JP3508956B2 - Frequency modulation signal demodulation circuit and communication terminal device - Google Patents

Frequency modulation signal demodulation circuit and communication terminal device

Info

Publication number
JP3508956B2
JP3508956B2 JP11254095A JP11254095A JP3508956B2 JP 3508956 B2 JP3508956 B2 JP 3508956B2 JP 11254095 A JP11254095 A JP 11254095A JP 11254095 A JP11254095 A JP 11254095A JP 3508956 B2 JP3508956 B2 JP 3508956B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
rotation angle
phase
phase rotation
component
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP11254095A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JPH08288746A (en
Inventor
潤 岩崎
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Priority to JP11254095A priority Critical patent/JP3508956B2/en
Priority to US08/627,581 priority patent/US5703527A/en
Priority to KR1019960010926A priority patent/KR100406224B1/en
Priority to CN96108456A priority patent/CN1088297C/en
Publication of JPH08288746A publication Critical patent/JPH08288746A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3508956B2 publication Critical patent/JP3508956B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術（図７） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 作用 実施例 （１）第１実施例（図１） （２）第２実施例（図２） （３）第３実施例（図３及び図４） （４）第４実施例（図５及び図６） （５）他の実施例 発明の効果[Table of Contents] The present invention will be described in the following order. Industrial applications Conventional technology (Fig. 7) Problems to be Solved by the Invention Means for solving the problems Action Example (1) First embodiment (FIG. 1) (2) Second embodiment (FIG. 2) (3) Third embodiment (FIGS. 3 and 4) (4) Fourth embodiment (FIGS. 5 and 6) (5) Other embodiments The invention's effect

【０００２】[0002]

【産業上の利用分野】本発明は周波数変調信号復調回路
及び通信端末装置に関し、例えばデイジタルセルラ電話
装置に適用して好適なものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a frequency modulation signal demodulation circuit and a communication terminal device, and is suitable for application to, for example, a digital cellular telephone device.

【０００３】[0003]

【従来の技術】近年、デイジタル技術の進歩は著しく、
通信分野においてもデイジタル通信が多方面で実用化さ
れるようになつてきている。最近需要が高まつている移
動体通信もその例外ではなく、次世代の移動体通信の通
信端末装置はデイジタル通信方式が主流になると考えら
れている。しかしながら現段階の移動体通信において
は、通信方式としてアナログ方式のＦＭ（Frequency Mo
dulation：いわゆる周波数変調）方式が広く採用されて
おり、これを完全にデイジタル方式に移行するにはある
程度の期間が必要である。このため当面の間はデイジタ
ル方式とアナログ方式の両方式に対応できるデユアルモ
ードの通信端末装置が必要不可欠になると考えられてい
る。2. Description of the Related Art In recent years, the progress of digital technology has been remarkable.
Also in the communication field, digital communication has come into practical use in various fields. Mobile communication, which has recently been in high demand, is no exception to this, and it is considered that the digital communication system will be the mainstream for the next generation communication terminal device for mobile communication. However, in mobile communication at this stage, an analog FM (Frequency Mo
The dulation (so-called frequency modulation) method is widely adopted, and it takes a certain period of time to completely shift it to the digital method. Therefore, for the time being, it is considered that a dual mode communication terminal device capable of supporting both the digital system and the analog system is indispensable.

【０００４】ところでＦＭ信号を復調する場合、受信波
を中間周波数に周波数変換し、例えばクアドラチヤ検波
のような安価なアナログデバイスを用いて復調する方法
が一般的であり、このようなデユアルモードの通信端末
装置においてもこのＦＭ復調方式が採用されている。し
かしながらデユアルモードの通信端末装置においては、
デイジタル方式の信号を復調するデバイスと共に、この
ようなＦＭ信号を復調するデバイスが必要になり、その
結果、回路規模が増大して端末自体が大きくなつてしま
う欠点がある。By the way, when demodulating an FM signal, a method is generally used in which a received wave is frequency-converted into an intermediate frequency and demodulated using an inexpensive analog device such as quadrature detection, and communication in such a dual mode is performed. This FM demodulation method is also used in the terminal device. However, in the communication terminal device in the dual mode,
A device for demodulating such an FM signal is required together with a device for demodulating a digital signal, and as a result, there is a drawback that the circuit scale increases and the terminal itself becomes large.

【０００５】そこでこの問題を解決するため、ＦＭ信号
の復調をデイジタル処理によつて行い、デイジタル方式
の信号とＦＭ方式の信号とを全て１つのデバイスの中で
デイジタル復調することが考えられている。このＦＭ信
号をデイジタル復調する方式の１つとして、ＰＬＬ（Ph
ase-LockedLoop ：いわゆる位相同期ループ）方式があ
る。このＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路について図７
を用いて説明する。In order to solve this problem, it is considered that the FM signal is demodulated by digital processing, and the digital system signal and the FM system signal are all digitally demodulated in one device. . As one of the methods of digitally demodulating this FM signal, a PLL (Ph
ase-LockedLoop: There is a so-called phase-locked loop) method. FIG. 7 shows an FM demodulation circuit using this PLL system.
Will be explained.

【０００６】従来の通信端末装置においては、図７に示
すような受信回路１が設けられており、ＦＭ信号をアン
テナ２で受信するようになされている。アンテナ２で受
信したＦＭ信号Ｓ１はローノイズアンプ３に入力され、
ここで増幅された後、バンドパスフイルタ４で帯域制限
され、直交検波回路５に入力される。直交検波回路５に
おいては、入力されたＦＭ信号Ｓ１を２分配し、それぞ
れミキサ６、７に入力する。A conventional communication terminal device is provided with a receiving circuit 1 as shown in FIG. 7, and an FM signal is received by an antenna 2. The FM signal S1 received by the antenna 2 is input to the low noise amplifier 3,
After being amplified here, it is band-limited by the band pass filter 4 and input to the quadrature detection circuit 5. In the quadrature detection circuit 5, the inputted FM signal S1 is divided into two and inputted to the mixers 6 and 7, respectively.

【０００７】直交検波回路５の発振器８はＲＦ（Radio
Frequency ）周波数の発振信号Ｓ２を発生するデバイス
である。この発振器８で発生した発振信号Ｓ２は２分配
され、一方はミキサ６に入力され、他方は移相器９に入
力されてπ／２位相をずらした後、ミキサ７に入力され
る。ミキサ６は入力されたＦＭ信号Ｓ１と発振信号Ｓ２
とを乗算することにより、ベースバンドに変換されたＦ
Ｍ信号Ｓ１の同相成分を得、この得られた同相成分をア
ナログデイジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０に出力する。一
方、ミキサ７は入力されたＦＭ信号Ｓ１とπ／２位相を
ずらした発振信号Ｓ２とを乗算することにより、ベース
バンドに変換されたＦＭ信号Ｓ１の直交成分を得、この
得られた直交成分をアナログデイジタル変換器（Ａ／
Ｄ）１１に出力する。The oscillator 8 of the quadrature detection circuit 5 has an RF (Radio)
Frequency) A device that generates an oscillation signal S2 of a frequency. The oscillation signal S2 generated by the oscillator 8 is divided into two, one of which is input to the mixer 6 and the other of which is input to the phase shifter 9 to shift the π / 2 phase and then input to the mixer 7. The mixer 6 receives the input FM signal S1 and oscillation signal S2
F converted to baseband by multiplying and
The in-phase component of the M signal S1 is obtained, and the obtained in-phase component is output to the analog digital converter (A / D) 10. On the other hand, the mixer 7 obtains the orthogonal component of the FM signal S1 converted into the baseband by multiplying the input FM signal S1 and the oscillation signal S2 with a π / 2 phase shift, and the obtained orthogonal component Is an analog digital converter (A /
D) Output to 11.

【０００８】かくしてアナログデイジタル変換器１０、
１１において、同相成分及び直交成分をそれぞれ所定の
サンプリング時間でサンプリングしてアナログデイジタ
ル変換することにより、デイジタルの同相成分Ｉ及び直
交成分Ｑが得られる。この同相成分Ｉ、直交成分Ｑはそ
れぞれＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２に入力され
る。Thus, the analog digital converter 10,
In 11, the in-phase component and the quadrature component are sampled at predetermined sampling times and subjected to analog digital conversion to obtain a digital in-phase component I and quadrature component Q. The in-phase component I and the quadrature component Q are input to the FM demodulation circuit 12 using the PLL method.

【０００９】ＦＭ復調回路１２はＡＧＣ回路（Auto Gai
n Control ：いわゆる自動利得調整回路）１３、１４、
位相比較回路１５、ループフイルタ１６、ＮＣＯ回路
（Numerical Control Oscillator：いわゆる数値制御発
振回路）１７及びバンドパスフイルタ１８によつて構成
されている。The FM demodulation circuit 12 is an AGC circuit (Auto Gai
n Control: so-called automatic gain adjustment circuit) 13, 14,
A phase comparison circuit 15, a loop filter 16, an NCO circuit (Numerical Control Oscillator) 17 and a band pass filter 18 are included.

