JP3564252B2

JP3564252B2 - Armature winding

Info

Publication number: JP3564252B2
Application number: JP02368997A
Authority: JP
Inventors: 慎二西村
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1997-02-06
Filing date: 1997-02-06
Publication date: 2004-09-08
Anticipated expiration: 2017-02-06
Also published as: JPH10225035A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、小形でコギングトルクの少ないモータの電機子の巻線に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１０は、従来のこの種の電機子の巻線を示すための電機子の断面図である。図においては、４極６スロット（ティース）の場合の従来の電機子巻線を示しており、第１のティース１１にはＵ相のコイルＵ１、第２のティース１２にはＶ相のコイルＶ２、第３のティース１３にはＷ相のコイルＷ３、第４のティース１４にはＵ相のコイルＵ４、第５のティース１５にはＶ相のコイルＶ５、第６のティース１６にはＷ相のコイルＷ６が各々スロットをまたがずに各ティースに巻き付けられ、コイルエンドが小さい小形のモータになっている。
【０００３】
ところが、スロットパーミアンスとロータの起磁力に起因するコギングトルクはロータ１回転当たり極数とスロット数の最小公倍数だけ発生するので、この場合４極６スロットであるからロータの１回転当たり１２回のコギングトルクが現れる。コギングトルクの数が少ないと、一つのコギングトルクのピーク値は大きくなり、したがって振動、騒音が大きく、トルクむらも大きくなるので、これを解消するために例えば特公平５−３４８９７号公報に示される様に２極、１５スロットで、各スロットに巻かれるコイル数を変える方法がある。しかしながら、この方法では各コイルは１つ以上のスロットをまたぎ、コイルエンドが大きく、大形のモータとなってしまう。
【０００４】
スロットをまたがない小形のモータの電機子巻線の従来の他の例としては、特開平７−５９２８３号公報に示されるように、８極９スロットや４極６スロットとし、かつ各ティースにはスロットをまたがないようにいずれかの相のコイルが巻かれているものがあるが、空間位相と電流位相がずれているため合成された回転起磁力には多くの高調波を含み、振動、騒音の大きいものとなってしまう欠点があった。
【０００５】
また、４極５スロットのような構成ではスロット数を相数（３）で割り切れないので、例えば５相交流電源を接続することとなるが、これでは結線数が増加してしまい、インバータが複雑になる等の欠点がある。
【０００６】
更に、４極９スロットなど、スロット数を増やしてスロットをまたがない巻線を施すとコギングトルクは小さくなるが、コイルピッチが小さくなり、１コイルあたりの起磁力が小さくなってしまうため、多くの巻線が必要となり、大きなモータとなってしまう。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電機子巻線は以上のように構成されているので、コイルエンドが大きく、大形のモータとなってしまったり、あるいはコギングトルクのピーク値が大きくなり、振動、騒音が大きくなる欠点があった。
【０００８】
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、コイルエンドが小さく、起磁力のバランスがとれ、なおかつコギングトルクが小さいモータの電機子巻線を得ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１に係る電機子巻線は、極数＋１個のティースを有する電機子コアの各ティースに、スロットをまたがないように巻かれた電機子巻線であって、少なくとも１つのティースには単一の相のコイルしか巻かず、他のティースには異なる２つの相の巻線を施すとともに、１つのティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルが、隣のティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルと、位相において、（極数）／（ティース数）×πずつずれるようにコイルの巻数比を定める。
【００１０】
この発明の請求項２に係る電機子巻線は、極数＋１個のティースを有する電機子コアの各ティースに、スロットをまたがないように巻かれた電機子巻線であって、各ティースに異なる２つの相の巻線を施すとともに、１つのティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルが、隣のティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルと、位相において、（極数）／（ティース数）×πずつずれるようにコイルの巻数比を定める。
【００１１】
この発明の請求項３に係る電機子巻線は、ｋｎ極の極数に対し、ｋ（ｎ＋１）個のティース（ｎは自然数、ｋは２以上の自然数）を有する電機子コアの各ティースに、スロットをまたがないように巻かれた電機子巻線であって、少なくとも１つのティースには単一の相のコイルしか巻かず、他のティースには異なる２つの相の巻線を施すとともに、１つのティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルが、隣のティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルと、位相において、（極数）／（ティース数）×πずつずれるようにコイルの巻数比を定める。
【００１２】
この発明の請求項４に係る電機子巻線は、ｋｎ極の極数に対し、ｋ（ｎ＋１）個のティース（ｎは自然数、ｋは２以上の自然数）を有する電機子コアの各ティースに、スロットをまたがないように巻かれた電機子巻線であって、各ティースに異なる２つの相の巻線を施すとともに、１つのティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルが、隣のティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルと、位相において、（極数）／（ティース数）×πずつずれるようにコイルの巻数比を定める。
【００１３】
この発明の請求項５に係る電機子巻線は、各相のコイルの抵抗値が等しくなるように、少なくとも１つの相のコイルの断面積が他の相のコイルの断面積と相違するものである。
【００１４】
この発明の請求項６に係る電機子巻線は、コイルの相数を３とするものである。
【００１５】
この発明の請求項７に係る電機子巻線は、３相コイルをＹ結線にしたものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下この発明の一実施形態について説明する。本実施形態においてはモータの極数を４極とし、スロット数は極数＋１である５スロット（５ティース）とする。このような４極５スロットの場合、コギングトルクはロータ１回転につき極数×スロット数すなわち４×５＝２０回現れ、４極６スロットの場合の１２回より多いので、コギングトルクの数が増え、ビーク値が小さくなるので結果としてコギングトルクの振幅は小さくなる。
【００１７】
図１はこの発明の実施形態による電機子巻線を示すための電機子の断面図である。図において、第１のティース１にＵ相コイルＵ１を正方向にＮ_u1回巻く。ここで、正方向とはコイルの＋側から−側に電流を流したとき、ティースの先の方に磁界が向くような巻線方向とする。
【００１８】
１つのティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルが、隣のティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルと、位相にして（極数）／（ティース数）×πずつずれるように巻数比を求めるので、第２のティース２にはＵ相から４／５×π遅れた位相が必要となる。そこで第２のティース２にはＵ相コイルＵ２をＮ_u2回逆方向に、Ｖ相コイルＶ２をＮ_v2回正方向に巻く。ここで、逆方向とはコイルの−側から＋側に電流を流したとき、ティースの先の方に磁界が向くような巻線方向とする。尚、各コイルはスロットをまたがないように巻くものとする。
【００１９】
次に第２のティース２に巻くＵ相コイルＵ２、Ｖ相コイルＶ２の巻き回数Ｎ_u2，Ｎ_v2の決め方を説明する。Ｕ相にcos（ωｔ）、Ｖ相にcos（ωｔ−２π／３）の電流を流すので、この電流による合成起磁力は、式（１）となる。
【００２０】
【数１】

