JP3564382B2 - Pre-distortion distortion compensation circuit - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、増幅器が発生する相互変調歪みに対応した相互変調歪みを入力信号に重畳し、増幅器の入力とすることによって、増幅器が発生する相互変調歪みを相殺するプリディストーション歪み補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２８は、従来のプリディストーション歪み補償回路の一例を示すブロック図である。図２９は、従来のプリディストーション歪み補償回路の歪み補償の原理を説明するブロック図である。図３０は、従来のプリディストーション歪み補償回路の歪み補償の原理を説明するベクトル図である。入力端子２８０１に入力された信号は電力分配回路２８０３により２つの経路に分配される。第一の経路では、分配された入力信号が遅延回路２８０４を経由した後に電力合成回路２８０７に入力される。第二の経路では、分配された入力信号が歪み発生回路２８０５を経由し、歪み信号のみが抽出される。この抽出された歪み信号はベクトル調整回路２８０６を経由した後に電力合成回路２８０７に入力される。また、遅延回路２８０４の遅延時間を変化させて第一の経路と第二の経路の遅延時間に差をつけることによって、高周波側の歪み信号と低周波側の歪み信号の位相関係を自由に操作することができる。このように入力信号を２つの経路に分けて、ベクトル調整回路２８０６によって入力信号に対する歪み信号の振幅および位相を調整し、なおかつ遅延回路２８０４の遅延時間を変化させて高周波側の歪み信号と低周波側の歪み信号の位相関係を調整しながら歪み信号を入力信号に重畳し、出力端子２８０２から出力する。その後、出力端子２８０２に接続される電力増幅器に入力信号と歪み信号が重畳された信号が入力される。
【０００３】
図２９において、入力信号を入力する入力端子２９０１と、出力信号を出力する出力端子２９０２、プリディストーション歪み補償を行うプリディストーション補償回路と、電力の増幅器を行う電力増幅器が示されている。ここで、図３０に示すように、プリディストーション歪み補償回路２９０３および電力増幅器２９０４における入力信号および高周波側歪み信号と低周波側の歪み信号の関係をベクトル的に考える。なお、入力信号は、振幅の大きさが同じで周波数の異なる２つの連続波であるとする。電力増幅器２９０４によって発生する高周波側と低周波側の歪み信号に対して、同振幅かつ逆位相の高周波側と低周波側の歪み信号をプリディストーション歪み補償回路２９０３によって発生させて電力増幅器２９０４の入力とすれば、電力増幅器２９０４において発生する歪み信号を相殺することができる。ただし、ここでいう歪み信号の振幅とは、入力信号の振幅で規格化されたものであり、歪み信号の位相とは、入力した２つの信号の位相が同じ状態のときの、入力信号に対する位相回転量である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、プリディストーション歪み補償回路２９０３によって発生させた歪み信号を電力増幅器２９０４に入力したときに、高周波側に入力した歪み信号の影響によって電力増幅器２９０４において低周波側に発生する歪み信号の振幅および位相が変化し、低周波側に入力した歪み信号の影響によって電力増幅器２９０４において高周波側に発生する歪み信号の振幅および位相が変化するため、歪み補償効果が劣化してしまう。
【０００５】
以下に、詳細について述べる。電力増幅器の出力電力は、投入された直流電力以上になることはない。よって、電力増幅器の入出力電力特性は必ず飽和し、この飽和状態に近くなるほど電力利得が低下する。さらに、電力増幅器の出力電力の位相も、入力電力に応じて変化する。このような非線形特性によって、周波数が異なる２つの信号が電力増幅器に入力されたときには、電力増幅器は相互変調歪みを発生し、スペクトラムが広がってしまう。
【０００６】
いま、式（１）のように表される、周波数の異なる２つの信号からなる入力電圧ＶＩＮが電力増幅器に入力されたとする。
【数１】

Figure 0003564382
ここで、ω１、ω２は入力信号の角周波数で、Ｖ１は角周波数がω１である信号の電圧の振幅、φ１は角周波数がω１である信号の電圧の位相、Ｖ２は角周波数がω２である信号の電圧の振幅、φ２は角周波数がω２である信号の電圧の位相でありω１＜ω２であるとする。このとき、電力増幅器の出力電圧ＶＯＵＴは、３次の非線形までを考慮すると式（２）のように表される。
【０００７】
【数２】
Figure 0003564382
ここで、ａ、ｂ、ｃは比例定数である。式（２）において、低周波側の３次の相互変調歪みの電圧は角周波数が２ω１−ω２であり、振幅は（３／４）ｃＶ１ ２Ｖ２であり、位相は２φ１−φ２である。一方、高周波側の３次の相互変調歪みの電圧は角周波数が２ω２−ω１であり、振幅は（３／４）ｃＶ１Ｖ２ ２であり、位相は２φ２−φ１である。実際の電力増幅器では、３次の相互変調歪みの振幅および位相が低周波側と高周波側とで異なり、（３／４）ｃＶ１ ２Ｖ２≠（３／４）ｃＶ１Ｖ２ ２であり、２φ１−φ２≠２φ２−φ１である。
【０００８】
また、３次の相互変調歪みは上記だけではなく、角周波数がω１の成分と角周波数がω２−ω１の差の成分とのミキシング、角周波数がω２の成分と角周波数がω２−ω１の差の成分とのミキシングや、角周波数が２ω１の２倍波成分とω２の成分とのミキシング、角周波数が２ω２の２倍波成分とω１の成分とのミキシングなどの要因によっても３次相互変調歪みが電力増幅器において発生する。さらに、電力増幅器の動作級がＡＢ級のようにより非線形動作をさせた場合には５次の非線形の影響も無視できなくなってくるので、５次の非線形から発生する３次相互変調歪みも存在する。これらの要因によって発生する３次相互変調歪みも低周波側と高周波側とで振幅および位相がそれぞれ異なる。
【０００９】
ここで、プリディストーション歪み補償回路によって３次相互変調歪みを発生させ、入力信号に重畳して電力増幅器に入力すると、角周波数が２ω２−ω１である高周波側に入力した３次相互変調歪み成分と差の周波数の３倍の成分３（ω２−ω１）とのミキシングによって、電力増幅器の低周波側に発生する角周波数が２ω１−ω２である３次相互変調歪みの振幅および位相が変化する。また、角周波数が２ω１−ω２である低周波側に入力した３次相互変調歪み成分と差の周波数の３倍の成分３（ω２−ω１）とのミキシングによって、電力増幅器の高周波側に発生する角周波数が２ω２−ω１である３次相互変調歪みの振幅および位相が変化するという現象が起こる。
【００１０】
従来の技術においては、プリディストーション歪み補償回路によって相互変調歪みを低周波側のみ、高周波側のみに発生させて、それぞれ独立に歪み信号の振幅および位相を操作することが出来なかった。このため、プリディストーション歪み補償回路によって発生させた３次相互変調歪みを電力増幅器に入力しても十分な歪み抑圧量が得られることができなかった。
【００１１】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、上記のように、低周波側の３次相互変調歪みによって電力増幅器において発生する高周波側の３次相互変調歪みの振幅および位相が変化し、高周波側の３次相互変調歪みによって電力増幅器において発生する低周波側の３次相互変調歪みの振幅および位相が変化してしまうというような現象が起こっても十分な歪み抑圧量が得られるようなプリディストーション歪み補償回路を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載のプリディストーション歪み補償回路は、入力信号を分配する第１の電力分配回路と、前記第１の電力分配回路に接続された第２の電力分配回路と、前記第１の電力分配回路に接続された第３の電力分配回路と、前記第２の電力分配回路に接続された第４の電力分配回路と、前記第２の電力分配回路に接続された第１の遅延回路と、前記第１の遅延回路に接続された、入力信号の振幅および位相を変化させる第１のベクトル調整回路と、前記第４の電力分配回路に接続された第２の遅延回路と、前記第４の電力分配回路に接続された第３の遅延回路と、前記第３の遅延回路に接続された、入力信号の振幅および位相を変化させる第２のベクトル調整回路と、前記第３の電力分配回路に接続され、かつ前記第１のベクトル調整回路に接続された第１の電力合成回路と、前記第３の電力分配回路に接続され、かつ前記第２のベクトル調整回路に接続された第２の電力合成回路と、前記第１の電力合成回路に接続された、第１の歪み信号を発生させる第１の歪み発生回路と、前記第１の歪み発生回路に接続された、第１の歪み信号の振幅および位相を変化させる第３のベクトル調整回路と、前記第２の電力合成回路に接続された、第２の歪み信号を発生させる第２の歪み発生回路と、前記第２の歪み発生回路に接続された、第２の歪み信号の振幅および位相を変化させる第４のベクトル調整回路と、前記第３のベクトル調整回路が出力する信号と、前記第４のベクトル調整回路が出力する信号と、前記第２の遅延回路が出力する入力信号とを、合成する第３の電力合成回路とを備えることを特徴とするものである。
【００１９】
請求項１記載のプリディストーション歪み補償回路によれば、歪み発生回路の前段において、入力した周波数の異なる２つの入力信号のみを出力する経路から入力信号を電力分配回路によって取り出し、遅延回路によって低周波側と高周波側の入力信号の位相関係を調整し、ベクトル調整回路によって入力信号の高周波側の信号のみ同振幅、逆位相となるように調整して振幅周波数特性調整回路によって、周波数の異なる２つの入力信号の高周波側の振幅を低周波側の振幅よりも小さくなるようにすれば、歪み発生回路によって低周波側に３次の相互変調歪みが発生する。また、歪み発生回路の前段において、入力した周波数の異なる２つの入力信号のみを出力する経路から入力信号を電力分配回路によって取り出し、遅延回路によって低周波側と高周波側の入力信号の位相関係を調整し、周波数の異なるベクトル調整回路によって入力信号の低周波側の信号のみ同振幅、逆位相となるように調整して振幅周波数特性調整回路によって、周波数の異なる２つの入力信号の低周波側の振幅を高周波側の振幅よりも小さくなるようにすれば、歪み発生回路によって、高周波側に３次の相互変調歪みが発生する。このようにすれば、高周波側、低周波側の歪み信号を周波数で分離して抽出することが可能となり、それぞれの振幅および位相をベクトル調整回路によって独立に操作することができる。したがって、低周波側の３次相互変調歪みによって電力増幅器において発生する高周波側の３次相互変調歪みの振幅および位相が変化し、高周波側の３次相互変調歪みによって電力増幅器において発生する低周波側の３次相互変調歪みの振幅および位相が変化しても大きな歪み補償効果が得られる。
【００２２】
請求項２記載のプリディストーション歪み補償回路は、入力信号を分配する第１の電力分配回路と、前記第１の電力分配回路に接続された第１の遅延回路と、前記第１の電力分配回路に接続された、歪み信号を発生させる歪み発生回路と、前記歪み発生回路に接続された第２の遅延回路と、前記歪み発生回路に接続された、前記歪み信号の振幅および位相を変化させる第１のベクトル調整回路と、前記第２の遅延回路に接続され、かつ前記第１のベクトル調整回路に接続された第１の電力合成回路と、前記歪み発生回路に接続された第３の遅延回路と、前記歪み発生回路に接続された、前記歪み信号の振幅および位相を変化させる第２のベクトル調整回路と、前記第３の遅延回路に接続され、かつ前記第２のベクトル調整回路に接続された第２の電力合成回路と、前記第１の電力合成回路が出力する信号の振幅および位相を変化させる第３のベクトル調整回路と、前記第２の電力合成回路が出力する信号の振幅および位相を変化させる第４のベクトル調整回路と、前記第３のベクトル調整回路が出力する信号と、前記第４のベクトル調整回路が出力する信号と、前記第１の遅延回路が出力する入力信号とを合成する第３の電力合成回路とを備えることを特徴とするものである。
【００２３】
請求項２記載のプリディストーション歪み補償回路によれば、高周波側、低周波側の歪み信号を周波数で分離して抽出し、それぞれの振幅および位相をベクトル調整回路によって独立に操作することがかのうである。したがって、低周波側の３次相互変調歪みによって電力増幅器において発生する高周波側の３次相互変調歪みの振幅および位相が変化し、注入した高周波側の３次相互変調歪みによって電力増幅器において発生する低周波側の３次相互変調歪みの振幅および位相が変化しても大きな歪み補償効果が得られる。
【００２４】
請求項３記載のプリディストーション歪み補償回路は、請求項１または２に記載のプリディストーション歪み補償回路において、前記歪み発生回路が、入力された信号を分配する電力分配回路と、前記電力分配回路に接続された遅延回路と、前記電力分配回路に接続された、歪み信号を発生させる非線形素子を含む回路と、前記遅延回路に接続された、入力された信号の振幅および位相を変化させるベクトル調整回路と、前記ベクトル調整回路が出力する信号と、前記非線形素子を含む回路が出力する歪み信号とを合成する電力合成手段とを備えることを特徴とするものである。
【００２５】
請求項３記載のプリディストーション歪み補償回路によれば、入力信号と、同振幅、逆位相で非線形素子を含む回路から構成された歪み発生回路の出力信号とを合成することによって、相互変調歪みだけを抽出することが可能となる。
【００２６】
請求項４記載のプリディストーション歪み補償回路は、請求項１または２に記載のプリディストーション歪み補償回路において、前記歪み発生回路が、飽和増幅器により構成されたことを特徴とするものである。
【００２７】
請求項４記載のプリディストーション歪み補償回路によれば、飽和増幅器の出力信号と同程度の歪み信号が飽和増幅器の出力として得られるので、この出力信号の振幅が入力信号よりも十分減衰するように調整すれば、歪み発生回路を簡易に構成することが可能となり、回路を小型化することが可能となる。
【００２８】
請求項５に記載のプリディストーション歪み補償回路は、請求項３に記載のプリディストーション歪み補償回路において、非線形素子を含む回路がトランジスタから構成されていることを特徴とするものである。
【００２９】
請求項６に記載のプリディストーション歪み補償回路は、請求項３に記載のプリディストーション歪み補償回路において、非線形素子を含む回路が、ダイオードから構成されていることを特徴としている。
【００３０】
請求項７に記載のプリディストーション歪み補償回路は、請求項１または２に１つに記載のプリディストーション歪み補償回路において、遅延回路が同軸線路であることを特徴とするものである。
【００３１】
請求項８に記載のプリディストーション歪み補償回路、請求項１または２に記載のプリディストーション歪み補償回路において、遅延回路がマイクロストリップ線路であることを特徴とするものである。
【００３２】
請求項９に記載のプリディストーション歪み補償回路、請求項１または２に記載のプリディストーション歪み補償回路において、遅延回路が遅延フィルタであることを特徴とするものである。
【００３３】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１について説明する。図１は実施の形態１におけるプリディストーション歪み補償回路の基本回路構成を示すブロック図である。入力端子１０１は電力分配手段１０３の入力端子に接続されている。電力分配手段１０３の一方の出力端子は入力信号の伝播遅延時間を調整する信号の伝播時間遅延手段１０４に接続され、もう一方の出力端子は電力分配手段１０６に接続されている。電力分配手段１０６の一方の出力端子は入力信号より高周波の歪み信号を抽出する高周波側歪み信号抽出手段１０７に接続されており、もう一方の出力端子は入力信号より低周波の歪み信号を抽出する低周波側歪み信号抽出手段１０９に接続されている。高周波側歪み信号抽出手段１０７の出力端子には高周波側歪み信号抽出手段によって抽出された高周波の歪み信号の振幅および位相を調整する高周波側歪み信号の振幅および位相調整手段１０８が接続されている。低周波側歪み信号抽出手段１０９の出力端子には低周波側歪み信号抽出手段によって抽出された低周波の歪み信号の振幅および位相を調整する低周波側歪み信号の振幅および位相調整手段１１０が接続されている。電力合成手段１１１の入力端子には、高周波側歪み信号の振幅および位相調整手段１０８の出力端子と低周波側の歪み信号の振幅および位相調整手段１１０の出力端子がそれぞれ接続されている。電力合成回路１０５の入力端子には信号の伝播時間遅延手段１０４の出力端子と電力合成回路１１１の出力端子が接続されており、信号の伝播時間遅延手段１０４が出力する信号と、電力合成回路１１１が出力する信号とを合成する。電力合成回路１０５の出力端子は出力端子１０２に接続されている。なお、図１には、電力分配手段と電力合成手段がそれぞれ２つある例が図示されているが、１つであってもよい。その場合、電力分配手段は、入力信号を信号の伝播時間遅延手段１０４と、高周波側歪み信号抽出手段１０７と、低周波側歪み信号抽出手段１０９とに分配する。また、同様に電力合成手段は、高周波側歪み信号の振幅および位相調整手段１０８が出力する信号と、低周波側歪み信号の振幅および位相調整手段１１０が出力する信号と、信号の伝播時間遅延手段１０４が出力する信号とを合成する。
【００３４】
本発明の実施の形態１の具体例について説明する。図２は、実施の形態１におけるプリディストーション歪み補償回路の回路構成の具体例を示すブロック図である。図３、４は、図２中の各点における信号スペクトラムを示す説明図である。図２においては、図１の構成要素は以下のように置き換えられている。信号の伝搬時間遅延手段１０４は同軸ケーブル２０４に置き換えられている。高周波側歪み信号抽出手段１０７はハイパスフィルタ２０７と歪み発生回路２０８に置き換えられている。低周波側歪み信号抽出手段１０９はローパスフィルタ２１０と歪み発生回路２１１に置き換えられている。高周波側歪み信号の振幅および位相調整手段１０８はベクトル調整回路２０９に置き換えられている。低周波側歪み信号の振幅および位相調整手段１１０はベクトル調整回路２１２に置き換えられている。