【００１０】このＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２
は、ＮＣＯ回路１７で発生した発振信号の周波数及び位
相が常に入力されたＦＭ信号の周波数及び位相に一致す
るように位相比較回路１５で位相を検出し、その検出結
果を基にフイードバツクループを形成してＮＣＯ回路１
７を制御する回路である。このため同期状態では、ＮＣ
Ｏ回路１７の発振周波数は入力されたＦＭ信号の周波数
に追従し、全く等しく変化することになる。従つてＮＣ
Ｏ回路１７の制御電圧、すなわちループフイルタ１６の
出力信号がＦＭ復調結果に応じた信号になる。このため
ループフイルタ１６の出力信号をバンドパスフイルタ１
８に通し、必要な帯域成分のみを取り出すことにより、
最終的なＦＭ復調結果である復調信号Ｓ３が得られるこ
とになる。An FM demodulation circuit 12 using this PLL system
Detects the phase in the phase comparison circuit 15 so that the frequency and phase of the oscillation signal generated in the NCO circuit 17 always match the frequency and phase of the input FM signal, and based on the detection result, the feedback loop loop is detected. Forming an NCO circuit 1
7 is a circuit for controlling 7. Therefore, in the synchronized state, NC
The oscillation frequency of the O circuit 17 follows the frequency of the input FM signal, and changes completely equally. Therefore, NC
The control voltage of the O circuit 17, that is, the output signal of the loop filter 16 becomes a signal according to the FM demodulation result. Therefore, the output signal of the loop filter 16 is set to the bandpass filter 1
8 and take out only the necessary band component,
A demodulated signal S3 which is the final FM demodulation result is obtained.

【００１１】因みに、このＦＭ復調回路１２ではＡＧＣ
回路１３、１４を用いているが、これは入力信号（すな
わち同相成分Ｉ、直交成分Ｑ）をＡＧＣ回路１３、１４
を通して振幅制御を行わないと特性が劣化してしまうか
らである。Incidentally, in the FM demodulation circuit 12, the AGC
Although the circuits 13 and 14 are used, the input signals (that is, the in-phase component I and the quadrature component Q) are input to the AGC circuits 13 and 14.
This is because the characteristics will deteriorate unless the amplitude control is performed through.

【００１２】ここで上述の説明から分かるようにＦＭ復
調回路１２において、最も重要である位相比較回路１５
について以下に説明する。位相成分をθとして、ベース
バンドに変換されたＦＭ信号を複素数表現すると、現在
の信号は、次式As can be seen from the above description, in the FM demodulation circuit 12, the most important phase comparison circuit 15 is provided.
Will be described below. When the phase component is θ and the FM signal converted to the baseband is expressed by a complex number, the current signal is

【数１】 になり、τ時間前の信号は、次式[Equation 1] And the signal before τ time is

【数２】 になる。この（１）式で示される現在の信号に（２）式
で示されるτ時間前の信号の複素共役を乗算すると、次
式[Equation 2] become. Multiplying the current signal represented by the equation (1) by the complex conjugate of the signal before τ time represented by the equation (2), the following equation is obtained.

【数３】 に示すようになる。[Equation 3] As shown in.

【００１３】ここでこの（３）式において、θτが十分
小さいとすると、次式In this equation (3), if θτ is sufficiently small, the following equation

【数４】 に示す近似式が適用でき、（３）式は、次式[Equation 4] The approximate expression shown in can be applied, and the expression (3) is

【数５】 に示すように変形することができる。すなわち（３）式
の計算を行つた後、その虚部を見ればその結果はθτで
ある。ところでＦＭ信号は周波数変位によつてデータを
表現するものであるが、位相成分θτを求めることがで
きればＦＭ信号を復調できたことになる。なぜなら位相
成分の微分は瞬時角周波数になり、瞬時角周波数が求め
られると周波数変位が求められたことになるからであ
る。従つて（３）式の計算をすることにより、ＦＭ信号
を復調することができる。[Equation 5] It can be modified as shown in. That is, if the imaginary part is observed after the calculation of the equation (3), the result is θτ. By the way, the FM signal expresses data by frequency displacement, but if the phase component θτ can be obtained, it means that the FM signal can be demodulated. This is because the derivative of the phase component becomes the instantaneous angular frequency, and when the instantaneous angular frequency is obtained, the frequency displacement is obtained. Therefore, the FM signal can be demodulated by calculating the equation (3).

【００１４】この方法を実際に回路で表現する場合につ
いて、以下に説明する。上述の（１）式のように表現さ
れるベースバンドに変換されたＦＭ信号の実部及び虚部
は、直交検波回路５から出力される同相成分Ｉ、直交成
分Ｑに相当するため、入力されたＦＭ信号は、次式A case in which this method is actually expressed by a circuit will be described below. Since the real part and the imaginary part of the FM signal converted into the baseband represented by the above-mentioned equation (1) correspond to the in-phase component I and the quadrature component Q output from the quadrature detection circuit 5, they are input. The FM signal is

【数６】 で表現される。またこの場合、τ時間前の位相成分を、
次式[Equation 6] It is expressed by. In this case, the phase component before τ time is
The following formula

【数７】 で表現する。[Equation 7] Express with.

【００１５】ここで上述の（３）式に対応した計算をす
ると（すなわち（６）式に（７）式の複素共役を乗算す
ると）、次式When the calculation corresponding to the above equation (3) is performed (that is, the equation (6) is multiplied by the complex conjugate of the equation (7)), the following equation is obtained.

【数８】 に示すようになる。この（８）式から分かるように、虚
部に示される数式、すなわち次式[Equation 8] As shown in. As can be seen from the expression (8), the mathematical expression shown in the imaginary part, that is, the following expression

【数９】 を計算することにより、上述の位相成分θτが計算され
たことになる。[Equation 9] By calculating, the above-mentioned phase component θτ is calculated.

【００１６】図７に示した位相比較回路１５はこの
（９）式を実現したものであり、ＡＧＣ回路１３、１４
から出力される同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ乗算
器１５Ａ、１５Ｂに入力する。乗算器１５ＡはＲＯＭ
（Read Only Memory：いわゆる読み出し専用メモリ）１
５Ｃから出力されるｓｉｎ値と入力された同相成分Ｉと
を乗算し、その乗算結果を減算器１５Ｄに出力する。一
方、乗算器１５ＢはＲＯＭ１５Ｃから出力されるｃｏｓ
値と入力された直交成分Ｑとを乗算し、その乗算結果を
減算器１５Ｄに出力する。かくして減算器１５Ｄによつ
て乗算器１５Ｂの乗算結果から乗算器１５Ａの乗算結果
を減算することにより、上述の（９）式に示した数式が
計算されたことになり、位相成分θτが計算されたこと
になる。因みに、ＲＯＭ１５Ｃには予めｓｉｎ値及びｃ
ｏｓ値が記憶されており、当該ＲＯＭ１５ＣはＮＣＯ回
路１７から供給された発振信号に応じてｓｉｎ値及びｃ
ｏｓ値を出力する。The phase comparison circuit 15 shown in FIG. 7 realizes the equation (9), and the AGC circuits 13 and 14 are provided.
The in-phase component I and the quadrature component Q output from are input to the multipliers 15A and 15B, respectively. The multiplier 15A is a ROM
(Read Only Memory) 1
The sin value output from 5C is multiplied by the input in-phase component I, and the multiplication result is output to the subtractor 15D. On the other hand, the multiplier 15B outputs the cos output from the ROM 15C.
The value is multiplied by the input quadrature component Q, and the multiplication result is output to the subtractor 15D. Thus, the subtracter 15D subtracts the multiplication result of the multiplier 15A from the multiplication result of the multiplier 15B, which means that the mathematical expression shown in the above equation (9) is calculated, and the phase component θτ is calculated. It will be. Incidentally, the ROM 15C stores the sin value and c in advance.
The os value is stored, and the ROM 15C stores the sine value and c according to the oscillation signal supplied from the NCO circuit 17.
Output the os value.

【００１７】[0017]

【発明が解決しようとする課題】ところで上述したよう
なＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２は、例えば白色
雑音環境下での復調特性（いわゆる静特性）は非常に性
能が良いが、フエージング等が生じる環境下での復調特
性（いわゆる動特性）は著しく劣化してしまう問題があ
る。因みに、ここで述べたフエージングとは、受信波が
移動局周辺の地形や地物により反射、回折、散乱等の影
響を受けて多重波になり、それらが互いに干渉し合うこ
とによつて受信波の信号強度がランダムに変動する現象
である。By the way, the FM demodulation circuit 12 using the PLL system as described above has very good demodulation characteristics (so-called static characteristics) in a white noise environment, but fading or the like. There is a problem in that the demodulation characteristics (so-called dynamic characteristics) in an environment in which is caused are significantly deteriorated. By the way, the fading described here means that the received waves are reflected by the topography and features around the mobile station, reflected, diffracted, scattered, etc., and become multiple waves, which interfere with each other. This is a phenomenon in which the signal strength of waves varies randomly.

【００１８】この動特性が劣化する原因は、ＰＬＬ方式
を用いたＦＭ復調回路１２ではフイードバツク系を有す
るからである。なぜならフエージング等により信号強度
がランダムに落ち込むと、ＰＬＬのロツクが外れてしま
い、次にロツクする際にはある程度正常な入力信号が必
要であり、しかもロツクするまでに時間がかかつてしま
うため、結果的にデータの復調を行えない時間が生じる
からである。このためＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路
では、このように動特性が劣化することになる。The reason for the deterioration of the dynamic characteristics is that the FM demodulation circuit 12 using the PLL system has a feedback system. This is because if the signal strength drops randomly due to fading, etc., the lock of the PLL will come off, and the next lock will require a somewhat normal input signal, and it will take time to lock. This is because, as a result, there is a time when the data cannot be demodulated. Therefore, in the FM demodulation circuit using the PLL system, the dynamic characteristics are deteriorated in this way.