【００２１】
これが、式（２）になればよい。
【００２２】
【数２】

【００２３】
複素平面上にＵ相電流ベクトル、Ｖ相電流ベクトル、および第２のティースに必要な電流ベクトルを図２のように描けば、図より幾何学的に解析することにより、式（３）を得る。
【００２４】
【数３】

【００２５】
すなわち、第２のティース２に巻くＵ相、Ｖ相のコイル巻き数Ｎ_u2，Ｎ_v2を各々第１のティースに巻いたＵ相コイルＵ₁の巻き数Ｎ_u1の０.４７倍、０.６８倍
とし、Ｖ相のコイルＶ２に流れる電流の位相が２π／３遅れた３相交流電流（この場合Ｗ相は未だ使っていない）を流せば第２のティース２には第１のティース１と大きさが同じで位相が（４／５）πずれた起磁力が得られる。
【００２６】
次に、第３のティース３の起磁力は第１のティース１の起磁力に対し（８／５）π位相を遅らせるために、Ｖ相のコイルＶ３を逆方向にＮ_v3回、Ｗ相のコイルＷ３を正方向にＮ_w3回巻く。起磁力の関係を式で示すと式（４）となる。
【００２７】
【数４】

【００２８】
同様に各巻き数を決めるために電流のベクトル図を図３のように描けば、図より幾何学的に解析することにより、式（５）を得る。
【００２９】
【数５】

【００３０】
第４のティース４は第１のティース１を基準に第３のティース３と対称であるから、第１のティース１の起磁力に対し（８／５）π位相を進めるために、Ｗ相のコイルＷ４を逆方向にＮ_w4回、Ｖ相のコイルＶ４を正方向にＮ_v4回巻くが、各々の巻き数は、第３のティースの場合と同様に幾何学的に解析して求めると式（６）となる。
【００３１】
【数６】

【００３２】
さらに、第５のティース５は第１のティース１を基準に第２のティース２と対称であるから、第１のティース１の起磁力に対し（４／５）π位相を進めるために、Ｕ相のコイルＵ５を逆方向にＮ_u5回、Ｗ相のコイルＷ５を正方向にＮ_w5回巻くが、各々の巻き数は、第２のティースの場合と同様に幾何学的に解析して求めると、式（７）となる。
【００３３】
【数７】

【００３４】
以上のように巻かれたコイルを図４のように、Ｕ相はＵ相同士、Ｖ相はＶ相同士、Ｗ相はＷ相同士、直列に接続してＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルを得る。この状態でＵ，Ｖ，Ｗ各相に３相交流電流を流せば５つのティースにはあたかも５相交流電流が流されているかのようにバランスした回転起磁力が発生する。
【００３５】
次に、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のコイルの総巻き数を調べてみる。Ｕ相のコイルは第１のティース１にＮ_u1回巻かれているが、簡略化のためこれを単位巻き数１として数える。すると、Ｕ相のコイルは第１のティース１に１回、第２のティース２に０.４７回、第５のティース５に０.４７回巻かれており、合計１.９４回である。また、Ｖ相のコイルは第２のティース２に０.６８回、第３のティース３に０.８６回、第４のティース４に０.２４回巻かれており、合計１.７８回である。同様にＷ相のコイルも第３のティース３に０.２４回、第４のティース４に０.８６回、第５のティース５に０.６８回巻かれており、合計１.７８回となる。
【００３６】
従って、Ｖ相とＷ相のコイルは巻き数が同じでコイル抵抗も等しいが、Ｕ相のコイルはＶ相、Ｗ相のコイルより０.１６回多く巻かれており、約１.０９倍の線長さとなり、線径を同じとすると抵抗値にアンバランスが生じてしまう。そこで、Ｕ相のコイル断面積を他の相のコイル断面積の１.０９倍にしておけば、各相
の抵抗値をバランスさせることができる。
【００３７】
次に、各相に誘起される起電力について確認する。第１から第５のティースに鎖交する磁束による起電力をコイル１ターンあたり、それぞれ、sin（ｗｔ）、sin（ｗｔ−４π／５）、sin（ｗｔ＋２π／５）、sin（ｗｔ−２π／５）、sin
（ｗｔ＋４π／５）とすれば、Ｕ相コイルに発生する起電力は式（８）となる。
【００３８】
【数８】

