and Iw * , and each phase current command value Iu that is output from the vector control device command value calculation circuit 30 A current control circuit 40 that performs current feedback processing using * , Iv *, and Iw * and motor current detection values Iud, Ivd, and Iwd detected by the motor current detection circuit 41 is provided.

ベクトル相指令値算出回路３０は、図３に示すように、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴと車速センサ２１で検出した車速Ｖｓとが入力され、これらに基づいて操舵補助電流指令値ＩM *を算出する操舵補助電流指令値演算部３１と、ロータ回転角検出回路１３で検出したロータ回転角θを電気角θｅに変換する電気角変換部３２と、この電気角変換部３２から出力される電気角θｅを微分して電気角速度ωｅを算出する微分回路３３と、操舵補助電流指令値ＩM *と電気角速度ωｅとに基づいてｄ軸指令電流Ｉｄ*を算出するｄ軸指令電流算出部３４と、電気角θｅに基づいてｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）を算出するｄ−ｑ軸電圧算出部３５と、このｄ−ｑ軸電圧算出部３５から出力されるｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）とｄ軸指令電流算出部３４から出力されるｄ軸指令電流Ｉｄ*と操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値ＩM *とに基づいてｑ軸指令電流Ｉｑ*を算出するｑ軸指令電流算出部３６と、ｄ軸指令電流算出部３４から出力されるｄ軸指令電流Ｉｄ*とｑ軸指令電流算出部３６から出力されるｑ軸指令電流Ｉｑ*とを３相電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*及びＩｗ*に変換する２相／３相変換部３７とを備えている。 As shown in FIG. 3, the vector phase command value calculation circuit 30 receives the steering torque T detected by the steering torque sensor 3 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 21, and based on these inputs, the steering assist current command value I A steering assist current command value calculation unit 31 that calculates M * , an electrical angle conversion unit 32 that converts the rotor rotation angle θ detected by the rotor rotation angle detection circuit 13 into an electrical angle θe, and an output from the electrical angle conversion unit 32 A differential circuit 33 for differentiating the electric angle θe to be calculated to calculate an electric angular velocity ωe, and a d-axis command current calculation for calculating a d-axis command current Id * based on the steering auxiliary current command value I M * and the electric angular velocity ωe. Unit 34, d-q axis voltage calculation unit 35 for calculating d-axis voltage ed (θ) and q-axis voltage eq (θ) based on electrical angle θe, and output from dq-axis voltage calculation unit 35. D-axis voltage ed (θ) and q-axis voltage The q-axis command is based on eq (θ), the d-axis command current Id * output from the d-axis command current calculator 34, and the steering assist current command value I M * output from the steering assist current command value calculator 31. Q-axis command current calculation unit 36 for calculating current Iq * , d-axis command current Id * output from d-axis command current calculation unit 34, and q-axis command current Iq * output from q-axis command current calculation unit 36 Are converted into three-phase current command values Iu * , Iv *, and Iw * .

上述した操舵補助電流指令値演算部３１は、操舵トルクＴ及び車速Ｖｓをもとに図４に示す操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値ＩM *を算出する。ここで、操舵補助電流指令値算出マップは、図４に示すように、横軸に操舵トルクＴをとり、縦軸に操舵補助指令値ＩM *をとると共に、車速検出値Ｖをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成され、操舵トルクＴが“０”からその近傍の設定値Ｔ１までの間は操舵補助指令値ＩM *が“０”を維持し、操舵トルクＴが設定値Ｔ１を超えると最初は操舵補助指令値ＩM *が操舵トルクＴの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクＴが増加すると、その増加に対して操舵補助指令値ＩM *が急峻に増加するように設定され、この特性曲線が車速が増加するに従って傾きが小さくなるように設定されている。 The steering assist current command value calculation unit 31 described above calculates the steering assist current command value I M * with reference to the steering assist current command value calculation map shown in FIG. 4 based on the steering torque T and the vehicle speed Vs. Here, as shown in FIG. 4, the steering assist current command value calculation map takes the steering torque T on the horizontal axis, the steering assist command value I M * on the vertical axis, and the vehicle speed detection value V as a parameter. It is composed of a characteristic diagram represented by a parabolic curve, and the steering assist command value I M * is maintained at “0” while the steering torque T is between “0” and a set value T1 in the vicinity thereof, and the steering torque When T exceeds the set value T1, initially, the steering assist command value I M * increases relatively slowly with respect to the increase in the steering torque T. However, when the steering torque T further increases, the steering assist command with respect to the increase. The value I M * is set so as to increase steeply, and this characteristic curve is set so that the inclination becomes smaller as the vehicle speed increases.

また、ｄ軸指令電流算出部３４は、図５に示すように、操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値ＩM *を３相ブラシレスモータ１２へのベース角速度ωｂに換算する換算部５１と、操舵補助電流指令値ＩM *の絶対値｜ＩM *｜を算出する絶対値部５２と、モータの電気角速度ωｅとモータの磁極数Ｐとからモータの機械角速度ωｍ（＝ωｅ／Ｐ）を算出する機械角算出部５３と、ベース角速度ωｂと機械角速度ωｍとに基づいて進角Φ＝ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）を算出するａｃｏｓ算出部５４と、進角φに基づいてｓｉｎΦを求めるｓｉｎ算出部５５と、絶対値部５２からの絶対値｜ＩM *｜とｓｉｎ算出部５５から出力されるｓｉｎφとを乗算して−１倍することによりｄ軸電流指令値Ｉｄ*（＝−｜ＩM *｜ｓｉｎφ）を求める乗算器５６とを備えている。 Further, as shown in FIG. 5, the d-axis command current calculation unit 34 converts the steering assist current command value I M * output from the steering assist current command value calculation unit 31 into the base angular velocity ωb to the three-phase brushless motor 12. The conversion unit 51 for conversion, the absolute value unit 52 for calculating the absolute value | I M * | of the steering auxiliary current command value I M * , the motor electrical angular velocity ωe and the motor magnetic pole number P, and the motor mechanical angular velocity ωm. (= Ωe / P), a mechanical angle calculation unit 53 for calculating (= ωe / P), an acos calculation unit 54 for calculating an advance angle Φ = acos (ωb / ωm) based on the base angular velocity ωb and the mechanical angular velocity ωm, and an advance angle φ Based on the sin calculation unit 55 for obtaining sinΦ, the absolute value | I M * | from the absolute value unit 52 is multiplied by sinφ output from the sin calculation unit 55 and multiplied by −1 to obtain a d-axis current command value. Find Id * (=-| I M * | sinφ) And a multiplier 56.

