JP3539383B2

JP3539383B2 - OFDM communication device

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Publication number: JP3539383B2
Application number: JP2000361862A
Authority: JP
Inventors: 直己金塚
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2000-11-28
Filing date: 2000-11-28
Publication date: 2004-07-07
Anticipated expiration: 2020-11-28
Also published as: JP2002164865A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）通信装置に関し、特に受信側に設けるマルチパス歪補正手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタルテレビジョン放送や無線ＬＡＮなどの高速データ伝送において、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）が注目されている。ＯＦＤＭは、互いに直交する多数のサブキャリアを使用した周波数分割多重方式であり、無線による高速データ伝送において問題となるマルチパス歪に強いという特徴がある。
【０００３】
図８はＯＦＤＭ通信装置の一例を示すブロック図であり、送信機および受信機の構成を示している。
【０００４】
送信機１００において、伝送すべき送信データは、まずサブキャリア変調器１０１によりサブキャリア毎にＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の変調を施される。その後、ＳＰ変換器（シリアル／パラレル変換器）１０２によりシリアル信号からパラレル信号へ変換された後、高速フーリェ逆変換器（ＩＦＦＴ）１０３により周波数領域から時間領域の信号へと変換される。
【０００５】
高速フーリェ逆変換器（ＩＦＦＴ）１０３から同時にパラレルに出力される時間領域のデータ信号は、ＰＳ変換器（パラレル／シリアル変換器）１０４により送信順序に従ってシリアルな時間領域のデータ信号へと変換される。
【０００６】
その後、ＧＩ挿入器１０５により、図１０に示すように、各シンボルの先頭にガードインターバル（ＧＩ）がそれぞれ挿入される。このガードインターバル（ＧＩ）は、例えば各シンボルの後部をコピーして生成される。
【０００７】
ガードインターバル（ＧＩ）が挿入されたデータ信号は、ベースバンド信号として直交変調器１０６に入力し直交変調される。その後、乗算器１０７により局部発振器１０８の局部発振出力信号と混合され、所定の送信周波数の送信信号にアップコンバートされて伝播路へ送信される。なお、実際の構成では、高調波などの不要な信号成分を削除するためのフィルタが適宜挿入されるが、図示を省略している。
【０００８】
一方、受信機２００において、伝播路を介して受信された受信信号は、まず乗算器２０１により局部発振器２０２の局部発振出力信号と混合されて所定の中間周波信号へダウンコンバートされた後、直交復調器２０３によりベースバンド信号に復調される。
【０００９】
その後、ＧＩ削除器２０４により各シンボルの先頭にそれぞれ挿入されたガードインターバル（ＧＩ）が削除され、ＳＰ変換器（シリアル／パラレル変換器）２０５によりシンボル毎にシリアル信号からパラレル信号へと変換された後、高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）２０６により時間領域から周波数領域のデータ信号へと変換される。
【００１０】
そして、ＰＳ変換器（パラレル／シリアル変換器）２０７により、サブキャリア順にシリアルデータ信号へ変換された後、サブキャリア復調器２０８により位相平面上で復調され、復調データとして出力される。
【００１１】
ところで、上述した受信機の復調では、受信信号にマルチパス歪がある場合、シンボル間干渉は除去できるが、サブキャリアの振幅／位相歪は除去できない。そのため、例えば特開平１０−７５２２６号公報により開示されているように、高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）の出力側に周波数領域の等化器を設けてマルチパス歪の補正を行っている。
【００１２】
従来のマルチパス歪補正手段の一例について図９を参照して説明する。
【００１３】
一般に、キャリア周波数を補正したり、マルチパス歪を補正するために、送信信号にプリアンブルやパイロット信号が挿入される。プリアンブルやパイロット信号は、送信時の値が既知の固定パターン信号であるので、受信側において既知のプリアンブルやパイロット信号を発生し、受信したプリアンブルやパイロット信号と比較して、伝播路で発生したマルチパス歪を示す伝播路の伝達関数を推定することにより、マルチパス歪を補正する。
【００１４】
図９において、マルチパス歪補正手段３０は、図８に示した受信機の高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）２０６とＰＳ変換器（パラレル／シリアル変換器）２０７との間に設けられ、高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）２０６から出力される周波数領域のデータ信号に対して歪補正を行う。
【００１５】
マルチパス歪補正手段３０は、高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）２０６の出力信号を２分岐し、一方は信号抽出器３１へ供給し、他方は除算器３５へ供給する。ここで、信号抽出器３１と信号発生器３２と除算器３３とで伝播路の伝達関数を推定する。
【００１６】
信号抽出器３１は、入力するデータ信号からプリアンブルもしくはパイロット信号を抽出する。信号発生器３２は、送信機で生成されたものと同じ既知のプリアンブルもしくはパイロット信号を発生する。除算器３３は、信号抽出器３１により抽出されたプリアンブルもしくはパイロット信号を信号発生器３２から出力される既知のプリアンブルもしくはパイロット信号で除算する。
【００１７】
いま、抽出されるプリアンブルもしくはパイロット信号の送信時のスペクトラムをＰ（ｊω）とし、伝播路の伝達関数をＧ（ｊω）とすれば、信号抽出器３１により抽出されるプリアンブルもしくはパイロット信号のスペクトラムは、Ｇ（ｊω）・Ｐ（ｊω）となる。
【００１８】
また、信号発生器３２が出力するプリアンブルもしくはパイロット信号のスペクトラムは、送信時のプリアンブルもしくはパイロット信号のスペクトラムＰ（ｊω）と同じである。よって、除算器３３により信号抽出器３１の出力（Ｇ（ｊω）・Ｐ（ｊω））を信号発生器３２の出力（Ｐ（ｊω））で除算することにより、伝播路の伝達関数（Ｇ（ｊω））の推定値を求めることができる。
【００１９】
除算器３３から出力される伝達関数の推定値は、フィルタ３４により不要成分が除去された後、除算器３５へ供給される。なお、フィルタ３４には制御信号が供給されており、伝播路の伝達関数に応じてフィルタの特性を最適状態に変化させることができる。
【００２０】