【００３９】
同様にＶ相に発生する起電力は式（９）となる。
【００４０】
【数９】

【００４１】
同じくＷ相に発生する起電力は式（１０）となる。
【００４２】
【数１０】

【００４３】
即ち、各Ｖ，Ｗ相の起電力はＵ相起電力に対し、振幅で１.６２４／１.７６＝０.９２２倍、位相で±（２π／３−１６π／１０００）ずれた起電力となり、
１６π／１０００はほとんど無視できるから、ほぼ対称３相交流起電力を得ることが出来る。
【００４４】
次に、このようにして得られたＵ，Ｖ，Ｗ相のコイルを図５のようにＹ結線した場合を考える。図６は電機子巻線を判り易く説明した回路図である。各線間起電力を求めると、式（１１）〜（１３）となり、振幅が等しく位相が２π／３ずつずれた対称３相交流起電力が得られる。
【００４５】
【数１１】

【００４６】
【数１２】

【００４７】
【数１３】

【００４８】
以上のようにして、５スロットの電機子コアに３相巻線を施してＹ結線すると、各ティースに発生する起磁力は平衡した５相交流相当の起磁力が得られ、また起電力は平衡した３相交流起電力が得られる。従って、この巻線方法を例えば電動機に用いれば、電源は３相電源でよいので、外部の結線が簡単になり、コイルエンドが小さく、小形で、コギングトルクが小さく、振動、騒音が小さい優れた電動機が得られる。
【００４９】
上記のように、この発明における電機子の巻線においては、スロット数を極数＋１とすると、極数とスロット数の最小公倍数は必ず極数×スロット数となり、コギングトルクの数を増やしてピーク値を小さくすることができる。
更に、この発明においては、位相の異なる相のコイルを１つのティースに巻くことで、合成されたティースの起磁力位相を所望の値にすることができる。
【００５０】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、各ティースにコイルを巻いたあとで、Ｕ相はＵ相同士、Ｖ相はＶ相同士、Ｗ相はＷ相同士を直列接続する例を示したが、同等の接続状態になるように各相１本のコイルで巻線してもかまわない。この場合、巻線後の結線の数が減るので工作が簡単になる。
【００５１】
実施の形態３．
又、上記実施の形態ではＵ相のコイル断面積を大きくして抵抗値をバランスさせる例を示しているが、各相のコイル断面積を同じとしても３相交流電流を流せば各ティースに５相交流起磁力が得られることに変わりはない。
【００５２】
実施の形態４．
更に、上記実施の形態では３相のコイルをＹ結線した例を示したが、△結線としてもほぼ同等のものが得られる。ただしこの場合、若干の３相起電力の不平衡により循環電流が生じる。
【００５３】
実施の形態５．
また、上記実施の形態では第１のティースにＵ相のコイルのみを巻いた例を示したが、全てのティースに位相が異なる２つの相のコイルを巻いて構成することも可能である。巻線の例を図７に示す。正方向の巻線を＋、逆方向の巻線を−で表せば、例えば、表（１）の様に巻線をしてもよい。この場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の起電力のばらつきが小さくなる。ただし、同じ起磁力を得ようとすると、前記実施の形態のように、少なくとも１つのティースに１つの相のコイルのみを巻く構成の方が、コイルの総巻き数を最も小さくすることができる。
【００５４】
【表１】

【００５５】
実施の形態６．
更に、上記実施の形態では４極、５スロットの場合を示しているが、６極７スロット、８極９スロット、１０極１１スロットなど、ｎ極ｎ＋１スロットの構成であれば、１つのティースに位相の異なる２つの相のコイルを巻いて電流ベクトルを合成することにより、ｎ＋１相相当の回転起磁力を得ることが出来る。６極７スロットの場合の各ティースの巻き数比は例えば表（２）のようになる。
【００５６】
【表２】

【００５７】
又、８極９スロットの場合の各ティースの巻き数比は例えば表（３）のようになる。
【００５８】
【表３】

【００５９】
実施の形態７．
また、上記実施の形態では各コイル巻き数を巻き数比で表しており、必要な起電力を得る巻き数を決めたとき、丁度上記の巻き数比が得られないことがあるが、この場合は上記の比に最も近い巻き数比となる巻き数を選べばよい。
【００６０】
実施の形態８．
上記実施の形態においては、４極５スロット，６極７スロット等、ｎ極ｎ＋１スロットの構成を有する場合について説明したが、８極１０スロット，１２極１４スロット等、ｋｎ極ｋ（ｎ＋１）スロット（ｋは２以上の自然数）とすることもできる。
【００６１】
ここでは８極１０スロットの場合について説明する。８極１０スロットの場合の巻き数比は４極５スロットの場合と同じとなり、ティース６からティース１０の巻き数比はティース１からティース５までと同じとなる。このように構成することにより、ギャップの磁束分布が点対称となるので、半径方向の力がバランスし、ロータの振動が低減される効果がある。
尚、この場合でも、実施の形態１の場合と同様、１つのティースには単一の相のコイルしか巻かず、他のティースには異なる２つの相の巻線を施す構成を採用することができ、更に、各ティースに異なる２つの相の巻線を施してもよい。
【００６２】
実施の形態９．
次にｎ極ｍスロットの電機子の場合でｉ番目のティースにおけるＵ，Ｖ，Ｗ各相コイルの一般的巻き数を表わす式を求める。
先ず、３相コイルの内２つの相のコイル（電流）を合成して、振幅１，任意の位相αを得ることを考える。
【００６３】
（１）０＜α≦π／３の場合、図８よりｕと−ｗを合成すると式（１４）のようになる。
【００６４】
【数１４】