このように、ｄ軸指令電流算出部３４を構成することにより、ｄ軸指令電流Ｉｄ*は、
Ｉｄ*＝−｜ＩM *｜・ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ） …………（１）
となり、この（１）式のａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）の項に関し、モータの回転速度が高速でない場合、つまり３相ブラシレスモータ１２の機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより低速次の場合は、ωｍ＜ωｂとなるのでａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）＝０となり、よってＩｄ*＝０となる。しかし、高速回転時、つまり機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になると、電流指令値Ｉｄ*の値が現れて、弱め開示制御を始める。上記（１）式に表されるように、電流指令値Ｉｄ*は３相ブラシレスモータ１２の回転速度によって変化するため、高速度回転時の制御をつなぎ目なく円滑に行うことが可能であるという優れた効果がある。 Thus, by configuring the d-axis command current calculation unit 34, the d-axis command current Id *
Id * = − | I M * | · sin (acos (ωb / ωm) (1)
With respect to the term of acos (ωb / ωm) in the equation (1), when the rotational speed of the motor is not high, that is, when the mechanical angular speed ωm of the three-phase brushless motor 12 is lower than the base angular speed ωb, ωm < Since ωb, acos (ωb / ωm) = 0, and therefore Id * = 0. However, at the time of high speed rotation, that is, when the mechanical angular velocity ωm becomes higher than the base angular velocity ωb, the value of the current command value Id * appears and the weakening disclosure control is started. As expressed in the above equation (1), the current command value Id * varies depending on the rotation speed of the three-phase brushless motor 12, and therefore, it is possible to smoothly perform control during high-speed rotation without a joint. There is an effect.

また、別の効果としてモータ端子電圧の飽和の問題に関しても効果がある。モータの相電圧Ｖは、一般的に、
Ｖ＝Ｅ＋Ｒ・Ｉ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ） …………（２）
で表される。ここで、Ｅは逆起電圧、Ｒは固定抵抗、Ｌはインダクタンスであり、逆起電圧Ｅはモータが高速回転になるほど大きくなり、バッテリー電圧などの電源電圧は固定であるから、モータの制御に利用できる電圧範囲が狭くなる。この電圧飽和に達する角速度がベース角速度ωｂで、電圧飽和が生じるとＰＷＭ制御のデューティ比が１００％に達し、それ以上は電流指令値に追従できなくなり、その結果トルクリップルが大きくなる。 Another effect is that the motor terminal voltage is saturated. The phase voltage V of the motor is generally
V = E + R · I + L (di / dt) (2)
It is represented by Here, E is a counter electromotive voltage, R is a fixed resistor, L is an inductance, and the counter electromotive voltage E increases as the motor rotates at a high speed, and the power source voltage such as the battery voltage is fixed. The available voltage range is narrowed. The angular velocity at which this voltage saturation is reached is the base angular velocity ωb, and when voltage saturation occurs, the duty ratio of PWM control reaches 100%, and beyond this, it becomes impossible to follow the current command value, resulting in an increase in torque ripple.

しかし、上記（３）式で表される電流指令値Ｉｄ*は極性が負であり、上記（２）式のＬ（ｄｉ／ｄｔ）に関する電流指令値Ｉｄ*の誘起電圧成分は、逆起電圧Ｅと極性が反対となる。よって、高速回転になるほど値が大きくなる逆起電圧Ｅを、電流指令値Ｉｄ*によって誘起される電圧で減じる効果を示す。その結果、３相ブラシレスモータ１２が高速回転になっても、電流指令値Ｉｄ*の効果によってモータを制御できる電圧範囲が広くなる。つまり、電流指令値Ｉｄ*の制御による弱め界磁制御によってモータの制御電圧は飽和せず、制御できる範囲が広くなり、モータの高速回転時にもトルクリップルが大きくなることを防止できる効果がある。 However, the current command value Id * expressed by the above equation (3) has a negative polarity, and the induced voltage component of the current command value Id * related to L (di / dt) in the above equation (2) is the counter electromotive voltage. E and polarity are opposite. Therefore, an effect of reducing the counter electromotive voltage E, the value of which increases as the rotation speed increases, by the voltage induced by the current command value Id * is shown. As a result, even if the three-phase brushless motor 12 rotates at a high speed, the voltage range in which the motor can be controlled by the effect of the current command value Id * is widened. That is, the field-weakening control by controlling the current command value Id * does not saturate the motor control voltage, so that the controllable range is widened, and it is possible to prevent an increase in torque ripple even during high-speed rotation of the motor.

さらに、ｄ−ｑ軸電圧算出部３５は、例えば図６に示すｄ−ｑ軸電圧算出処理を実行してｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）を算出する。
このｄ−ｑ軸電圧算出処理は、先ず、ステップＳ１で、後述する異常検出回路２８から出力される相異常検出信号ＳAを読込み、次いでステップＳ２に移行して、相異常検出信号ＳAが正常を表す“０”であるか否かを判定し、ＳA＝“０”であるときにはモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが正常であるものと判断してステップＳ３に移行する。 Furthermore, the dq-axis voltage calculation unit 35 calculates the d-axis voltage ed (θ) and the q-axis voltage eq (θ) by executing, for example, a dq-axis voltage calculation process illustrated in FIG.
In the dq-axis voltage calculation process, first, in step S1, a phase abnormality detection signal S A output from an abnormality detection circuit 28 described later is read, and then the process proceeds to step S2, where the phase abnormality detection signal S A is obtained. It is determined whether or not “0” representing normality. When S A = “0”, it is determined that the motor currents Iu, Iv, and Iw are normal, and the process proceeds to step S3.

このステップＳ３では、図７に示す正常用ｄ−ｑ軸電圧算出マップを選択し、次いでステップＳ４に移行して、電気角θｅを読込み、次いでステップＳ５に移行して、電気角θｅをもとに図７に示す正常用ｄ−ｑ軸電圧算出マップを参照してｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）を算出し、次いでステップＳ６に移行して、算出したｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）をｑ軸指令電流算出部３６に出力してから前記ステップＳ１に戻る。ここで、正常用ｄ−ｑ軸電圧算出マップは、図７に示すように、横軸に電気角ωｅをとり、縦軸に各相コイルが発生する誘起電圧波形を回転座標に変換したｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）をとって構成され、３相ブラシレスモータ１２が図８に示すように正常時の誘起電圧波形Ｕ相ＥＭＦ、Ｖ相ＥＭＦ及びＷ相ＥＭＦが夫々１２０度位相の異なる正弦波となる正弦波誘起電圧モータである場合には、図７に示すように、電気角θには関係なくｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）が共に一定値となる。   In this step S3, the normal dq-axis voltage calculation map shown in FIG. 7 is selected, then the process proceeds to step S4, the electrical angle θe is read, and then the process proceeds to step S5, where the electrical angle θe is determined. 7, the d-axis voltage ed (θ) and the q-axis voltage eq (θ) are calculated with reference to the normal dq-axis voltage calculation map shown in FIG. 7, and then the process proceeds to step S6 to calculate the calculated d-axis voltage. After outputting ed (θ) and the q-axis voltage eq (θ) to the q-axis command current calculator 36, the process returns to Step S1. Here, in the normal dq-axis voltage calculation map, as shown in FIG. 7, the horizontal axis represents the electrical angle ωe, and the vertical axis represents the d-axis obtained by converting the induced voltage waveform generated by each phase coil into rotational coordinates. The three-phase brushless motor 12 is configured with the voltage ed (θ) and the q-axis voltage eq (θ), and the induced voltage waveforms U-phase EMF, V-phase EMF, and W-phase EMF in the normal state are respectively shown in FIG. In the case of a sine wave induced voltage motor having a sine wave with a phase difference of 120 degrees, as shown in FIG. 7, both ed (θ) and q-axis voltage eq (θ) are constant values regardless of the electrical angle θ. It becomes.