除算器３５は、高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）２０６の出力をフィルタ３４の出力、つまり伝播路の伝達関数の推定値で除算することにより、マルチパス環境下において発生するマルチパス歪を補正する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来例では、プリアンブルを使用してマルチパス歪の補正を行なう場合、プリアンブルに基づき推定した伝播路の伝達関数によりマルチパス歪の補償を行なっている。つまり、プリアンブル受信後のシンボル期間において伝播路の伝達関数は変動しないものと仮定してマルチパス歪の補償を行なっている。
【００２２】
しかし、移動端末によるバースト伝送に適用する場合、バースト毎に送信端末が変わるために、発生するマルチパス歪もバースト毎に変動する。このため、伝播路の特性がバースト期間内において変動した場合、従来例のような手法ではマルチパス歪を補正できず、移動端末との通信においてその移動性が制限されるという問題点がある。
【００２３】
また、バースト長は一定でなく、バースト期間が非常に短いバーストが送信されることもある。このため、プリアンブルおよびパイロット信号の両方を使用して伝播路特性を推定することも可能であるが、バースト伝送では、伝播路の推定に十分な数のサブキャリアにパイロット信号を割り振ることができないので、伝播路の伝達関数を精度よく補間して推定することが困難であるという問題点を有している。
【００２４】
本発明の目的は、上記の問題点を鑑みてなされたものであり、バースト伝送においても、バースト期間内の伝播路の伝達関数の変動を推定してマルチパス歪を十分に除去でき、移動端末との通信において移動端末の移動性を向上できるＯＦＤＭ通信装置を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ通信装置は、ＯＦＤＭ通信装置の受信機側の高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）の出力側に設けられてマルチパス歪の補正を行う手段を有するＯＦＤＭ通信装置において、前記高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）の出力を受けてプリアンブルを抽出し伝播路の伝達関数を推定してマルチパス歪を補正する第１の歪補正手段と、この第１の歪補正手段の出力を受けて前記プリアンブル受信後のシンボル期間内のサブキャリアに基づき残留歪を示す伝達関数を推定して残留歪を補正する第２の歪補正手段とを備える。
【００２６】
前記第１の歪補正手段は、前記高速フーリェ変換器の出力を受けてプリアンブルを抽出すると共に、送信機側で生成されたものと同じ既知のプリアンブルを発生し、前記抽出したプリアンブルを前記既知のプリアンブルで除算して前記マルチパス歪を補正するように構成し、前記第２の歪補正手段は、前記第１の歪補正手段の出力を受けてパイロットサブキャリアおよびデータ伝送用サブキャリアに基づき残留歪を示す伝達関数を推定して残留歪を補正するように構成する。
【００２７】
また、前記第２の歪補正手段は、前記第１の歪補正手段の出力を受けてデータ伝送用サブキャリアに基づき残留歪を示す伝達関数を推定して残留歪を補正するように構成してもよい。
【００２８】
具体的には、前記第２の歪補正手段は、前記パイロットサブキャリアからパイロット信号を抽出して残留歪を示す伝達関数を推定する第１の伝達関数推定器と、前記データ伝送用サブキャリアを抽出して残留歪を示す伝達関数を推定する第２の伝達関数推定器と、前記第１および第２の伝達関数推定器がそれぞれ出力する前記残留歪を示す伝達関数を合成して全サブキャリアの周波数範囲での残留歪を示す伝達関数として出力する推定結果合成器と、この推定結果合成器の出力で前記第１の歪補正手段の出力を除算することにより残留歪を除去する除算器とを有する。
【００２９】
また、前記第２の歪補正手段は、前記データ伝送用サブキャリアを抽出して残留歪を示す伝達関数を推定する伝達関数推定器と、この伝達関数推定器が出力する前記残留歪を示す伝達関数で前記第１の歪補正手段の出力を除算することにより残留歪を除去する除算器とを有する構成としてもよい。
【００３０】
ここで、前記第１の伝達関数推定器は、前記第１の歪補正手段の出力を受けてパイロットサブキャリアからパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出回路と、既知の（送信時の）パイロット信号を発生するパイロット信号発生回路と、前記パイロット信号抽出回路により抽出されたパイロット信号を前記パイロット信号発生回路により生成された既知のパイロット信号で除算することにより前記パイロットサブキャリア位置での残留歪を示す伝達関数の推定値を出力する除算回路と、この除算回路から出力される推定値を複数シンボルについて重み付け平均するフィルタとを有する。
【００３１】
また、前記第２の伝達関数推定器は、前記第１の歪補正手段の出力を受けて各データサブキャリアを抽出するデータサブキャリア抽出回路と、このデータサブキャリア抽出回路により抽出されたデータサブキャリアの値を硬判定してその送信値を推定する判定回路と、前記データサブキャリア抽出回路により抽出されたデータサブキャリアの値を前記判定回路から出力されるデータサブキャリアの送信値で除算することによりデータサブキャリアの位置での残留歪を示す伝達関数の推定値を出力する除算回路と、この除算回路から出力される推定値を複数シンボルにわたり時間軸方向に重み付け平均するフィルタとを有する。
【００３２】
更に、前記推定結果合成器は、前記第１の伝達関数推定器から出力されるパイロットサブキャリア位置での残留歪を示す伝達関数に基づき補間処理および重み付き平均処理を行って全サブキャリア周波数範囲での残留歪を示す伝達関数を推定する第１の補間回路と、前記第２の伝達関数推定器から出力されるデータサブキャリア位置での残留歪を示す伝達関数に基づき補間処理および重み付き平均処理を行って全サブキャリア周波数範囲での残留歪を示す伝達関数を推定する第２の補間回路と、前記第１の補間回路の出力と前記第２の補間回路の出力とを加算する加算回路と、この加算回路の出力を正規化する正規化回路と、この正規化回路の出力に含まれるノイズ成分を抑圧して残留歪を示す伝達関数として出力するフィルタとを有する。
【００３３】
【発明の実施の形態】
次に本発明について図面を参照して説明する。
【００３４】
図１は、本発明の一実施形態を示すブロック図であり、ＯＦＤＭ通信装置の受信側におけるマルチパス歪を補正する手段を示している。従来のマルチパス歪補正手段と同様に、ＯＦＤＭ通信装置の受信機の高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）の出力側に設けられ、高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）から出力される周波数領域のデータ信号に対して歪補正を行う。
【００３５】
図１において、高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）の出力を受けてプリアンブルを抽出し伝播路の伝達関数を推定しマルチパス歪を補正する第１の歪補正手段１と、第１の歪補正手段１の出力を受けてパイロット信号およびデータ伝送用サブキャリアを抽出し伝達関数を推定し残留歪を補正する第２の歪補正手段２とを備えている。
【００３６】