【００６５】
（２）次にπ／３＜α≦２π／３の場合、図９により式（１５）が導かれる。
【００６６】
【数１５】

【００６７】
以下同様に−π＜α＜πの範囲でπ／３きざみに巻数が求まることとなる。
ここでＵ相のコイル巻数のみを求めると、
Ｎ_u＝Ａ／sin（π／３）
となる。
ただしＡは−π＜α≦−２π／３のときはＡ＝sin（２π／３＋α）となり、
−２π／３＜α≦−π／３のときはＡ＝０となり、−π／３＜α≦０のときはＡ＝sin（π／３＋α）となり、０＜α≦π／３のときはＡ＝sin（π／３−α）となり、π／３＜α≦２π／３のときはＡ＝０となり、２π／３＜α≦πのときはＡ＝sin（２π／３−α）となる。
【００６８】
ここでＮ_u＜０は−Ｕ（Ｕ相のコイルを逆方向に巻いたもの）を使うことを意
味する。Ｖ相，Ｗ相コイルはＵ相コイルと位相が±２π／３ずれているから、α±２π／３を上式のαに代入して求める。
【００６９】
ｎ極ｍスロット集中巻の場合、１番目のティースの位相を一般的にａとすると、ａを上式αに代入して第１のティースのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの巻数を求める。但し、この場合、巻数０となる相がでてくる。
【００７０】
次に第２のティースの位相は、第１のティースの位相から（ｎ／ｍ）π遅れた位相が必要となるから、ａ＝（ｎ／ｍ）πを上式αに代入して、同様に巻数を求めることができる。
そして、第ｉ番目のティースの位相は、第１のティースの位相からｎ（ｉ−１）π／ｍ遅れた位相が必要であるから、ａ＋ｎ（ｉ−１）π／ｍを上式αに代入して、同様に巻数を求めることができる。
ここで基準となる位相ａを任意に選ぶことができるが、ａ＝０の場合は第１のティースにはＵ相のコイルのみを巻く構成となる。
【００７１】
以上の説明により、ｎ極ｍスロットでｉ番目のティースにおけるＵ，Ｖ，Ｗ各相コイルの一般的巻き数Ｎは、Ｎ＝Ａ／sin（π／３）により求めることができ
ることとなる。
ただしＡは、−π＜Ｃ≦２π／３のときＡ＝sin（２π／３＋Ｃ）であり、−２π／３＜Ｃ≦−π／３のときＡ＝０であり、−π／３＜Ｃ≦０のときＡ＝sin（π／３＋Ｃ）であり、０＜Ｃ≦π／３のときＡ＝sin（π／３−Ｃ）であり、π／３＜Ｃ≦２π／３のときＡ＝０であり、２π／３＜Ｃ≦πのときＡ＝sin（２π／３−Ｃ）である。
ここで、−π＜Ｃ≦πであって、Ｃ＝（ｎ／ｍ）π（ｉ−１）＋ａ＋ｄであり、ｄはＵ相コイルのときｄ＝０であり、Ｖ相コイルのときｄ＝２π／３であり、Ｗ相コイルのときｄ＝−２π／３である。
【００７２】
実施の形態１０．
上記の実施の形態ではこの発明を電動機に適用する場合を示したが、発電機に適用してもよい。
【００７３】
【発明の効果】
以上のようにこの発明の請求項１〜請求項４，請求項７，請求項８の電機子巻線によれば、ステータコアのティース数を極数＋１かあるいはその自然数倍とすると共に、各ティースに１つ又は位相の異なる２つのコイルを巻いたので、コイルエンドが小さく、小形で、コギングトルクが小さく、振動、騒音が小さい優れた電動機が得られる効果がある。
【００７４】
又、１つのティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルが、隣のティースに巻かれたコイルに流れる電流の合成ベクトルと、位相において、（極数）／（ティース数）×πずつずれるように、コイルの巻き数比を定めたので、各ティースの起磁力がバランスした巻線が得られる効果がある。
【００７５】
更に、この発明の請求項５の電機子巻線によれば、各相のコイルの抵抗値が等しくなるように、少なくとも１つの相のコイルの断面積が他の相のコイルの断面積と相違するようにしたので、各相の抵抗値をバランスさせることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電機子を示す断面図である。
【図２】この発明の実施の形態１による第２のティースの起磁力の合成を示すベクトル図である。
【図３】この発明の実施の形態１による第３のティースの起磁力の合成を示すベクトル図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるコイルの接続図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるコイルの接続図である。
【図６】この発明の実施の形態１によるコイルの接続図である。
【図７】この発明の実施の形態５によるコイルの接続図である。
【図８】この発明の実施の形態９による電流の合成を示すベクトル図である。
【図９】この発明の実施の形態９による電流の合成を示すベクトル図である。
【図１０】従来の電機子を示す断面図である。
【符号の説明】
１第１のティース、２第２のティース、３第３のティース、４第４のティース、５第５のティース。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a small-sized motor having a small cogging torque and an armature winding.
[0002]
[Prior art]
FIG. 10 is a cross-sectional view of an armature for illustrating a conventional armature winding of this type. In the figure, a conventional armature winding in the case of 4 poles and 6 slots (teeth) is shown, in which a first tooth 11 has a U-phase coil U1 and a second tooth 12 has a V-phase coil V2. The third tooth 13 has a W-phase coil W3, the fourth tooth 14 has a U-phase coil U4, the fifth tooth 15 has a V-phase coil V5, and the sixth tooth 16 has a W-phase coil V5. A coil W6 is wound around each tooth without straddling each slot, so that a small motor having a small coil end is provided.
[0003]
However, the cogging torque caused by the slot permeance and the magnetomotive force of the rotor is generated by the least common multiple of the number of poles and the number of slots per one rotation of the rotor. Torque appears. When the number of cogging torques is small, the peak value of one cogging torque becomes large, so that vibration and noise are large, and torque unevenness is also large. To solve this, for example, Japanese Patent Publication No. 5-34897 discloses the method. As described above, there is a method of changing the number of coils wound in each slot with two poles and 15 slots. However, in this method, each coil straddles one or more slots, and the coil ends are large, resulting in a large motor.
[0004]
As another example of a conventional small-sized armature winding of a motor having no slots, as shown in Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-59283, an 8-pole, 9-slot or 4-pole, 6-slot is provided. In some cases, coils of either phase are wound so as not to cross the slot, but because the spatial phase and the current phase are shifted, the combined magnetomotive force contains many harmonics, However, there is a disadvantage that the noise becomes large.
[0005]
Further, in a configuration such as 4 poles and 5 slots, the number of slots cannot be divided by the number of phases (3). For example, a five-phase AC power supply is connected. There are drawbacks such as
[0006]
Further, if the number of slots is increased and the number of slots is increased, such as four poles and nine slots, the cogging torque is reduced, but the coil pitch is reduced and the magnetomotive force per coil is reduced. Is required, resulting in a large motor.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
Since the conventional armature winding is configured as described above, the disadvantage is that the coil end is large and the motor becomes large, or the peak value of the cogging torque becomes large and vibration and noise increase. there were.
[0008]
The present invention has been made in order to solve the above problems, and has as its object to obtain an armature winding of a motor having a small coil end, a well-balanced magnetomotive force, and a small cogging torque.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