一方、前述したステップＳ２の判定結果が、相異常検出信号ＳAがＵ相が異常であることを表す“１”、Ｖ相が異常であることを表す“２”及びＷ相が異常であることを表す“３”の何れかであるときにはステップＳ７に移行して、異常となった相に対応する異常用ｄ−ｑ軸電圧算出マップを選択し、次いでステップＳ８に移行して、前述したステップＳ４と同様に電気角θｅを読込み、次いでステップＳ９に移行して、読込んだ電気角θｅをもとに図９に示す異常用ｄ−ｑ軸電圧算出マップを参照してｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）を算出してから前記ステップＳ６に移行する。ここで、異常用ｄ−ｑ軸電圧算出マップは、図９に示すように、例えばＷ相が異常となって図１０に示すようにＷ相誘起電圧ＥＭＦが後述するように零である場合に、正常なＵ相及びＶ相のコイルが発生する誘起電圧波形を回転座標に変換したｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）が共に電気角１８０度で１周期の振動波形となるように設定されている。 On the other hand, the determination result in step S2 described above indicates that the phase abnormality detection signal S A is “1” indicating that the U phase is abnormal, “2” indicating that the V phase is abnormal, and the W phase is abnormal. If it is any one of “3” indicating that this is the case, the process proceeds to step S7 to select an abnormal dq-axis voltage calculation map corresponding to the abnormal phase, and then the process proceeds to step S8. The electrical angle θe is read in the same manner as in step S4, and then the process proceeds to step S9, where the d-axis voltage ed is referenced with reference to the abnormal dq-axis voltage calculation map shown in FIG. 9 based on the read electrical angle θe. After calculating (θ) and the q-axis voltage eq (θ), the process proceeds to step S6. Here, the abnormality dq-axis voltage calculation map is, for example, when the W phase is abnormal and the W phase induced voltage EMF is zero as will be described later, as shown in FIG. 10, as shown in FIG. The d-axis voltage ed (θ) and the q-axis voltage eq (θ) obtained by converting the induced voltage waveforms generated by the normal U-phase and V-phase coils into rotational coordinates are vibration waveforms of one cycle at an electrical angle of 180 degrees. It is set to be.

この図６のｄ−ｑ軸電圧算出処理において、ステップＳ７〜ステップＳ９の処理が異常時制御回路に対応している。
さらにまた、ｑ軸指令電流算出部３６は、電気角速度ωｅ、ｄ軸電圧ｅｄ（θ）、ｑ軸電圧ｅｑ（θ）、ｄ軸指令電流Ｉｄ*及び操舵補助電流指令値ＩM *をもとに下記（３）の演算を行ってｑ軸指令電流Ｉｑ*を算出する。
Ｉｑ*＝（Ｋｔ×ＩM *×ωｅ−ｅｄ（θ）×Ｉｄ*）÷ｅｑ（θ） …………（３）
ここで、Ｋｔはモータトルク定数である。 In the dq-axis voltage calculation process of FIG. 6, the processes in steps S7 to S9 correspond to the abnormality control circuit.
Furthermore, the q-axis command current calculation unit 36 is based on the electrical angular velocity ωe, the d-axis voltage ed (θ), the q-axis voltage eq (θ), the d-axis command current Id *, and the steering assist current command value I M * . The q-axis command current Iq * is calculated by performing the following calculation (3).
Iq * = (Kt × I M * × ωe−ed (θ) × Id * ) ÷ eq (θ) (3)
Here, Kt is a motor torque constant.

電流制御回路４０は、ベクトル制御相指令値算出部３０から供給される電流指令値Ｉｕ*，Ｉｖ*，Ｉｗ*から電流検出回路２２で検出した各相コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに流れるモータ相電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを減算して各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗを求める減算器４１ｕ、４１ｖ及び４１ｗと、求めた各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗに対して比例積分制御を行って指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出するＰＩ制御部４２とを備えている。
そして、ＰＩ制御部４２から出力される指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗがＦＥＴゲート駆動回路２６に供給される。 The current control circuit 40 is a motor phase current flowing in each phase coil Lu, Lv, Lw detected by the current detection circuit 22 from the current command values Iu * , Iv * , Iw * supplied from the vector control phase command value calculation unit 30. Subtractors 41u, 41v and 41w for subtracting detection values Iud, Ivd and Iwd to obtain respective phase current errors ΔIu, ΔIv and ΔIw, and proportional integral control is performed for the obtained respective phase current errors ΔIu, ΔIv and ΔIw. And a PI control unit 42 for calculating command voltages Vu, Vv, and Vw.
Then, command voltages Vu, Vv, Vw output from the PI control unit 42 are supplied to the FET gate drive circuit 26.

モータ駆動回路２４は、図２に示すように、各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに対応して直列に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂを並列に接続されたインバータ構成を有し、スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂの接続点、Ｑｖａ，Ｑｖｂの接続点及びＱｗａ，Ｑｗｂの接続点が夫々相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの中性点Ｐｎとは反対側に接続されている。   As shown in FIG. 2, the motor drive circuit 24 includes switching elements Qua, Qub, Qva, Qvb and Qwa, Qwb composed of N-channel MOSFETs connected in series corresponding to the phase coils Lu, Lv and Lw. Are connected in parallel, the connection point of the switching elements Qua, Qub, the connection point of Qva, Qvb, and the connection point of Qwa, Qwb are the neutral points Pn of the phase coils Lu, Lv, and Lw, respectively. Connected to the other side.

そして、モータ駆動回路２４を構成する各スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，ＱｗｂのゲートにＦＥＴゲート駆動回路２６から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号が供給されている。
さらに、中性点駆動回路２５は、電源端子と接地との間に直列に接続された電界効果トランジスタＱｐａ及びＱｐｂを有し、電界効果トランジスタＱｐａ及びＱｐｂの接続点に中性点Ｐｎが接続され、両電界効果トランジスタＱｐａ及びＱｐｂがＦＥＴゲート駆動回路２６によって駆動制御される。 A PWM (pulse width modulation) signal output from the FET gate drive circuit 26 is supplied to the gates of the switching elements Qua, Qub, Qva, Qvb and Qwa, Qwb that constitute the motor drive circuit 24.
Further, the neutral point driving circuit 25 has field effect transistors Qpa and Qpb connected in series between the power supply terminal and the ground, and the neutral point Pn is connected to the connection point of the field effect transistors Qpa and Qpb. Both field effect transistors Qpa and Qpb are driven and controlled by the FET gate driving circuit 26.