【００１９】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、従来に比して復調特性を向上し得る簡易な構成の周
波数変調信号復調回路及びそれを用いた通信端末装置を
提案しようとするものである。The present invention has been made in consideration of the above points, and it is an object of the present invention to propose a frequency-modulated signal demodulation circuit having a simple structure capable of improving demodulation characteristics and a communication terminal device using the same. To do.

【００２０】[0020]

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め第１の発明においては、オーバーサンプリング回路に
より直交検波回路で周波数変調信号を直交検波して得ら
れる同相成分及び直交成分を所定のサンプリング時間で
サンプリングして得られた同相成分及び直交成分を当該
同相成分及び直交成分のテータ間にそれぞれ０データを
挿入してオーバーサンプリングし、位相回転角検出回路
によりオーバーサンプリング回路でオーバーサンプリン
グした直交成分を同様にオーバーサンプリングした同相
成分で除算して得られる除算結果を基に位相回転角を検
出し、ローパスフイルタにより位相回転角検出回路で検
出した位相回転角に含まれる不要な高周波成分を除去
し、デシメート回路によりローパスフイルタで不要な高
周波成分を除去した位相回転角から位相回転角のデータ
部分だけを抜き出してオーバーサンプリングを元に戻
し、減算回路によりデシメート回路から出力された位相
回転角と、遅延回路でその位相回転角を１サンプリング
時間分だけ遅延して得られた１サンプリング時間前の位
相回転角との位相差を求め、乗算回路によりその位相差
に１サンプリング時間の逆数値を乗算して求めた瞬時角
周波数をフイルタ回路を介して帯域制限するようにし
た。In order to solve such a problem, in the first invention, an in-phase component and a quadrature component obtained by quadrature detection of a frequency modulation signal by a quadrature detection circuit by an oversampling circuit have a predetermined sampling time. The in-phase component and the quadrature component obtained by sampling are oversampled by inserting 0 data between the data of the in-phase component and the quadrature component, and the quadrature component oversampled by the oversampling circuit is detected by the phase rotation angle detection circuit. Similarly, the phase rotation angle is detected based on the division result obtained by dividing by the oversampled in-phase component, and unnecessary high frequency components included in the phase rotation angle detected by the phase rotation angle detection circuit by the low pass filter are removed. Unnecessary high-frequency components were removed with a low-pass filter using a decimating circuit. Only the data portion of the phase rotation angle is extracted from the phase rotation angle, oversampling is restored, and the subtraction circuit delays the phase rotation angle output from the decimating circuit and the delay circuit by one sampling time. The phase difference from the phase rotation angle obtained one sampling time before is obtained, and the instantaneous angular frequency obtained by multiplying the phase difference by the reciprocal value of one sampling time is band-limited through the filter circuit by the multiplication circuit. I did it.

【００２１】また第２の発明においては、オーバーサン
プリング回路により直交検波回路で周波数変調信号を直
交検波して得られる同相成分及び直交成分を所定のサン
プリング時間でサンプリングして得られた同相成分及び
直交成分を当該同相成分及び直交成分のテータ間にそれ
ぞれ０データを挿入してオーバーサンプリングし、第１
の位相回転角検出回路によりオーバーサンプリング回路
でオーバーサンプリングした同相成分及び直交成分を基
に位相回転角を検出すると共に、第２の位相回転角検出
回路によりオーバーサンプリング回路でオーバーサンプ
リングした同相成分及び直交成分を基に所定時間前の位
相回転角を検出し、ローパスフイルタにより第１及び第
２の位相回転角検出回路で検出し位相回転角及び所定時
間前の位相回転角にそれぞれ含まれる不要な高周波成分
を除去し、デシメート回路によりローパスフイルタで不
要な高周波成分を除去した位相回転角及び所定時間前の
位相回転角からそれぞれ位相回転角のデータ部分だけを
抜き出してオーバーサンプリングを元に戻し、減算回路
によりデシメート回路でオーバーサンプリングを元に戻
した位相回転角と、当該オーバーサンプリングを元に戻
した所定時間前の位相回転角との位相差を求め、乗算回
路によりその位相差に所定時間の逆数値を乗算して得ら
れた瞬時角周波数をフイルタ回路を介して帯域制限する
ようにした。In the second invention, the in-phase component and the quadrature component obtained by sampling the in-phase component and the quadrature component obtained by quadrature detection of the frequency modulation signal by the quadrature detection circuit by the oversampling circuit at a predetermined sampling time are provided. The component is oversampled by inserting 0 data between the in-phase component and quadrature component theta, respectively.
The phase rotation angle detection circuit detects the phase rotation angle based on the in-phase component and the quadrature component oversampled by the oversampling circuit, and the second phase rotation angle detection circuit oversamples the in-phase component and the quadrature component. The phase rotation angle before a predetermined time is detected based on the component, and the unnecessary high frequency included in the phase rotation angle and the phase rotation angle before the predetermined time are detected by the first and second phase rotation angle detection circuits by the low-pass filter. The component is removed, and the decimating circuit removes unnecessary high-frequency components from the phase rotation angle and the phase rotation angle before a specified time, and only the data portion of the phase rotation angle is extracted to restore oversampling and the subtraction circuit. And the phase rotation angle that restored the oversampling by the decimating circuit. The instantaneous angular frequency obtained by multiplying the phase difference by the reciprocal value of the predetermined time by the multiplying circuit is obtained through the filter circuit after obtaining the phase difference from the phase rotation angle of the predetermined time before the oversampling is restored. I tried to limit the band.

【００２２】[0022]

【００２３】[0023]

【作用】従つて第１の発明では、従来のようなフイード
バツク系を持たずに周波数変調信号を復調することで、
フエージング等の影響によつて復調特性が劣化すること
を回避することができる。また例えば位相回転角検出回
路のような非線形回路を用いる場合でも、当該非線形回
路で発生した不要な高周波成分をオーバーサンプリング
によつて周波数帯域の上側の方に持つていき、当該不要
な高周波成分をローパスフイルタを介して除去した後、
当該オーバーサンプリングを元に戻すことで、不要な高
周波成分によつて起きる折り返し歪みを減少させること
ができ、かくして不要な高周波成分による復調特性の劣
化も合わせて回避することができる。さらにオーバーサ
ンプリング回路により同相成分及び直交成分のデータ間
に０データを挿入してオーバーサンプリングすること
で、当該オーバーサンプリング回路より後の計算を楽に
することもできる。Therefore, in the first invention, by demodulating the frequency-modulated signal without the conventional feedback system,
It is possible to prevent the demodulation characteristic from being deteriorated due to the influence of fading or the like. Even when a non-linear circuit such as a phase rotation angle detection circuit is used, unnecessary high-frequency components generated in the non-linear circuit are brought to the upper side of the frequency band by oversampling, and the unnecessary high-frequency components are removed. After removing through low pass filter,
By returning the oversampling to the original level, aliasing distortion caused by unnecessary high frequency components can be reduced, and thus deterioration of demodulation characteristics due to unnecessary high frequency components can also be avoided. Further, by inserting 0 data between the data of the in-phase component and the data of the quadrature component by the oversampling circuit and performing oversampling, it is possible to facilitate calculation after the oversampling circuit.

【００２４】また第２の発明では、従来のようなフイー
ドバツク系を持たずに周波数変調信号を復調すること
で、フエージング等の影響によつて復調特性が劣化する
ことを回避することができる。そして例えば第１及び第
２の位相回転角検出回路のような非線形回路を用いる場
合でも、当該非線形回路で発生した不要な高周波成分を
オーバーサンプリングによつて周波数帯域の上側の方に
持つていき、当該不要な高周波成分をローパスフイルタ
を介して除去した後、当該オーバーサンプリングを元に
戻すことで、不要な高周波成分によつて起きる折り返し
歪みを減少させることができ、かくして不要な高周波成
分による復調特性の劣化も合わせて回避することができ
る。さらにオーバーサンプリング回路により同相成分及
び直交成分のデータ間に０データを挿入してオーバーサ
ンプリングすることで、当該オーバーサンプリング回路
より後の計算を楽にすることもできる。In the second invention, the frequency-modulated signal is demodulated without the conventional feedback system, so that the demodulation characteristic can be prevented from being deteriorated due to the influence of fading or the like. Then, even when a non-linear circuit such as the first and second phase rotation angle detection circuits is used, unnecessary high frequency components generated in the non-linear circuit are brought to the upper side of the frequency band by oversampling, After removing the unnecessary high-frequency component through the low-pass filter, by returning the oversampling to the original, it is possible to reduce the aliasing distortion caused by the unnecessary high-frequency component, and thus the demodulation characteristics due to the unnecessary high-frequency component. Can also be avoided. Further, by inserting 0 data between the data of the in-phase component and the data of the quadrature component by the oversampling circuit and performing oversampling, it is possible to facilitate calculation after the oversampling circuit.

【００２５】[0025]

【００２６】[0026]

【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.

【００２７】（１）第１実施例 図７との対応部分に同一符号を付して示す図１におい
て、２０は全体としてＦＭ復調回路を示し、前段に設け
られた直交検波回路５（図７参照）から出力された同相
成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ入力端ＩＮ1 、ＩＮ2 に
入力するようになされている。(1) First Embodiment In FIG. 1 in which parts corresponding to those in FIG. 7 are assigned the same reference numerals, 20 denotes an FM demodulation circuit as a whole, and a quadrature detection circuit 5 (FIG. 7) provided in the preceding stage. The in-phase component I and the quadrature component Q output from the reference) are input to the input terminals IN 1 and IN 2 , respectively.