An armature winding according to claim 1 of the present invention is an armature winding wound around each tooth of an armature core having +1 number of teeth so as not to span a slot, and One tooth is wound with a single phase coil only, and the other teeth are wound with two different phases, and the combined vector of the current flowing through the coil wound on one tooth is transmitted to the next tooth. The turns ratio of the coil is determined such that the phase is shifted by (number of poles) / (number of teeth) × π in phase with the combined vector of the current flowing through the wound coil.
[0010]
An armature winding according to a second aspect of the present invention is an armature winding wound around each tooth of an armature core having the number of poles plus one tooth so as not to span a slot. And the combined vector of the current flowing through the coil wound on one tooth is different from the combined vector of the current flowing on the coil wound on the adjacent tooth in phase with (the number of poles) ) / (Number of teeth) × The number of turns of the coil is determined so as to shift by π.
[0011]
In the armature winding according to claim 3 of the present invention, k (n + 1) teeth (n is a natural number and k is a natural number of 2 or more) are provided for each tooth of the armature core with respect to the number of kn poles. , an armature winding wound so as not cross the slots, at least one tooth without wound only coil of a single phase, with applying windings of two different phases in the other teeth , the composite vector of the current flowing through the coil wound one teeth, and the resultant vector of the current flowing through the coil wound next to the tooth, in the phase, shifted by (pole number) / (number of teeth) × [pi The turns ratio of the coil is determined as described above.
[0012]
An armature winding according to a fourth aspect of the present invention is configured such that each armature core has k (n + 1) teeth (n is a natural number and k is a natural number of 2 or more) with respect to the number of kn poles. , An armature winding wound so as not to span a slot, in which two different-phase windings are applied to each tooth, and the combined vector of the current flowing through the coil wound on one tooth is adjacent to the armature winding. The number of turns of the coil is determined so as to be shifted by (number of poles) / (number of teeth) × π in phase with the combined vector of the current flowing through the coil wound around the tooth.
[0013]
An armature winding according to a fifth aspect of the present invention is configured such that the cross-sectional area of at least one phase coil is different from the cross-sectional area of another phase coil such that the resistance value of each phase coil is equal. is there.
[0014]
In the armature winding according to claim 6 of the present invention, the number of phases of the coil is three.
[0015]
An armature winding according to a seventh aspect of the present invention is one in which the three-phase coils are Y-connected.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the number of poles of the motor is 4 poles, and the number of slots is 5 slots (5 teeth), which is the number of poles + 1. In the case of such 4 poles and 5 slots, the cogging torque appears 20 times as the number of poles × slots per rotation of the rotor, ie, 4 × 5 = 20 times, and is larger than 12 times in the case of 4 poles and 6 slots, so that the number of cogging torques increases. , The amplitude of the cogging torque decreases as a result.
[0017]
FIG. 1 is a cross-sectional view of an armature showing an armature winding according to an embodiment of the present invention. In the figure, a U-phase coil U1 is wound around the first teeth 1 by _Nu1 times in the positive direction. Here, the positive direction is defined as a winding direction such that when a current flows from the positive side to the negative side of the coil, the magnetic field is directed toward the tip of the teeth.
[0018]
The combined vector of the current flowing through the coil wound on one tooth is shifted in phase from the combined vector of the current flowing on the coil wound on the adjacent tooth by (number of poles) / (number of teeth) × π. Since the turns ratio is obtained, the second tooth 2 needs a phase delayed by 4/5 × π from the U phase. Therefore, the U-phase coil U2 is wound N _u2 times in the reverse direction and the V-phase coil V2 is wound N _v2 times in the forward direction on the second teeth 2. Here, the reverse direction is defined as a winding direction such that when a current flows from the negative side to the positive side of the coil, the magnetic field is directed toward the tip of the teeth. It is assumed that each coil is wound so as not to span the slot.
[0019]
Next will be described how to determine the U-phase coil U2, V-phase coil V2 of the winding number N _u2, N _v2 winding the second teeth 2. Since a current of cos (ωt) flows through the U phase and a current of cos (ωt−2π / 3) flows through the V phase, the resultant magnetomotive force due to this current is expressed by the following equation (1).
[0020]
(Equation 1)