さらに、遮断用リレー回路２７は、３相ブラシレスモータ１２の相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの中性点Ｐｎとは反対側の端子と、モータ駆動回路２４の電界効果トランジスタＱｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂの接続点との間に個別に介挿されたリレー接点ＲＬＹ１、ＲＬＹ２及びＲＬ３と、中性点Ｐｎと中性点駆動回路２５の電界効果トランジスタＱｐａ及びＱｐｂとの間に介挿されたリレー接点ＲＬＹ４とで構成されている。そして、各リレー接点ＲＬＹ１〜ＲＬＹ３は、異常検出回路２８で総ての相で異常が検出されない正常状態では閉状態に制御され、何れか１つの相で異常が検出されたときに異常となった相のリレー接点ＲＹＬｉ（ｉ＝１〜３）が開状態に制御される。なお、リレー接点ＲＬＹ４については中性点駆動回路２５の電界効果トランジスタＱｐａ及びＱｐｂが正常であるときには閉状態に制御され、電界効果トランジスタＱｐａ及び又はＱｐｂが異常となったときに開状態に制御される。   Further, the interruption relay circuit 27 includes terminals on the opposite side to the neutral point Pn of the phase coils Lu, Lv, and Lw of the three-phase brushless motor 12, and field effect transistors Qua, Qub, Qva, Qvb of the motor drive circuit 24. And relay contacts RLY1, RLY2, and RL3 individually inserted between the connection points of Qwa and Qwb, and between the neutral point Pn and the field effect transistors Qpa and Qpb of the neutral point driving circuit 25. Relay contact RLY4. The relay contacts RLY1 to RLY3 are controlled to be closed in a normal state where no abnormality is detected in all phases by the abnormality detection circuit 28, and become abnormal when an abnormality is detected in any one phase. Phase relay contact RYLi (i = 1 to 3) is controlled to be in an open state. The relay contact RLY4 is controlled to be closed when the field effect transistors Qpa and Qpb of the neutral point driving circuit 25 are normal, and is controlled to be opened when the field effect transistors Qpa and / or Qpb become abnormal. The

さらにまた、異常検出回路２８は、モータ駆動回路２４に供給するパルス幅変調信号と各相のモータ電圧とを比較することによってＵ相、Ｖ相、及びＷ相の異常を検出することができる。さらに、異常検出回路２８は中性点駆動回路２５の電界効果トランジスタＱｐａ及びＱｐｂに供給するパルス幅変調信号と中性点電圧とを比較することにより、中性点駆動回路２５の異常を検出する。そして、異常検出回路２８では、中性点駆動回路２５が正常であり、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の全てが正常である場合には、遮断用リレー回路２７のリレー接点ＲＬＹ１〜ＲＬ３を閉状態に制御し、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の何れか１つの異常を検出した場合には、該当する相のリレー接点ＲＬＹｉを開状態且つリレー接点ＲＬＹ４を閉状態に制御すると共に、前述した制御演算装置２３のｄ−ｑ軸電圧算出部３５に、正常時に“０”、Ｕ相異常時には“１”、Ｖ相異常時には“２”、Ｗ相異常時には“３”となる相異常検出信号ＳAを出力する。 Furthermore, the abnormality detection circuit 28 can detect an abnormality in the U phase, the V phase, and the W phase by comparing the pulse width modulation signal supplied to the motor driving circuit 24 with the motor voltage of each phase. Further, the abnormality detection circuit 28 detects the abnormality of the neutral point driving circuit 25 by comparing the pulse width modulation signal supplied to the field effect transistors Qpa and Qpb of the neutral point driving circuit 25 with the neutral point voltage. . In the abnormality detection circuit 28, when the neutral point drive circuit 25 is normal and all of the U-phase, V-phase, and W-phase are normal, the relay contacts RLY1 to RL3 of the interruption relay circuit 27 are closed. When any one of the U phase, V phase and W phase is detected, the relay contact RLYi of the corresponding phase is controlled to be in the open state and the relay contact RLY4 is in the closed state. The dq-axis voltage calculation unit 35 of the control arithmetic unit 23 receives a phase abnormality detection signal that is “0” when normal, “1” when the U phase is abnormal, “2” when the V phase is abnormal, and “3” when the W phase is abnormal. S A is output.

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、モータ駆動回路２４を構成する各電界効果トランジスタＱｕａ〜Ｑｗｂが正常であるときには、異常検出回路２８で異常状態が検出されることはなく、各リレー接点ＲＬＹ１〜ＲＬＹ３が閉状態に制御されて、モータ駆動回路２４から出力されるモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗがリレー接点ＲＬＹ１、ＲＬＹ２及びＲＬＹ３を介して３相ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給される。 Next, the operation of the first embodiment will be described.
Now, when the field effect transistors Qua to Qwb constituting the motor drive circuit 24 are normal, the abnormality detection circuit 28 does not detect the abnormal state, and the relay contacts RLY1 to RLY3 are controlled to be closed. The motor drive currents Iu, Iv and Iw output from the motor drive circuit 24 are supplied to the respective phase coils Lu, Lv and Lw of the three-phase brushless motor 12 via the relay contacts RLY1, RLY2 and RLY3.

この状態で、例えば車両の停止時に、ステアリングホイール１を操舵していない状態では、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルクＴが“０”であるので、制御演算装置２３の操舵補助電流指令値演算部３１で算出される操舵補助電流指令値ＩM *も“０”となると共に、微分回路３３から出力される電気角速度ωｅも“０”となるので、ｄ軸指令電流算出部３４で算出されるｄ軸指令電流Ｉｄ*も“０”となり、ｑ軸指令電流算出部３６で前記（３）式にしたがって算出されるｑ軸指令電流Ｉｑ*も“０”となることから、２相／３相変換部３７から出力される相電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*及びＩｗ*も“０”となる。 In this state, for example, when the steering wheel 1 is not being steered when the vehicle is stopped, the steering torque T detected by the steering torque sensor 3 is “0”. The steering assist current command value I M * calculated by the calculation unit 31 is also “0”, and the electrical angular velocity ωe output from the differentiating circuit 33 is also “0”. Therefore, the d-axis command current calculation unit 34 calculates The d-axis command current Id * also becomes “0”, and the q-axis command current Iq * calculated by the q-axis command current calculation unit 36 according to the equation (3) also becomes “0”. The phase current command values Iu * , Iv * and Iw * output from the three-phase conversion unit 37 are also “0”.

このとき、３相ブラシレスモータ１２も停止しているので、モータ電流検出回路２２で検出されるモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄも“０”となることから、電流制御回路４０かの減算器４１ｕ、４１ｖ及び４１ｗから出力される電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗも“０”となり、ＰＩ制御部４２から出力される電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗも“０”となって、ＦＥＴゲート駆動回路２６からモータ駆動回路２４の電界効果トランジスタＱｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂのゲートに出力されるパルス幅変調信号のデューティ比が５０％に制御され、且つ上アームの電界効果トランジスタに供給するパルス幅変調信号と下アームの電界効果トランジスタに供給するパルス幅変調信号とにはデッドタイムが設けられているので、上アームの電界効果トランジスタＱｕａ、Ｑｖａ、Ｑｗａと下アームの電界効果トランジスタＱｕｂ、Ｑｖｂ、Ｑｗｂとが導通することはなく、３相ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されるモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗは“０”となり、３相ブラシレスモータ１２は停止状態を維持する。   At this time, since the three-phase brushless motor 12 is also stopped, the motor current detection values Iud, Ivd, and Iwd detected by the motor current detection circuit 22 are also “0”. The current deviations ΔIu, ΔIv and ΔIw output from 41u, 41v and 41w are also “0”, and the voltage command values Vu, Vv and Vw output from the PI control unit 42 are also “0”, and the FET gate drive circuit 26, the duty ratio of the pulse width modulation signal output to the gates of the field effect transistors Qua, Qub, Qva, Qvb and Qwa, Qwb of the motor drive circuit 24 is controlled to 50% and supplied to the field effect transistor of the upper arm Dead time is provided between the pulse width modulation signal to be supplied and the pulse width modulation signal supplied to the field effect transistor of the lower arm. Therefore, the field effect transistors Qua, Qva, and Qwa of the upper arm and the field effect transistors Qub, Qvb, and Qwb of the lower arm are not electrically connected to each phase coil Lu, Lv, and Lw of the three-phase brushless motor 12. The supplied motor currents Iu, Iv and Iw are “0”, and the three-phase brushless motor 12 maintains the stopped state.