第１の歪補正手段１は、図９に示した従来のマルチパス歪補正手段と基本的に同じ構成であり、高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）の出力信号から抽出したプリアンブルと既知のプリアンブルとを比較し、バースト開始時の伝播路の伝達関数を推定しマルチパス歪を補正する。
【００３７】
すなわち、プリアンブルを抽出して伝播路の伝達関数を推定する伝達関数推定部１０と、この伝達関数推定部１０の出力で高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）の出力を除算することによりマルチパス歪を補正する除算器１５とから成っている。
【００３８】
伝達関数推定部１０は、２分岐された一方の高速フーリェ変換器の出力を受けてプリアンブルを抽出するプリアンブル抽出器１１と、送信機で生成されたものと同じ既知のプリアンブルを発生するプリアンブル発生器１２と、プリアンブル抽出器１１により抽出されたプリアンブルをプリアンブル発生器１２から出力される既知のプリアンブルで除算する除算器１３と、制御信号に応じて不要成分を除去するフィルタ１４とを有している。
【００３９】
いま、プリアンブルの送信時のスペクトラムをＰ（ｊω）とし、伝播路の伝達関数をＧ（ｊω）とすると、プリアンブル抽出器１１により抽出されるプリアンブルａのスペクトラムは、Ｇ（ｊω）・Ｐ（ｊω）となる。
【００４０】
一方、プリアンブル発生器１２から出力される既知のプリアンブルｂのスペクトラムはＰ（ｊω）であるから、抽出されたプリアンブルａを既知のプリアンブルｂで除算すれば、つまり、除算器１３において、Ｇ（ｊω）・Ｐ（ｊω）／Ｐ（ｊω）の除算を行うことにより、伝播路の伝達関数Ｇ（ｊω）の推定値を求めることができる。
【００４１】
除算器１３から出力される伝達関数の推定値は、フィルタ１４により不要な成分が除去された後、除算器１５へ供給される。なお、フィルタ１４には制御信号が供給されており、伝播路の伝達関数に応じてフィルタの特性を最適状態に変化させる。
【００４２】
除算器１５は、高速フーリェ変換器の出力ｃをフィルタ１４の出力ｄで除算することにより、マルチパス歪を除去する。
【００４３】
ところで、プリアンブル受信時点以降に伝播路の伝達関数が変動した場合、第１の歪補正手段１ではこの変動成分を補正できない。いま、図６に示すように、プリアンブル受信時点の伝播路の伝達関数Ｇ（ｊω）がトＧ（ｊω）だけ変動したとすれば、伝播路の伝達関数はＧ（ｊω）＋ΔＧ（ｊω）となる。ここで、ＯＦＤＭシンボルを構成する各サブキャリアの位置を矢印付き実線で示している。
【００４４】
既に述べたように、第１の歪補正手段１は、プリアンブル受信時点の伝播路伝達関数Ｇ（ｊω）に基づきマルチパス歪を補正する。しかし、プリアンブル受信以降に伝播路の伝達関数が変動した場合には、伝達関数の変動分ΔＧ（ｊω）によるマルチパス歪が残留している。このため、第２の歪補正手段２を設け、第１の歪補正手段１の出力に含まれる伝達関数の変動分を検出して残留歪を補正するように構成する。
【００４５】
第２の歪補正手段２に入力する信号は、第１の歪補正手段１によりプリアンブル受信時のマルチパス歪が補正された信号であるので、第２の歪補正手段２は、プリアンブル受信時点以降のＯＦＤＭシンボルを使用して残留歪を推定する。
【００４６】
さて、パイロット信号はプリアンブル同様に送信時の値が既知の信号であるので、伝達関数の推定は容易である。しかし、パイロット信号として特定されるサブキャリア（パイロットサブキャリア）が限定されるという欠点がある。また、データサブキャリアは送信データに依存しているため、データサブキャリアを使用する伝達関数の推定は、プリアンブルやパイロット信号を使用した推定に比べて精度が低下するという欠点がある。
【００４７】
ここでは、パイロットサブキャリアおよびデータサブキャリアをそれぞれ抽出し、パイロット信号を使用して推定した伝達関数の変動分およびデータサブキャリアを使用して推定した伝達関数の変動分をそれぞれ求めて合成することにより、伝達関数変動分の推定精度を高めるように構成している。
【００４８】
図１において、第２の歪補正手段２は、第１の歪補正手段１の出力の２分岐された一方を受けパイロット信号およびデータ伝送用サブキャリアに基づき伝達関数の変動分、つまり残留歪を示す伝達関数を算出する残留歪算出部２０と、第１の歪補正手段１の出力の２分岐された他方ｅを残留歪算出部２０の出力ｆで除算することにより残留歪を除去する除算器２４とを有している。
【００４９】
残留歪算出部２０は、パイロットサブキャリアからパイロット信号を抽出して残留歪を示す伝達関数を推定する伝達関数推定器２１と、データ伝送用サブキャリアを抽出して残留歪を示す伝達関数を推定する伝達関数推定器２２と、伝達関数推定器２１および２２の出力をそれぞれ合成する推定結果合成器２３とを有している。
【００５０】
図７はＯＦＤＭシンボルを構成するサブキャリアとその残留歪を示す伝達関数を示す図であり、同図（ａ）は各サブキャリアでの残留歪を示す伝達関数を示し、破線で残留歪を示す伝達関数ΔＧ（ｊω）の周波数特性を示している。
【００５１】
同図（ｂ）は、伝達関数推定器２１から出力されるパイロットサブキャリアの残留歪を示す伝達関数ΔＧ（ｊω_p ）を示している。また、同図（ｃ）は、伝達関数推定器２２から出力されるデータサブキャリアの残留歪を示す伝達関数ΔＧ（ｊω_d ）を示している。
【００５２】
図２は伝達関数推定器２１の一例を示すブロック図である。
【００５３】
基本的に第１の歪補正手段１の伝達関数推定部１０と同じ構成であり、パイロットサブキャリアからパイロット信号を抽出して残留歪を示す伝達関数を推定する。
【００５４】
すなわち、分岐された第１の歪補正手段１の出力を受けてパイロットサブキャリアからパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出回路２１１と、既知の（送信時の）パイロット信号を発生するパイロット信号発生回路２１２と、抽出されたパイロット信号ｇを既知のパイロット信号ｈで除算することによりパイロットサブキャリア位置での残留歪を示す伝達関数の推定値を出力する除算回路２１３と、推定値を複数シンボルについて重み付け平均して推定精度を向上させるフィルタ２１４とを有している。
【００５５】
図３は伝達関数推定器２２の一例を示すブロック図である。
【００５６】
伝達関数推定器２２は、データサブキャリア抽出回路２２１と、判定回路２２２と、除算回路２２３と、フィルタ２２４とを有している。
【００５７】
データサブキャリア抽出回路２２１は、第１の歪補正手段１の分岐出力を受け、データ伝送に用いられているサブキャリア（データサブキャリア）を抽出する。このデータサブキャリア抽出回路２２１の出力は判定回路２２２および除算回路２２３へ供給される。
【００５８】
判定回路２２２は、抽出されたデータサブキャリアの値を硬判定してその送信値を推定する。除算回路２２３は、データサブキャリア抽出回路２２１により抽出されたデータサブキャリアの値ｍを、判定回路２２２から出力されるデータサブキャリアの送信値ｎで除算することにより、データサブキャリアの位置での残留歪を示す伝達関数の推定値を出力する。
【００５９】
図４は除算回路２２３の動作を示す図である。
【００６０】
ここで、サブキャリア変調としてＱＰＳＫ変調が用いられたとすると、周波数ω_d のデータサブキャリアの送信値ＤＳ（ｊω_d ）は、黒丸で示したように、ＤＳ１＝１＋ｊ、ＤＳ２＝１−ｊ、ＤＳ３＝−１＋ｊ、ＤＳ４＝−１−ｊの４つの値の何れかをとる。これらデータサブキャリアの送信値は判定回路２２２により推定される。