[0021]
This may be given by equation (2).
[0022]
(Equation 2)

[0023]
If a U-phase current vector, a V-phase current vector, and a current vector necessary for the second tooth are drawn on the complex plane as shown in FIG. 2, the equation (3) is obtained by geometrically analyzing the drawing. .
[0024]
(Equation 3)

[0025]
That is, the number of turns U _u2 , N _v2 of the U-phase and V-phase coils wound on the second teeth 2 is 0.47 times the number of turns _Nu ₁ of the U-phase coil U ₁ wound on the first teeth, respectively. When a three-phase AC current (in this case, the W phase is not used yet) in which the phase of the current flowing through the V-phase coil V2 is delayed by 2π / 3 is applied, the first tooth 1 is applied to the second tooth 2. And the magnitude is the same, and the magnetomotive force is out of phase (4/5) π.
[0026]
Next, in order to delay the (8/5) π phase with respect to the magnetomotive force of the first teeth 1, the magnetomotive force of the third teeth 3 causes the V-phase coil V3 to _rotate N _v3 times in the reverse direction and the W-phase coil V3. Wind the coil W3 _Nw3 times in the forward direction. The relationship between the magnetomotive forces is expressed by Expression (4).
[0027]
(Equation 4)

[0028]
Similarly, if a vector diagram of the current is drawn as shown in FIG. 3 in order to determine the number of turns, Equation (5) is obtained by performing a geometrical analysis from the drawing.
[0029]
(Equation 5)

[0030]
Since the fourth tooth 4 is symmetrical to the third tooth 3 with respect to the first tooth 1, in order to advance (8/5) π phase with respect to the magnetomotive force of the first tooth 1, The coil W4 is wound _Nw4 times in the reverse direction and the V-phase coil V4 is wound _Nv4 times in the positive direction. The number of turns of each coil is determined by geometric analysis in the same manner as in the case of the third teeth. (6).
[0031]
(Equation 6)

[0032]
Further, since the fifth tooth 5 is symmetrical to the second tooth 2 with respect to the first tooth 1, in order to advance (4/5) π phase with respect to the magnetomotive force of the first tooth 1, U The phase coil U5 is _wound N _u5 times in the reverse direction and the W phase coil W5 is wound N _w5 times in the forward direction. The number of turns is determined by geometric analysis in the same manner as in the case of the second teeth. Equation (7) is obtained.
[0033]
(Equation 7)

[0034]
As shown in FIG. 4, the coils wound as described above are connected in series with the U-phase, the V-phase with the V-phase, the W-phase with the W-phase, and the U-phase, V-phase, and W-phase. Get the coil. In this state, if a three-phase AC current is applied to each of the U, V, and W phases, a balanced magnetomotive force is generated in the five teeth as if a five-phase AC current was applied.
[0035]
Next, the total number of turns of the U, V, W phase coils will be examined. The U-phase coil is wound N _u1 times around the first tooth 1, but this is counted as one unit number of turns for simplification. Then, the U-phase coil is wound once on the first tooth 1, 0.47 times on the second tooth 2, and 0.47 times on the fifth tooth 5, for a total of 1.94 times. The V-phase coil is wound 0.68 times on the second teeth 2, 0.86 times on the third teeth 3, and 0.24 times on the fourth teeth 4, for a total of 1.78 times. is there. Similarly, the W-phase coil is wound 0.24 times on the third tooth 3, 0.86 times on the fourth tooth 4, and 0.68 times on the fifth tooth 5, for a total of 1.78 times. Become.
[0036]
Accordingly, the V-phase coil and the W-phase coil have the same number of turns and the same coil resistance, but the U-phase coil is wound 0.16 times more than the V-phase and W-phase coils, which is about 1.09 times. If the wire length is the same and the wire diameter is the same, the resistance value will be unbalanced. Therefore, the resistance value of each phase can be balanced by setting the coil sectional area of the U phase to be 1.09 times the coil sectional area of the other phases.
[0037]
Next, the electromotive force induced in each phase will be confirmed. The electromotive force due to the magnetic flux linked to the first to fifth teeth is converted into sin (wt), sin (wt-4π / 5), sin (wt + 2π / 5), sin (wt-2π / 5), sin
If (wt + 4π / 5), the electromotive force generated in the U-phase coil is represented by Expression (8).
[0038]
(Equation 8)

[0039]
Similarly, the electromotive force generated in the V phase is represented by Expression (9).
[0040]
(Equation 9)

[0041]
Similarly, the electromotive force generated in the W phase is represented by Expression (10).
[0042]
(Equation 10)

[0043]
That is, the electromotive force of each V and W phase is an electromotive force shifted by 1.624 / 1.76 = 0.922 times in amplitude and ± (2π / 3-16π / 1000) in phase with respect to the U-phase electromotive force. ,
Since 16π / 1000 is almost negligible, a substantially symmetric three-phase AC electromotive force can be obtained.
[0044]
Next, a case is considered where the U, V, and W phase coils obtained in this way are Y-connected as shown in FIG. FIG. 6 is a circuit diagram illustrating the armature winding for easy understanding. When the inter-line electromotive force is obtained, the equations (11) to (13) are obtained, and a symmetric three-phase AC electromotive force having the same amplitude and the phase shifted by 2π / 3 is obtained.
[0045]
(Equation 11)