【００３５】
図２のプリディストーション歪み補償回路において、図３（ａ）のような振幅の大きさが等しく、周波数の異なる２つの連続波からなる信号を入力端子２０１に入力するとする。この入力信号は、電力分配回路２０３によって２つに分配される。電力分配回路２０３の一方の出力は同軸ケーブル２０４を介して電力合成回路２０５に入力され、もう一方の出力は電力分配回路２０６に入力され、ハイパスフィルタ２０７とローパスフィルタ２１０に分配される。ここで、ハイパスフィルタ２０７によって、図３（ｂ）に示すように、低周波側の入力信号の振幅が高周波側の入力信号の振幅に比べて減衰する。この図３（ｂ）に示すような信号が歪み発生回路２０８に入力され、図３（ｃ）に示すような低周波側歪み信号に比べて振幅が十分大きな高周波側歪み信号が発生する。この図３（ｃ）に示すような信号は、ベクトル調整回路２０９によりその振幅と位相が変化し、変化した信号が電力合成回路２１３に入力される。また、ローパスフィルタ２１０によって、図４（ａ）に示すように高周波側の入力信号の振幅が低周波側の入力信号の振幅に比べて減衰する。この図４（ｄ）に示すような信号が歪み発生回路２１１に入力され、図４（ｂ）に示すように高周波側歪み信号に比べて振幅が十分大きな低周波側歪み信号が発生する。この図４（ｂ）に示すような信号は、ベクトル調整回路２１２によりその振幅と位相が変化し、変化した信号が電力合成回路２１３に入力される。このようにして、高周波側歪み信号と低周波側歪み信号をそれぞれ独立に変化させることが可能となり、電力合成回路２０５によって入力信号と歪み信号が重畳され、図４（ｃ）のような出力信号が出力端子２０２から出力される。
【００３６】
（歪み発生回路）
ここで、歪み発生回路２０８と２１１について説明する。図５は、歪み発生回路の回路構成を示すブロック図である。図６、７は、図５の各点における信号スペクトラムを示す説明図である。図５の歪み発生回路において、入力端子５０１は、電力分配回路５０３に接続されている。電力分配回路５０３の一方の出力端子は同軸ケーブル５０４に接続され、もう一方の出力端子は非線形素子を含む回路５０７に接続されている。同軸ケーブル５０４はベクトル調整回路５０５にも接続されている。電力合成回路５０６の一方の入力端子はベクトル調整回路５０５に接続され、もう一方の入力端子は非線形素子を含む回路５０７に接続されている。電力合成回路５０６の出力端子は出力端子５０２に接続されている。
【００３７】
図５の歪み発生回路において、図６（ａ）に示すような高周波側入力信号と、高周波側入力信号よりも振幅の大きさが小さい低周波側入力信号とを入力端子５０１に入力した場合には、一方は電力分配回路５０３を介して非線形素子を含む回路５０７に入力され、もう一方は電力分配回路５０３、同軸ケーブル５０４、ベクトル調整回路５０５を介して電力合成回路５０６に入力される。非線形素子を含む回路５０７は、図６（ｂ）に示すような高周波側出力信号と、高周波側出力信号よりも振幅の大きさが小さい低周波側出力信号と、高周波側歪み信号と、高周波側歪み信号よりも振幅の大きさが小さい低周波側歪み信号を出力する。この非線形素子を含む回路５０７の出力と、電力分配回路５０３、同軸ケーブル５０４、ベクトル調整回路５０５を経由してきた入力信号（図６（ａ））とは、同振幅かつ逆位相で電力合成回路５０６において合成される。電力合成回路５０６は、図７（ａ）に示すような抑圧された低周波側出力信号と、抑圧された高周波側出力信号と、高周波側歪み信号よりも振幅の大きさが小さい低周波側歪み信号と、高周波側歪み信号を出力端子５０２に出力する。
【００３８】
同様に、図７（ｂ）に示すような低周波側入力信号と、低周波側入力信号よりも振幅の大きさが小さい高周波側入力信号を入力端子５０１に入力した場合には、一方は電力分配回路５０３を介して非線形素子を含む回路５０７に入力され、もう一方は電力分配回路５０３、同軸ケーブル５０４、ベクトル調整回路５０５を介して電力合成回路５０６に入力される。非線形素子を含む回路５０７は、図７（ｃ）に示すような低周波側出力信号と、低周波側出力信号よりも振幅の大きさが小さい高周波側出力信号と、低周波側歪み信号と、低周波側歪み信号よりも振幅の大きさが小さい高周波側歪み信号が出力される。この非線形素子を含む回路５０７の出力と、電力分配回路５０３、同軸ケーブル５０４、ベクトル調整回路５０５を経由してきた入力信号（図６（ａ））とは、同振幅かつ逆位相で電力合成回路５０６において合成される。電力合成回路５０６は、図７（ｄ）に示すように抑圧された低周波側出力信号と、抑圧された高周波側出力信号と、低周波側歪み信号と、低周波側歪み信号よりも振幅の大きさが小さい高周波側歪み信号が出力端子５０２を出力する。
【００３９】
なお、非線形素子を含む回路５０７に使用する非線形素子としては、ダイオードやトランジスタなどがある。図１１は、ダイオードを使用した非線形素子を含む回路の構成例を示す回路図である。図１１において、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅは接続点を表している。図１１の回路図において、接続点ａには入力端子１１０１とコンデンサ１１０４が接続されている。接続点ｂにはコンデンサ１１０４と抵抗１１０５とダイオード１１０６の入力端子とコンデンサ１１０９が接続されている。接続点ｃには電源端子１１０３と一方の端子が接地されたコンデンサ１１０８が接続されている。接続点ｄにはダイオード１１０６の出力端子と一方が接地された抵抗１１０７が接続されている。接続点ｅには出力端子１１０２とコンデンサ１１０９が接続されている。
【００４０】
また、図１２は、トランジスタを使用した非線形素子を含む回路の構成例を示す回路図である。図１２において、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉ、ｊ、ｋは接続点を表している。図１２の回路図において、接続点ａには入力端子１２０１とコンデンサ１２０５が接続されている。接続点ｂにはコンデンサ１２０５と整合回路１２０６が接続されている。接続点ｃにはトランジスタ１２０９のゲート端子が接続されている。接続点ｅには整合回路１２０６と抵抗１２０７が接続されている。接続点ｆには電源端子１２０３と一方が接地されたコンデンサ１２０８が接続されている。接続点ｄはトランジスタ１２０９のソース端子が接続され、さらに接地されている。接続点ｇにはトランジスタ１２０９のドレイン端子と整合回路１２１０が接続されている。接続点ｈには整合回路１２１０と４分の１波長線路１２１１が接続されている。接続点ｉには電源端子１２０４と４分の１波長線路１２１１と一方が接地されたコンデンサ１２１２が接続されている。接続点ｊには整合回路１２１０とコンデンサ１２１３が接続されている。接続点ｋには出力端子１２０２とコンデンサ１２１３が接続されている。
【００４１】
また、歪み発生回路２０８と２１１を簡略化するための別の構成例を説明する。図８は、歪み発生回路の別の回路構成を示すブロック図である。図９、１０は、図８の各点における信号スペクトラムを示す説明図である。図８の歪み発生回路において、飽和増幅器８０３の入力端子は入力端子８０１に、飽和増幅器８０３の出力端子は出力端子８０２に接続されている。ここで、飽和増幅器とは、出力信号として、増幅された入力信号、および増幅された入力信号と同程度の振幅の大きさを持つ歪み信号を出力する増幅器のことである。
【００４２】
図８の歪み発生回路において、図９（ａ）に示すような高周波側入力信号と、高周波側入力信号よりも振幅の大きさが小さい低周波側入力信号を入力端子８０１に入力した場合には、飽和増幅器８０３は、図９（ｂ）に示すような低周波側出力信号と、高周波側出力信号と、高周波側歪み信号よりも振幅の大きさが小さい低周波側歪み信号と、高周波側歪み信号を出力する。それから出力端子８０２は、飽和増幅器８０３が出力する信号をそのまま出力する。
【００４３】
同様に、図９（ｃ）に示すような低周波側入力信号と、低周波側入力信号よりも振幅の大きさが小さい高周波側入力信号を入力端子８０１に入力した場合には、飽和増幅器８０３は、図９（ｄ）に示すような低周波側出力信号と、高周波側出力信号と、低周波側歪み信号よりも振幅の大きさが小さい高周波側歪み信号と、低周波側歪み信号を出力する。それから、出力端子８０２は、飽和増幅器８０３が出力する信号をそのまま出力する。このようにすれば、図９（ｂ）と図９（ｄ）に示すように、入力信号と同程度の振幅の大きさを持つ歪み信号が得られる。
【００４４】
ここで、図２における歪み発生回路２０８と歪み発生回路２１１として、図８に示す歪み発生回路を用いたとする。このとき、飽和増幅器８０３の出力信号および歪み信号は、ベクトル調整回路２０９、２１２によってその振幅と位相が変えられ、電力合成回路２１３によって合成されて図１０（ｂ）に示すような出力信号および歪み信号となる。この出力信号および歪み信号は、電力合成回路２０５に入力される。また、以前に記載されているように、図１０（ａ）に示すような同軸ケーブル２０４を経由してきた入力信号が、電力合成回路２０５に入力される。ここで、図１０（ｂ）に示すような出力信号および歪み信号と、図１０（ａ）に示すような入力信号とを電力合成回路２０５において合成する際に、あらかじめベクトル調整回路２０９とベクトル調整回路２１２は、図１０（ｂ）に示した飽和増幅器８０３の出力信号が図１０（ａ）に示した入力信号よりも十分に減衰するようにし、なおかつ入力信号に対する歪み信号の振幅の大きさを適切に調整する。この調整により、電力合成回路２０５における合成の結果、図１０（ｃ）に示すような入力信号と歪み信号を出力する。このようにして、歪み発生回路によって出力信号を抑圧する過程が省略されるので、回路構成が簡略化される。なお、飽和増幅器８０３には、Ｃ級増幅器やリミッタアンプなどを使用すればよい。
【００４５】
また、上記の例では遅延回路として同軸ケーブル２０４と同軸ケーブル５０４を使用しているが、同軸ケーブル以外の同軸線路を使用してもよく、プリント回路基板上に設計されたマイクロストリップ線路や一定の遅延時間を持つ遅延フィルタなどを使用しても同様の効果が得られ、回路を小型化することが可能となる。
【００４６】
（ベクトル調整回路）
次に、ベクトル調整回路２０９、２１２、５０５について説明する。ベクトル調整回路２０９とベクトル調整回路２１２とベクトル調整回路５０５としては、例えば可変減衰器と可変位相器がある。図１３は、可変減衰器の構成例を示す回路図である。図１３において、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉは接続点を表している。接続点ａには入力端子１３０１と９０°ハイブリッドカップラ１３０４が接続されている。接続点ｂには９０°ハイブリッドカップラ１３０４とダイオード１３０５の入力端子が接続されている。接続点ｃにはダイオード１３０５の出力端子と抵抗１３０７が接続されている。接続点ｄは抵抗１３０７が接続され、さらに接地されている。接続点ｅには電源端子１３０３が接続されている。接続点ｆには９０°ハイブリッドカップラ１３０４とダイオード１３０６の入力端子が接続されている。接続点ｇにはダイオード１３０６の出力端子と抵抗１３０８が接続されている。接続点ｈは抵抗１３０８が接続され、さらに接地されている。接続点ｉには９０°ハイブリッドカップラ１３０４と出力端子１３０２が接続されている。ここで、接続点ｂと接続点ｅと接続点ｆは共通端子となっている。
【００４７】
図１４は、可変位相器の構成例を示す回路図である。図１４において、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｈ、ｉは接続点を表している。接続点ａには入力端子１４０１と９０°ハイブリッドカップラ１４０４に接続されている。接続点ｂには９０°ハイブリッドカップラ１４０４とダイオード１４０５の入力端子が接続されている。接続点ｃにはダイオード１４０５の出力端子とコンデンサ１４０７が接続されている。接続点ｄはコンデンサ１４０７が接続され、さらに接地されている。接続点ｅには電源端子１４０３が接続されている。接続点ｆには９０°ハイブリッドカップラ１４０４とダイオード１４０６の入力端子が接続されている。接続点ｇにはダイオード１４０６の出力端子とコンデンサ１４０８が接続されている。接続点ｈはコンデンサ１４０８が接続され、さらに接地されている。接続点ｉには９０°ハイブリッドカップラ１４０４と出力端子１４０２が接続されている。ここで、接続点ｂと接続点ｅと接続点ｆは共通端子となっている。なお、可変減衰器と可変位相器を複数縦続接続して使用することも可能である。
【００４８】
なお、この実施の形態１では低周波側、高周波側の３次相互変調歪みの調整について述べたが、５次相互変調歪みと７次相互変調歪みの低周波側、高周波側の振幅と位相の調整についても同様の効果が得られ、ある帯域幅を持った変調波入力信号によって発生する歪みに対しても、歪み補償効果が得られる。
【００４９】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２について説明する。なお、プリディストーション歪み補償回路の基本回路構成を示すブロック図は実施の形態１と同様である。図１５は、実施の形態２におけるプリディストーション歪み補償回路の回路構成の具体例を示すブロック図である。図１６、１７は、図１５中の各点における信号のスペクトラムを示す説明図である。実施の形態１と異なるのは、図１の高周波側歪み信号抽出手段１０７の構成において、歪み発生回路１５０７とハイパスフィルタ１５０８の位置が入れ替わっている点と、低周波側歪み信号抽出手段１０９の構成において、歪み発生回路１５１０とローパスフィルタ１５１１の位置が入れ替わっている点である。実施の形態１と同一の構成については重複を避けるために説明を省略する。
【００５０】
図１５のプリディストーション歪み補償回路において、図１６（ａ）のような振幅の大きさが等しく、周波数の異なる２つの連続波からなる信号を入力端子１５０１に入力するとする。この入力信号は、電力分配回路１５０３によって２つに分配される。その後、電力分配回路１５０３の一方の出力は同軸ケーブル１５０４を介して電力合成回路１５０５に入力され、もう一方は電力分配回路１５０６に入力される。電力分配回路１５０６の出力は、歪み発生回路１５０７と歪み発生回路１５１０のそれぞれに入力され、歪み発生回路１５０７と歪み発生回路１５１０の出力端子には図１６（ｂ）に示すような出力信号と歪み信号が出力される。その後、歪み発生回路１５０７の出力信号と歪み信号はハイパスフィルタ１５０８によって図１７（ａ）に示すように低周波側歪み信号と低周波側出力信号と高周波側出力信号は減衰され、高周波側歪み信号が抽出される。ベクトル調整回路１５０９は、ハイパスフィルタ１５０８によって抽出された信号の振幅および位相を変化させ、電力合成回路１５１３に入力する。このとき、低周波側歪み信号も存在するが、高周波側歪み信号の振幅に比べて十分に減衰しているので、無視することができる。また、歪み発生回路１５１０の出力信号と歪み信号はローパスフィルタ１５１１によって図１７（ｂ）に示すように高周波側歪み信号と低周波側出力信号と高周波側出力信号は減衰され、低周波側歪み信号が抽出される。ベクトル調整回路１５１２は、ローパスフィルタ１５１１によって抽出された信号の振幅および位相を変化させ、電力合成回路１５１３に入力する。このとき、高周波側歪み信号も存在するが、低周波側歪み信号の振幅に比べて十分に減衰しているので、無視することができる。このようにして、高周波側歪み信号と低周波側歪み信号をそれぞれ独立に変化させることが可能となり、電力合成回路１５０５において入力信号と歪み信号が重畳され、出力端子１５０２から図１７（ｃ）に示すような信号が出力される。
【００５１】
なお、歪み発生回路１５０７、１５１０の構成例は図５に示されているとおりであり、これらの動作は、実施の形態１において説明されている。さらに、歪み発生回路１５０７、１５１０を簡略化するための構成例は図８に示されているとおりであり、これらの動作は実施の形態１において説明されている。さらに、ベクトル調整回路１５０９、ベクトル調整回路１５１２の構成例は、図１３、１４に示されているとおりであり、これらの動作は実施の形態１において説明されている。したがって、これらの実施の形態１において説明されている動作については、重複を避けるために説明を省略する。
【００５２】
また、実施の形態２において、歪み発生回路１５０７、１５１０を２つ使用しているが、歪み発生回路を１つのみ使用し、電力分配回路１５０６と、ハイパスフィルター１５０８またはローパスフィルター１５１１との間に配置するのではなく、電力分配回路１５０３と電力分配回路１５０６との間に配置してもよい。
【００５３】
さらに、実施の形態２において、遅延回路として同軸ケーブル１５０４を使用しているが、プリント回路基板上に設計されたマイクロストリップ線路や一定の遅延時間を持つ遅延フィルタなどを用いても同様の効果が得られ、回路を小型化することが可能となる。
【００５４】
さらに、実施の形態２において、低周波側、高周波側の３次相互変調歪みの調整について述べたが、５次相互変調歪みと７次相互変調歪みの低周波側、高周波側の振幅と位相の調整についても同様の効果が得られ、ある帯域幅を持った変調波入力信号によって発生する歪みに対しても、歪み補償効果が得られる。
【００５５】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３について説明する。図１８は、実施の形態３におけるプリディストーション歪み補償回路の回路構成の具体例を示すブロック図である。入力端子１８０１は電力分配回路１８０３の入力端子に接続されている。電力分配回路１８０３の一方の出力端子が電力分配回路１８０４の入力端子に接続され、もう一方の出力端子が電力分配回路１８１２の入力端子に接続されている。電力分配回路１８０４の一方の出力端子は電力分配回路１８０５の入力端子に接続されており、もう一方の出力端子は同軸ケーブル１８０８に接続されている。同軸ケーブル１８０８はベクトル調整回路１８０９に接続されている。電力分配回路１８０５の一方の出力端子には同軸ケーブル１８０６が接続され、もう一方の出力端子には同軸ケーブル１８１０が接続されている。同軸ケーブル１８１０にはベクトル調整回路１８１１が接続されている。電力合成回路１８１３の一方の入力端子にはベクトル調整回路１８０９が接続され、もう一方の入力端子には電力分配回路１８１２が接続されている。電力合成回路１８１４の一方の入力端子にはベクトル調整回路１８１１が接続され、もう一方の入力端子には電力分配回路１８１２が接続されている。電力合成回路１８１３の出力端子には歪み発生回路１８１５が接続されている。歪み発生回路１８１５にはベクトル調整回路１８１６が接続されている。電力合成回路１８１４の出力端子には歪み発生回路１８１７が接続されている。歪み発生回路１８１７にはベクトル調整回路１８１８が接続されている。電力合成回路１８１９の一方の入力端子にはベクトル調整回路１８１６が接続され、もう一方の入力端子にはベクトル調整回路１８１８が接続されている。電力合成回路１８０７の一方の入力端子には同軸ケーブル１８０６が接続され、もう一方の入力端子には電力合成回路１８１９が接続され、出力端子には出力端子１８０２が接続されている。