【００２８】入力端ＩＮ1 に入力された同相成分Ｉは遅
延回路となる遅延型フリツプフロツプ（以下、略してＤ
−ＦＦと呼ぶ）２１に入力されると共に、乗算器２２に
入力される。Ｄ−ＦＦ２１は入力された同相成分Ｉを例
えば１サンプリング時間Ｔsだけ遅延し、その遅延した
同相成分Ｉs を乗算器２３に出力する。但し、ここでＴ
s は前段の直交検波回路５に設けられたアナログデイジ
タル変換器１０、１１のサンプリング時間を示すものと
する。この場合、同相成分Ｉを１サンプリング時間Ｔs
だけ遅延することにより、乗算器２３に入力される同相
成分Ｉs は乗算器２２に入力される同相成分Ｉに対して
１サンプル前のデータになる。The in-phase component I input to the input terminal IN 1 is a delay type flip-flop (hereinafter abbreviated as D) which serves as a delay circuit.
-FF) 21 and the multiplier 22. The D-FF 21 delays the input in-phase component I by, for example, one sampling time Ts, and outputs the delayed in-phase component Is to the multiplier 23. However, here T
Let s denote the sampling time of the analog digital converters 10 and 11 provided in the preceding quadrature detection circuit 5. In this case, the in-phase component I is sampled for one sampling time Ts
By delaying by the same amount, the in-phase component Is input to the multiplier 23 becomes the data one sample before the in-phase component I input to the multiplier 22.

【００２９】一方、入力端ＩＮ2 に入力された直交成分
Ｑは遅延回路となるＤ−ＦＦ２４に入力されると共に、
乗算器２３に入力される。Ｄ−ＦＦ２４は、Ｄ−ＦＦ２
１と同様に、入力された直交成分Ｑを例えば１サンプリ
ング時間Ｔs だけ遅延し、その遅延した直交成分Ｑs を
乗算器２２に出力する。この場合も、直交成分Ｑを１サ
ンプリング時間Ｔs だけ遅延することにより、乗算器２
２に入力される直交成分Ｑs は乗算器２３に入力される
直交成分Ｑに対して１サンプル前のデータになる。On the other hand, the quadrature component Q input to the input terminal IN 2 is input to the D-FF 24 serving as a delay circuit, and
It is input to the multiplier 23. The D-FF 24 is the D-FF 2
Similar to 1, the input orthogonal component Q is delayed by, for example, one sampling time Ts, and the delayed orthogonal component Qs is output to the multiplier 22. Also in this case, the quadrature component Q is delayed by one sampling time Ts, so that the multiplier 2
The quadrature component Qs input to 2 becomes data one sample before the quadrature component Q input to the multiplier 23.

【００３０】乗算器２２は入力された同相成分Ｉと直交
成分Ｑs とを乗算し、その乗算結果（Ｉ・Ｑs ）を減算
器２５に出力する。また乗算器２３は入力された直交成
分Ｑと同相成分Ｉs とを乗算し、その乗算結果（Ｑ・Ｉ
s ）を減算器２５に出力する。減算器２５は乗算結果
（Ｑ・Ｉs ）から乗算結果（Ｉ・Ｑs ）を減算し、その
結果得た位相差ｄθ（＝Ｑ・Ｉs −Ｉ・Ｑs ）を乗算器
２６に出力する。The multiplier 22 multiplies the input in-phase component I and quadrature component Qs and outputs the multiplication result (I · Qs) to the subtractor 25. Further, the multiplier 23 multiplies the input quadrature component Q by the in-phase component Is and outputs the multiplication result (Q · I
s) is output to the subtractor 25. The subtracter 25 subtracts the multiplication result (I · Qs) from the multiplication result (Q · Is) and outputs the resulting phase difference dθ (= Q · Is −I · Qs) to the multiplier 26.

【００３１】記憶素子２７は例えばメモリでなり、サン
プリング時間の逆数値（１／Ｔs ）が書き込まれてい
る。このサンプリング時間の逆数値（１／Ｔs ）は記憶
素子２７から読み出され、乗算器２６に入力される。乗
算器２６は入力された位相差ｄθとサンプリング時間の
逆数値（１／Ｔs ）とを乗算し、その乗算結果（ｄθ／
Ｔs ）をバンドパスフイルタ１８に出力する。すなわち
乗算器２６によつて位相差ｄθをサンプリング時間Ｔs
で割つた値を求める。バンドパスフイルタ１８は入力さ
れた乗算結果（ｄθ／Ｔs ）を帯域制限し、その帯域制
限したものを出力端ＯＵＴに出力する。かくして出力端
ＯＵＴにはＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３が出
力されることになる。The storage element 27 is, for example, a memory in which the reciprocal value (1 / Ts) of the sampling time is written. The reciprocal value (1 / Ts) of this sampling time is read from the storage element 27 and input to the multiplier 26. The multiplier 26 multiplies the input phase difference dθ by the reciprocal value (1 / Ts) of the sampling time and outputs the multiplication result (dθ /
Ts) is output to the bandpass filter 18. That is, the phase difference d.theta.
Find the value divided by. The bandpass filter 18 band-limits the input multiplication result (dθ / Ts) and outputs the band-limited result to the output terminal OUT. Thus, the demodulation signal S3 which is the demodulation result of the FM signal is output to the output terminal OUT.

【００３２】ここでこのような構成によつて復調信号Ｓ
３が得られる原理について、以下に説明する。まず入力
されたＦＭ信号は同相成分Ｉ及び直交成分Ｑによつて表
され、次式Here, the demodulated signal S having such a configuration is used.
The principle by which 3 is obtained will be described below. First, the input FM signal is represented by the in-phase component I and the quadrature component Q, and

【数１０】 に示すようになる。またＴs 時間前の位相成分は、１サ
ンプル前の同相成分Ｉs及び直交成分Ｑs によつて表さ
れ、次式[Equation 10] As shown in. The phase component before Ts time is represented by the in-phase component Is and the quadrature component Qs one sample before, and

【数１１】 に示すようになる。[Equation 11] As shown in.

【００３３】この（１０）式に示されるＦＭ信号に（１
１）式で示されるＴs 時間前の位相成分の複素共役を乗
算すると、次式The FM signal shown in the equation (10) has (1
Multiplying the complex conjugate of the phase component before Ts time shown in the equation 1), the following equation is obtained.

【数１２】 に示すようになる。この（１２）式に示される虚部、す
なわち次式[Equation 12] As shown in. The imaginary part shown in the equation (12), that is, the following equation

【数１３】 は、ＰＬＬ方式のＦＭ復調回路１２に設けられた位相比
較回路１５の動作説明で述べたように、位相角変位ｄθ
を示している。[Equation 13] Is the phase angle displacement dθ, as described in the description of the operation of the phase comparison circuit 15 provided in the PLL type FM demodulation circuit 12.
Is shown.

【００３４】上述のＦＭ復調回路２０において、Ｄ−Ｆ
Ｆ２１、２４、乗算器２２、２３及び減算器２５の位相
差算出部分は、この位相角変位ｄθを算出する（１３）
式を実現した回路部分であり、実際上、減算器２５から
出力される位相差ｄθは（１３）式そのものになつてい
る。In the FM demodulation circuit 20 described above, DF
The phase difference calculation part of F21, 24, the multipliers 22, 23 and the subtractor 25 calculates this phase angle displacement dθ (13).
This is a circuit part that realizes the equation, and in practice, the phase difference dθ output from the subtractor 25 is the equation (13) itself.

【００３５】ところで位相差ｄθにサンプリング時間の
逆数値（１／Ｔs ）を乗算して得られるｄθ／Ｔs は、
位相の時間変化の割合を示している。ここでサンプリン
グ時間Ｔs が十分小さいとすると、ｄθ／Ｔs は位相変
化を時間で微分したもの、すなわち瞬時角周波数を表す
ことになる。従つてこの瞬時角周波数を表すｄθ／Ｔs
をバンドパスフイルタ１８に通して帯域制限し、必要な
信号成分だけを取り出せばＦＭ信号の復調結果である復
調信号Ｓ３が得られることになる。なぜなら瞬時角周波
数はデータを表現している周波数変位そのものであるか
らである。By the way, dθ / Ts obtained by multiplying the phase difference dθ by the reciprocal value (1 / Ts) of the sampling time is
The ratio of the time change of the phase is shown. Assuming that the sampling time Ts is sufficiently small, dθ / Ts represents a phase change differentiated by time, that is, an instantaneous angular frequency. Therefore, dθ / Ts representing this instantaneous angular frequency
Is band-passed through the band pass filter 18 and only the necessary signal components are taken out to obtain a demodulation signal S3 which is the demodulation result of the FM signal. This is because the instantaneous angular frequency is the frequency displacement itself that represents the data.