このステアリングホイール１の非操舵状態から、車両の停止時にステアリングホイール１を操舵して所謂据え切り状態とすると、これに応じて操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルクＴが大きな値となると共に、車速Ｖｓが“０”であるので、図４の操舵補助電流指令値算出マップで一番急峻な特性曲線が選択されることにより、操舵トルクＴの増加に応じて大きな値の操舵補助電流指令値ＩM *が算出されることになる。このため、ｄ軸指令電流算出部３４で算出されるｄ軸指令電流Ｉｄ*が負方向に増加する。 When the steering wheel 1 is steered from the non-steering state of the steering wheel 1 when the vehicle is stopped, the steering torque T detected by the steering torque sensor 3 becomes a large value. Since the vehicle speed Vs is “0”, the steeper characteristic curve is selected in the steering assist current command value calculation map of FIG. 4, so that a larger value of the steering assist current command value increases as the steering torque T increases. I M * is calculated. For this reason, the d-axis command current Id * calculated by the d-axis command current calculation unit 34 increases in the negative direction.

一方、異常検出回路２８からは正常を表す“０”の相異常検出信号ＳAが出力され、これがｄ−ｑ軸電圧算出部３５に供給されるので、このｄ−ｑ軸電圧算出部３５における図６の電圧算出処理で、ステップＳ２からステップＳ３に移行して、図７に示す正常用ｄ−ｑ軸電圧算出マップが選択される。
このとき、３相ブラシレスモータ１２が停止しているので、電気角速度ωｅは“０”の状態を継続するが、図７の正常用ｄ−ｑ軸電圧算出マップでは電気角速度ωｅにかかわらずｄ軸電圧ｅｄ（θ）が“０”、ｑ軸電圧ｅｑ（θ）が例えば３．０に維持され、これがｑ軸指令電流算出部３６に供給されるので、このｑ軸指令電流算出部３６で（３）式の演算を行ってｑ軸指令電流Ｉｑ*を算出する。 On the other hand, the abnormality detection circuit 28 outputs a phase abnormality detection signal S A of “0” indicating normality, which is supplied to the dq axis voltage calculation unit 35. In the voltage calculation process of FIG. 6, the process proceeds from step S2 to step S3, and the normal dq-axis voltage calculation map shown in FIG. 7 is selected.
At this time, since the three-phase brushless motor 12 is stopped, the electrical angular velocity ωe continues to be “0”. However, in the normal dq-axis voltage calculation map of FIG. Since the voltage ed (θ) is maintained at “0” and the q-axis voltage eq (θ) is maintained at 3.0, for example, and this is supplied to the q-axis command current calculation unit 36, the q-axis command current calculation unit 36 ( 3) The q-axis command current Iq * is calculated by calculating the equation.

そして、算出されたｄ軸指令電流Ｉｄ*及びｑ軸指令電流Ｉｑ*が２相／３相変換部３７で三相分相処理が行われて、電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*及びＩｗ*が算出され、これらが電流制御部４０に供給される。
このため、電流制御部４０では、モータ電流検出回路２２から入力されるモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄが“０”を維持しているので、減算器４１ｕ、４１ｖ及び４１ｗから出力される電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗが正方向に増加し、ＰＩ制御部４２で電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗにＰＩ制御処理を行って指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを算出し、これらをＦＥＹゲート駆動回路２６に供給することにより、モータ駆動回路２４の各電界効果トランジスタが制御されて、このモータ駆動回路２４から図１１に示す１２０度位相がずれたモータ相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを３相ブラシレスモータ１２の相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに出力することにより、３相ブラシレスモータ１２が回転駆動されて、ステアリングホイール１に入力される操舵トルクに応じた操舵補助力を発生し、これが減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２に伝達されることにより、ステアリングホイール１を軽い操舵力で操舵することができる。 The calculated d-axis command current Id * and q-axis command current Iq * are subjected to three-phase phase separation processing by the two-phase / three-phase conversion unit 37, and the current command values Iu * , Iv *, and Iw * are obtained. These are calculated and supplied to the current control unit 40.
For this reason, in the current control unit 40, since the motor current detection values Iud, Ivd and Iwd input from the motor current detection circuit 22 maintain “0”, the current output from the subtractors 41u, 41v and 41w. Deviations ΔIu, ΔIv, and ΔIw increase in the positive direction, and PI control unit 42 performs PI control processing on current deviations ΔIu, ΔIv, and ΔIw to calculate command voltages Vu, Vv, and Vw, and outputs these to FEY gate drive circuit 26. , Each field effect transistor of the motor drive circuit 24 is controlled, and the motor phase currents Iu, Iv and Iw shown in FIG. The three-phase brushless motor 12 is rotationally driven by outputting to the phase coils Lu, Lv and Lw of the steering wheel. A steering assist force generated according to the steering torque input to, by which is transmitted to a steering shaft 2 via the reduction gear 11 can be steered with a light steering force of the steering wheel 1.

その後、車両が走行を開始すると、これに応じて操舵補助電流指令値演算部３１で算出される操舵補助電流指令値ＩM *が低下することにより、ｄ軸指令電流Ｉｄ*及びｑ軸自励電流Ｉｑ*が減少して、２相／３相変換部３７から出力されるモータ電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*及びＩｗ*が減少し、これに応じてモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが減少して、３相ブラシレスモータ１２で発生する操舵補助力が減少される。 Thereafter, when the vehicle starts to travel, the steering assist current command value I M * calculated by the steering assist current command value calculation unit 31 is decreased accordingly, whereby the d-axis command current Id * and the q-axis self-excitation are performed. The current Iq * decreases, the motor current command values Iu * , Iv * and Iw * output from the 2-phase / 3-phase converter 37 decrease, and the motor drive currents Iu, Iv and Iw decrease accordingly. Thus, the steering assist force generated by the three-phase brushless motor 12 is reduced.

このモータ駆動回路２４の正常状態から、例えばＷ相が不導通となる異常が発生すると、これが異常検出回路２８で検出され、この異常検出回路２８から“３”を表す相異常検出信号ＳAがｄ−ｑ軸電圧算出部３５に出力されると共に、リレー接点ＲＬＹ３が開状態に制御されて、モータ駆動回路２４と３相ブラシレスモータ１２の相コイルＬｗとの間が遮断される。 For example, when an abnormality that causes the W phase to become non-conducting occurs from the normal state of the motor drive circuit 24, this is detected by the abnormality detection circuit 28, and a phase abnormality detection signal S A indicating “3” is output from the abnormality detection circuit 28. While being output to the dq axis voltage calculation unit 35, the relay contact RLY3 is controlled to be in an open state, and the motor drive circuit 24 and the phase coil Lw of the three-phase brushless motor 12 are disconnected.