【００５６】
以下、実施の形態３におけるプリディストーション歪み補償回路の動作について説明する。図１９は実施の形態３における入力信号のベクトル図である。図１８において、図３（ａ）のような振幅の大きさが等しく、周波数の異なる２つの連続波からなる信号を入力端子１８０１に入力するとする。この入力信号は、電力分配回路１８０３によって２つに分配される。電力分配回路１８０３の一方の出力は、電力分配回路１８０４に入力され、もう一方の出力は電力分配回路１８１２に入力される。電力分配回路１８０４に入力された信号は、さらに電力分配回路１８０５と同軸ケーブル１８０８に分配される。電力分配回路１８１２に入力された信号もさらに電力合成回路１８１３と電力合成回路１８１４に分配される。このとき、電力合成回路１８１３と電力合成回路１８１４に入力される信号は図１９（ａ）に示すように高周波側と低周波側の振幅の大きさが等しく、位相も同じであるとする。同軸ケーブル１８０８に分配された入力信号は、ベクトル調整回路１８０９を経由して電力合成回路１８１３に入力される。このとき、図１９（ｂ）に示すように、同軸ケーブル１８０８によって高周波側の入力信号が低周波側の入力信号よりも位相が遅れ、図１９（ａ）に示す低周波側入力信号に対して位相差が１８０度になるようにベクトル調整回路１８０９で調整すれば、図１９（ｃ）に示すように高周波側の入力信号の振幅は低周波側の入力信号よりも大きくなり、図３（ｂ）と同様の信号スペクトラムが得られる。この信号を歪み発生回路１８１５に入力すれば、図３（ｃ）に示すような高周波側歪み信号が発生する。この高周波側歪み信号は、ベクトル調整回路１８１６によってその振幅と位相が変化し、変化した信号が電力合成回路１８１９に入力される。このとき、低周波側歪み信号も発生するが、高周波側歪み信号に比べて振幅は十分小さいので、無視することができる。
【００５７】
また、電力分配回路１８０５に入力された入力信号は同軸ケーブル１８０６と同軸ケーブル１８１０に分配される。同軸ケーブル１８１０に分配された入力信号は、ベクトル調整回路１８１１を経由して電力合成回路１８１４に入力される。このとき、図１９（ｄ）に示すように、同軸ケーブル１８１０によって高周波側の入力信号が低周波側の入力信号よりも位相が遅れ、図１９（ａ）に示す高周波側入力信号に対して位相差が１８０度になるようにベクトル調整回路１８１１で調整すれば、図１９（ｅ）に示すように低周波側の入力信号の振幅は高周波側の入力信号よりも大きくなり、図４（ａ）と同様の信号スペクトラムが得られる。この信号を歪み発生回路１８１７に入力すれば、図４（ｂ）に示すような低周波側歪み信号が発生する。この低周波側歪み信号は、ベクトル調整回路１８１８によってその振幅と位相が変化し、変化した信号が電力合成回路１８１９に入力される。このとき、高周波側歪み信号も発生するが、低周波側歪み信号に比べて振幅は十分小さいので、無視することができる。このようにして、高周波側歪み信号と低周波側歪み信号をそれぞれ独立に変化させることが可能となり、電力合成回路１８０７において入力信号と歪み信号が重畳され、出力端子１８０２から図４（ｃ）に示すような信号が出力される。
【００５８】
ここで、歪み発生回路１８１５、１８１７の構成例を図５に示されているとおりであり、これらの動作は、実施の形態１において説明されている。さらに、歪み発生回路１８１５、１８１７を簡略化するための構成例を図８に示されているとおりであり、これらの動作は実施の形態１において説明されている。さらに、ベクトル調整回路１８０９、ベクトル調整回路１８１１、ベクトル調整回路１８１６、ベクトル調整回路１８１８の構成例は、図１３、１４に示されているとおりであり、これらの動作は実施の形態１において説明されている。したがって、これらの実施の形態１において説明されている動作については、重複を避けるために説明を省略する。
【００５９】
また、実施の形態３において、遅延回路として同軸ケーブル１８０６と同軸ケーブル１８０８と同軸ケーブル１８１０を使用しているが、プリント回路基板上に設計されたマイクロストリップ線路や一定の遅延時間を持つ遅延フィルタなどを用いても同様の効果が得られ、回路を小型化することが可能となる。
【００６０】
また、ここでは低周波側、高周波側の３次相互変調歪みの調整について述べたが、５次相互変調歪みと７次相互変調歪みの低周波側、高周波側の振幅と位相の調整についても同様の効果が得られ、ある帯域幅を持った変調波入力信号によって発生する歪みに対しても、歪み補償効果が得られる。
【００６１】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４について説明する。図２０は、実施の形態４におけるプリディストーション歪み補償回路の回路構成の具体例を示すブロック図である。入力端子２００１は電力分配回路２００３の入力端子に接続されている。電力分配回路２００３の一方の出力端子が同軸ケーブル２００４に接続され、もう一方の出力端子が電力分配回路２０１１に接続されている。同軸ケーブル２００４は電力分配回路２００５に接続されている。電力分配回路２０１１の一方の出力端子には非線形素子を含む回路２０１２に接続され、もう一方の出力端子には非線形素子を含む回路２０１３に接続されている。電力分配回路２００５の一方の出力端子には電力分配回路２００６が接続され、もう一方の出力端子にはベクトル調整回路２００９が接続されている。電力分配回路２００６の一方の出力端子には同軸ケーブル２００７が接続され、もう一方の出力端子にはベクトル調整回路２０１０が接続されている。電力合成回路２０１４の一方の入力端子にはベクトル調整回路２００９が接続されており、もう一方の入力端子には非線形素子を含む回路２０１２が接続されている。電力合成回路２０１５の一方の入力端子にはベクトル調整回路２０１０が接続されており、もう一方の入力端子には非線形素子を含む回路２０１３が接続されている。電力合成回路２０１４はハイパスフィルタ２０１６に接続されている。ハイパスフィルタ２０１６はベクトル調整回路２０１８に接続されている。電力合成回路２０１５はローパスフィルタ２０１７に接続されている。ローパスフィルタ２０１７はベクトル調整回路２０１９に接続されている。電力合成回路２０２０の一方の入力端子にはベクトル調整回路２０１８が接続され、もう一方の入力端子にはベクトル調整回路２０１９が接続されている。電力合成回路２００８の一方の入力端子には同軸ケーブル２００７が接続され、もう一方の入力端子には電力合成回路２０２０が接続され、出力端子には出力端子２００２が接続されている。
【００６２】
以下、実施の形態４におけるプリディストーション歪み補償回路の動作について説明する。図２１、２２は信号のスペクトラムを示す説明図である。図２０において、図２１（ａ）のような振幅の大きさが等しく、周波数の異なる２つの連続波からなる信号を入力端子２００１に入力するとする。この入力信号は、電力分配回路２００３によって２つに分配される。電力分配回路１８０３の一方の出力は、同軸ケーブル２００４に入力され、もう一方の出力は電力分配回路２０１１に入力される。同軸ケーブル２００４を経由した入力信号は電力分配回路２００５に入力された後、電力分配回路２００５の一方の出力は、電力分配回路２００６に分配され、もう一方の出力は、ベクトル調整回路２００９に分配されて電力合成回路２０１４に入力される。また、電力分配回路２００６に入力された信号は、２つに分配される。電力分配回路２００６の一方の出力は同軸ケーブル２００７に分配され、もう一方の出力はベクトル調整回路２０１０に分配されて電力合成回路２０１５に入力される。また、電力分配回路２０１１に入力された信号は、２つに分配される。電力分配回路２０１１の一方の出力は、非線形素子を含む回路２０１２に分配される。もう一方の出力は非線形素子を含む回路２０１３に分配される。ここで、非線形素子を含む回路２０１２は、図２１（ｂ）に示すような出力信号と歪み信号を出力し、この出力信号と歪み信号が電力合成回路２０１４に入力される。このとき、図２１（ａ）に示すような電力分配回路２００５から分配された入力信号を、非線形素子を含む回路２０１２の出力信号に対して同振幅かつ逆位相になるようにベクトル調整回路２００９によって調整すれば、電力合成回路２０１４の出力端子から図２１（ｃ）のような歪み信号が出力される。また、同様に非線形素子を含む回路２０１３は、図２１（ｂ）に示すような出力信号と歪み信号を出力し、この出力信号と歪み信号が電力合成回路２０１５に入力される。このとき、図２１（ａ）に示すような電力分配回路２００６から分配された入力信号を、非線形素子を含む回路２０１３の出力信号に対して同振幅かつ逆位相になるようにベクトル調整回路２０１０によって調整すれば、電力合成回路２０１５の出力端子から図２１（ｃ）のような歪み信号が出力される。
【００６３】
電力合成回路２０１４の出力端子から出力された歪み信号は、ハイパスフィルタ２０１６によって図２２（ａ）に示すような高周波側の歪み信号が取り出される。この高周波側の歪み信号は、ベクトル調整回路２０１８によってその振幅および位相が変化し、変化した信号が電力合成回路２０２０に入力される。ここで、低周波側の歪み信号も存在するが、高周波側歪み信号の振幅に比べて十分に減衰しているので、無視することができる。電力合成回路２０１５の出力端子から出力された歪み信号は、ローパスフィルタ２０１７によって図２２（ｂ）のように低周波側の歪み信号が取り出される。この低周波側の歪み信号は、ベクトル調整回路２０１９によってその振幅および位相が変化し、変化した信号が電力合成回路２０２０に入力される。ここで、高周波側の歪み信号も存在するが、高周波側歪み信号の振幅に比べて十分に減衰しているので、無視することができる。このようにして、高周波側歪み信号と低周波側歪み信号をそれぞれ独立に変化させることが可能となり、電力合成回路２００８において入力信号と歪み信号が重畳され、出力端子２００２から図２２（ｃ）に示すような信号が出力される。
【００６４】
なお、非線形素子を含む回路２０１２と非線形素子を含む回路２０１３に使用する非線形素子としては、ダイオードやトランジスタなどがある。ダイオードを使用した非線形素子を含む回路の構成例は図１１に、トランジスタを使用した非線形素子を含む回路の構成例は図１２に示されているとおりである。これらの動作は実施の形態１において説明されている。さらに、ベクトル調整回路２００９、ベクトル調整回路２０１０、ベクトル調整回路２０１８、ベクトル調整回路２０１９の構成例は図１１に示されているとおりである。これらの動作は実施の形態１において説明されている。したがって、これらの実施の形態１において説明されている動作については、重複を避けるために、説明を省略する。
【００６５】
また、実施の形態４において、遅延回路として同軸ケーブル２００４と同軸ケーブル２００７を使用しているが、プリント回路基板上に設計されたマイクロストリップ線路や一定の遅延時間を持つ遅延フィルタなどを用いても同様の効果が得られ、回路を小型化することが可能となる。
【００６６】
さらに、実施の形態４において、低周波側、高周波側の３次相互変調歪みの調整について述べたが、５次相互変調歪みと７次相互変調歪みの低周波側、高周波側の振幅と位相の調整についても同様の効果が得られ、ある帯域幅を持った変調波入力信号によって発生する歪みに対しても、歪み補償効果が得られる。
【００６７】
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５について説明する。図２３は、実施の形態５におけるプリディストーション歪み補償回路の回路構成の具体例を示すブロック図である。入力端子２３０１は電力分配回路２３０３の入力端子に接続されている。電力分配回路２３０３の一方の出力端子には同軸ケーブル２３０４に接続され、もう一方の出力端子には歪み発生回路２３０６が接続されている。歪み発生回路２３０６には電力分配回路２３０７が接続されている。電力分配回路２３０７の一方の出力端子には電力分配回路２３０８が接続され、もう一方の出力端子には電力分配回路２３１３に接続されている。電力分配回路２３０８の一方の出力端子には同軸ケーブル２３０９が接続され、もう一方の出力端子にはベクトル調整回路２３１０が接続されている。電力合成回路２３１１の一方の入力端子には同軸ケーブル２３０９が接続され、もう一方の入力端子にはベクトル調整回路２３１０が接続され、出力端子にはベクトル調整回路２３１２が接続されている。電力分配回路２３１３の一方の出力端子には同軸ケーブル２３１４が接続され、もう一方の出力端子にはベクトル調整回路２３１５が接続されている。電力合成回路２３１６の一方の入力端子には同軸ケーブル２３１４が接続され、もう一方の入力端子にはベクトル調整回路２３１５が接続され、出力端子にはベクトル調整回路２３１７が接続されている。電力合成回路２３１８の一方の入力端子にはベクトル調整回路２３１２が接続され、もう一方の入力端子にはベクトル調整回路２３１７が接続され、出力端子には増幅器２３１９が接続されている。電力合成回路２３０５の一方の入力端子には同軸ケーブル２３０４が接続され、もう一方の入力端子には増幅器２３１９が接続され、出力端子には出力端子２３０２が接続されている。
【００６８】
以下、実施の形態５におけるプリディストーション歪み補償回路の動作について説明する。図２４、２５は信号のスペクトラムを示す説明図である。図２６、２７は歪み信号のベクトル図である。図２３において、図２４（ａ）のような振幅の大きさが等しく、周波数の異なる２つの連続波からなる信号を入力端子２３０１に入力するとする。この入力信号は、電力分配回路２３０３によって２つに分配される。電力分配回路２３０３の一方の出力は、同軸ケーブル２３０４に入力された後、電力合成回路２３０５に入力される。電力分配回路２３０３のもう一方の出力は、歪み発生回路２３０６に入力され、歪み発生回路２３０６によって、図２４（ｂ）に示すような歪み信号が抽出される。この抽出された歪み信号は図２６（ａ）のようなベクトル図で示される。この抽出された歪み信号は、電力分配回路２３０７に入力された後、電力分配回路２３０８と電力分配回路２３１３に入力される。電力分配回路２３０８に入力された歪み信号はさらに２つに分配され、一方は同軸ケーブル２３０９に入力された後、電力合成回路２３１１に入力され、もう一方はベクトル調整回路２３１０に入力された後、電力合成回路２３１１に入力される。このとき、同軸ケーブル２３０９に入力された歪み信号は同軸ケーブル２３０９の伝播遅延時間分だけ位相が回転し、図２６（ｂ）のようになる。また、電力合成回路２３１１に入力される歪み信号のうち、高周波側の歪み信号と、同軸ケーブル２３０９によって位相回転が生じた歪み信号のうち、高周波側の歪み信号との位相差が１８０度となるようにベクトル調整回路２３１０によって図２６（ｃ）のように歪み信号の振幅と位相を変化させる。その結果、図２６（ｄ）に示すように高周波側の歪み信号は相殺されて低周波側の歪み信号のみが電力合成回路２３１１の出力端子に出力される。このようにして抽出された低周波側の歪み信号は図２５（ａ）のようになるので、ベクトル調整回路２３１２によって振幅と位相が変化し、変化した信号は電力合成回路１８１８に入力される。
【００６９】
また、電力分配回路２３１３に入力された歪み信号はさらに２つに分配され、一方は同軸ケーブル２３１４に入力された後、電力合成回路２３１６に入力され、もう一方はベクトル調整回路２３１５に入力された後、電力合成回路２３１６に入力される。このとき、同軸ケーブル２３１４に入力された歪み信号は同軸ケーブル２３１４の伝播遅延時間分だけ位相が回転し、図２７（ａ）のようになる。また、電力合成回路２３１６に入力される歪み信号のうち、低周波側の歪み信号と、同軸ケーブル２３１４によって位相回転が生じた歪み信号のうち、低周波側の歪み信号の位相差が１８０度となるようにベクトル調整回路２３１５によって図２７（ｂ）のように歪み信号の振幅と位相を変化させる。その結果、図２７（ｃ）に示すように低周波側の歪み信号は相殺されて高周波側の歪み信号のみが電力合成回路２３１６の出力端子に出力される。このようにして抽出された高周波側の歪み信号は、図２５（ｂ）のようになるので、ベクトル調整回路２３１２によって振幅と位相が変化し、変化した信号は電力合成回路２３１８に入力される。このようにして電力合成回路２３１８によって合成された低周波側歪み信号と高周波側歪み信号は増幅器２３１９によって振幅が増幅され、電力合成回路２３０５に入力される。このようにして高周波側歪み信号と低周波側歪み信号をそれぞれ独立に変化させることが可能となり、電力合成回路２３０５において入力信号と歪み信号が重畳され、出力端子２３０２から図２５（ｃ）に示すような信号が出力される。
【００７０】
ここで、歪み発生回路２３０６の構成例を図５に示されているとおりであり、これらの動作は、実施の形態１において説明されている。さらに、歪み発生回路２３０６を簡略化するための構成例を図８に示されているとおりであり、これらの動作は実施の形態１において説明されている。さらに、また、ベクトル調整回路２３１０、ベクトル調整回路２３１２、ベクトル調整回路２３１５、ベクトル調整回路２３１７の構成例は、図１３、１４に示されているとおりであり、これらの動作は実施の形態１において説明されている。したがって、これらの実施の形態１において説明されている動作については、重複を避けるために説明を省略する。
【００７１】