【００６１】
また、データサブキャリアの周波数ω_d における残留歪を示す伝達関数をΔＧ（ｊω_d ）とすると、抽出されるデータサブキャリアの値は、白丸で示したように、データサブキャリアの送信値ＤＳ（ｊω_d ）に残留歪を示す伝達関数ΔＧ（ｊω_d ）を乗算した値（ＤＳ（ｊω_d ）・ΔＧ（ｊω_d ））となる。従って、除算回路２２３は、抽出されるデータサブキャリアの値を推定した送信値により除算することにより、残留歪を示す伝達関数ΔＧ（ｊω_d ）を推定する。
【００６２】
フィルタ２２４は、これら推定結果を複数シンボルにわたり時間軸方向に重み付け平均して推定精度を向上させる。フィルタ２２４から出力される残留歪を示す伝達関数ΔＧ（ｊω_d ）は推定結果合成器２３へ供給される。
【００６３】
図５は推定結果合成器２３の一例を示すブロック図である。
【００６４】
推定結果合成器２３は、補間回路２３１と、補間回路２３２と、加算回路２３３と、正規化回路２３４およびフィルタ２３５とを有し、伝達関数推定器２１および２２の出力をそれぞれ補間して合成することにより、全サブキャリアの周波数範囲での残留歪を示す伝達関数ΔＧ（ｊω）を算出する。
【００６５】
すなわち、補間回路２３１は、伝達関数推定器２１から出力されるパイロットサブキャリア位置での残留歪を示す伝達関数ΔＧ（ｊω_p ）に基づき補間処理および重み付き平均処理を行うことにより、ＯＦＤＭシンボルを構成する全サブキャリア周波数範囲での残留歪を示す伝達関数ΔＧ_p （ｊω）を推定する。
【００６６】
補間回路２３２は、伝達関数推定器２２から出力されるデータサブキャリア位置での残留歪を示す伝達関数ΔＧ（ｊω_d ）に基づき補間処理および重み付き平均処理を行うことにより、ＯＦＤＭシンボルを構成する全サブキャリア周波数範囲での残留歪を示す伝達関数ΔＧ_d （ｊω）を推定する。
【００６７】
補間回路２３１の出力ΔＧ_p （ｊω）および補間回路２３１の出力ΔＧ_d （ｊω）は、加算回路２３３により加算され、加算出力は正規化回路２３４により正規化された後、フィルタ２３５によりノイズ成分を抑圧されて、残留歪を示す伝達関数ΔＧ（ｊω）として出力される。
【００６８】
このようにして、残留歪算出部２０により算出された残留歪を示す伝達関数トＧ（ｊω）は除算器２４に供給される。そして、除算器２４が第１の歪補正手段１の出力を伝達関数ΔＧ（ｊω）で除算することにより残留歪を除去する。
【００６９】
なお、上述した第２の歪補正手段２では、パイロットサブキャリアおよびデータサブキャリアをそれぞれ抽出して残留歪を示す伝達関数をそれぞれ推定し合成しているが、第２の歪補正手段２以降においてパイロット信号を使用しないならば、パイロットサブキャリアに基づく伝達関数の推定処理を省略するように構成してもよい。
【００７０】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、高速フーリェ変換器（ＦＦＴ）の出力を受けてプリアンブルを抽出し伝播路の伝達関数を推定してマルチパス歪を補正する第１の歪補正手段と、この第１の歪補正手段の出力を受けてプリアンブル受信後のシンボル期間内のサブキャリアに基づき残留歪を示す伝達関数を推定して残留歪を補正する第２の歪補正手段とを設けることにより、バースト伝送においても、バースト期間内の伝播路特性の変動を推定して効率よくマルチパス歪を補正することが可能となり、移動通信において端末機の移動性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１に示した伝達関数推定器２１の一例を示すブロック図である。
【図３】図１に示した伝達関数推定器２２の一例を示すブロック図である。
【図４】図３に示した除算回路２２３の動作を示す図である。
【図５】図１に示した推定結果合成器２３の一例を示すブロック図である。
【図６】伝播路の伝達関数の変動を示す図である。
【図７】ＯＦＤＭシンボルを構成するサブキャリアとその残留歪を示す図である。
【図８】ＯＦＤＭ通信装置の一例を示すブロック図である。
【図９】従来のマルチパス歪補正手段の一例を示すブロック図である。
【図１０】シンボルに挿入されるガードインターバル（ＧＩ）を示す図である。
【符号の説明】
１第１の歪補正手段
２第２の歪補正手段
１０伝達関数推定部
１１プリアンブル抽出器
１２プリアンブル発生器
１３，１５，２４除算器
１４フィルタ
２０残留歪算出部
２１，２２伝達関数推定器
２３推定結果合成器
２１１パイロット信号抽出回路
２１２パイロット信号発生回路
２１３除算回路
２１４フィルタ
２２１データサブキャリア抽出回路
２２２判定回路
２２３除算回路
２２４フィルタ
２３１，２３２補間回路
２３３加算回路
２３４正規化回路
２３５フィルタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) communication device, and more particularly to a multipath distortion correction means provided on a receiving side.
[0002]
[Prior art]
In recent years, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) has attracted attention in high-speed data transmission such as digital television broadcasting and wireless LAN. OFDM is a frequency division multiplexing method using a number of subcarriers orthogonal to each other, and is characterized by being resistant to multipath distortion which is a problem in wireless high-speed data transmission.
[0003]
FIG. 8 is a block diagram illustrating an example of the OFDM communication device, and illustrates a configuration of a transmitter and a receiver.
[0004]
In the transmitter 100, transmission data to be transmitted is first subjected to modulation such as QPSK or 16QAM by the subcarrier modulator 101 for each subcarrier. After that, the signal is converted from a serial signal to a parallel signal by an SP converter (serial / parallel converter) 102, and then converted from a frequency domain to a time domain signal by an inverse fast Fourier transformer (IFFT) 103.