【００３６】以上の構成において、ＦＭ復調回路２０で
は、直交検波回路５から供給された同相成分Ｉ、直交成
分ＱをそれぞれＤ−ＦＦ２１、２２に入力し、ここで１
サンプリング時間Ｔs だけ遅延して１サンプル前の同相
成分Ｉs 、直交成分Ｑs を得る。そしてＦＭ復調回路２
０では、その得られた１サンプル前の同相成分Ｉs 、直
交成分Ｑs 及び現在の同相成分Ｉ、直交成分Ｑを基に、
乗算器２２、２３及び減算器２５で位相差ｄθ（＝Ｑ・
Ｉs −Ｉ・Ｑs ）を求め、その位相差ｄθをサンプリン
グ時間Ｔs で割ることによつて瞬時角周波数（ｄθ／Ｔ
s ）を求める。かくしてＦＭ復調回路２０では、この求
めた瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を帯域制限することに
より、ＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３を求め
る。In the above configuration, in the FM demodulation circuit 20, the in-phase component I and the quadrature component Q supplied from the quadrature detection circuit 5 are input to the D-FFs 21 and 22, respectively.
Delayed by the sampling time Ts, the in-phase component Is and the quadrature component Qs one sample before are obtained. And FM demodulation circuit 2
At 0, based on the obtained in-phase component Is, quadrature component Qs and current in-phase component I and quadrature component Q one sample before,
The phase difference dθ (= Q ·
Is −I · Qs) and the phase difference dθ is divided by the sampling time Ts to obtain the instantaneous angular frequency (dθ / T
s). Thus, the FM demodulation circuit 20 band-limits the obtained instantaneous angular frequency (dθ / Ts) to obtain the demodulation signal S3 which is the demodulation result of the FM signal.

【００３７】このようにしてＦＭ復調回路２０では、サ
ンプリング時間Ｔs によつてデイジタル化したＦＭ信号
の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に、現在の位相回転角
と１サンプル前の位相回転角との位相差ｄθを求め、こ
の位相差ｄθを微分することによつて瞬時角周波数（ｄ
θ／Ｔs ）を求めて復調を行う。すなわちＦＭ復調回路
２０では、従来のＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２
のようなフイードバツク系を持たずに復調を行う。In this way, in the FM demodulation circuit 20, based on the in-phase component I and the quadrature component Q of the FM signal digitized by the sampling time Ts, the current phase rotation angle and the phase rotation angle one sample before are calculated. Of the instantaneous angular frequency (d
θ / Ts) is obtained and demodulation is performed. That is, in the FM demodulation circuit 20, the FM demodulation circuit 12 using the conventional PLL system is used.
Demodulation is performed without having a feedback system such as.

【００３８】これによりＦＭ復調回路２０では、従来の
ＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２に比べ、フエージ
ング環境下での復調特性を向上させることができる。な
ぜなら従来のＦＭ復調回路１２では、フイードバツク系
を持つていたためフエージング等によつてロツク外れを
起こしたときに復帰に時間がかかつて復調を行えない時
間が生じ、その結果、復調特性が劣化していたが、この
実施例によるＦＭ復調回路２０では、フイードバツク系
を持たないためフエージング等があつたとしてもこのよ
うな復調を行えない時間が生じることはないからであ
る。またＦＭ復調回路２０では、フイードバツク系を持
たないため構成も従来に比べて格段に簡易にすることが
できる。As a result, the FM demodulation circuit 20 can improve the demodulation characteristics under the fading environment as compared with the FM demodulation circuit 12 using the conventional PLL system. This is because the conventional FM demodulation circuit 12 has a feedback back system, so that when the lock-off occurs due to fading or the like, it takes time to recover and the demodulation characteristic is deteriorated, resulting in deterioration of the demodulation characteristics. However, since the FM demodulation circuit 20 according to this embodiment does not have a feedback system, there is no time in which such demodulation cannot be performed even if fading occurs. Further, since the FM demodulation circuit 20 does not have a feedback back system, the configuration can be remarkably simpler than the conventional one.

【００３９】以上の構成によれば、ＦＭ信号の現在の同
相成分Ｉ及び直交成分Ｑと１サンプル前の同相成分Ｉs
及び直交成分Ｑs とを基に位相差ｄθを求め、その位相
差ｄθを微分して瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を求める
ようにしたことにより、フイードバツク系を持たずにＦ
Ｍ信号を復調することができ、かくして簡易な構成で従
来に比して復調特性を向上することができる。According to the above configuration, the current in-phase component I and quadrature component Q of the FM signal and the in-phase component Is of the previous sample Is
And the quadrature component Qs, a phase difference dθ is obtained, and the phase difference dθ is differentiated to obtain an instantaneous angular frequency (dθ / Ts). Therefore, F is obtained without a feedback system.
The M signal can be demodulated, and thus the demodulation characteristics can be improved with a simple structure as compared with the conventional one.

【００４０】（２）第２実施例 図１との対応部分に同一符号を付して示す図２におい
て、３０は全体として第２実施例によるＦＭ復調回路を
示し、前段に設けられた直交検波回路５（図７参照）か
ら出力された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ入力端
ＩＮ1 、ＩＮ2 を介して位相回転角検出回路３１に入力
するようになされている。(2) Second Embodiment In FIG. 2 in which parts corresponding to those in FIG. 1 are assigned the same reference numerals, 30 indicates an FM demodulation circuit according to the second embodiment as a whole, and quadrature detection provided in the preceding stage. The in-phase component I and the quadrature component Q output from the circuit 5 (see FIG. 7) are input to the phase rotation angle detection circuit 31 via the input terminals IN 1 and IN 2 , respectively.

【００４１】この位相回転角検出回路３１は文字通り位
相回転角θを検出する回路であり、数式で表現すると、
次式The phase rotation angle detection circuit 31 is a circuit which literally detects the phase rotation angle θ, and is expressed by a mathematical expression:
The following formula

【数１４】 に示すように同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に位相回転
角θを計算する。具体的には、位相回転角検出回路３１
は、まず同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをそれぞれ除算器３
２に入力する。除算器３２は、直交成分Ｑを同相成分Ｉ
で割り、その除算結果（Ｑ／Ｉ）をアドレス信号として
ＲＯＭ（Read Only Memory：いわゆる読み出し専用メモ
リ）３３に出力する。[Equation 14] As shown in, the phase rotation angle θ is calculated based on the in-phase component I and the quadrature component Q. Specifically, the phase rotation angle detection circuit 31
First, the in-phase component I and the quadrature component Q are respectively divided by the divider 3
Enter 2. The divider 32 converts the quadrature component Q into the in-phase component I.
The division result (Q / I) is output to a ROM (Read Only Memory) 33 as an address signal.

【００４２】ＲＯＭ３３には除算結果（Ｑ／Ｉ）の各値
に対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の値が記憶されており、
除算結果（Ｑ／Ｉ）をアドレス信号として入力すればそ
れに対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の値を出力し得るよう
になされている。すなわちＲＯＭ３３はいわゆるｔａｎ
-1（Ｑ／Ｉ）のＲＯＭテーブルを形成している。このよ
うにして位相回転角検出回路３１では、除算器３２によ
つて同相成分Ｉと直交成分Ｑとの除算結果（Ｑ／Ｉ）を
求め、その除算結果（Ｑ／Ｉ）を基にＲＯＭ３３からｔ
ａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の値を読み出すことにより、位相回転
角θを求めている。そして位相回転角検出回路３１はそ
の求めた位相回転角θを微分回路３４に出力する。The ROM 33 stores the value of tan -1 (Q / I) corresponding to each value of the division result (Q / I),
If the division result (Q / I) is input as an address signal, a value of tan -1 (Q / I) corresponding to it can be output. That is, the ROM 33 is a so-called tan
-1 (Q / I) ROM table is formed. In this way, in the phase rotation angle detection circuit 31, the divider 32 is used to obtain the division result (Q / I) of the in-phase component I and the quadrature component Q, and from the ROM 33 based on the division result (Q / I). t
The phase rotation angle θ is obtained by reading the value of an −1 (Q / I). Then, the phase rotation angle detection circuit 31 outputs the obtained phase rotation angle θ to the differentiation circuit 34.

【００４３】微分回路３４は位相回転角θを微分する回
路であり、入力された位相回転角θを減算器２５に入力
すると共に、遅延回路となるＤ−ＦＦ３６に入力する。
Ｄ−ＦＦ３６は入力された位相回転角θを１サンプリン
グ時間Ｔs だけ遅延し、その遅延した位相回転角θs を
減算器２５に出力する。但し、Ｔs は、この実施例の場
合も、前段の直交検波回路５に設けられたアナログデイ
ジタル変換器１０、１１のサンプリング時間を示すもの
とする。この場合、位相回転角θを１サンプリング時間
Ｔs だけ遅延することにより、位相回転角θs は位相回
転角θに対して１サンプル前のデータになる。The differentiating circuit 34 is a circuit for differentiating the phase rotation angle θ, and inputs the input phase rotation angle θ to the subtracter 25 and also to the D-FF 36 which serves as a delay circuit.
The D-FF 36 delays the input phase rotation angle θ by one sampling time Ts, and outputs the delayed phase rotation angle θs to the subtractor 25. However, Ts also represents the sampling time of the analog digital converters 10 and 11 provided in the quadrature detection circuit 5 in the previous stage also in this embodiment. In this case, by delaying the phase rotation angle θ by one sampling time Ts, the phase rotation angle θs becomes data one sample before the phase rotation angle θ.