また、実施の形態５において、遅延回路として同軸ケーブル２３０４と同軸ケーブル２３０９と同軸ケーブル２３１４を使用しているが、プリント回路基板上に設計されたマイクロストリップ線路や一定の遅延時間を持つ遅延フィルタなどを用いても同様の効果が得られ、回路を小型化することが可能となる。
【００７２】
さらに、実施の形態５において、低周波側、高周波側の３次相互変調歪みの調整について述べたが、５次相互変調歪みと７次相互変調歪みの低周波側、高周波側の振幅と位相の調整についても同様の効果が得られ、ある帯域幅を持った変調波入力信号によって発生する歪みに対しても、歪み補償効果が得られる。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のプリディストーション歪み補償回路は、高周波側と低周波側の歪み信号それぞれ個別に発生させて抽出し、それぞれの振幅および位相を独立に操作しながら入力信号に重畳し、電力増幅器の入力とすることによって電力増幅器の歪み補償が可能となる。また、プリディストーション歪み補償回路によって発生する高周波側の歪み信号と低周波側の歪み信号の位相関係を電力増幅器の高周波側の歪み信号と低周波側の歪み信号の位相関係と一致させるために遅延時間を調整することが不要となる。さらに、歪み発生回路に使用する非線形素子の歪み特性を電力増幅器の歪み特性と類似のものとする必要がないので、歪み発生回路の設計を容易にすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１におけるプリディストーション歪み補償回路の基本回路構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１におけるプリディストーション歪み補償回路の回路構成の具体例を示すブロック図である。
【図３】信号スペクトラムを示す説明図である。
【図４】信号スペクトラムを示す説明図である。
【図５】歪み発生回路の回路構成を示すブロック図である。
【図６】信号スペクトラムを示す説明図である。
【図７】信号スペクトラムを示す説明図である。
【図８】歪み発生回路の別の回路構成を示すブロック図である。
【図９】信号スペクトラムを示す説明図である。
【図１０】信号スペクトラムを示す説明図である。
【図１１】ダイオードを使用した非線形素子を含む回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】トランジスタを使用した非線形素子を含む回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】可変減衰器の構成例を示す回路図である。
【図１４】可変位相器の構成例を示す回路図である。
【図１５】実施の形態２におけるプリディストーション歪み補償回路の回路構成の具体例を示すブロック図である。
【図１６】信号のスペクトラムを示す説明図である。
【図１７】信号のスペクトラムを示す説明図である。
【図１８】実施の形態３におけるプリディストーション歪み補償回路の回路構成の具体例を示すブロック図である。
【図１９】入力信号のベクトル図である。
【図２０】実施の形態４におけるプリディストーション歪み補償回路の回路構成の具体例を示すブロック図である。
【図２１】信号のスペクトラムを示す説明図である。
【図２２】信号のスペクトラムを示す説明図である。
【図２３】実施の形態５におけるプリディストーション歪み補償回路の回路構成の具体例を示すブロック図である。
【図２４】信号のスペクトラムを示す説明図である。
【図２５】信号のスペクトラムを示す説明図である。
【図２６】歪み信号のベクトル図である。
【図２７】歪み信号のベクトル図である。
【図２８】従来のプリディストーション歪み補償回路の一例を示すブロック図である。
【図２９】従来のプリディストーション歪み補償回路の歪み補償の原理を説明するブロック図である。
【図３０】従来のプリディストーション歪み補償回路の歪み補償の原理を説明するベクトル図である。
【符号の説明】
１０１…入力端子
１０２…出力端子
１０３、１０６…電力分配手段
１０４…信号の伝播時間遅延手段
１０５、１１１…電力合成手段
１０７…高周波側歪み信号抽出手段
１０８…高周波側歪み信号の振幅および位相調整手段
１０９…低周波側歪み信号抽出手段
１１０…低周波側歪み信号の振幅および位相調整手段
２０１…入力端子
２０２…出力端子
２０３、２０６…電力分配回路
２０４…同軸ケーブル
２０５、２１３…電力合成回路
２０８、２１１…歪み発生回路
２０７…ハイパスフィルター
２１０…ローパスフィルター
２０９、２１２…ベクトル調整回路
５０１…入力端子
５０２…出力端子
５０３…電力分配回路
５０４…同軸ケーブル
５０５…ベクトル調整回路
５０６…電力合成回路
５０７…非線形素子を含む回路
８０１…入力端子
８０２…出力端子
８０３…飽和増幅器
１１０１…入力端子
１１０２…出力端子
１１０３…電源端子
１１０４、１１０８、１１０９…コンデンサ
１１０５、１１０７…抵抗
１１０６…ダイオード
９０１…入力端子
１２０２…出力端子
１２０３、１２０４…電源端子
１２０５、１２０８、１２１２、１２１３…コンデンサ
１２０６、１２１０…整合回路
１２０７…抵抗
１２０９…トランジスタ
１２１１…４分の１波長線路
１３０１…入力端子
１３０２…出力端子
１３０３…電源端子
１３０４…９０°ハイブリッドカップラ
１３０５、１３０６…ダイオード
１３０７、１３０８…抵抗
１４０１…入力端子
１４０２…出力端子
１４０３…電源端子
１４０４…９０°ハイブリッドカップラ
１４０５、１４０６…ダイオード
１４０７、１４０８…コンデンサ
１５０１…入力端子
１５０２…出力端子
１５０３、１５０６…電力分配回路
１５０４…同軸ケーブル
１５０５、１５１３…電力合成回路
１５０７、１５１０…歪み発生回路
１５０８…ハイパスフィルター
１５１１…ローパスフィルター
１５０９、１５１２…ベクトル調整回路
１８０１…入力端子
１８０２…出力端子
１８０３、１８０４、１８０５、１８１２…電力分配回路
１８０６、１８０８、１８１０…同軸ケーブル
１８０７、１８１３、１８１４、１８１９…電力合成回路
１８０９、１８１１、１８１６、１８１８…ベクトル調整回路
１８１５、１８１７…歪み発生回路
２００１…入力端子
２００２…出力端子
２００３、２００５、２００６、２０１１…電力分配回路
２００４、２００７…同軸ケーブル
２００８、２０１４、２０１５、２０２０…電力合成回路
２００９、２０１０、２０１８、２０１９…ベクトル調整回路
２０１２、２０１３…非線形素子を含む回路
２０１６…ハイパスフィルタ
２０１７…ローパスフィルタ
２３０１…入力端子
２３０２…出力端子
２３０３、２３０７、２３０８、２３１３…電力分配回路
２３０４、２３０９、２３１４…同軸ケーブル
２３０５、２３１１、２３１６、２３１８…電力合成回路
２３０６…歪み発生回路
２３１０、２３１２、２３１５、２３１７…ベクトル調整回路
２３１９…増幅器
２８０１…入力端子
２８０２…出力端子
２８０３…電力分配回路
２８０４…遅延回路
２８０５…歪み発生回路
２８０６…ベクトル調整回路
２８０７…電力合成回路
２９０１…入力端子
２９０２…出力端子
２９０３…プリディストーション歪み補償回路
２９０４…電力増幅器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a pre-distortion distortion compensation circuit that superimposes an intermodulation distortion corresponding to an intermodulation distortion generated by an amplifier on an input signal and cancels the intermodulation distortion generated by the amplifier by using the input signal as an input of the amplifier.
[0002]
[Prior art]
FIG. 28 is a block diagram showing an example of a conventional pre-distortion distortion compensation circuit. FIG. 29 is a block diagram for explaining the principle of distortion compensation of the conventional pre-distortion distortion compensation circuit. FIG. 30 is a vector diagram illustrating the principle of distortion compensation of the conventional pre-distortion distortion compensation circuit. The signal input to the input terminal 2801 is distributed to two paths by the power distribution circuit 2803. In the first path, the distributed input signal is input to the power combining circuit 2807 after passing through the delay circuit 2804. In the second path, the distributed input signal passes through the distortion generation circuit 2805, and only the distortion signal is extracted. The extracted distortion signal is input to a power combining circuit 2807 after passing through a vector adjusting circuit 2806. Also, by changing the delay time of the delay circuit 2804 to make a difference between the delay time of the first path and the delay time of the second path, the phase relationship between the high-frequency distortion signal and the low-frequency distortion signal can be freely controlled. can do. Thus, the input signal is divided into two paths, the amplitude and phase of the distortion signal with respect to the input signal are adjusted by the vector adjustment circuit 2806, and the delay time of the delay circuit 2804 is changed so that the distortion signal on the high frequency side and the low frequency The distortion signal is superimposed on the input signal while adjusting the phase relationship of the distortion signal on the side, and output from the output terminal 2802. After that, a signal in which the input signal and the distortion signal are superimposed is input to the power amplifier connected to the output terminal 2802.
[0003]
FIG. 29 shows an input terminal 2901 for inputting an input signal, an output terminal 2902 for outputting an output signal, a pre-distortion compensation circuit for performing pre-distortion distortion compensation, and a power amplifier for performing power amplification. Here, as shown in FIG. 30, the relationship between the input signal and the high-frequency side distortion signal and the low-frequency side distortion signal in the pre-distortion distortion compensating circuit 2903 and the power amplifier 2904 will be considered on a vector basis. It is assumed that the input signal is two continuous waves having the same amplitude and different frequencies. For the high-frequency and low-frequency distortion signals generated by the power amplifier 2904, the high-frequency and low-frequency distortion signals having the same amplitude and opposite phases are generated by the pre-distortion distortion compensation circuit 2903, and the input of the power amplifier 2904 is input. Then, the distortion signal generated in the power amplifier 2904 can be canceled. Here, the amplitude of the distortion signal is a value normalized by the amplitude of the input signal, and the phase of the distortion signal is the phase of the input signal when the two input signals have the same phase. The amount of rotation.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the distortion signal generated by the pre-distortion distortion compensation circuit 2903 is input to the power amplifier 2904, the amplitude and phase of the distortion signal generated on the low frequency side in the power amplifier 2904 due to the influence of the distortion signal input on the high frequency side , And the amplitude and phase of the distortion signal generated on the high frequency side in the power amplifier 2904 change due to the influence of the distortion signal input on the low frequency side, so that the distortion compensation effect deteriorates.
[0005]
The details are described below. The output power of the power amplifier does not exceed the input DC power. Therefore, the input / output power characteristics of the power amplifier are always saturated, and the power gain decreases as the power amplifier approaches the saturation state. Further, the phase of the output power of the power amplifier also changes according to the input power. When two signals having different frequencies are input to the power amplifier due to such non-linear characteristics, the power amplifier generates intermodulation distortion and the spectrum is widened.