[0005]
The time domain data signal output in parallel from the inverse fast Fourier transformer (IFFT) 103 at the same time is converted by the PS converter (parallel / serial converter) 104 into a serial time domain data signal in accordance with the transmission order. .
[0006]
Thereafter, the GI inserter 105 inserts a guard interval (GI) at the head of each symbol as shown in FIG. The guard interval (GI) is generated, for example, by copying the rear part of each symbol.
[0007]
The data signal into which the guard interval (GI) has been inserted is input to the quadrature modulator 106 as a baseband signal and quadrature modulated. Thereafter, the signal is mixed with the local oscillation output signal of the local oscillator 108 by the multiplier 107, up-converted into a transmission signal of a predetermined transmission frequency, and transmitted to the propagation path. In an actual configuration, a filter for removing unnecessary signal components such as harmonics is appropriately inserted, but is not shown.
[0008]
On the other hand, in the receiver 200, the received signal received via the propagation path is first mixed with the local oscillation output signal of the local oscillator 202 by the multiplier 201 and down-converted into a predetermined intermediate frequency signal, and then quadrature demodulated. The signal is demodulated into a baseband signal by the device 203.
[0009]
Thereafter, the guard interval (GI) inserted at the beginning of each symbol is deleted by the GI deleter 204, and the SP converter (serial / parallel converter) 205 converts the serial signal into a parallel signal for each symbol. Thereafter, the data is converted from a time domain to a frequency domain data signal by a fast Fourier transformer (FFT) 206.
[0010]
Then, after being converted into a serial data signal in the order of subcarriers by a PS converter (parallel / serial converter) 207, the data is demodulated on a phase plane by a subcarrier demodulator 208 and output as demodulated data.
[0011]
By the way, in the demodulation of the above-mentioned receiver, when the received signal has multipath distortion, the inter-symbol interference can be removed, but the amplitude / phase distortion of the subcarrier cannot be removed. Therefore, as disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-75226, a frequency domain equalizer is provided on the output side of a fast Fourier transformer (FFT) to correct multipath distortion.
[0012]
An example of a conventional multipath distortion correction unit will be described with reference to FIG.
[0013]
Generally, a preamble or a pilot signal is inserted into a transmission signal in order to correct a carrier frequency or to correct multipath distortion. Since the preamble or pilot signal is a fixed pattern signal with a known value at the time of transmission, a known preamble or pilot signal is generated on the receiving side, compared with the received preamble or pilot signal, and a multipath generated on the propagation path. The multipath distortion is corrected by estimating the transfer function of the propagation path indicating the path distortion.
[0014]
In FIG. 9, a multipath distortion correcting means 30 is provided between a fast Fourier transformer (FFT) 206 and a PS converter (parallel / serial converter) 207 of the receiver shown in FIG. The distortion correction is performed on the data signal in the frequency domain output from the FFT (206).
[0015]
The multipath distortion correcting means 30 branches the output signal of the fast Fourier transformer (FFT) 206 into two, one of which is supplied to the signal extractor 31 and the other is supplied to the divider 35. Here, the transfer function of the propagation path is estimated by the signal extractor 31, the signal generator 32, and the divider 33.
[0016]
The signal extractor 31 extracts a preamble or a pilot signal from an input data signal. The signal generator 32 generates the same known preamble or pilot signal generated by the transmitter. The divider 33 divides the preamble or pilot signal extracted by the signal extractor 31 by a known preamble or pilot signal output from the signal generator 32.
[0017]
Assuming that the spectrum at the time of transmitting the extracted preamble or pilot signal is P (jω) and the transfer function of the propagation path is G (jω), the spectrum of the preamble or pilot signal extracted by the signal extractor 31 is , G (jω) · P (jω).
[0018]
The spectrum of the preamble or pilot signal output from the signal generator 32 is the same as the spectrum P (jω) of the preamble or pilot signal at the time of transmission. Therefore, by dividing the output (G (jω) · P (jω)) of the signal extractor 31 by the output (P (jω)) of the signal generator 32 by the divider 33, the transfer function (G ( jω)) can be determined.
[0019]
The estimated value of the transfer function output from the divider 33 is supplied to a divider 35 after unnecessary components are removed by a filter 34. Note that a control signal is supplied to the filter 34, and the characteristics of the filter can be changed to an optimum state according to the transfer function of the propagation path.
[0020]
The divider 35 corrects multipath distortion generated in a multipath environment by dividing the output of the fast Fourier transformer (FFT) 206 by the output of the filter 34, that is, the estimated value of the transfer path transfer function.
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional example, when multipath distortion is corrected using a preamble, multipath distortion is compensated for using a transfer function of a propagation path estimated based on the preamble. That is, multipath distortion is compensated on the assumption that the transfer function of the propagation path does not change during the symbol period after receiving the preamble.
[0022]
However, when the present invention is applied to burst transmission by a mobile terminal, since a transmitting terminal changes for each burst, the generated multipath distortion also changes for each burst. For this reason, when the characteristics of the propagation path fluctuate within the burst period, there is a problem that the multipath distortion cannot be corrected by the method as in the conventional example, and the mobility in communication with the mobile terminal is limited.
[0023]
Further, the burst length is not constant, and a burst having a very short burst period may be transmitted. For this reason, it is possible to estimate the propagation path characteristics using both the preamble and the pilot signal.However, in burst transmission, the pilot signal cannot be allocated to a sufficient number of subcarriers for estimating the propagation path. However, there is a problem that it is difficult to accurately interpolate and estimate the transfer function of the propagation path.
[0024]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention has been made in view of the above-described problems. Even in burst transmission, it is possible to sufficiently remove multipath distortion by estimating a change in a transfer function of a propagation path within a burst period. It is an object of the present invention to provide an OFDM communication device capable of improving the mobility of a mobile terminal in communication with a mobile terminal.
[0025]
[Means for Solving the Problems]
The OFDM communication apparatus according to the present invention is an OFDM communication apparatus having means for correcting multipath distortion provided on an output side of a fast Fourier transformer (FFT) on a receiver side of the OFDM communication apparatus. (FFT) receiving a preamble, extracting a preamble, estimating a transfer function of a propagation path to correct multipath distortion, and receiving an output of the first distortion correction means to receive the preamble. A second distortion correction unit that estimates a transfer function indicating residual distortion based on a subcarrier in a later symbol period and corrects the residual distortion.