【００４４】減算器２５は現在の位相回転角θから１サ
ンプル前の位相回転角θs を減算し、その結果得た位相
差ｄθ（＝θ−θs ）を乗算器２６に出力する。記憶素
子２７は第１実施例と同様にサンプリング時間の逆数値
（１／Ｔs ）を記憶しており、そのサンプリング時間の
逆数値（１／Ｔs ）を読み出して乗算器２６に出力す
る。The subtractor 25 subtracts the phase rotation angle θs one sample before from the current phase rotation angle θ, and outputs the resulting phase difference dθ (= θ−θs) to the multiplier 26. The storage element 27 stores the reciprocal value (1 / Ts) of the sampling time as in the first embodiment, reads the reciprocal value (1 / Ts) of the sampling time, and outputs it to the multiplier 26.

【００４５】乗算器２６は入力された位相差ｄθとサン
プリング時間の逆数値（１／Ｔs ）とを乗算し、その乗
算結果（ｄθ／Ｔs ）をバンドパスフイルタ１８に出力
する。すなわち乗算器２６によつて位相差ｄθをサンプ
リング時間Ｔs で割つた値を求めることにより、位相回
転角θの微分、すなわち瞬時角周波数を求める。かくし
てバンドパスフイルタ１８によつて乗算結果（ｄθ／Ｔ
s ）を帯域制限することにより、出力端ＯＵＴにＦＭ信
号の復調結果である復調信号Ｓ３が出力される。The multiplier 26 multiplies the input phase difference dθ by the reciprocal value (1 / Ts) of the sampling time, and outputs the multiplication result (dθ / Ts) to the bandpass filter 18. That is, the multiplier 26 obtains a value obtained by dividing the phase difference dθ by the sampling time Ts to obtain the differential of the phase rotation angle θ, that is, the instantaneous angular frequency. Thus, the multiplication result (dθ / T
By band limiting s), the demodulation signal S3 which is the demodulation result of the FM signal is output to the output terminal OUT.

【００４６】以上の構成において、ＦＭ復調回路３０で
は、まず直交検波回路５から供給された同相成分Ｉ及び
直交成分Ｑをそれぞれ位相回転角検出回路３１に入力
し、ここで直交成分Ｑを同相成分Ｉで割つた値を求め、
その求めた値に対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）をＲＯＭ３
３から読み出すことにより、位相回転角θを求める。そ
してＦＭ復調回路３０では、その求めた位相回転角θを
微分回路３４に入力し、ここで現在の位相回転角θから
１サンプル前の位相回転角θs を減算することによつて
位相差ｄθを求め、その求めた位相差ｄθをサンプリン
グ時間Ｔs で割ることによつて位相回転角θの微分、す
なわち瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を求める。かくして
ＦＭ復調回路３０では、この求めた瞬時角周波数（ｄθ
／Ｔs ）を帯域制限することにより、ＦＭ信号の復調結
果である復調信号Ｓ３を求める。In the above configuration, in the FM demodulation circuit 30, first, the in-phase component I and the quadrature component Q supplied from the quadrature detection circuit 5 are input to the phase rotation angle detection circuit 31, where the quadrature component Q is in-phase component. Find the value divided by I,
The tan -1 (Q / I) corresponding to the calculated value is stored in the ROM 3
The phase rotation angle θ is obtained by reading from 3. Then, in the FM demodulation circuit 30, the obtained phase rotation angle θ is input to the differentiating circuit 34, where the phase rotation angle θs one sample before is subtracted from the current phase rotation angle θ to obtain the phase difference dθ. The obtained phase difference dθ is divided by the sampling time Ts to obtain the differential of the phase rotation angle θ, that is, the instantaneous angular frequency (dθ / Ts). Thus, in the FM demodulation circuit 30, the obtained instantaneous angular frequency (dθ
/ Ts) is band-limited to obtain the demodulation signal S3 which is the demodulation result of the FM signal.

【００４７】すなわちＦＭ復調回路３０では、サンプリ
ング時間Ｔs によつてデイジタル化したＦＭ信号の同相
成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に位相回転角検出回路３１に
よつて位相回転角θを求める。またその求めた位相回転
角θを基に第２の位相回転角検出回路（具体的にはＤ−
ＦＦ３６）によつて１サンプリング時間前の位相回転角
θs を求める。そしてＦＭ復調回路３０では、位相回転
角θと１サンプリング時間前の位相回転角θs との位相
差ｄθを求め、その求めた位相差ｄθにサンプリング時
間の逆数値（１／Ｔs ）を乗算することにより瞬時角周
波数（ｄθ／Ｔs ）を求めて復調を行う。このようにＦ
Ｍ復調回路３０では、フイードバツク系を持たずに復調
を行うため、従来のＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１
２に比べてフエージング環境下での復調特性を向上させ
ることができる。That is, in the FM demodulation circuit 30, the phase rotation angle θ is obtained by the phase rotation angle detection circuit 31 on the basis of the in-phase component I and the quadrature component Q of the FM signal digitized by the sampling time Ts. Further, based on the obtained phase rotation angle θ, a second phase rotation angle detection circuit (specifically, D-
The FF 36) calculates the phase rotation angle θs one sampling time before. Then, the FM demodulation circuit 30 obtains the phase difference dθ between the phase rotation angle θ and the phase rotation angle θs one sampling time before, and multiplies the obtained phase difference dθ by the reciprocal value (1 / Ts) of the sampling time. Then, the instantaneous angular frequency (dθ / Ts) is obtained and demodulation is performed. Thus F
Since the M demodulation circuit 30 performs demodulation without the feedback system, the FM demodulation circuit 1 using the conventional PLL system is used.
It is possible to improve the demodulation characteristic under the fading environment as compared with the case of 2.

【００４８】かくするにつき以上の構成によれば、ＦＭ
信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に現在の位相回転
角θと１サンプル前の位相回転角θs とを求め、その位
相差ｄθを微分して瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を求め
るようにしたことにより、フイードバツク系を持たずに
ＦＭ信号を復調することができ、かくして簡易な構成で
従来に比して復調特性を向上することができる。According to the above configuration, the FM
Based on the in-phase component I and the quadrature component Q of the signal, the current phase rotation angle θ and the phase rotation angle θs one sample before are obtained, and the phase difference dθ is differentiated to obtain the instantaneous angular frequency (dθ / Ts). By doing so, the FM signal can be demodulated without the feedback system, and thus the demodulation characteristic can be improved as compared with the conventional one with a simple structure.

【００４９】（３）第３実施例 図２との対応部分に同一符号を付して示す図３におい
て、４０は全体として第３実施例によるＦＭ復調回路を
示し、前段に設けられた直交検波回路５（図７参照）か
ら出力された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ入力端
ＩＮ1 、ＩＮ2 を介して位相回転角検出回路３１及び内
挿値計算回路４１に入力するようになされている。(3) Third Embodiment In FIG. 3 in which parts corresponding to those in FIG. 2 are assigned the same reference numerals, 40 indicates an FM demodulation circuit according to the third embodiment as a whole, and quadrature detection provided in the preceding stage. The in-phase component I and the quadrature component Q output from the circuit 5 (see FIG. 7) are input to the phase rotation angle detection circuit 31 and the interpolated value calculation circuit 41 via the input terminals IN 1 and IN 2 , respectively. There is.

【００５０】位相回転角検出回路３１は第２実施例と同
様のものであり、直交成分Ｑを同相成分Ｉで割つた値を
求め、その求めた値に対応した位相回転角θ（＝ｔａｎ
-1（Ｑ／Ｉ））を読み出して後段の減算器２５に出力す
る。The phase rotation angle detection circuit 31 is the same as that of the second embodiment, and a value obtained by dividing the quadrature component Q by the in-phase component I is obtained, and the phase rotation angle θ (= tan) corresponding to the obtained value.
-1 (Q / I)) is read and output to the subtractor 25 in the subsequent stage.

【００５１】一方、内挿値計算回路４１は入力された同
相成分Ｉ、直交成分Ｑを基にτ時間前の同相成分Ｉτ、
直交成分Ｑτをそれぞれ内挿値計算によつて求め、その
求めたτ時間前の同相成分Ｉτ、直交成分Ｑτをそれぞ
れ位相回転角検出回路４２に出力する。この場合、時間
τはサンプリング時間Ｔs よりも短い時間であり、τ時
間前の同相成分Ｉτ、直交成分Ｑτは現在の同相成分
Ｉ、直交成分Ｑと１サンプル前の同相成分Ｉs 、直交成
分Ｑs との間にある任意の同相成分、直交成分をそれぞ
れ表している。On the other hand, the interpolated value calculation circuit 41 uses the input in-phase component I and quadrature component Q to calculate the in-phase component Iτ before τ time,
The quadrature component Qτ is obtained by interpolation value calculation, and the obtained in-phase component Iτ and quadrature component Qτ obtained before τ time are output to the phase rotation angle detection circuit 42. In this case, the time τ is shorter than the sampling time Ts, and the in-phase component Iτ before τ time and the quadrature component Qτ are the current in-phase component I, the quadrature component Q and the in-phase component Is and quadrature component Qs one sample before. Represents an arbitrary in-phase component and quadrature component between.

【００５２】位相回転角検出回路４２は位相回転角検出
回路３１と同様のものであり、直交成分Ｑτを同相成分
Ｉτで割つた値を求め、その求めた値に対応した位相回
転角θτ（＝ｔａｎ-1（Ｑτ／Ｉτ））を読み出して後
段の減算器２５に出力する。すなわち位相回転角検出回
路４２はτ時間前の同相成分Ｉτ、直交成分Ｑτを基に
τ時間前の位相回転角θτを求めるものである。The phase rotation angle detection circuit 42 is similar to the phase rotation angle detection circuit 31. It calculates a value obtained by dividing the quadrature component Qτ by the in-phase component Iτ, and the phase rotation angle θτ (=) corresponding to the calculated value. tan −1 (Qτ / Iτ)) is read and output to the subtractor 25 in the subsequent stage. That is, the phase rotation angle detection circuit 42 determines the phase rotation angle θτ before τ time based on the in-phase component Iτ and quadrature component Qτ before τ time.