[0006]
Now, an input voltage V composed of two signals having different frequencies, which is expressed as Expression (1),INIs input to the power amplifier.
(Equation 1)
Figure 0003564382
Where ω1, Ω2Is the angular frequency of the input signal, V1Is the angular frequency ω1The amplitude of the voltage of the signal1Is the angular frequency ω1The phase of the voltage of the signal2Is the angular frequency ω2The amplitude of the voltage of the signal2Is the angular frequency ω2Is the phase of the voltage of the signal1<Ω2And At this time, the output voltage V of the power amplifierOUTIs expressed as Expression (2) when considering the third-order nonlinearity.
[0007]
(Equation 2)
Figure 0003564382
Here, a, b, and c are proportional constants. In equation (2), the voltage of the third-order intermodulation distortion on the low frequency side has an angular frequency of 2ω1−ω2And the amplitude is (3/4) cV1 2V2And the phase is 2φ1−φ2It is. On the other hand, the voltage of the third-order intermodulation distortion on the high frequency side has an angular frequency of 2ω2−ω1And the amplitude is (3/4) cV1V2 2And the phase is 2φ2−φ1It is. In an actual power amplifier, the amplitude and phase of the third-order intermodulation distortion are different between the low frequency side and the high frequency side, and are (3/4) cV1 2V2≠ (3/4) cV1V2 2And 2φ1−φ2≠ 2φ2−φ1It is.
[0008]
Further, the third-order intermodulation distortion is not limited to the above, and the angular frequency is ω1Component and angular frequency are ω2−ω1Mixing with the difference component of the angular frequency is ω2Component and angular frequency are ω2−ω1And the angular frequency is 2ω12nd harmonic component and ω2And angular frequency of 2ω22nd harmonic component and ω1Third-order intermodulation distortion also occurs in the power amplifier due to factors such as mixing with the component. Further, when the operation class of the power amplifier is a non-linear operation like the class AB, the influence of the fifth-order nonlinearity cannot be neglected, so that there is a third-order intermodulation distortion generated from the fifth-order nonlinearity. . The third-order intermodulation distortion generated by these factors also differs in amplitude and phase between the low frequency side and the high frequency side.
[0009]
Here, when the third-order intermodulation distortion is generated by the pre-distortion distortion compensating circuit and superimposed on the input signal and input to the power amplifier, the angular frequency becomes 2ω.2−ω1A component 3 (ω) that is three times the frequency of the difference between the third-order intermodulation distortion component input to the high frequency side2−ω1), The angular frequency generated on the low frequency side of the power amplifier is 2ω.1−ω2, The amplitude and phase of the third-order intermodulation distortion change. The angular frequency is 2ω1−ω2A component 3 (ω) that is three times the frequency of the difference between the third-order intermodulation distortion component input to the low frequency side2−ω1), The angular frequency generated on the high frequency side of the power amplifier is 2ω.2−ω1A phenomenon occurs in which the amplitude and phase of the third-order intermodulation distortion are changed.
[0010]
In the prior art, the pre-distortion distortion compensating circuit generates intermodulation distortion only on the low frequency side and only on the high frequency side, and it is not possible to independently control the amplitude and phase of the distortion signal. For this reason, even if the third-order intermodulation distortion generated by the predistortion distortion compensation circuit is input to the power amplifier, a sufficient amount of distortion suppression cannot be obtained.
[0011]
The present invention has been made in view of such a problem, and as described above, the amplitude and phase of the high-frequency side third-order intermodulation distortion generated in the power amplifier due to the low-frequency side third-order intermodulation distortion change, Even if the amplitude and phase of the low-frequency third-order intermodulation distortion generated in the power amplifier are changed by the high-frequency third-order intermodulation distortion, a sufficient distortion suppression amount can be obtained. An object of the present invention is to provide a pre-distortion distortion compensation circuit.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
Claim1The pre-distortion distortion compensating circuit described above includes a first power distribution circuit that distributes an input signal, a second power distribution circuit connected to the first power distribution circuit, and a connection to the first power distribution circuit. A third power distribution circuit, a fourth power distribution circuit connected to the second power distribution circuit, a first delay circuit connected to the second power distribution circuit, A first vector adjustment circuit connected to the delay circuit for changing the amplitude and phase of the input signal, a second delay circuit connected to the fourth power distribution circuit, and the fourth power distribution circuit A third delay circuit connected to the third delay circuit, a second vector adjustment circuit connected to the third delay circuit for changing the amplitude and phase of the input signal, and a third power distribution circuit connected to the third power distribution circuit; And connected to the first vector adjustment circuit. A first power combining circuit, a second power combining circuit connected to the third power distribution circuit, and connected to the second vector adjusting circuit, and a second power combining circuit connected to the first power combining circuit. A first distortion generation circuit that generates a first distortion signal; a third vector adjustment circuit that is connected to the first distortion generation circuit and that changes an amplitude and a phase of the first distortion signal; A second distortion generating circuit connected to the second power combining circuit for generating a second distortion signal; and an amplitude and a phase of the second distortion signal connected to the second distortion generating circuit. A fourth vector adjustment circuit for changing, a signal output by the third vector adjustment circuit, a signal output by the fourth vector adjustment circuit, and an input signal output by the second delay circuit. And a third power combining circuit for combining. And it is characterized in and.
[0019]
Claim1According to the predistortion distortion compensating circuit described above, an input signal is extracted by a power distribution circuit from a path for outputting only two input signals having different input frequencies in a stage preceding the distortion generating circuit, and a low frequency side and a high frequency The phase relationship between the input signals on the two sides is adjusted by a vector adjustment circuit so that only the high-frequency side signal of the input signal has the same amplitude and opposite phase. If the amplitude on the high frequency side is made smaller than the amplitude on the low frequency side, a third order intermodulation distortion is generated on the low frequency side by the distortion generating circuit. In addition, at the previous stage of the distortion generating circuit, the input signal is taken out from the path for outputting only two input signals having different input frequencies by the power distribution circuit, and the phase relationship between the low frequency side and high frequency side input signals is adjusted by the delay circuit. Then, only the low-frequency side of the input signal is adjusted to have the same amplitude and opposite phase by a vector adjustment circuit having a different frequency, and the amplitude-frequency characteristic adjustment circuit is used to adjust the low-frequency side amplitude of two input signals having different frequencies. Is smaller than the amplitude on the high frequency side, a third order intermodulation distortion is generated on the high frequency side by the distortion generating circuit. By doing so, it becomes possible to separate the high-frequency side and low-frequency side distortion signals by frequency and extract them, and each amplitude and phase can be independently operated by the vector adjustment circuit. Therefore, the amplitude and phase of the high-frequency third-order intermodulation distortion generated in the power amplifier due to the low-frequency third-order intermodulation distortion change, and the low-frequency side third-order intermodulation distortion generated in the power amplifier due to the high-frequency third order intermodulation distortion changes. Even if the amplitude and phase of the third-order intermodulation distortion change, a large distortion compensation effect can be obtained.
[0022]
Claim2The predistortion distortion compensating circuit described above is connected to a first power distribution circuit that distributes an input signal, a first delay circuit that is connected to the first power distribution circuit, and a first delay circuit that is connected to the first power distribution circuit. A distortion generating circuit for generating a distortion signal, a second delay circuit connected to the distortion generation circuit, and a first vector connected to the distortion generation circuit for changing the amplitude and phase of the distortion signal An adjusting circuit, a first power combining circuit connected to the second delay circuit and connected to the first vector adjusting circuit, a third delay circuit connected to the distortion generating circuit, A second vector adjustment circuit connected to the distortion generation circuit for changing the amplitude and phase of the distortion signal, and a second vector adjustment circuit connected to the third delay circuit and connected to the second vector adjustment circuit Power of And a third vector adjusting circuit for changing the amplitude and phase of the signal output from the first power combining circuit, and a fourth vector adjusting circuit for changing the amplitude and phase of the signal output from the second power combining circuit. And a third signal for synthesizing a signal output from the third vector adjustment circuit, a signal output from the fourth vector adjustment circuit, and an input signal output from the first delay circuit. And a power combining circuit.
[0023]
Claim2According to the described pre-distortion distortion compensating circuit, it is apparent that the high frequency side and low frequency side distortion signals are separated by frequency and extracted, and the respective amplitudes and phases are independently operated by the vector adjustment circuit. Therefore, the amplitude and phase of the high-frequency third-order intermodulation distortion generated in the power amplifier due to the low-frequency third-order intermodulation distortion change, and the low-frequency third-order intermodulation distortion generated in the power amplifier due to the injected high-frequency third-order intermodulation distortion changes. Even if the amplitude and phase of the third-order intermodulation distortion on the frequency side change, a large distortion compensation effect can be obtained.
[0024]
Claim3The pre-distortion distortion compensation circuit described in claim1 or 23. The pre-distortion distortion compensation circuit according to claim 1, wherein the distortion generation circuit distributes an input signal, a delay circuit connected to the power distribution circuit, and a distortion connected to the power distribution circuit. A circuit including a non-linear element for generating a signal, a vector adjustment circuit connected to the delay circuit for changing an amplitude and a phase of an input signal, a signal output from the vector adjustment circuit, and the non-linear element And a power combining means for combining a distortion signal output from the circuit.
[0025]
Claim3According to the described predistortion distortion compensating circuit, only the intermodulation distortion is extracted by combining the input signal and the output signal of the distortion generating circuit composed of a circuit including a nonlinear element with the same amplitude and opposite phase. It becomes possible.
[0026]
Claim4The pre-distortion distortion compensation circuit described in claim1 or 2In the pre-distortion distortion compensating circuit described in (1), the distortion generating circuit is constituted by a saturation amplifier.
[0027]
Claim4According to the described pre-distortion distortion compensation circuit, a distortion signal of the same level as the output signal of the saturation amplifier is obtained as the output of the saturation amplifier, so if the amplitude of this output signal is adjusted to be sufficiently attenuated from the input signal, Therefore, it is possible to easily configure the distortion generating circuit, and it is possible to reduce the size of the circuit.
[0028]
Claim5The pre-distortion distortion compensation circuit described in3In the pre-distortion distortion compensating circuit described in (1), the circuit including the non-linear element is constituted by a transistor.
[0029]
Claim6The pre-distortion distortion compensation circuit described in3In the pre-distortion distortion compensating circuit described in (1), the circuit including the non-linear element is constituted by a diode.
[0030]
Claim7The pre-distortion distortion compensation circuit described in1 or 2In the predistortion distortion compensating circuit described in one of the above, the delay circuit is a coaxial line.
[0031]
Claim8Predistortion distortion compensation circuit according to claim1 or 2In the pre-distortion distortion compensating circuit described in (1), the delay circuit is a microstrip line.
[0032]
Claim9Predistortion distortion compensation circuit according to claim1 or 2In the pre-distortion distortion compensating circuit described in (1), the delay circuit is a delay filter.
[0033]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(Embodiment 1)
Embodiment 1 of the present invention will be described. FIG. 1 is a block diagram showing a basic circuit configuration of the pre-distortion distortion compensating circuit according to the first embodiment. The input terminal 101 is connected to the input terminal of the power distribution means 103. One output terminal of the power distribution means 103 is connected to the signal propagation time delay means 104 for adjusting the propagation delay time of the input signal, and the other output terminal is connected to the power distribution means 106. One output terminal of the power distribution means 106 is connected to a high-frequency distortion signal extraction means 107 for extracting a high-frequency distortion signal from the input signal, and the other output terminal extracts a low-frequency distortion signal from the input signal. It is connected to the low frequency side distortion signal extraction means 109. The output terminal of the high-frequency distortion signal extraction means 107 is connected to an amplitude and phase adjustment means 108 for adjusting the amplitude and phase of the high-frequency distortion signal extracted by the high-frequency distortion signal extraction means. The output terminal of the low-frequency distortion signal extraction means 109 is connected to the low-frequency distortion signal amplitude and phase adjustment means 110 for adjusting the amplitude and phase of the low-frequency distortion signal extracted by the low-frequency distortion signal extraction means. Have been. The output terminal of the amplitude and phase adjustment unit 108 for the distortion signal on the high frequency side and the output terminal of the amplitude and phase adjustment unit 110 for the distortion signal on the low frequency side are connected to the input terminal of the power combining unit 111. The input terminal of the power combining circuit 105 is connected to the output terminal of the signal propagation time delay means 104 and the output terminal of the power combining circuit 111. And the signal output from The output terminal of the power combining circuit 105 is connected to the output terminal 102. Although FIG. 1 illustrates an example in which there are two power distribution units and two power combining units, one power distribution unit and one power combining unit may be used. In this case, the power distribution unit distributes the input signal to the signal propagation time delay unit 104, the high frequency distortion signal extraction unit 107, and the low frequency distortion signal extraction unit 109. Similarly, the power combining means includes a signal output by the amplitude and phase adjustment means 108 of the high frequency distortion signal, a signal output by the amplitude and phase adjustment means 110 of the low frequency distortion signal, and a signal propagation time delay means. The signal output by the signal 104 is synthesized.
[0034]
A specific example of the first embodiment of the present invention will be described. FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of a circuit configuration of the pre-distortion distortion compensation circuit according to the first embodiment. FIGS. 3 and 4 are explanatory diagrams showing signal spectra at respective points in FIG. In FIG. 2, the components of FIG. 1 are replaced as follows. The signal propagation time delay means 104 is replaced by a coaxial cable 204. The high frequency side distortion signal extraction means 107 is replaced by a high pass filter 207 and a distortion generation circuit 208. The low-frequency distortion signal extracting means 109 is replaced by a low-pass filter 210 and a distortion generating circuit 211. The amplitude and phase adjustment means 108 for the high-frequency side distortion signal is replaced by a vector adjustment circuit 209. The amplitude and phase adjustment means 110 for the low frequency side distortion signal is replaced by a vector adjustment circuit 212.
[0035]
In the pre-distortion distortion compensating circuit of FIG. 2, it is assumed that a signal composed of two continuous waves having the same amplitude and different frequencies as shown in FIG. This input signal is divided into two by the power distribution circuit 203. One output of the power distribution circuit 203 is input to a power synthesis circuit 205 via a coaxial cable 204, and the other output is input to a power distribution circuit 206 and distributed to a high-pass filter 207 and a low-pass filter 210. Here, as shown in FIG. 3B, the amplitude of the input signal on the low frequency side is attenuated by the high-pass filter 207 as compared with the amplitude of the input signal on the high frequency side. The signal as shown in FIG. 3B is input to the distortion generating circuit 208, and a high-frequency distortion signal having a sufficiently larger amplitude than the low-frequency distortion signal as shown in FIG. 3C is generated. The amplitude and phase of the signal as shown in FIG. 3C are changed by the vector adjustment circuit 209, and the changed signal is input to the power combining circuit 213. Further, as shown in FIG. 4A, the amplitude of the input signal on the high frequency side is attenuated by the low-pass filter 210 as compared with the amplitude of the input signal on the low frequency side. The signal as shown in FIG. 4D is input to the distortion generating circuit 211, and as shown in FIG. 4B, a low-frequency side distortion signal having a sufficiently larger amplitude than the high-frequency side distortion signal is generated. The signal as shown in FIG. 4B has its amplitude and phase changed by the vector adjustment circuit 212, and the changed signal is input to the power combining circuit 213. In this manner, the high-frequency side distortion signal and the low-frequency side distortion signal can be changed independently, and the input signal and the distortion signal are superimposed by the power combining circuit 205, and the output signal as shown in FIG. Is output from the output terminal 202.
[0036]
(Distortion generation circuit)
Here, the distortion generation circuits 208 and 211 will be described. FIG. 5 is a block diagram illustrating a circuit configuration of the distortion generation circuit. 6 and 7 are explanatory diagrams showing the signal spectrum at each point in FIG. In the distortion generation circuit of FIG. 5, the input terminal 501 is connected to the power distribution circuit 503. One output terminal of the power distribution circuit 503 is connected to a coaxial cable 504, and the other output terminal is connected to a circuit 507 including a nonlinear element. The coaxial cable 504 is also connected to the vector adjustment circuit 505. One input terminal of the power combining circuit 506 is connected to the vector adjusting circuit 505, and the other input terminal is connected to a circuit 507 including a nonlinear element. The output terminal of the power combining circuit 506 is connected to the output terminal 502.