[0046]
(Equation 12)

[0047]
(Equation 13)

[0048]
When a three-phase winding is applied to the 5-slot armature core as described above and Y-connection is performed, the magnetomotive force generated in each tooth is equivalent to a balanced 5-phase alternating current, and the electromotive force is balanced. The obtained three-phase AC electromotive force is obtained. Therefore, if this winding method is used for an electric motor, for example, the power supply may be a three-phase power supply, so that the external connection is simplified, the coil end is small, the coil is small, the cogging torque is small, and the vibration and noise are small. An electric motor is obtained.
[0049]
As described above, in the armature winding according to the present invention, if the number of slots is set to the number of poles + 1, the least common multiple of the number of poles and the number of slots is always the number of poles × the number of slots. The value can be reduced.
Further, in the present invention, by winding coils of different phases around one tooth, the magnetomotive force phase of the synthesized tooth can be set to a desired value.
[0050]
Embodiment 2 FIG.
In the first embodiment, after the coils are wound around the teeth, the U phase is connected in series with the U phase, the V phase is connected with the V phase, and the W phase is connected with the W phase in series. The coils may be wound with one coil for each phase so as to be in a state. In this case, since the number of connections after winding is reduced, the work is simplified.
[0051]
Embodiment 3 FIG.
Further, in the above embodiment, an example is shown in which the coil cross-sectional area of the U-phase is increased to balance the resistance values. However, even if the coil cross-sectional area of each phase is the same, a 5-phase AC current is applied to each tooth. The phase alternating magnetomotive force is still obtained.
[0052]
Embodiment 4 FIG.
Further, in the above-described embodiment, an example is shown in which three-phase coils are Y-connected, but substantially the same can be obtained as △ -connection. However, in this case, a circulating current is generated due to a slight imbalance of the three-phase electromotive force.
[0053]
Embodiment 5 FIG.
Further, in the above-described embodiment, an example in which only the U-phase coil is wound around the first tooth is shown, but it is also possible to wind all the teeth with two-phase coils having different phases. FIG. 7 shows an example of the winding. If the winding in the forward direction is represented by + and the winding in the reverse direction is represented by-, for example, the winding may be as shown in Table (1). In this case, variations in the electromotive force of the U, V, and W phases are reduced. However, in order to obtain the same magnetomotive force, the configuration in which only one phase coil is wound around at least one tooth as in the above embodiment can minimize the total number of turns of the coil.
[0054]
[Table 1]

[0055]
Embodiment 6 FIG.
Further, in the above-described embodiment, the case of 4 poles and 5 slots is shown, but if the configuration is n poles and n + 1 slots such as 6 poles 7 slots, 8 poles 9 slots, and 10 poles 11 slots, one tooth is used. By winding a coil of two phases having different phases and synthesizing a current vector, a rotational magnetomotive force corresponding to the (n + 1) th phase can be obtained. The winding ratio of each tooth in the case of 6 poles and 7 slots is, for example, as shown in Table (2).
[0056]
[Table 2]

[0057]
The winding ratio of each tooth in the case of 8 poles and 9 slots is as shown in Table (3), for example.
[0058]
[Table 3]

[0059]
Embodiment 7 FIG.
Further, in the above embodiment, the number of turns of each coil is represented by a turns ratio, and when the number of turns for obtaining a necessary electromotive force is determined, the above turns ratio may not be obtained just in some cases. May be selected as the number of turns having the turn ratio closest to the above ratio.
[0060]
Embodiment 8 FIG.
In the above embodiment, the case where the configuration has n poles and n + 1 slots such as 4 poles, 5 slots, 6 poles and 7 slots has been described. (K is a natural number of 2 or more).
[0061]
Here, the case of 8 poles and 10 slots will be described. The winding ratio in the case of 8 poles and 10 slots is the same as that in the case of 4 poles and 5 slots, and the winding ratio of teeth 6 to 10 is the same as that of teeth 1 to 5. With this configuration, the magnetic flux distribution in the gap becomes point-symmetric, so that the radial forces are balanced and the rotor vibration is reduced.
In this case, as in the case of the first embodiment, a configuration in which only one phase coil is wound around one tooth and two different phase windings are wound around the other teeth may be adopted. Alternatively, each tooth may be provided with two different phase windings.
[0062]
Embodiment 9 FIG.
Next, in the case of an armature having n poles and m slots, an expression representing the general number of turns of the U, V, and W phase coils in the i-th tooth is obtained.
First, it is considered that two phases of three-phase coils (currents) are combined to obtain an amplitude of 1 and an arbitrary phase α.
[0063]
(1) In the case of 0 <α ≦ π / 3, combining u and −w from FIG. 8 gives Equation (14).
[0064]
[Equation 14]

[0065]
(2) Next, when π / 3 <α ≦ 2π / 3, Equation (15) is derived from FIG.
[0066]
(Equation 15)