この相異常状態では、ｄ軸指令電流算出部３４では、操舵補助電流指令値演算部３１で算出される操舵補助電流ＩM *に基づいて正常時と同様にｄ軸指令電流Ｉｄ*が算出されるが、ｄ−ｑ軸電圧算出部３５における図６の処理では、ステップＳ２からステップＳ７に移行して、異常となったＷ相に対応する異常用ｄ−ｑ軸電圧算出マップが選択され、次いでステップＳ８で電気角θｅが読込まれ、この電気角θｅに基づいて図９の異常用ｄ−ｑ軸算出マップを参照してｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）が算出される。これらｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）は図９に示すように電気角１８０度で１周期の振動波形となる。
そして、算出されたｄ軸電圧ｅｄ（θ）及びｑ軸電圧ｅｑ（θ）がｑ軸指令電流算出部３６に供給され、このｑ軸指令電流算出部３６で前述した（３）式の演算を行ってｑ軸指令電流Ｉｑ*が算出される。 In this phase abnormal state, the d-axis command current calculation unit 34 calculates the d-axis command current Id * based on the steering assist current I M * calculated by the steering assist current command value calculation unit 31 as in the normal state. However, in the process of FIG. 6 in the dq axis voltage calculation unit 35, the process proceeds from step S2 to step S7, and the abnormality dq axis voltage calculation map corresponding to the abnormal W phase is selected. Next, in step S8, the electrical angle θe is read, and the d-axis voltage ed (θ) and the q-axis voltage eq (θ) are calculated based on the electrical angle θe with reference to the abnormality dq axis calculation map of FIG. Is done. These d-axis voltage ed (θ) and q-axis voltage eq (θ) are vibration waveforms of one cycle at an electrical angle of 180 degrees as shown in FIG.
Then, the calculated d-axis voltage ed (θ) and q-axis voltage eq (θ) are supplied to the q-axis command current calculation unit 36, and the q-axis command current calculation unit 36 performs the calculation of the above-described equation (3). Then, the q-axis command current Iq * is calculated.

そして、ｄ軸指令電流Ｉｄ*及びｑ軸指令電流Ｉｑ*が２相／３相変換部３７でモータ電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*及びＩｗ*に変換されて、これが電流制御部４０に出力されるので、この電流制御部４０で、電流フィードバック処理が行われて、モータ駆動回路２４から図１２に示すように電流の大きさと方向が制御されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖが出力される。このとき、中性点Ｐｎは中性点駆動回路２５に接続されているので、この中性点駆動回路２５を、デューティ比５０％固定の状態で駆動することにより、図１２に示すように、Ｕ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖを加算した値の逆符号となる中性相電流Ｉｐを流すことができる。このため、３相ブラシレスモータ１２におけるモータ内部の磁気ベクトルを回転させて、正常時よりは小さい操舵補助力を大きなリップルを伴うことなく連続して発生することができ、前述した従来例のように運転者に大きな違和感を与えることを確実に防止することができる。 Then, the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * are converted into motor current command values Iu * , Iv *, and Iw * by the two-phase / three-phase conversion unit 37, which are output to the current control unit 40. Therefore, current feedback processing is performed by the current control unit 40, and the U-phase current Iu and V-phase current Iv whose current magnitude and direction are controlled are output from the motor drive circuit 24 as shown in FIG. The At this time, since the neutral point Pn is connected to the neutral point driving circuit 25, by driving the neutral point driving circuit 25 with the duty ratio fixed at 50%, as shown in FIG. A neutral phase current Ip having a reverse sign of a value obtained by adding the U phase current Iu and the V phase current Iv can be passed. For this reason, the magnetic vector inside the motor in the three-phase brushless motor 12 is rotated, and a steering assist force smaller than that in the normal state can be continuously generated without a large ripple, as in the conventional example described above. It is possible to surely prevent the driver from feeling uncomfortable.

また、１つの相に異常が発生したときに、モータ駆動回路２４とブラシレスモータの相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗとの間に、リレー接点ＲＬＹ１、ＲＬＹ２及びＲＬＹ３が介挿されているので、モータ駆動回路２４を構成するスイッチング素子に短絡異常が発生した場合に形成されてしまう制御できない電流経路を遮断することができ、３相ブラシレスモータ１２が回転する際に発生する誘起電圧により回生電流が流れ、３相ブラシレスモータ１２にブレーキトルクが発生してしまうことを確実に回避することができるという効果がある。   In addition, when an abnormality occurs in one phase, relay contacts RLY1, RLY2, and RLY3 are interposed between the motor drive circuit 24 and the phase coils Lu, Lv, and Lw of the brushless motor, so that the motor drive An uncontrollable current path that is formed when a short-circuit abnormality occurs in the switching elements constituting the circuit 24 can be cut off, and a regenerative current flows due to an induced voltage generated when the three-phase brushless motor 12 rotates, There is an effect that it is possible to reliably avoid the occurrence of brake torque in the three-phase brushless motor 12.

また、中性点駆動回路２５のみで異常が発生した場合には、異常検出回路２８で中性点電圧異常を検出したときに、リレー接点ＲＬＹ４を開状態に制御することにより、３相ブラシレスモータ１２は中性点を他部に接続しない通常の３相ブラシレスモータと同様の構成となり、操舵トルクＴに応じた操舵補助力を発生することができる。
なお、上記実施形態においては、３相ブラシレスモータ１２の中性点Ｐｎと中性点駆動回路２５との間にリレー接点ＲＬＹ４を介挿した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、中性点駆動回路２５の異常を想定しない場合には、リレー接点ＲＬＹ４を省略することができる。 Further, when an abnormality occurs only in the neutral point driving circuit 25, the three-phase brushless motor is controlled by controlling the relay contact RLY4 to be open when the abnormality detecting circuit 28 detects the neutral point voltage abnormality. 12 has the same configuration as that of a normal three-phase brushless motor in which the neutral point is not connected to other parts, and can generate a steering assist force according to the steering torque T.
In the above embodiment, the case where the relay contact RLY4 is interposed between the neutral point Pn of the three-phase brushless motor 12 and the neutral point drive circuit 25 has been described. However, the present invention is not limited to this. When no abnormality of the neutral point driving circuit 25 is assumed, the relay contact RLY4 can be omitted.

また、上記実施形態においては、３相ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ〜Ｌｗとモータ駆動回路２４との間に遮断用リレー回路２７を介挿した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１３に示すように、３相ブラシレスモータ１２とモータ駆動回路２４との間の遮断用リレー回路２７を省略し、これに代えて、各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗのモータ駆動回路２４側とは反対側の接続端と中性点Ｐｎとの間に遮断用リレー回路２７を設けるようにしても、上記実施形態と同様の作用効果を得ることができる。   Moreover, although the said embodiment demonstrated the case where the interruption | blocking relay circuit 27 was inserted between each phase coil Lu-Lw of the three-phase brushless motor 12, and the motor drive circuit 24, it is limited to this. Instead, as shown in FIG. 13, the interrupting relay circuit 27 between the three-phase brushless motor 12 and the motor driving circuit 24 is omitted, and instead, the motor driving circuit of each phase coil Lu, Lv and Lw. Even if the interrupting relay circuit 27 is provided between the connection end opposite to the 24 side and the neutral point Pn, the same effect as the above embodiment can be obtained.