[0037]
In the distortion generating circuit of FIG. 5, when a high-frequency side input signal as shown in FIG. 6A and a low-frequency side input signal whose amplitude is smaller than that of the high-frequency side input signal are input to the input terminal 501, One is input to a circuit 507 including a non-linear element via a power distribution circuit 503, and the other is input to a power synthesis circuit 506 via a power distribution circuit 503, a coaxial cable 504, and a vector adjustment circuit 505. The circuit 507 including the non-linear element includes a high-frequency output signal as shown in FIG. 6B, a low-frequency output signal having a smaller amplitude than the high-frequency output signal, a high-frequency distortion signal, and a high-frequency distortion signal. A low-frequency distortion signal having a smaller amplitude than the distortion signal is output. The output of the circuit 507 including this nonlinear element and the input signal (FIG. 6A) that has passed through the power distribution circuit 503, the coaxial cable 504, and the vector adjustment circuit 505 have the same amplitude and opposite phase, and Are synthesized. The power combining circuit 506 includes a suppressed low-frequency output signal, a suppressed high-frequency output signal, and a low-frequency distortion having a smaller amplitude than the high-frequency distortion signal as illustrated in FIG. The signal and the high-frequency-side distortion signal are output to an output terminal 502.
[0038]
Similarly, when a low-frequency side input signal as shown in FIG. 7B and a high-frequency side input signal whose amplitude is smaller than that of the low-frequency side input signal are input to the input terminal 501, one of the powers is The signal is input to the circuit 507 including the non-linear element via the distribution circuit 503, and the other is input to the power synthesis circuit 506 via the power distribution circuit 503, the coaxial cable 504, and the vector adjustment circuit 505. The circuit 507 including the nonlinear element includes a low-frequency output signal as shown in FIG. 7C, a high-frequency output signal having a smaller amplitude than the low-frequency output signal, a low-frequency distortion signal, A high-frequency distortion signal having a smaller amplitude than the low-frequency distortion signal is output. The output of the circuit 507 including this nonlinear element and the input signal (FIG. 6A) that has passed through the power distribution circuit 503, the coaxial cable 504, and the vector adjustment circuit 505 have the same amplitude and opposite phase, and Are synthesized. As shown in FIG. 7D, the power combining circuit 506 has a suppressed low-frequency side output signal, a suppressed high-frequency side output signal, a low-frequency side distortion signal, and an amplitude smaller than that of the low-frequency side distortion signal. A small high-frequency-side distortion signal is output from the output terminal 502.
[0039]
Note that as a nonlinear element used for the circuit 507 including a nonlinear element, a diode, a transistor, or the like is given. FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a circuit including a nonlinear element using a diode. In FIG. 11, a, b, c, d, and e represent connection points. In the circuit diagram of FIG. 11, an input terminal 1101 and a capacitor 1104 are connected to a connection point a. The input terminal of the capacitor 1104, the resistor 1105, the diode 1106, and the capacitor 1109 are connected to the connection point b. A power supply terminal 1103 and a capacitor 1108 whose one terminal is grounded are connected to the connection point c. An output terminal of the diode 1106 and a resistor 1107 whose one is grounded are connected to the connection point d. The output terminal 1102 and the capacitor 1109 are connected to the connection point e.
[0040]
FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration example of a circuit including a nonlinear element using a transistor. In FIG. 12, a, b, c, d, e, f, g, h, i, j, and k represent connection points. In the circuit diagram of FIG. 12, an input terminal 1201 and a capacitor 1205 are connected to a connection point a. A capacitor 1205 and a matching circuit 1206 are connected to the connection point b. The gate terminal of the transistor 1209 is connected to the connection point c. A matching circuit 1206 and a resistor 1207 are connected to the connection point e. A power supply terminal 1203 and a capacitor 1208 whose one end is grounded are connected to the connection point f. The connection point d is connected to the source terminal of the transistor 1209 and is further grounded. At the connection point g, the drain terminal of the transistor 1209 and the matching circuit 1210 are connected. A matching circuit 1210 and a quarter wavelength line 1211 are connected to the connection point h. A power supply terminal 1204, a quarter wavelength line 1211 and a capacitor 1212, one of which is grounded, are connected to the connection point i. The matching circuit 1210 and the capacitor 1213 are connected to the connection point j. The output terminal 1202 and the capacitor 1213 are connected to the connection point k.
[0041]
Another configuration example for simplifying the distortion generation circuits 208 and 211 will be described. FIG. 8 is a block diagram showing another circuit configuration of the distortion generating circuit. 9 and 10 are explanatory diagrams showing the signal spectrum at each point in FIG. 8, the input terminal of the saturation amplifier 803 is connected to the input terminal 801, and the output terminal of the saturation amplifier 803 is connected to the output terminal 802. Here, the saturation amplifier is an amplifier that outputs, as an output signal, an amplified input signal and a distortion signal having the same amplitude as the amplified input signal.
[0042]
In the distortion generating circuit of FIG. 8, when a high-frequency side input signal as shown in FIG. 9A and a low-frequency side input signal whose amplitude is smaller than that of the high-frequency side input signal are input to the input terminal 801, The saturation amplifier 803 includes a low-frequency output signal, a high-frequency output signal, a low-frequency distortion signal whose amplitude is smaller than that of the high-frequency distortion signal, and a high-frequency distortion signal as shown in FIG. Output a signal. Then, the output terminal 802 outputs the signal output from the saturation amplifier 803 as it is.
[0043]
Similarly, when a low-frequency input signal as shown in FIG. 9C and a high-frequency input signal whose amplitude is smaller than that of the low-frequency input signal are input to the input terminal 801, the saturation amplifier 803 is used. Outputs a low-frequency output signal, a high-frequency output signal, a high-frequency distortion signal having a smaller amplitude than the low-frequency distortion signal, and a low-frequency distortion signal as shown in FIG. I do. Then, the output terminal 802 outputs the signal output from the saturation amplifier 803 as it is. In this way, as shown in FIGS. 9B and 9D, a distortion signal having the same amplitude as the input signal can be obtained.
[0044]
Here, it is assumed that the distortion generation circuit shown in FIG. 8 is used as the distortion generation circuit 208 and the distortion generation circuit 211 in FIG. At this time, the amplitude and phase of the output signal and the distortion signal of the saturation amplifier 803 are changed by the vector adjustment circuits 209 and 212, and the output signal and the distortion signal are combined by the power combining circuit 213, as shown in FIG. Signal. The output signal and the distortion signal are input to the power combining circuit 205. Further, as described before, an input signal that has passed through a coaxial cable 204 as shown in FIG. Here, when the power combining circuit 205 combines the output signal and the distortion signal as shown in FIG. 10B and the input signal as shown in FIG. The circuit 212 ensures that the output signal of the saturation amplifier 803 shown in FIG. 10B is more attenuated than the input signal shown in FIG. 10A, and that the amplitude of the distortion signal with respect to the input signal is reduced. Adjust appropriately. As a result of this adjustment, the power combining circuit 205 outputs an input signal and a distortion signal as shown in FIG. In this way, the process of suppressing the output signal by the distortion generating circuit is omitted, so that the circuit configuration is simplified. Note that a class C amplifier, a limiter amplifier, or the like may be used as the saturation amplifier 803.
[0045]
In the above example, the coaxial cable 204 and the coaxial cable 504 are used as the delay circuit. However, a coaxial line other than the coaxial cable may be used, and a microstrip line designed on a printed circuit board or a fixed line may be used. The same effect can be obtained by using a delay filter having a delay time, and the circuit can be reduced in size.
[0046]
(Vector adjustment circuit)
Next, the vector adjustment circuits 209, 212, and 505 will be described. The vector adjustment circuit 209, the vector adjustment circuit 212, and the vector adjustment circuit 505 include, for example, a variable attenuator and a variable phase shifter. FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a variable attenuator. In FIG. 13, a, b, c, d, e, f, g, h, and i represent connection points. The input terminal 1301 and the 90 ° hybrid coupler 1304 are connected to the connection point a. The 90 ° hybrid coupler 1304 and the input terminal of the diode 1305 are connected to the connection point b. The output terminal of the diode 1305 and the resistor 1307 are connected to the connection point c. The connection point d is connected to the resistor 1307 and is further grounded. The power supply terminal 1303 is connected to the connection point e. The input terminal of the 90 ° hybrid coupler 1304 and the diode 1306 is connected to the connection point f. The output terminal of the diode 1306 and the resistor 1308 are connected to the connection point g. The connection point h is connected to a resistor 1308 and is further grounded. The 90 ° hybrid coupler 1304 and the output terminal 1302 are connected to the connection point i. Here, the connection point b, the connection point e, and the connection point f are common terminals.
[0047]
FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration example of the variable phase shifter. In FIG. 14, a, b, c, d, e, f, g, h, and i represent connection points. The connection point a is connected to the input terminal 1401 and the 90 ° hybrid coupler 1404. The 90 ° hybrid coupler 1404 and the input terminal of the diode 1405 are connected to the connection point b. The output terminal of the diode 1405 and the capacitor 1407 are connected to the connection point c. The connection point d is connected to a capacitor 1407 and is further grounded. The power supply terminal 1403 is connected to the connection point e. The 90 ° hybrid coupler 1404 and the input terminal of the diode 1406 are connected to the connection point f. The output terminal of the diode 1406 and the capacitor 1408 are connected to the connection point g. The connection point h is connected to a capacitor 1408 and is further grounded. The 90 ° hybrid coupler 1404 and the output terminal 1402 are connected to the connection point i. Here, the connection point b, the connection point e, and the connection point f are common terminals. It is also possible to use a plurality of variable attenuators and variable phase shifters connected in cascade.
[0048]
In the first embodiment, the adjustment of the third-order intermodulation distortion on the low frequency side and the high frequency side has been described, but the amplitude and phase of the fifth and seventh order intermodulation distortions on the low frequency side and the high frequency side have been described. Similar effects can be obtained for the adjustment, and a distortion compensation effect can also be obtained for distortion generated by a modulated wave input signal having a certain bandwidth.
[0049]
(Embodiment 2)
Embodiment 2 of the present invention will be described. The block diagram showing the basic circuit configuration of the pre-distortion distortion compensating circuit is the same as that of the first embodiment. FIG. 15 is a block diagram showing a specific example of a circuit configuration of a pre-distortion distortion compensation circuit according to the second embodiment. 16 and 17 are explanatory diagrams showing the spectrum of the signal at each point in FIG. The difference from the first embodiment is that the positions of the distortion generating circuit 1507 and the high-pass filter 1508 are interchanged in the configuration of the high-frequency distortion signal extracting means 107 in FIG. Is that the positions of the distortion generation circuit 1510 and the low-pass filter 1511 are interchanged. The description of the same configuration as in the first embodiment will be omitted to avoid duplication.
[0050]
In the pre-distortion distortion compensating circuit of FIG. 15, it is assumed that a signal composed of two continuous waves having the same amplitude and different frequencies as shown in FIG. 16A is input to the input terminal 1501. This input signal is divided into two by the power distribution circuit 1503. After that, one output of the power distribution circuit 1503 is input to the power synthesis circuit 1505 via the coaxial cable 1504, and the other output is input to the power distribution circuit 1506. The output of the power distribution circuit 1506 is input to each of the distortion generation circuit 1507 and the distortion generation circuit 1510. The output terminals of the distortion generation circuit 1507 and the distortion generation circuit 1510 have the output signal and the distortion as shown in FIG. A signal is output. After that, the output signal and the distortion signal of the distortion generation circuit 1507 are attenuated by the high-pass filter 1508 as shown in FIG. 17A, and the low-frequency distortion signal, the low-frequency output signal and the high-frequency output signal are attenuated, and the high-frequency distortion signal is reduced. Is extracted. The vector adjustment circuit 1509 changes the amplitude and phase of the signal extracted by the high-pass filter 1508 and inputs the signal to the power synthesis circuit 1513. At this time, the low-frequency-side distortion signal also exists, but can be ignored since it is sufficiently attenuated compared to the amplitude of the high-frequency-side distortion signal. Also, the output signal and the distortion signal of the distortion generation circuit 1510 are attenuated by the low-pass filter 1511 as shown in FIG. 17B, and the high frequency side distortion signal, the low frequency side output signal and the high frequency side output signal are attenuated. Is extracted. The vector adjustment circuit 1512 changes the amplitude and phase of the signal extracted by the low-pass filter 1511 and inputs the signal to the power synthesis circuit 1513. At this time, the high frequency side distortion signal is also present, but can be ignored since it is sufficiently attenuated compared to the amplitude of the low frequency side distortion signal. In this manner, the high-frequency side distortion signal and the low-frequency side distortion signal can be changed independently of each other. The input signal and the distortion signal are superimposed in the power combining circuit 1505, and are output from the output terminal 1502 to FIG. A signal as shown is output.
[0051]
Note that the configuration examples of the distortion generation circuits 1507 and 1510 are as shown in FIG. 5, and their operations are described in the first embodiment. Further, a configuration example for simplifying the distortion generation circuits 1507 and 1510 is as shown in FIG. 8, and these operations are described in the first embodiment. Further, configuration examples of the vector adjustment circuit 1509 and the vector adjustment circuit 1512 are as shown in FIGS. 13 and 14, and their operations are described in the first embodiment. Therefore, description of the operations described in the first embodiment will be omitted to avoid duplication.
[0052]
In Embodiment 2, two distortion generating circuits 1507 and 1510 are used. However, only one distortion generating circuit is used, and the power distribution circuit 1506 and the high-pass filter 1508 or the low-pass filter 1511 are used. Instead of being arranged, it may be arranged between the power distribution circuit 1503 and the power distribution circuit 1506.
[0053]
Furthermore, although the coaxial cable 1504 is used as the delay circuit in the second embodiment, the same effect can be obtained by using a microstrip line designed on a printed circuit board or a delay filter having a fixed delay time. Thus, the circuit can be downsized.
[0054]
Further, in the second embodiment, the adjustment of the third-order intermodulation distortion on the low frequency side and the high frequency side has been described. Similar effects can be obtained for the adjustment, and a distortion compensation effect can also be obtained for distortion generated by a modulated wave input signal having a certain bandwidth.
[0055]
(Embodiment 3)
Embodiment 3 of the present invention will be described. FIG. 18 is a block diagram showing a specific example of a circuit configuration of a pre-distortion distortion compensation circuit according to the third embodiment. The input terminal 1801 is connected to the input terminal of the power distribution circuit 1803. One output terminal of the power distribution circuit 1803 is connected to an input terminal of the power distribution circuit 1804, and the other output terminal is connected to an input terminal of the power distribution circuit 1812. One output terminal of the power distribution circuit 1804 is connected to an input terminal of the power distribution circuit 1805, and the other output terminal is connected to a coaxial cable 1808. The coaxial cable 1808 is connected to the vector adjustment circuit 1809. A coaxial cable 1806 is connected to one output terminal of the power distribution circuit 1805, and a coaxial cable 1810 is connected to the other output terminal. A vector adjustment circuit 1811 is connected to the coaxial cable 1810. A vector adjustment circuit 1809 is connected to one input terminal of the power combining circuit 1813, and a power distribution circuit 1812 is connected to the other input terminal. The power adjustment circuit 1814 has one input terminal connected to the vector adjustment circuit 1811 and the other input terminal connected to the power distribution circuit 1812. A distortion generating circuit 1815 is connected to an output terminal of the power combining circuit 1813. A vector adjustment circuit 1816 is connected to the distortion generation circuit 1815. A distortion generating circuit 1817 is connected to an output terminal of the power combining circuit 1814. A vector adjustment circuit 1818 is connected to the distortion generation circuit 1817. The power adjustment circuit 1819 has one input terminal connected to the vector adjustment circuit 1816 and the other input terminal connected to the vector adjustment circuit 1818. A coaxial cable 1806 is connected to one input terminal of the power combining circuit 1807, a power combining circuit 1819 is connected to the other input terminal, and an output terminal 1802 is connected to the output terminal.