[0067]
In the same manner, the number of turns is obtained in π / 3 steps in the range of -π <α <π.
Here, when only the number of turns of the U-phase coil is obtained,
_Nu = A / sin (π / 3)
It becomes.
However, when A is −π <α ≦ −2π / 3, A = sin (2π / 3 + α), and
When −2π / 3 <α ≦ −π / 3, A = 0, when −π / 3 <α ≦ 0, A = sin (π / 3 + α), and when 0 <α ≦ π / 3, A = sin (π / 3−α), A = 0 when π / 3 <α ≦ 2π / 3, and A = sin (2π / 3−α) when 2π / 3 <α ≦ π Become.
[0068]
Here, _Nu <0 means that -U (a U-phase coil wound in the opposite direction) is used. Since the phases of the V-phase and W-phase coils are shifted by ± 2π / 3 from the phase of the U-phase coil, α ± 2π / 3 is substituted into α in the above equation.
[0069]
In the case of n-pole m-slot concentrated winding, assuming that the phase of the first tooth is generally a, a is substituted into the above equation α, and the number of turns of each of the U, V, and W phases of the first tooth is calculated. Ask. However, in this case, a phase in which the number of turns is 0 appears.
[0070]
Next, since the phase of the second tooth requires a phase delayed by (n / m) π from the phase of the first tooth, a = (n / m) π is substituted into the above equation α, and The number of turns can be determined.
Then, since the phase of the i-th tooth needs to be delayed by n (i-1) π / m from the phase of the first tooth, a + n (i-1) π / m is expressed by the above equation α. The number of turns can be similarly obtained by substituting.
Here, the reference phase a can be arbitrarily selected. However, when a = 0, only the U-phase coil is wound around the first tooth.
[0071]
As described above, the general number of turns N of the U, V, and W phase coils in the i-th tooth with n poles and m slots can be obtained by N = A / sin (π / 3).
However, A is A = sin (2π / 3 + C) when −π <C ≦ 2π / 3, A = 0 when −2π / 3 <C ≦ −π / 3, and −π / 3 <C A ≦ sin (π / 3 + C) when ≦ 0, A = sin (π / 3−C) when 0 <C ≦ π / 3, and A = sin when π / 3 <C ≦ 2π / 3. 0, and A = sin (2π / 3−C) when 2π / 3 <C ≦ π.
Here, -π <C ≦ π, and C = (n / m) π (i−1) + a + d, where d = 0 for a U-phase coil and d = for a V-phase coil. 2π / 3, and for a W-phase coil, d = −2π / 3.
[0072]
Embodiment 10 FIG.
In the above-described embodiment, the case where the present invention is applied to the electric motor has been described.
[0073]
【The invention's effect】
As described above, according to the armature windings of the first to fourth, seventh, and eighth aspects of the present invention, the number of teeth of the stator core is set to the number of poles +1 or a natural number multiple thereof. Since one or two coils having different phases are wound around the teeth, there is an effect that an excellent electric motor having a small coil end, a small size, a small cogging torque, and a small vibration and noise can be obtained.
[0074]
Also, the combined vector of the current flowing through the coil wound around one tooth is shifted in phase by the (number of poles) / (number of teeth) × π in phase with the combined vector of the current flowing through the coil wound around the adjacent tooth. As described above, since the winding number ratio of the coil is determined, there is an effect that a winding in which the magnetomotive force of each tooth is balanced can be obtained.
[0075]
Furthermore, according to the armature winding of the fifth aspect of the present invention, the cross-sectional area of at least one phase coil is different from the cross-sectional area of another phase coil so that the resistance value of each phase coil becomes equal. Therefore, the resistance value of each phase can be balanced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a cross-sectional view showing an armature according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a vector diagram showing a combination of magnetomotive forces of second teeth according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a vector diagram showing a combination of magnetomotive forces of third teeth according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a connection diagram of a coil according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a connection diagram of a coil according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a connection diagram of a coil according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a connection diagram of a coil according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a vector diagram showing current combining according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a vector diagram showing current combining according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a sectional view showing a conventional armature.
[Explanation of symbols]
1 First teeth, 2nd teeth, 3rd teeth, 4th teeth, 5th teeth.

Claims

An armature winding wound around each tooth of the armature core having the number of poles + 1 teeth so as not to span a slot, and at least one tooth is wound with a single phase coil only, The other teeth are wound with two different phases, and the combined vector of the current flowing in the coil wound on one tooth is different from the combined vector of the current flowing on the coil wound on the adjacent tooth in phase. , (Number of poles) / (number of teeth) × π, the winding number ratio of the coil is determined so as to be shifted .

An armature winding wound so as not to span a slot on each tooth of an armature core having the number of poles + 1 tooth, and two different phase windings are applied to each tooth . The combined vector of the current flowing through the coil wound around the tooth is shifted from the combined vector of the current flowing through the coil wound around the adjacent tooth by (number of poles) / (number of teeth) × π in phase. An armature winding having a defined winding ratio .

An armature winding wound around each of the teeth of an armature core having k (n + 1) teeth (n is a natural number and k is a natural number of 2 or more) with respect to the number of kn poles. A wire, in which at least one tooth has only a single phase coil wound thereon, and the other tooth has two different phase windings, and the current flowing through the coil wound on one tooth is synthesized. An electric machine characterized in that the winding ratio of the coil is determined such that the vector is shifted by (pole number) / (number of teeth) × π in phase from the combined vector of the current flowing in the coil wound on the adjacent tooth. Child winding.

An armature winding wound around each of the teeth of an armature core having k (n + 1) teeth (n is a natural number and k is a natural number of 2 or more) with respect to the number of kn poles. A wire, in which two different phase windings are applied to each tooth, and a combined vector of a current flowing through a coil wound on one tooth is a combined vector of a current flowing through a coil wound on an adjacent tooth. An armature winding in which the winding ratio of the coil is determined so as to be shifted by (number of poles) / (number of teeth) × π in phase .

As the resistance of the coils of the respective phases are equal, any of claims 1 to 4, characterized in that the cross-sectional area of the coil of the at least one phase is different from the cross-sectional area of the coil of the other phase 1 The armature winding according to the paragraph.

The armature winding according to any one of claims 1 to 5 , wherein the number of phases of the coil is three.

The armature winding according to claim 6, wherein the three-phase coils are Y-connected.