【００５３】減算器２５は現在の位相回転角θからτ時
間前の位相回転角θτを減算し、その結果得た位相差ｄ
θ（＝θ−θτ）を乗算器２６に出力する。記憶素子４
３は例えばメモリでなり、時間τの逆数値（１／τ）が
書き込まれている。この時間τの逆数値（１／τ）は記
憶素子４３から読み出され、乗算器２６に入力される。
乗算器２６は入力された位相差ｄθと時間τの逆数値
（１／τ）とを乗算し、その乗算結果（ｄθ／τ）をバ
ンドパスフイルタ１８に出力する。すなわち乗算器２６
によつて位相差ｄθを時間τで割つた値を求めることに
より、位相回転角θの微分、すなわち瞬時角周波数を求
める。かくしてバンドパスフイルタ１８によつて乗算結
果（ｄθ／τ）を帯域制限することにより、出力端ＯＵ
ＴにＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３が出力され
る。The subtractor 25 subtracts the phase rotation angle θτ before τ time from the current phase rotation angle θ, and obtains the resulting phase difference d.
θ (= θ−θτ) is output to the multiplier 26. Storage element 4
Reference numeral 3 is, for example, a memory in which an inverse value (1 / τ) of time τ is written. The reciprocal value (1 / τ) of this time τ is read from the storage element 43 and input to the multiplier 26.
The multiplier 26 multiplies the input phase difference dθ by the reciprocal value (1 / τ) of the time τ, and outputs the multiplication result (dθ / τ) to the bandpass filter 18. That is, the multiplier 26
Then, the differential of the phase rotation angle θ, that is, the instantaneous angular frequency is obtained by obtaining the value obtained by dividing the phase difference dθ by the time τ. Thus, by band limiting the multiplication result (dθ / τ) by the bandpass filter 18, the output terminal OU
The demodulated signal S3, which is the result of demodulating the FM signal, is output to T.

【００５４】ここでこのように構成されるＦＭ復調回路
４０の原理及び上述の内挿値計算回路４１について具体
的に説明する。第２実施例のように、現在の位相回転角
θと１サンプル前の位相回転角θs との位相差ｄθをサ
ンプリング時間Ｔs で割ることによつて瞬時角周波数を
求めた場合には、サンプリング時間Ｔs が長くなると、
瞬時角周波数の精度が劣化し、それが原因で復調特性が
劣化するおそれがある。そこでこの実施例の場合には、
サンプル間隔の間にある任意の点での位相回転角θi を
内挿値計算によつて推定し、見かけ上、サンプリング時
間Ｔs を短くして瞬時角周波数を求める。この点につい
て、以下に数式を用いて説明する。Here, the principle of the FM demodulation circuit 40 thus constructed and the above-mentioned interpolation value calculation circuit 41 will be concretely described. As in the second embodiment, when the instantaneous angular frequency is calculated by dividing the phase difference dθ between the current phase rotation angle θ and the phase rotation angle θs one sample before by the sampling time Ts, the sampling time When Ts becomes longer,
The accuracy of the instantaneous angular frequency deteriorates, which may deteriorate the demodulation characteristics. Therefore, in the case of this embodiment,
The phase rotation angle θi at an arbitrary point between the sample intervals is estimated by the interpolating value calculation, and the sampling time Ts is apparently shortened to obtain the instantaneous angular frequency. This point will be described below using mathematical expressions.

【００５５】受信したＦＭ信号から計算した離散位相値
をθ［ｎＴs ］とすると、時刻ｔにおける推定位相θ
（ｔ）は、次式When the discrete phase value calculated from the received FM signal is θ [nTs], the estimated phase θ at time t
(T) is the following equation

【数１５】 に示す関係から求めることができる。ここでサンプリン
グ周波数ｆs が最大変調周波数ｆの２倍であるとする
と、（１５）式は、次式[Equation 15] It can be obtained from the relationship shown in. Assuming that the sampling frequency fs is twice the maximum modulation frequency f, equation (15) is

【数１６】 に示すようになる。[Equation 16] As shown in.

【００５６】従つて、ｔ＝ｋＴs −τに於けるθ（ｔ）
は、次式Therefore, θ (t) at t = kTs-τ
Is the expression

【数１７】 に示すようになる。この（１７）式において、ｋ−ｎを
Ｎとおくと、（１７）式は、次式[Equation 17] As shown in. In this equation (17), if k−n is N, the equation (17) becomes

【数１８】 に示すようになる。[Equation 18] As shown in.

【００５７】さらにＳｉｎｃ関数が｜Ｍ／２｜＞Ｎの範
囲で無視できる大きさとすると、ｔ＝ｋＴs −τに於け
るθ（ｔ）は、次式Further, assuming that the Sinc function has a size that can be ignored in the range of | M / 2 |> N, θ (t) in t = kTs −τ is given by

【数１９】 に示すようになり、時刻（ｋ−Ｍ／２）Ｔs から時刻
（ｋ＋Ｍ／２）Ｔs までのＦＭ信号から計算した離散位
相を用いて、時刻ｋＴs からτ時間前の位相値を推定す
ることができる。従つて時刻ｋＴs での瞬時角周波数
は、次式[Formula 19] As shown in, the discrete phase calculated from the FM signal from the time (k−M / 2) Ts to the time (k + M / 2) Ts can be used to estimate the phase value τ time before the time kTs. it can. Therefore, the instantaneous angular frequency at time kTs is

【数２０】 に示すようになる。従つてこの（２０）式を用いて各時
刻での瞬時角周波数を順次求めることにより、復調波を
得ることができる。[Equation 20] As shown in. Therefore, a demodulated wave can be obtained by sequentially obtaining the instantaneous angular frequency at each time using this equation (20).

【００５８】ここで図４に内挿値計算回路４１の構成を
示す。内挿値計算回路４１は入力された同相成分Ｉ、直
交成分Ｑに対してそれぞれ内挿値を計算するものである
が、その計算に際して必要な構成はどちらの場合も同じ
あるため、ここでは一方の構成についてだけ説明する。FIG. 4 shows the configuration of the interpolated value calculation circuit 41. The interpolated value calculation circuit 41 calculates an interpolated value for each of the input in-phase component I and quadrature component Q, but since the configuration required for the calculation is the same in both cases, one Only the configuration of will be described.

【００５９】入力された同相成分Ｉは、Ｎ個のＤ−ＦＦ
で形成される直列入力並列出力型のシフトレジスタ５０
に入力され、ここで１サンプリング時間Ｔs づつ順次遅
延させられる。シフトレジスタ５０から出力される同相
成分Ｉ1 〜Ｉn はそれぞれ乗算器Ｘ1 〜Ｘn に出力され
る。乗算器Ｘ1 〜Ｘn にはそれぞれ記憶素子（例えばメ
モリでなる）Ｍ1 〜Ｍn に記憶されているＳｉｎｃ関数
の重み付け値ｈ1 〜ｈn が入力されており、乗算器Ｘ1
〜Ｘn はそれぞれ入力された同相成分Ｉ1 〜Ｉn に対し
て重み付け値ｈ1 〜ｈn を乗算し、その乗算結果をそれ
ぞれ加算器５２に出力する。かくして加算器５２によつ
て各乗算器Ｘ1 〜Ｘn の乗算結果を加算することによ
り、τ時間前の同相成分Ｉτが求められる。このように
して内挿値計算回路４１では、上述の（１９）式に対応
した計算をすることにより、現在の同相成分Ｉからτ時
間前の同相成分Ｉτを求める。因みに、内挿値計算回路
４１では、直交成分Ｑに対してもこれと同じ回路構成を
用いてτ時間前の直交成分Ｑτを求める。The input in-phase component I is composed of N D-FFs.
Shift register 50 of serial input and parallel output type formed by
, And are sequentially delayed by one sampling time Ts. The in-phase components I 1 to I n output from the shift register 50 are output to the multipliers X 1 to X n , respectively. Multiplier X 1 (made, for example, memory) each storage element in ~X n M 1 ~M n are weighting value h 1 to h n of Sinc functions stored is input to the multipliers X 1
To X n multiplies the weighting value h 1 to h n with respect to the in-phase component I 1 ~I n input, and outputs the multiplication result to the adders 52. Thus, the adder 52 adds the multiplication results of the multipliers X 1 to X n to obtain the in-phase component Iτ before τ time. In this way, the interpolated value calculation circuit 41 obtains the in-phase component I.tau. From the current in-phase component I by .tau. Incidentally, the interpolated value calculation circuit 41 also obtains the quadrature component Qτ before τ time by using the same circuit configuration as the quadrature component Q.