[0026]
The first distortion correction unit receives the output of the fast Fourier transformer, extracts a preamble, generates the same known preamble as that generated on the transmitter side, and converts the extracted preamble into the known preamble. The multipath distortion is corrected by dividing by a preamble, and the second distortion correction unit receives an output of the first distortion correction unit, and based on a pilot subcarrier and a data transmission subcarrier, The transfer function indicating distortion is estimated to correct residual distortion.
[0027]
Further, the second distortion correction unit is configured to receive the output of the first distortion correction unit, estimate a transfer function indicating residual distortion based on the data transmission subcarrier, and correct the residual distortion. Is also good.
[0028]
Specifically, the second distortion correction means extracts a pilot signal from the pilot subcarrier and estimates a transfer function indicating residual distortion, and includes a data transfer subcarrier. A second transfer function estimator for extracting and estimating a transfer function indicating a residual distortion, and a transfer function indicating the residual distortion output from each of the first and second transfer function estimators are combined to obtain all subcarriers. An estimation result combiner that outputs a transfer function indicating a residual distortion in a frequency range of, and a divider that removes residual distortion by dividing an output of the first distortion correction unit by an output of the estimation result combiner. Having.
[0029]
Further, the second distortion correction means extracts the data transmission subcarrier and estimates a transfer function indicating residual distortion, and a transfer function indicating the residual distortion output from the transfer function estimator. A configuration may be provided having a divider for removing the residual distortion by dividing the output of the first distortion correction means by a function.
[0030]
Here, the first transfer function estimator receives the output of the first distortion correction means and extracts a pilot signal from a pilot subcarrier, and outputs a known (transmitted) pilot signal. A pilot signal generating circuit, and a transmission indicating residual distortion at the pilot subcarrier position by dividing a pilot signal extracted by the pilot signal extracting circuit by a known pilot signal generated by the pilot signal generating circuit. It has a division circuit that outputs an estimated value of the function, and a filter that weights and averages the estimated value output from the division circuit for a plurality of symbols.
[0031]
The second transfer function estimator includes a data subcarrier extraction circuit that receives an output of the first distortion correction unit and extracts each data subcarrier, and a data subcarrier extraction circuit that is extracted by the data subcarrier extraction circuit. A determination circuit for hard-deciding the value of the carrier and estimating the transmission value thereof; and dividing the value of the data subcarrier extracted by the data subcarrier extraction circuit by the transmission value of the data subcarrier output from the determination circuit. Accordingly, a divider circuit for outputting an estimated value of the transfer function indicating the residual distortion at the position of the data subcarrier, and a filter for weighting and averaging the estimated value output from the divider circuit over a plurality of symbols in the time axis direction.
[0032]
Further, the estimation result combiner performs an interpolation process and a weighted averaging process based on a transfer function indicating a residual distortion at a pilot subcarrier position output from the first transfer function estimator to perform the entire subcarrier frequency range. A first interpolator for estimating a transfer function indicating residual distortion at the data subcarrier position, and an interpolation process and a weighted average based on a transfer function indicating residual distortion at a data subcarrier position output from the second transfer function estimator. A second interpolation circuit that performs processing to estimate a transfer function indicating residual distortion in the entire subcarrier frequency range, and an addition circuit that adds the output of the first interpolation circuit and the output of the second interpolation circuit A normalization circuit for normalizing the output of the addition circuit, and a filter for suppressing a noise component included in the output of the normalization circuit and outputting the resultant as a transfer function indicating residual distortion.
[0033]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Next, the present invention will be described with reference to the drawings.
[0034]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and shows a means for correcting multipath distortion on the receiving side of an OFDM communication apparatus. Similar to the conventional multipath distortion correction means, it is provided on the output side of the fast Fourier transform (FFT) of the receiver of the OFDM communication apparatus, and is used for the frequency domain data signal output from the fast Fourier transform (FFT). To correct distortion.
[0035]
In FIG. 1, a first distortion correction means 1 for receiving a output of a fast Fourier transformer (FFT), extracting a preamble, estimating a transfer function of a propagation path and correcting multipath distortion, and a first distortion correction means 1 And a second distortion correcting means 2 for extracting a pilot signal and a subcarrier for data transmission upon receiving the output of the above, estimating a transfer function and correcting residual distortion.
[0036]
The first distortion correction means 1 has basically the same configuration as the conventional multipath distortion correction means shown in FIG. 9, and converts a preamble extracted from an output signal of a fast Fourier transformer (FFT) and a known preamble. In comparison, the transfer function of the propagation path at the start of the burst is estimated to correct multipath distortion.
[0037]
That is, a transfer function estimator 10 that extracts a preamble and estimates a transfer function of a propagation path, and corrects multipath distortion by dividing the output of the fast Fourier transformer (FFT) by the output of the transfer function estimator 10 And a divider 15.
[0038]
The transfer function estimating unit 10 receives the output of one of the two branched fast Fourier transformers and extracts a preamble, and a preamble generator that generates the same known preamble as that generated by the transmitter. 12, a divider 13 for dividing the preamble extracted by the preamble extractor 11 by a known preamble output from the preamble generator 12, and a filter 14 for removing unnecessary components according to a control signal. .
[0039]
Now, assuming that the spectrum at the time of transmitting the preamble is P (jω) and the transfer function of the propagation path is G (jω), the spectrum of the preamble a extracted by the preamble extractor 11 is G (jω) · P (jω). ).
[0040]
On the other hand, since the spectrum of the known preamble b output from the preamble generator 12 is P (jω), if the extracted preamble a is divided by the known preamble b, that is, in the divider 13, G (jω ) · P (jω) / P (jω), whereby an estimated value of the transfer path transfer function G (jω) can be obtained.
[0041]
The estimated value of the transfer function output from the divider 13 is supplied to a divider 15 after unnecessary components are removed by a filter 14. The filter 14 is supplied with a control signal, and changes the characteristics of the filter to an optimum state according to the transfer function of the propagation path.
[0042]
The divider 15 removes multipath distortion by dividing the output c of the fast Fourier transformer by the output d of the filter 14.
[0043]
By the way, when the transfer function of the propagation path fluctuates after the preamble reception time, the first distortion correction means 1 cannot correct this fluctuation component. Now, as shown in FIG. 6, assuming that the transfer function G (jω) of the propagation path at the time of reception of the preamble fluctuates by G (jω), the transfer function of the propagation path is G (jω) + ΔG (jω). Become. Here, the position of each subcarrier constituting the OFDM symbol is indicated by a solid line with an arrow.
[0044]
As described above, the first distortion correction unit 1 corrects the multipath distortion based on the propagation path transfer function G (jω) at the time of receiving the preamble. However, when the transfer function of the propagation path fluctuates after receiving the preamble, multipath distortion due to the change ΔG (jω) of the transfer function remains. For this reason, the second distortion correcting means 2 is provided, and a configuration is made in which the residual distortion is corrected by detecting the variation of the transfer function included in the output of the first distortion correcting means 1.