さらに、上記実施形態においては、３相ブラシレスモータ３の中性点Ｐｎを中性点駆動回路２５に接続した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１４に示すように、３相ブラシレスモータ１２の中性点をモータ駆動回路２４に印加する印加電圧Ｖｃｃより低く接地電位より高い中間電圧に設定された中性点用電源Ｖｍに接続するようにしても上記実施形態と同様の作用効果を得ることができる。この場合、中性点電源Ｖｍとしては図１５に示すように、モータ駆動回２４に印加する印加電圧Ｖｃｃと接地との間に分圧用抵抗Ｒ１及びＲ２を接続し、この分圧用抵抗Ｒ１及びＲ２の接続点から得られる印加電圧Ｖｃｃより低く接地電位より高い分圧電圧を３相ブラシレスモータの中性点Ｐｎに供給するようにしてもよく、この場合には、モータ駆動回路２４に印加する印加電圧を供給する電圧源とは別の電圧源を形成する必要がなく、モータ駆動回路２５の構成を簡略化することができる。   Furthermore, although the case where the neutral point Pn of the three-phase brushless motor 3 is connected to the neutral point drive circuit 25 has been described in the above embodiment, the present invention is not limited to this, and as shown in FIG. The neutral point of the three-phase brushless motor 12 may be connected to the neutral point power source Vm set to an intermediate voltage lower than the applied voltage Vcc applied to the motor drive circuit 24 and higher than the ground potential as in the above embodiment. The effect of this can be obtained. In this case, as shown in FIG. 15, as the neutral point power source Vm, voltage dividing resistors R1 and R2 are connected between the applied voltage Vcc applied to the motor driving circuit 24 and the ground, and the voltage dividing resistors R1 and R2 are connected. Alternatively, a divided voltage lower than the applied voltage Vcc obtained from the connection point and higher than the ground potential may be supplied to the neutral point Pn of the three-phase brushless motor. In this case, the applied voltage applied to the motor drive circuit 24 It is not necessary to form a voltage source different from the voltage source that supplies the voltage, and the configuration of the motor drive circuit 25 can be simplified.

なおさらに、上記実施形態においては、ベクトル相指令値算出回路３０の出力側に２相／３相変換部３７を設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１６に示すように、２相／３相変換部３７を省略し、これに代えてモータ電流検出回路２２から出力されるモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄを３相／２相変換部６０に供給して、回転座標のｄ軸電流Ｉｄｄ及びｑ軸電流Ｉｑｄに変換し、電流制御部４０の減算器６１ｄ及び６１ｑで電流偏差ΔＩｄ及びΔＩｑを算出し、これらをＰＩ制御部６２でＰＩ制御処理してｄ軸指令電圧Ｖｄ及びｑ軸指令電圧Ｖｑを算出し、これらを２相／３相変換部６３で３相の指令圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに変換して、ＦＥＴゲート駆動回路２６に供給するようにして制御演算装置２３全体をベクトル制御系に構成するようにしてもよい。   In the above embodiment, the case where the two-phase / three-phase conversion unit 37 is provided on the output side of the vector phase command value calculation circuit 30 has been described. However, the present invention is not limited to this, and is shown in FIG. As described above, the 2-phase / 3-phase conversion unit 37 is omitted, and the motor current detection values Iud, Ivd and Iwd output from the motor current detection circuit 22 are supplied to the 3-phase / 2-phase conversion unit 60 instead. , Converted into d-axis current Idd and q-axis current Iqd of rotation coordinates, current deviations ΔId and ΔIq are calculated by subtracters 61d and 61q of current control unit 40, and PI control processing is performed by PI control unit 62 to obtain d The axis command voltage Vd and the q-axis command voltage Vq are calculated, converted into three-phase command pressures Vu, Vv, and Vw by the two-phase / three-phase converter 63 and supplied to the FET gate drive circuit 26. Control arithmetic unit The whole 23 may be configured as a vector control system.

また、上記実施形態においては、モータ駆動回路２４及び中性点駆動回路２５を電界効果トランジスタで構成した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタ、ＧＴＯ等の任意のスイッチング素子を適用することができる。
また、上記実施形態においては、スイッチング手段として遮断用リレー回路２７を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ＭＯＳＦＥＴ、パワートランジスタ等のスイッチング素子を適用するようにしてもよい。 In the above-described embodiment, the case where the motor driving circuit 24 and the neutral point driving circuit 25 are configured by field effect transistors has been described. However, the present invention is not limited to this, and any switching such as a bipolar transistor or a GTO is possible. An element can be applied.
In the above embodiment, the case where the cutoff relay circuit 27 is applied as the switching means has been described. However, the present invention is not limited to this, and a switching element such as a MOSFET or a power transistor may be applied. .