[0056]
Hereinafter, the operation of the pre-distortion distortion compensating circuit according to the third embodiment will be described. FIG. 19 is a vector diagram of an input signal in the third embodiment. In FIG. 18, it is assumed that a signal composed of two continuous waves having the same amplitude and different frequencies as shown in FIG. 3A is input to the input terminal 1801. This input signal is divided into two by a power distribution circuit 1803. One output of the power distribution circuit 1803 is input to the power distribution circuit 1804, and the other output is input to the power distribution circuit 1812. The signal input to power distribution circuit 1804 is further distributed to power distribution circuit 1805 and coaxial cable 1808. The signal input to power distribution circuit 1812 is further distributed to power combining circuit 1813 and power combining circuit 1814. At this time, it is assumed that the signals input to the power combining circuits 1813 and 1814 have the same amplitude and the same phase on the high frequency side and the low frequency side as shown in FIG. The input signal distributed to the coaxial cable 1808 is input to the power combining circuit 1813 via the vector adjusting circuit 1809. At this time, as shown in FIG. 19 (b), the phase of the input signal on the high frequency side is delayed from that of the input signal on the low frequency side by the coaxial cable 1808, and the input signal on the low frequency side shown in FIG. If the vector adjustment circuit 1809 adjusts the phase difference to 180 degrees, the amplitude of the input signal on the high frequency side becomes larger than the input signal on the low frequency side as shown in FIG. The same signal spectrum as in () is obtained. When this signal is input to the distortion generation circuit 1815, a high frequency side distortion signal as shown in FIG. 3C is generated. The amplitude and phase of the high-frequency side distortion signal are changed by the vector adjustment circuit 1816, and the changed signal is input to the power synthesis circuit 1819. At this time, a low-frequency-side distortion signal is also generated, but the amplitude is sufficiently smaller than that of the high-frequency-side distortion signal, and can be ignored.
[0057]
The input signal input to the power distribution circuit 1805 is distributed to the coaxial cable 1806 and the coaxial cable 1810. The input signal distributed to the coaxial cable 1810 is input to the power combining circuit 1814 via the vector adjusting circuit 1811. At this time, as shown in FIG. 19D, the phase of the input signal on the high frequency side is delayed from that of the input signal on the low frequency side by the coaxial cable 1810, and the phase of the input signal on the high frequency side shown in FIG. If the vector adjustment circuit 1811 adjusts the phase difference to 180 degrees, the amplitude of the input signal on the low frequency side becomes larger than the input signal on the high frequency side as shown in FIG. A signal spectrum similar to the above is obtained. When this signal is input to the distortion generation circuit 1817, a low-frequency distortion signal as shown in FIG. 4B is generated. The amplitude and phase of the low-frequency-side distortion signal are changed by the vector adjustment circuit 1818, and the changed signal is input to the power synthesis circuit 1819. At this time, a high-frequency-side distortion signal is also generated, but the amplitude is sufficiently smaller than that of the low-frequency-side distortion signal, and can be ignored. In this way, the high-frequency side distortion signal and the low-frequency side distortion signal can be independently changed, and the input signal and the distortion signal are superimposed in the power combining circuit 1807, and are output from the output terminal 1802 to FIG. A signal as shown is output.
[0058]
Here, a configuration example of the distortion generation circuits 1815 and 1817 is as shown in FIG. 5, and the operation thereof is described in the first embodiment. Further, a configuration example for simplifying the distortion generation circuits 1815 and 1817 is as shown in FIG. 8, and these operations are described in the first embodiment. Further, the configuration examples of the vector adjustment circuit 1809, the vector adjustment circuit 1811, the vector adjustment circuit 1816, and the vector adjustment circuit 1818 are as shown in FIGS. 13 and 14, and their operations are described in the first embodiment. ing. Therefore, description of the operations described in the first embodiment will be omitted to avoid duplication.
[0059]
In the third embodiment, the coaxial cable 1806, the coaxial cable 1808, and the coaxial cable 1810 are used as delay circuits. However, a microstrip line designed on a printed circuit board, a delay filter having a fixed delay time, and the like are used. The same effect can be obtained by using, and the circuit can be downsized.
[0060]
In addition, here, the adjustment of the third-order intermodulation distortion on the low frequency side and the high frequency side has been described. Is obtained, and a distortion compensation effect can be obtained even for distortion generated by a modulated wave input signal having a certain bandwidth.
[0061]
(Embodiment 4)
Embodiment 4 of the present invention will be described. FIG. 20 is a block diagram showing a specific example of a circuit configuration of a pre-distortion distortion compensation circuit according to the fourth embodiment. The input terminal 2001 is connected to the input terminal of the power distribution circuit 2003. One output terminal of the power distribution circuit 2003 is connected to the coaxial cable 2004, and the other output terminal is connected to the power distribution circuit 2011. The coaxial cable 2004 is connected to the power distribution circuit 2005. One output terminal of the power distribution circuit 2011 is connected to a circuit 2012 including a non-linear element, and the other output terminal is connected to a circuit 2013 including a non-linear element. A power distribution circuit 2006 is connected to one output terminal of the power distribution circuit 2005, and a vector adjustment circuit 2009 is connected to the other output terminal. A coaxial cable 2007 is connected to one output terminal of the power distribution circuit 2006, and a vector adjustment circuit 2010 is connected to the other output terminal. A vector adjustment circuit 2009 is connected to one input terminal of the power combining circuit 2014, and a circuit 2012 including a nonlinear element is connected to the other input terminal. A vector adjustment circuit 2010 is connected to one input terminal of the power combining circuit 2015, and a circuit 2013 including a nonlinear element is connected to the other input terminal. The power combining circuit 2014 is connected to the high-pass filter 2016. The high-pass filter 2016 is connected to the vector adjustment circuit 2018. The power combining circuit 2015 is connected to the low-pass filter 2017. The low-pass filter 2017 is connected to the vector adjustment circuit 2019. A vector adjustment circuit 2018 is connected to one input terminal of the power combining circuit 2020, and a vector adjustment circuit 2019 is connected to the other input terminal. The power combining circuit 2008 has one input terminal connected to the coaxial cable 2007, the other input terminal connected to the power combining circuit 2020, and the output terminal connected to the output terminal 2002.
[0062]
Hereinafter, the operation of the pre-distortion distortion compensating circuit according to the fourth embodiment will be described. 21 and 22 are explanatory diagrams showing the spectrum of a signal. In FIG. 20, it is assumed that a signal composed of two continuous waves having different amplitudes and the same amplitude as shown in FIG. This input signal is divided into two by the power distribution circuit 2003. One output of the power distribution circuit 1803 is input to the coaxial cable 2004, and the other output is input to the power distribution circuit 2011. After the input signal via the coaxial cable 2004 is input to the power distribution circuit 2005, one output of the power distribution circuit 2005 is distributed to the power distribution circuit 2006, and the other output is distributed to the vector adjustment circuit 2009. Input to the power combining circuit 2014. Further, the signal input to the power distribution circuit 2006 is divided into two. One output of the power distribution circuit 2006 is distributed to the coaxial cable 2007, and the other output is distributed to the vector adjustment circuit 2010 and input to the power synthesis circuit 2015. Further, the signal input to the power distribution circuit 2011 is divided into two. One output of the power distribution circuit 2011 is distributed to a circuit 2012 including a non-linear element. The other output is distributed to a circuit 2013 including a non-linear element. Here, the circuit 2012 including the nonlinear element outputs an output signal and a distortion signal as shown in FIG. 21B, and the output signal and the distortion signal are input to the power combining circuit 2014. At this time, the input signal distributed from the power distribution circuit 2005 as shown in FIG. 21A is converted by the vector adjustment circuit 2009 so that the output signal of the circuit 2012 including the nonlinear element has the same amplitude and the opposite phase. After adjustment, a distortion signal as shown in FIG. 21C is output from the output terminal of the power combining circuit 2014. Similarly, the circuit 2013 including the nonlinear element outputs an output signal and a distortion signal as shown in FIG. 21B, and the output signal and the distortion signal are input to the power combining circuit 2015. At this time, the input signal distributed from the power distribution circuit 2006 as shown in FIG. 21A is converted by the vector adjustment circuit 2010 so that the input signal has the same amplitude and opposite phase as the output signal of the circuit 2013 including the nonlinear element. After adjustment, a distortion signal as shown in FIG. 21C is output from the output terminal of the power combining circuit 2015.
[0063]
From the distortion signal output from the output terminal of the power combining circuit 2014, a high-frequency side distortion signal as shown in FIG. The amplitude and phase of the distortion signal on the high frequency side are changed by the vector adjustment circuit 2018, and the changed signal is input to the power synthesis circuit 2020. Here, there is a distortion signal on the low frequency side, but since it is sufficiently attenuated compared to the amplitude of the distortion signal on the high frequency side, it can be ignored. From the distortion signal output from the output terminal of the power combining circuit 2015, a low-frequency distortion signal is extracted by the low-pass filter 2017 as shown in FIG. The amplitude and phase of the distortion signal on the low frequency side are changed by the vector adjustment circuit 2019, and the changed signal is input to the power synthesis circuit 2020. Here, there is a distortion signal on the high frequency side, but since it is sufficiently attenuated compared to the amplitude of the distortion signal on the high frequency side, it can be ignored. In this manner, the high-frequency side distortion signal and the low-frequency side distortion signal can be changed independently of each other. The input signal and the distortion signal are superimposed in the power combining circuit 2008, and are output from the output terminal 2002 to FIG. A signal as shown is output.
[0064]
Note that as a nonlinear element used for the circuit 2012 including a nonlinear element and the circuit 2013 including a nonlinear element, a diode, a transistor, or the like is given. FIG. 11 shows a configuration example of a circuit including a non-linear element using a diode, and FIG. 12 shows a configuration example of a circuit including a non-linear element using a transistor. These operations are described in the first embodiment. Further, a configuration example of the vector adjustment circuit 2009, the vector adjustment circuit 2010, the vector adjustment circuit 2018, and the vector adjustment circuit 2019 is as shown in FIG. These operations are described in the first embodiment. Therefore, descriptions of the operations described in the first embodiment will be omitted to avoid duplication.
[0065]
In the fourth embodiment, the coaxial cable 2004 and the coaxial cable 2007 are used as delay circuits. However, a microstrip line designed on a printed circuit board, a delay filter having a fixed delay time, or the like may be used. The same effect can be obtained, and the circuit can be downsized.
[0066]
Further, in the fourth embodiment, the adjustment of the third-order intermodulation distortion on the low frequency side and the high frequency side has been described, but the amplitude and phase of the fifth and seventh order intermodulation distortions on the low frequency side and the high frequency side are described. Similar effects can be obtained for the adjustment, and a distortion compensation effect can also be obtained for distortion generated by a modulated wave input signal having a certain bandwidth.
[0067]
(Embodiment 5)
Embodiment 5 of the present invention will be described. FIG. 23 is a block diagram showing a specific example of a circuit configuration of a pre-distortion distortion compensation circuit according to the fifth embodiment. The input terminal 2301 is connected to the input terminal of the power distribution circuit 2303. One output terminal of the power distribution circuit 2303 is connected to the coaxial cable 2304, and the other output terminal is connected to the distortion generation circuit 2306. The power distribution circuit 2307 is connected to the distortion generation circuit 2306. A power distribution circuit 2308 is connected to one output terminal of the power distribution circuit 2307, and a power distribution circuit 2313 is connected to the other output terminal. A coaxial cable 2309 is connected to one output terminal of the power distribution circuit 2308, and a vector adjustment circuit 2310 is connected to the other output terminal. A coaxial cable 2309 is connected to one input terminal of the power combining circuit 2311, a vector adjusting circuit 2310 is connected to the other input terminal, and a vector adjusting circuit 2312 is connected to the output terminal. A coaxial cable 2314 is connected to one output terminal of the power distribution circuit 2313, and a vector adjustment circuit 2315 is connected to the other output terminal. A coaxial cable 2314 is connected to one input terminal of the power combining circuit 2316, a vector adjusting circuit 2315 is connected to the other input terminal, and a vector adjusting circuit 2317 is connected to the output terminal. The power combining circuit 2318 has one input terminal connected to the vector adjusting circuit 2312, the other input terminal connected to the vector adjusting circuit 2317, and the output terminal connected to the amplifier 2319. A coaxial cable 2304 is connected to one input terminal of the power combining circuit 2305, an amplifier 2319 is connected to the other input terminal, and an output terminal 2302 is connected to the output terminal.
[0068]
Hereinafter, the operation of the predistortion distortion compensating circuit according to the fifth embodiment will be described. 24 and 25 are explanatory diagrams showing the spectrum of a signal. 26 and 27 are vector diagrams of the distortion signal. In FIG. 23, it is assumed that a signal composed of two continuous waves having different amplitudes and the same amplitude as shown in FIG. 24A is input to the input terminal 2301. This input signal is divided into two by the power distribution circuit 2303. One output of the power distribution circuit 2303 is input to the coaxial cable 2304 and then to the power combining circuit 2305. The other output of the power distribution circuit 2303 is input to the distortion generation circuit 2306, and the distortion generation circuit 2306 extracts a distortion signal as shown in FIG. The extracted distortion signal is shown in a vector diagram as shown in FIG. After the extracted distortion signal is input to the power distribution circuit 2307, it is input to the power distribution circuit 2308 and the power distribution circuit 2313. The distortion signal input to the power distribution circuit 2308 is further divided into two, one of which is input to the coaxial cable 2309 and then to the power synthesis circuit 2311 and the other is input to the vector adjustment circuit 2310, The power is input to the power combining circuit 2311. At this time, the phase of the distortion signal input to the coaxial cable 2309 is rotated by the propagation delay time of the coaxial cable 2309, as shown in FIG. Further, the phase difference between the distortion signal on the high frequency side among the distortion signals input to the power combining circuit 2311 and the distortion signal on the high frequency side among the distortion signals whose phase has been rotated by the coaxial cable 2309 is 180 degrees. The amplitude and phase of the distortion signal are changed by the vector adjustment circuit 2310 as shown in FIG. As a result, the distortion signal on the high frequency side is canceled and only the distortion signal on the low frequency side is output to the output terminal of the power combining circuit 2311 as shown in FIG. The distortion signal on the low frequency side extracted in this manner is as shown in FIG. 25A, and the amplitude and phase are changed by the vector adjustment circuit 2312, and the changed signal is input to the power synthesis circuit 1818.
[0069]
In addition, the distortion signal input to the power distribution circuit 2313 is further divided into two, one of which is input to the coaxial cable 2314, then to the power synthesis circuit 2316, and the other is input to the vector adjustment circuit 2315. Then, it is input to the power combining circuit 2316. At this time, the phase of the distortion signal input to the coaxial cable 2314 is rotated by the propagation delay time of the coaxial cable 2314, as shown in FIG. In addition, the phase difference between the low-frequency distortion signal among the distortion signals input to the power combining circuit 2316 and the low-frequency distortion signal among the distortion signals generated by the phase rotation by the coaxial cable 2314 is 180 degrees. The amplitude and phase of the distortion signal are changed by the vector adjustment circuit 2315 as shown in FIG. As a result, as shown in FIG. 27C, the distortion signal on the low frequency side is canceled and only the distortion signal on the high frequency side is output to the output terminal of the power combining circuit 2316. The distortion signal on the high frequency side extracted in this manner is as shown in FIG. 25B, and the amplitude and phase are changed by the vector adjustment circuit 2312, and the changed signal is input to the power synthesis circuit 2318. The low frequency side distortion signal and the high frequency side distortion signal combined by the power combining circuit 2318 in this manner are amplified in amplitude by the amplifier 2319 and input to the power combining circuit 2305. In this way, the high-frequency distortion signal and the low-frequency distortion signal can be changed independently of each other. The input signal and the distortion signal are superimposed in the power combining circuit 2305, and are output from the output terminal 2302 as shown in FIG. Such a signal is output.