[0045]
Since the signal input to the second distortion correction means 2 is a signal in which the multipath distortion at the time of receiving the preamble has been corrected by the first distortion correction means 1, the second distortion correction means 2 Estimate the residual distortion using the OFDM symbol of.
[0046]
Since the pilot signal is a signal having a known value at the time of transmission like the preamble, the transfer function can be easily estimated. However, there is a drawback that subcarriers (pilot subcarriers) specified as pilot signals are limited. Further, since the data subcarrier depends on the transmission data, there is a disadvantage that the estimation of the transfer function using the data subcarrier is lower in accuracy than the estimation using the preamble and the pilot signal.
[0047]
Here, the pilot subcarrier and the data subcarrier are respectively extracted, and the variation of the transfer function estimated using the pilot signal and the variation of the transfer function estimated using the data subcarrier are obtained and combined. Thus, the estimation accuracy of the transfer function variation is improved.
[0048]
In FIG. 1, a second distortion correction unit 2 receives one of the two branches of the output of the first distortion correction unit 1 and determines a variation of a transfer function, that is, a residual distortion, based on a pilot signal and a data transmission subcarrier. And a divider for removing the residual distortion by dividing the other output e of the first distortion correction means 1 by the output f of the residual distortion calculator 20. 24.
[0049]
The residual distortion calculator 20 extracts a pilot signal from the pilot subcarriers and estimates a transfer function indicating residual distortion, and extracts a data transmission subcarrier and estimates a transfer function indicating residual distortion. Transfer function estimator 22 and an estimation result combiner 23 that combines the outputs of the transfer function estimators 21 and 22 respectively.
[0050]
FIG. 7 is a diagram showing the subcarriers constituting the OFDM symbol and the transfer function indicating the residual distortion thereof. FIG. 7A shows the transfer function indicating the residual distortion in each subcarrier, and the residual distortion is indicated by a broken line. 9 shows frequency characteristics of a transfer function ΔG (jω).
[0051]
FIG. 3B shows a transfer function ΔG (jω _p ) indicating the residual distortion of the pilot subcarrier output from the transfer function estimator 21. FIG. 3C shows a transfer function ΔG (jω _d ) indicating the residual distortion of the data subcarrier output from the transfer function estimator 22.
[0052]
FIG. 2 is a block diagram showing an example of the transfer function estimator 21.
[0053]
Basically, it has the same configuration as the transfer function estimating unit 10 of the first distortion correction means 1, and extracts a pilot signal from pilot subcarriers to estimate a transfer function indicating residual distortion.
[0054]
That is, a pilot signal extraction circuit 211 that receives a branched output of the first distortion correction unit 1 and extracts a pilot signal from pilot subcarriers, and a pilot signal generation circuit 212 that generates a known (transmitted) pilot signal. A division circuit 213 that divides the extracted pilot signal g by a known pilot signal h to output an estimated value of a transfer function indicating residual distortion at a pilot subcarrier position, and weights the estimated value for a plurality of symbols. And a filter 214 for improving the estimation accuracy.
[0055]
FIG. 3 is a block diagram showing an example of the transfer function estimator 22.
[0056]
The transfer function estimator 22 includes a data subcarrier extraction circuit 221, a determination circuit 222, a division circuit 223, and a filter 224.
[0057]
The data subcarrier extraction circuit 221 receives the branch output of the first distortion correction unit 1, and extracts a subcarrier (data subcarrier) used for data transmission. The output of the data subcarrier extraction circuit 221 is supplied to a judgment circuit 222 and a division circuit 223.
[0058]
The determination circuit 222 makes a hard decision on the value of the extracted data subcarrier and estimates the transmission value. The division circuit 223 divides the value m of the data subcarrier extracted by the data subcarrier extraction circuit 221 by the transmission value n of the data subcarrier output from the determination circuit 222 to obtain the data at the position of the data subcarrier. An estimated value of the transfer function indicating the residual distortion is output.
[0059]
FIG. 4 is a diagram showing the operation of the division circuit 223.
[0060]
Here, if the QPSK modulation is used as a sub-carrier modulation, as transmission value DS data subcarriers of the frequency ω _{_d} (jω _d) is indicated by a black circle, DS1 = 1 + j, DS2 = 1-j, DS3 = -1 + j and DS4 = -1-j. The transmission values of these data subcarriers are estimated by the determination circuit 222.
[0061]
Further, when the transfer function showing the residual strain at the frequency omega _d data subcarrier and ΔG (jω _d), the value of the data subcarrier to be extracted, as indicated by white circles, the data sub-carrier transmission value DS ( jω _d ) is multiplied by a transfer function ΔG (jω _d ) indicating the residual distortion (DS (jω _d ) ・ ΔG (jω _d )). Therefore, the division circuit 223 estimates the transfer function ΔG (jω _d ) indicating the residual distortion by dividing the value of the extracted data subcarrier by the estimated transmission value.
[0062]
The filter 224 improves the estimation accuracy by weighting and averaging these estimation results in the time axis direction over a plurality of symbols. The transfer function ΔG (jω _d ) indicating the residual distortion output from the filter 224 is supplied to the estimation result combiner 23.
[0063]
FIG. 5 is a block diagram showing an example of the estimation result combiner 23.
[0064]
The estimation result synthesizer 23 includes an interpolation circuit 231, an interpolation circuit 232, an addition circuit 233, a normalization circuit 234, and a filter 235, and interpolates and synthesizes the outputs of the transfer function estimators 21 and 22, respectively. Thus, the transfer function ΔG (jω) indicating the residual distortion in the frequency range of all subcarriers is calculated.
[0065]
That is, the interpolation circuit 231 performs interpolation processing and weighted averaging processing based on the transfer function ΔG (jω _p ) indicating the residual distortion at the pilot subcarrier position output from the transfer function estimator 21, thereby converting the OFDM symbol. The transfer function ΔG _p (jω) indicating the residual distortion in the entire subcarrier frequency range is estimated.
[0066]
The interpolation circuit 232 forms an OFDM symbol by performing interpolation and weighted averaging based on the transfer function ΔG (jω _d ) indicating the residual distortion at the data subcarrier position output from the transfer function estimator 22. A transfer function ΔG _d (jω) indicating the residual distortion in the entire subcarrier frequency range is estimated.
[0067]
The output ΔG _p (jω) of the interpolation circuit 231 and the output ΔG _d (jω) of the interpolation circuit 231 are added by the addition circuit 233. The addition output is normalized by the normalization circuit 234, and then the noise component is reduced by the filter 235. The signal is suppressed and output as a transfer function ΔG (jω) indicating the residual distortion.