本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示すシステム構成図である。1 is a system configuration diagram illustrating a first embodiment when the present invention is applied to an electric power steering apparatus. 操舵補助制御装置の具体的構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific structure of a steering assistance control apparatus. 図２の制御演算装置２３の具体的構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific structure of the control arithmetic unit 23 of FIG. 操舵トルクと操舵補助電流指令値との関係を表す操舵補助電流指令値算出マップを示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the steering auxiliary current command value calculation map showing the relationship between steering torque and a steering auxiliary current command value. ベクトル相指令値算出回路のｄ軸指令電流算出部の具体的構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific structure of the d-axis command electric current calculation part of a vector phase command value calculation circuit. ｄ−ｑ軸電圧算出部で実行するｄ−ｑ軸電圧算出処理手順の一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of the dq-axis voltage calculation process procedure performed in a dq-axis voltage calculation part. 正常用ｄ−ｑ軸電圧算出用制御マップを示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the control map for dq axis voltage calculation for normal use. 正常時の３相ブラシレスモータで発生する誘起電圧波形を示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the induced voltage waveform which generate | occur | produces with the three-phase brushless motor at the time of normal. Ｗ相異常時の異常用ｄ−ｑ軸電圧算出用制御マップを示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the control map for dq axis voltage calculation for abnormality at the time of W phase abnormality. Ｗ相異常時の３相ブラシレスモータで発生する誘起電圧波形を示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the induced voltage waveform which generate | occur | produces with the three-phase brushless motor at the time of W phase abnormality. 正常時の３相ブラシレスモータの相電流波形を示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the phase current waveform of the three-phase brushless motor at the time of normal. Ｗ相異常時の３相ブラシレスモータの相電流波形と中性相電流波形とを示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the phase current waveform and neutral phase current waveform of a three-phase brushless motor at the time of W-phase abnormality. 本発明における遮断用リレー回路の介挿位置を変更した例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the example which changed the insertion position of the relay circuit for interruption | blocking in this invention. 本発明における中性点駆動回路を変更した例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the example which changed the neutral point drive circuit in this invention. 本発明における中性点駆動回路を変更した他の例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the other example which changed the neutral point drive circuit in this invention. 本発明における制御演算装置の他の例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the other example of the control arithmetic unit in this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…操舵トルクセンサ、８…ステアリングギヤ、１０…操舵補助機構、１２…３相ブラシレスモータ、１３…ロータ位置検出回路、２０…操舵補助制御装置、２１…車速センサ、２２…モータ電流検出回路、２３…制御演算装置、２４…モータ駆動回路、２５…中性点駆動回路、２６…ＦＥＴゲート駆動回路、２７…遮断用リレー回路、２８…異常検出回路、３０…ベクトル相指令値算出回路、３１…操舵補助電流指令値演算部、３２…電気角変換部、３３…微分回路、３４ｄ軸指令電流算出部、３５…ｄ−ｑ軸電圧算出部、ｑ軸指令電流算出部、３７…２相／３相変換部、４０…電流制御部、４１ｕ〜４１ｗ…減算器、４２…ＰＩ制御部   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Steering wheel, 2 ... Steering shaft, 3 ... Steering torque sensor, 8 ... Steering gear, 10 ... Steering assist mechanism, 12 ... Three-phase brushless motor, 13 ... Rotor position detection circuit, 20 ... Steering assist control device, 21 ... Vehicle speed sensor, 22 ... motor current detection circuit, 23 ... control operation device, 24 ... motor drive circuit, 25 ... neutral point drive circuit, 26 ... FET gate drive circuit, 27 ... breaking relay circuit, 28 ... abnormality detection circuit, DESCRIPTION OF SYMBOLS 30 ... Vector phase command value calculation circuit, 31 ... Steering auxiliary current command value calculation part, 32 ... Electrical angle conversion part, 33 ... Differentiation circuit, 34d axis command current calculation part, 35 ... dq axis voltage calculation part, q axis Command current calculation unit, 37 ... 2-phase / 3-phase conversion unit, 40 ... current control unit, 41u to 41w ... subtractor, 42 ... PI control unit

Claims (8)

操舵系に対して操舵補助力を発生させる各相コイルがスター結線された３相ブラシレスモータと、該３相ブラシレスモータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに応じて駆動制御するモータ制御装置とを備えた電動パワーステアリング装置において、
前記各相コイルの他端が前記モータ制御装置のモータ駆動回路に接続されると共に、前記スター結線の中性点が中性点駆動回路に接続され、前記各相コイルと直列に相異常時にオフ制御されるスイッチング手段が介挿されていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。 A three-phase brushless motor in which each phase coil for generating a steering assist force for the steering system is star-connected, and a motor control device for driving and controlling the three-phase brushless motor according to a steering torque transmitted to the steering system; In the electric power steering apparatus with
The other end of each phase coil is connected to the motor drive circuit of the motor control device, and the neutral point of the star connection is connected to the neutral point drive circuit, and is turned off in the phase abnormality in series with each phase coil. An electric power steering apparatus characterized in that switching means to be controlled is inserted. 操舵系に対して操舵補助力を発生させる各相コイルがスター結線された３相ブラシレスモータと、該３相ブラシレスモータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに応じて駆動制御するモータ制御装置とを備えた電動パワーステアリング装置において、
前記各相コイルの他端が前記モータ制御装置のモータ駆動回路に接続されると共に、前記スター結線の中性点が中性点用電源に接続され、前記各相コイルと直列に相異常時にオフ制御されるスイッチング手段が介挿されていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。 A three-phase brushless motor in which each phase coil for generating a steering assist force for the steering system is star-connected, and a motor control device for driving and controlling the three-phase brushless motor according to a steering torque transmitted to the steering system; In the electric power steering apparatus with
The other end of each phase coil is connected to the motor drive circuit of the motor control device, and the neutral point of the star connection is connected to the power source for the neutral point. An electric power steering apparatus characterized in that switching means to be controlled is inserted. 前記中性点用電源は、前記モータ駆動回路に印加する電圧と接地電位との中間電圧に選定されていることを特徴とする請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。   The electric power steering apparatus according to claim 2, wherein the neutral point power source is selected to be an intermediate voltage between a voltage applied to the motor drive circuit and a ground potential. 前記中性点用電源は、前記モータ駆動回路に印加する電圧を分圧抵抗で分圧する分圧回路で構成されていることを特徴とする請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。   3. The electric power steering apparatus according to claim 2, wherein the neutral point power source is configured by a voltage dividing circuit that divides a voltage applied to the motor driving circuit by a voltage dividing resistor. 前記スイッチング手段は、各相コイルと前記モータ駆動回路との間に介挿されていることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。   5. The electric power steering apparatus according to claim 1, wherein the switching unit is interposed between each phase coil and the motor drive circuit. 6. 前記スイッチング手段は、各相コイルと中性点との間に介挿されていることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。   5. The electric power steering apparatus according to claim 1, wherein the switching unit is interposed between each phase coil and a neutral point. 6. 前記モータ駆動回路は、２つのスイッチング素子を直列に接続した直列回路が各相毎に３組並列に接続された構成を有し、該モータ駆動回路を構成するスイッチング素子のうち１つが異常となったことを検出する異常検出手段と、該異常検出手段で１つのスイッチング素子の異常を検出したときに、当該スイッチング素子が接続された相コイルのスイッチング手段をオフ制御すると共に、正常な残り２相のコイルを磁界ベクトルが回転するように電流制御する異常時制御回路とを備えていることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。   The motor drive circuit has a configuration in which two sets of switching elements connected in series are connected in parallel for each phase, and one of the switching elements constituting the motor drive circuit becomes abnormal. An abnormality detecting means for detecting that the switching means of the phase coil to which the switching element is connected is controlled to be off when the abnormality detecting means detects an abnormality of one switching element, and the normal remaining two phases An electric power steering apparatus according to any one of claims 1 to 6, further comprising: an abnormal-time control circuit that performs current control so that the magnetic field vector of the coil is rotated. 前記モータ制御装置は、３相コイルの誘起電圧波形より求めたブラシレスモータの誘起電圧波形をロータの回転座標系に変換したｅｄ（θ）及びｅｑ（θ）の関係を表す正常時制御マップと、２相のコイルの誘起電圧より求めた前記ブラシレスモータの誘起電圧波形をロータの回転座標系に変換したｅｄ（θ）及びｅｑ（θ）の関係を表す異常時用制御マップを備え、正常時に前記正常時制御マップを選択し、異常時に異常時用制御マップを選択するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。   The motor control device is a normal-time control map representing a relationship between ed (θ) and eq (θ) obtained by converting an induced voltage waveform of a brushless motor obtained from an induced voltage waveform of a three-phase coil into a rotating coordinate system of the rotor; A control map for an abnormal time that represents a relationship between ed (θ) and eq (θ) obtained by converting an induced voltage waveform of the brushless motor obtained from an induced voltage of a two-phase coil into a rotating coordinate system of the rotor is provided. The electric power steering apparatus according to any one of claims 1 to 6, wherein a normal-time control map is selected, and an abnormal-time control map is selected when an abnormality occurs.
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