[0070]
Here, a configuration example of the distortion generation circuit 2306 is as shown in FIG. 5, and these operations are described in the first embodiment. Further, a configuration example for simplifying the distortion generation circuit 2306 is as shown in FIG. 8, and these operations are described in the first embodiment. Further, the configuration examples of the vector adjustment circuit 2310, the vector adjustment circuit 2312, the vector adjustment circuit 2315, and the vector adjustment circuit 2317 are as shown in FIGS. 13 and 14, and these operations are described in Embodiment 1. Has been described. Therefore, description of the operations described in the first embodiment will be omitted to avoid duplication.
[0071]
In the fifth embodiment, the coaxial cable 2304, the coaxial cable 2309, and the coaxial cable 2314 are used as the delay circuit. However, a microstrip line designed on a printed circuit board, a delay filter having a fixed delay time, or the like is used. The same effect can be obtained by using, and the circuit can be downsized.
[0072]
Further, in the fifth embodiment, the adjustment of the third-order intermodulation distortion on the low frequency side and the high frequency side has been described. However, the amplitude and phase of the fifth and seventh order intermodulation distortions on the low and high frequency sides have been described. Similar effects can be obtained for the adjustment, and a distortion compensation effect can also be obtained for distortion generated by a modulated wave input signal having a certain bandwidth.
[0073]
【The invention's effect】
As described above, the pre-distortion distortion compensating circuit of the present invention separately generates and extracts each of the high-frequency side and low-frequency side distortion signals and superimposes them on the input signal while independently manipulating their amplitudes and phases. , The input of the power amplifier enables distortion compensation of the power amplifier. Also, a delay is made to match the phase relationship between the high-frequency distortion signal and the low-frequency distortion signal generated by the pre-distortion distortion compensation circuit with the phase relationship between the high-frequency distortion signal and the low-frequency distortion signal of the power amplifier. There is no need to adjust the time. Further, since it is not necessary to make the distortion characteristics of the nonlinear element used in the distortion generation circuit similar to the distortion characteristics of the power amplifier, the design of the distortion generation circuit can be facilitated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a basic circuit configuration of a predistortion distortion compensation circuit according to a first embodiment.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a specific example of a circuit configuration of a pre-distortion distortion compensation circuit according to the first embodiment.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a signal spectrum.
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a signal spectrum.
FIG. 5 is a block diagram illustrating a circuit configuration of a distortion generation circuit.
FIG. 6 is an explanatory diagram showing a signal spectrum.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing a signal spectrum.
FIG. 8 is a block diagram showing another circuit configuration of the distortion generation circuit.
FIG. 9 is an explanatory diagram showing a signal spectrum.
FIG. 10 is an explanatory diagram showing a signal spectrum.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of a circuit including a nonlinear element using a diode.
FIG. 12 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a circuit including a non-linear element using a transistor.
FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a variable attenuator.
FIG. 14 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a variable phase shifter.
FIG. 15 is a block diagram showing a specific example of a circuit configuration of a pre-distortion distortion compensation circuit according to a second embodiment.
FIG. 16 is an explanatory diagram showing a spectrum of a signal.
FIG. 17 is an explanatory diagram showing a spectrum of a signal.
FIG. 18 is a block diagram illustrating a specific example of a circuit configuration of a predistortion distortion compensation circuit according to a third embodiment.
FIG. 19 is a vector diagram of an input signal.
20 is a block diagram illustrating a specific example of a circuit configuration of a pre-distortion distortion compensation circuit according to Embodiment 4. FIG.
FIG. 21 is an explanatory diagram showing a spectrum of a signal.
FIG. 22 is an explanatory diagram showing a spectrum of a signal.
FIG. 23 is a block diagram showing a specific example of a circuit configuration of a pre-distortion distortion compensation circuit according to a fifth embodiment.
FIG. 24 is an explanatory diagram showing a spectrum of a signal.
FIG. 25 is an explanatory diagram showing a spectrum of a signal.
FIG. 26 is a vector diagram of a distortion signal.
FIG. 27 is a vector diagram of a distortion signal.
FIG. 28 is a block diagram showing an example of a conventional pre-distortion distortion compensation circuit.
FIG. 29 is a block diagram illustrating the principle of distortion compensation of a conventional pre-distortion distortion compensation circuit.
FIG. 30 is a vector diagram illustrating a principle of distortion compensation of a conventional predistortion distortion compensation circuit.
[Explanation of symbols]
101 input terminal
102 output terminal
103, 106 ... power distribution means
104 ... Signal propagation time delay means
105, 111 ... power combining means
107 high frequency side distortion signal extracting means
108: Means for adjusting amplitude and phase of high-frequency distortion signal
109 ... Low frequency side distortion signal extraction means
110... Means for adjusting amplitude and phase of low-frequency-side distortion signal
201 input terminal
202 ... output terminal
203, 206 ... power distribution circuit
204 ... Coaxial cable
205, 213 ... power combining circuit
208, 211 ... distortion generating circuit
207 ... High-pass filter
210 ... Low-pass filter
209, 212: Vector adjustment circuit
501 ... input terminal
502 ... output terminal
503 ... power distribution circuit
504 ... Coaxial cable
505 ... Vector adjustment circuit
506 ... Power combining circuit
507 ... circuit including nonlinear element
801 ... input terminal
802 output terminal
803 ... Saturation amplifier
1101 ... input terminal
1102 output terminal
1103: Power supply terminal
1104, 1108, 1109 ... condenser
1105, 1107 ... resistance
1106 ... Diode
901 ... input terminal
1202 ... Output terminal
1203, 1204: Power supply terminal
1205, 1208, 1212, 1213 ... capacitors
1206, 1210 ... matching circuit
1207 ... resistance
1209 ... transistor
1211 ... 1/4 wavelength line
1301 ... input terminal
1302 ... output terminal
1303 ... Power supply terminal
1304… 90 ° hybrid coupler
1305, 1306 ... diode
1307, 1308 ... resistance
1401 ... input terminal
1402 ... output terminal
1403 ... Power supply terminal
1404… 90 ° hybrid coupler
1405, 1406 ... diode
1407, 1408: Capacitor
1501 ... input terminal
1502 ... output terminal
1503, 1506 ... Power distribution circuit
1504 ... Coaxial cable
1505, 1513 ... power combining circuit
1507, 1510: distortion generating circuit
1508 ... High pass filter
1511 ... Low-pass filter
1509, 1512 ... Vector adjustment circuit
1801 ... input terminal
1802 ... Output terminal
1803, 1804, 1805, 1812 ... power distribution circuit
1806, 1808, 1810: Coaxial cable
1807, 1813, 1814, 1819 ... power combining circuit
1809, 1811, 1816, 1818 ... vector adjustment circuit
1815, 1817: distortion generating circuit
2001 ... input terminal
2002 ... output terminal
2003, 2005, 2006, 2011 ... power distribution circuit
2004, 2007 ... coaxial cable
2008, 2014, 2015, 2020 ... power combining circuit
2009, 2010, 2018, 2019 ... vector adjustment circuit
2012, 2013: Circuit including nonlinear element
2016 ... High-pass filter
2017: Low-pass filter
2301 ... input terminal
2302 ... output terminal
2303, 2307, 2308, 2313 ... power distribution circuit
2304, 2309, 2314 ... coaxial cable
2305, 2311, 2316, 2318 ... power combining circuit
2306 ... Distortion generating circuit
2310, 2312, 2315, 2317 ... vector adjustment circuit
2319 ... Amplifier
2801 ... input terminal
2802 ... output terminal
2803 ... Power distribution circuit
2804 ... Delay circuit
2805 ... distortion generation circuit
2806 ... Vector adjustment circuit
2807 ... Power combining circuit
2901 ... input terminal
2902 ... Output terminal
2903: Predistortion distortion compensation circuit
2904 ... Power amplifier

Claims (9)

入力信号を分配する第１の電力分配回路と、
前記第１の電力分配回路に接続された第２の電力分配回路と、
前記第１の電力分配回路に接続された第３の電力分配回路と、
前記第２の電力分配回路に接続された第４の電力分配回路と、
前記第２の電力分配回路に接続された第１の遅延回路と、
前記第１の遅延回路に接続された、入力信号の振幅および位相を変化させる第１のベクトル調整回路と、
前記第４の電力分配回路に接続された第２の遅延回路と、
前記第４の電力分配回路に接続された第３の遅延回路と、
前記第３の遅延回路に接続された、入力信号の振幅および位相を変化させる第２のベクトル調整回路と、
前記第３の電力分配回路に接続され、かつ前記第１のベクトル調整回路に接続された第１の電力合成回路と、
前記第３の電力分配回路に接続され、かつ前記第２のベクトル調整回路に接続された第２の電力合成回路と、
前記第１の電力合成回路に接続された、第１の歪み信号を発生させる第１の歪み発生回路と、
前記第１の歪み発生回路に接続された、第１の歪み信号の振幅および位相を変化させる第３のベクトル調整回路と、
前記第２の電力合成回路に接続された、第２の歪み信号を発生させる第２の歪み発生回路と、
前記第２の歪み発生回路に接続された、第２の歪み信号の振幅および位相を変化させる第４のベクトル調整回路と、
前記第３のベクトル調整回路が出力する信号と、前記第４のベクトル調整回路が出力する信号と、前記第２の遅延回路が出力する入力信号とを、合成する第３の電力合成回路と、
を備えることを特徴とするプリディストーション歪み補償回路。A first power distribution circuit that distributes an input signal;
A second power distribution circuit connected to the first power distribution circuit;
A third power distribution circuit connected to the first power distribution circuit;
A fourth power distribution circuit connected to the second power distribution circuit;
A first delay circuit connected to the second power distribution circuit;
A first vector adjustment circuit connected to the first delay circuit for changing the amplitude and phase of the input signal;
A second delay circuit connected to the fourth power distribution circuit;
A third delay circuit connected to the fourth power distribution circuit;
A second vector adjustment circuit connected to the third delay circuit for changing the amplitude and phase of the input signal;
A first power synthesis circuit connected to the third power distribution circuit and connected to the first vector adjustment circuit;
A second power combining circuit connected to the third power distribution circuit and connected to the second vector adjustment circuit;
A first distortion generating circuit connected to the first power combining circuit for generating a first distortion signal;
A third vector adjustment circuit connected to the first distortion generation circuit, the third vector adjustment circuit changing an amplitude and a phase of the first distortion signal;
A second distortion generating circuit connected to the second power combining circuit for generating a second distortion signal;
A fourth vector adjustment circuit connected to the second distortion generation circuit, the fourth vector adjustment circuit changing the amplitude and the phase of the second distortion signal;
A third power synthesis circuit that synthesizes a signal output by the third vector adjustment circuit, a signal output by the fourth vector adjustment circuit, and an input signal output by the second delay circuit;
A pre-distortion distortion compensation circuit comprising: 入力信号を分配する第１の電力分配回路と、
前記第１の電力分配回路に接続された第１の遅延回路と、
前記第１の電力分配回路に接続された、歪み信号を発生させる歪み発生回路と、
前記歪み発生回路に接続された第２の遅延回路と、
前記歪み発生回路に接続された、前記歪み信号の振幅および位相を変化させる第１のベクトル調整回路と、
前記第２の遅延回路に接続され、かつ前記第１のベクトル調整回路に接続された第１の電力合成回路と、
前記歪み発生回路に接続された第３の遅延回路と、
前記歪み発生回路に接続された、前記歪み信号の振幅および位相を変化させる第２のベクトル調整回路と、
前記第３の遅延回路に接続され、かつ前記第２のベクトル調整回路に接続された第２の電力合成回路と、
前記第１の電力合成回路が出力する信号の振幅および位相を変化させる第３のベクトル調整回路と、
前記第２の電力合成回路が出力する信号の振幅および位相を変化させる第４のベクトル調整回路と、
前記第３のベクトル調整回路が出力する信号と、前記第４のベクトル調整回路が出力する信号と、前記第１の遅延回路が出力する入力信号とを合成する第３の電力合成回路と
を備えることを特徴とするプリディストーション歪み補償回路。A first power distribution circuit that distributes an input signal;
A first delay circuit connected to the first power distribution circuit;
A distortion generation circuit connected to the first power distribution circuit and generating a distortion signal;
A second delay circuit connected to the distortion generating circuit;
A first vector adjustment circuit connected to the distortion generation circuit, for changing an amplitude and a phase of the distortion signal;
A first power combining circuit connected to the second delay circuit and connected to the first vector adjusting circuit;
A third delay circuit connected to the distortion generating circuit;
A second vector adjustment circuit connected to the distortion generation circuit, for changing an amplitude and a phase of the distortion signal;
A second power combining circuit connected to the third delay circuit and connected to the second vector adjusting circuit;
A third vector adjustment circuit that changes the amplitude and phase of a signal output by the first power synthesis circuit;
A fourth vector adjustment circuit that changes the amplitude and phase of a signal output by the second power synthesis circuit;
A third power combining circuit that combines a signal output by the third vector adjusting circuit, a signal output by the fourth vector adjusting circuit, and an input signal output by the first delay circuit; A pre-distortion distortion compensating circuit, characterized in that: 前記歪み発生回路が、
入力された信号を分配する電力分配回路と、
前記電力分配回路に接続された遅延回路と、
前記電力分配回路に接続された、歪み信号を発生させる非線形素子を含む回路と、
前記遅延回路に接続された、入力された信号の振幅および位相を変化させるベクトル調整回路と、
前記ベクトル調整回路が出力する信号と、前記非線形素子を含む回路が出力する歪み信号とを合成する電力合成手段と
を備えることを特徴とする請求項１または２に記載のプリディストーション歪み補償回路。The distortion generating circuit,
A power distribution circuit that distributes an input signal;
A delay circuit connected to the power distribution circuit;
A circuit that is connected to the power distribution circuit and includes a nonlinear element that generates a distortion signal;
A vector adjustment circuit connected to the delay circuit for changing the amplitude and phase of the input signal;
3. The pre-distortion distortion compensating circuit according to claim 1, further comprising: a power combining unit that combines a signal output from the vector adjustment circuit and a distortion signal output from a circuit including the nonlinear element. 前記歪み発生回路が、飽和増幅器により構成されたことを特徴とする請求項１または２に記載のプリディストーション歪み補償回路。 3. The pre-distortion distortion compensating circuit according to claim 1, wherein the distortion generating circuit includes a saturation amplifier. 前記非線形素子を含む回路が、トランジスタから構成されていることを特徴とする請求項３に記載のプリディストーション歪み補償回路。4. The pre-distortion distortion compensating circuit according to claim 3 , wherein the circuit including the non-linear element includes a transistor. 前記非線形素子を含む回路が、ダイオードから構成されていることを特徴とする請求項３に記載のプリディストーション歪み補償回路。4. The pre-distortion distortion compensating circuit according to claim 3 , wherein the circuit including the nonlinear element includes a diode. 前記遅延回路が、同軸線路であることを特徴とする請求項１または２に記載のプリディストーション歪み補償回路。 3. The pre-distortion distortion compensating circuit according to claim 1, wherein the delay circuit is a coaxial line. 前記遅延回路がマイクロストリップ線路であることを特徴とする請求項１または２に記載のプリディストーション歪み補償回路。 3. The predistortion distortion compensating circuit according to claim 1, wherein the delay circuit is a microstrip line. 前記遅延回路が遅延フィルタであることを特徴とする請求項１または２に記載のプリディストーション歪み補償回路。 3. The pre-distortion distortion compensating circuit according to claim 1, wherein said delay circuit is a delay filter.
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JP4598414B2 (en) * 2004-02-27 2010-12-15 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Control method and apparatus for power series predistorter
JP4342425B2 (en) 2004-11-12 2009-10-14 富士通株式会社 Wireless communication device
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KR101464753B1 (en) * 2008-06-02 2014-11-24 주식회사 케이티 Method for extracting nonlinear model parameter of wideband signal using narrowband signal, apparatus and method for digital predistortering its using
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US20140191799A1 (en) * 2011-12-09 2014-07-10 Ntt Docomo, Inc. Predistorter and predistorter control method
FR2991527B1 (en) * 2012-05-30 2014-06-27 Centre Nat Etd Spatiales LINEARIZER CALIBRATION METHOD AND LINEARIZED ELECTRONIC COMPONENT
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