[0068]
The transfer function G (jω) indicating the residual distortion calculated by the residual distortion calculator 20 is supplied to the divider 24. Then, the divider 24 removes the residual distortion by dividing the output of the first distortion correction means 1 by the transfer function ΔG (jω).
[0069]
In the second distortion correction means 2 described above, the pilot subcarriers and the data subcarriers are respectively extracted and transfer functions indicating residual distortion are estimated and synthesized, respectively. If the pilot signal is not used, the configuration may be such that the transfer function estimation processing based on the pilot subcarrier is omitted.
[0070]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a first distortion correction unit that receives an output of a fast Fourier transformer (FFT), extracts a preamble, estimates a transfer function of a propagation path, and corrects multipath distortion, A second distortion correction unit for receiving the output of the first distortion correction unit, estimating a transfer function indicating the residual distortion based on the subcarrier within the symbol period after receiving the preamble, and correcting the residual distortion. Also in burst transmission, it is possible to efficiently correct multipath distortion by estimating a change in propagation path characteristics within a burst period, and to improve the mobility of a terminal in mobile communication.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing an example of a transfer function estimator 21 shown in FIG.
FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a transfer function estimator 22 illustrated in FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram showing an operation of the division circuit 223 shown in FIG.
FIG. 5 is a block diagram showing an example of an estimation result combiner 23 shown in FIG.
FIG. 6 is a diagram illustrating a change in a transfer function of a propagation path.
FIG. 7 is a diagram showing subcarriers constituting an OFDM symbol and their residual distortion.
FIG. 8 is a block diagram illustrating an example of an OFDM communication device.
FIG. 9 is a block diagram illustrating an example of a conventional multipath distortion correction unit.
FIG. 10 is a diagram showing a guard interval (GI) inserted into a symbol.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 1st distortion correction means 2 2nd distortion correction means 10 transfer function estimation part 11 preamble extractor 12 preamble generators 13, 15, 24 divider 14 filter 20 residual distortion calculation parts 21, 22 transfer function estimator 23 estimation Result synthesizer 211 Pilot signal extraction circuit 212 Pilot signal generation circuit 213 Division circuit 214 Filter 221 Data subcarrier extraction circuit 222 Judgment circuit 223 Division circuit 224 Filters 231 and 232 Interpolation circuit 233 Addition circuit 234 Normalization circuit 235 Filter

Claims

In an OFDM communication apparatus having means for correcting multipath distortion provided on the output side of a fast Fourier transformer (FFT) on the receiver side of an OFDM communication apparatus, receiving an output of the fast Fourier transformer (FFT) First distortion correction means for extracting a preamble and estimating a transfer function of a propagation path to correct multipath distortion, and receiving an output of the first distortion correction means and receiving a subcarrier within a symbol period after receiving the preamble And a second distortion correction means for estimating a transfer function indicating residual distortion based on the second distortion correction means and correcting the residual distortion.

The first distortion correction unit receives the output of the fast Fourier transformer, extracts a preamble, generates the same known preamble as that generated on the transmitter side, and converts the extracted preamble into the known preamble. The OFDM communication apparatus according to claim 1, wherein the multipath distortion is corrected by dividing by a preamble.

The second distortion corrector receives the output of the first distortion corrector, estimates a transfer function indicating residual distortion based on pilot subcarriers and data transmission subcarriers, and corrects the residual distortion. The OFDM communication device according to claim 1, wherein

2. The apparatus according to claim 1, wherein said second distortion correction unit receives the output of said first distortion correction unit, estimates a transfer function indicating residual distortion based on a data transmission subcarrier, and corrects the residual distortion. 2. The OFDM communication device according to 1.

The second distortion correction means extracts a pilot signal from the pilot subcarrier and estimates a transfer function indicating residual distortion, and extracts the data transmission subcarrier to extract a residual distortion. A second transfer function estimator for estimating a transfer function indicating the residual distortion, and a transfer function indicating the residual distortion output from the first and second transfer function estimators, respectively, and combining them in a frequency range of all subcarriers. An estimation result combiner that outputs a transfer function indicating residual distortion, and a divider that removes residual distortion by dividing an output of the first distortion correction unit by an output of the estimation result combiner. The OFDM communication apparatus according to claim 3, wherein

The second distortion correction unit includes a transfer function estimator that extracts the data transmission subcarrier and estimates a transfer function indicating residual distortion, and a transfer function that indicates the residual distortion output by the transfer function estimator. 5. The OFDM communication apparatus according to claim 4, further comprising: a divider for removing residual distortion by dividing an output of said first distortion correction unit.

The first transfer function estimator includes a pilot signal extraction circuit that receives an output of the first distortion correction unit and extracts a pilot signal from a pilot subcarrier, and a pilot that generates a known (transmitted) pilot signal. A signal generating circuit, and estimating a transfer function indicating residual distortion at the pilot subcarrier position by dividing a pilot signal extracted by the pilot signal extracting circuit by a known pilot signal generated by the pilot signal generating circuit. 6. The OFDM communication apparatus according to claim 5, further comprising: a division circuit that outputs a value; and a filter that weights and averages an estimated value output from the division circuit for a plurality of symbols.

The second transfer function estimator includes a data subcarrier extraction circuit that receives an output of the first distortion correction unit and extracts each data subcarrier, and a data subcarrier extraction circuit that is extracted by the data subcarrier extraction circuit. A decision circuit for hard-deciding a value and estimating the transmission value thereof, and by dividing the value of the data subcarrier extracted by the data subcarrier extraction circuit by the transmission value of the data subcarrier output from the decision circuit, A division circuit that outputs an estimated value of a transfer function indicating a residual distortion at the position of the data subcarrier, and a filter that weights and averages the estimated value output from the division circuit in a time axis direction over a plurality of symbols. The OFDM communication apparatus according to claim 5, wherein

The estimation result combiner performs an interpolation process and a weighted averaging process based on a transfer function indicating a residual distortion at a pilot subcarrier position output from the first transfer function estimator, and performs processing over the entire subcarrier frequency range. A first interpolation circuit for estimating a transfer function indicating residual distortion; and an interpolation process and a weighted averaging process based on a transfer function indicating residual distortion at a data subcarrier position output from the second transfer function estimator. A second interpolator for performing a transfer function indicating residual distortion in the entire subcarrier frequency range, an adder for adding an output of the first interpolator and an output of the second interpolator, It has a normalization circuit for normalizing the output of the adder circuit, and a filter for suppressing a noise component included in the output of the normalization circuit and outputting it as a transfer function indicating residual distortion. OFDM communication apparatus according to claim 5,.