【００６０】以上の構成において、ＦＭ復調回路４０で
は、まず直交検波回路５から供給された同相成分Ｉ及び
直交成分Ｑをそれぞれ位相回転角検出回路３１に入力
し、ここで直交成分Ｑを同相成分Ｉで割つた値を求め、
その求めた値に対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を読み出す
ことにより、位相回転角θを求める。またＦＭ復調回路
４０では、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをそれぞれ内挿値
計算回路４１に入力し、ここで同相成分Ｉ及び直交成分
Ｑを基に内挿値計算をすることにより、τ時間前の同相
成分Ｉτ及び直交成分Ｑτを求め、その求めたτ時間前
の同相成分Ｉτ及び直交成分Ｑτを基に、位相回転角検
出回路４２によつてτ時間前の位相回転角θτを求め
る。In the FM demodulation circuit 40 having the above configuration, first, the in-phase component I and the quadrature component Q supplied from the quadrature detection circuit 5 are input to the phase rotation angle detection circuit 31, where the quadrature component Q is in-phase component. Find the value divided by I,
The phase rotation angle θ is obtained by reading tan −1 (Q / I) corresponding to the obtained value. In the FM demodulation circuit 40, the in-phase component I and the quadrature component Q are input to the interpolated value calculation circuit 41, respectively, and the interpolated value is calculated based on the in-phase component I and the quadrature component Q. The in-phase component Iτ and the quadrature component Qτ are obtained, and the phase rotation angle detection circuit 42 obtains the phase rotation angle θτ before the time τ based on the obtained in-phase component Iτ and quadrature component Qτ before the time τ.

【００６１】そしてＦＭ復調回路４０では、現在の位相
回転角θとτ時間前の位相回転角θτとの位相差ｄθに
時間τの逆数値（１／τ）を乗算することにより、位相
回転角θの微分、すなわち瞬時角周波数（ｄθ／τ）を
求める。かくしてこの求めた瞬時角周波数（ｄθ／τ）
を帯域制限することにより、ＦＭ信号の復調結果である
復調信号Ｓ３を求める。Then, in the FM demodulation circuit 40, the phase difference dθ between the current phase rotation angle θ and the phase rotation angle θτ before τ time is multiplied by the reciprocal value (1 / τ) of the time τ to obtain the phase rotation angle. The derivative of θ, that is, the instantaneous angular frequency (dθ / τ) is calculated. Thus, the obtained instantaneous angular frequency (dθ / τ)
The band is limited to obtain a demodulation signal S3 which is the demodulation result of the FM signal.

【００６２】すなわちＦＭ復調回路４０では、同相成分
Ｉ及び直交成分Ｑを基に位相回転角検出回路３１によつ
て現在の位相回転角θを求める。またＦＭ復調回路４０
では、第２の位相回転角検出回路（具体的には内挿値計
算回路４１及び位相回転角検出回路４２）において、同
相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に内挿値計算をすることに
よつてτ時間前の同相成分Ｉτ及び直交成分Ｑτを求
め、その求めたτ時間前の同相成分Ｉτ及び直交成分Ｑ
τを基にτ時間前の位相回転角θτを求める。そしてそ
の求めた現在の位相回転角θとτ時間前の位相回転角θ
τとの位相差ｄθに時間τの逆数値（１／τ）を乗算す
ることにより、瞬時角周波数（ｄθ／τ）を求めて復調
を行う。That is, in the FM demodulation circuit 40, the current phase rotation angle θ is obtained by the phase rotation angle detection circuit 31 based on the in-phase component I and the quadrature component Q. The FM demodulation circuit 40
Then, in the second phase rotation angle detection circuit (specifically, the interpolation value calculation circuit 41 and the phase rotation angle detection circuit 42), the interpolation value calculation is performed based on the in-phase component I and the quadrature component Q. Then, the in-phase component Iτ and the quadrature component Qτ before τ time are obtained, and the obtained in-phase component Iτ and the quadrature component Q before τ time are obtained.
The phase rotation angle θτ before τ time is calculated based on τ. Then, the calculated current phase rotation angle θ and the phase rotation angle θ before τ time
The phase difference dθ with τ is multiplied by the reciprocal value (1 / τ) of time τ to obtain the instantaneous angular frequency (dθ / τ) and demodulate.

【００６３】これによりＦＭ復調回路４０では、フイー
ドバツク系を持たずに復調を行うため、従来のＰＬＬ方
式を用いたＦＭ復調回路１２に比べてフエージング環境
下での復調特性を向上させることができる。またこの実
施例の場合には、内挿値計算によつて現在の位相回転角
θと１サンプル前の位相回転角θs との間にあるτ時間
前の位相回転角θτを求めて瞬時角周波数を求めるよう
にしたことにより、サンプリング時間Ｔs が長い場合に
も瞬時角周波数の精度の劣化を回避して良好な復調を行
うことができる。As a result, since the FM demodulation circuit 40 performs demodulation without the feedback system, the demodulation characteristics under a fading environment can be improved as compared with the FM demodulation circuit 12 using the conventional PLL system. . In the case of this embodiment, the instantaneous angular frequency is calculated by calculating the interpolated value to obtain the phase rotation angle θτ before the time τ between the current phase rotation angle θ and the phase rotation angle θs one sample before. Thus, even if the sampling time Ts is long, it is possible to avoid deterioration of accuracy of the instantaneous angular frequency and perform good demodulation.

【００６４】以上の構成によれば、内挿値計算によつて
現在の位相回転角θと１サンプル前の位相回転角θs と
の間にあるτ時間前の位相回転角θτを求め、その求め
たτ時間前の位相回転角θτと現在の位相回転角θとを
基に瞬時角周波数を求めるようにしたことにより、サン
プリング時間Ｔs が長い場合にも瞬時角周波数の精度の
劣化を回避して良好な復調を行うことができる。According to the above configuration, the phase rotation angle θτ before the time τ between the current phase rotation angle θ and the phase rotation angle θs one sample before is obtained by the interpolated value calculation, and the obtained value is obtained. By obtaining the instantaneous angular frequency based on the phase rotation angle θτ before τ time and the current phase rotation angle θ, deterioration of accuracy of the instantaneous angular frequency can be avoided even when the sampling time Ts is long. Good demodulation can be performed.

【００６５】（４）第４実施例 図２との対応部分に同一符号を付して示す図５におい
て、６０は全体として第４実施例によるＦＭ復調回路を
示し、この実施例の場合には、図２に示した第２実施例
のＦＭ復調回路３０に対してオーバーサンプリングを施
すようにしたものである。具体的には、このＦＭ復調回
路６０では、まず前段に設けられた直交検波回路５（図
７参照）から出力された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれ
ぞれ入力端ＩＮ1、ＩＮ2 を介してオーバーサンプリン
グ回路６１に入力する。この場合、同相成分Ｉ、直交成
分Ｑはそれぞれ直交検波回路５においてサンプリング周
波数ｆs でサンプリングされてデイジタル化されている
ものとする。(4) Fourth Embodiment In FIG. 5 in which parts corresponding to those in FIG. 2 are assigned the same reference numerals, 60 indicates an FM demodulation circuit according to the fourth embodiment as a whole. In the case of this embodiment, The FM demodulation circuit 30 of the second embodiment shown in FIG. 2 is subjected to oversampling. Specifically, in this FM demodulation circuit 60, first, the in-phase component I and the quadrature component Q output from the quadrature detection circuit 5 (see FIG. 7) provided in the preceding stage are input via the input terminals IN 1 and IN 2 , respectively. It is input to the oversampling circuit 61. In this case, the in-phase component I and the quadrature component Q are sampled by the quadrature detection circuit 5 at the sampling frequency fs and digitized.

【００６６】オーバーサンプリング回路６１は入力され
た同相成分Ｉ、直交成分Ｑに対してそれぞれｎ倍オーバ
ーサンプリングを施し、その結果得たサンプリング周波
数ｎｆs に変換された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞ
れ位相回転角検出回路３１に出力する。この場合、オー
バーサンプリング回路６１は（ｎ−１）個の「０」をデ
ータの間に挿入することにより、ｎ倍オーバーサンプリ
ングを行う。The oversampling circuit 61 subjects the input in-phase component I and quadrature component Q to oversampling by n times, respectively, and the resulting in-phase component I and quadrature component Q converted to the sampling frequency nfs are phased. Output to the rotation angle detection circuit 31. In this case, the oversampling circuit 61 inserts (n-1) "0" s between the data to perform n times oversampling.

【００６７】位相回転角検出回路３１は第２実施例で説
明したものと同様のものであり、直交成分Ｑを同相成分
Ｉで割つた値を求め、その求めた値に対応した位相回転
角θ（＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ））を読み出して後段のロー
パスフイルタ（ＬＰＦ）６２に出力する。ローパスフイ
ルタ６２は位相回転角検出回路３１から出力される位相
回転角θに含まれる不要な高周波成分を除去するもので
あり、不要な高周波成分を除去した位相回転角θをデシ
メート回路６３に出力する。The phase rotation angle detection circuit 31 is the same as that described in the second embodiment, and a value obtained by dividing the quadrature component Q by the in-phase component I is obtained, and the phase rotation angle θ corresponding to the obtained value is obtained. (= Tan −1 (Q / I)) is read and output to the low pass filter (LPF) 62 at the subsequent stage. The low-pass filter 62 removes unnecessary high frequency components included in the phase rotation angle θ output from the phase rotation angle detection circuit 31, and outputs the phase rotation angle θ from which the unnecessary high frequency components are removed to the decimating circuit 63. .

【００６８】デシメート回路６３はｎ倍オーバーサンプ
リングしたものを元に戻すものであり、位相回転角θの
データ部分だけ抜き出すことにより当該位相回転角θを
サンプリング周波数ｆs に戻し、その結果得た位相回転
角θを微分回路３４に出力する。The decimating circuit 63 restores the n-times oversampled signal. The phase rotation angle θ is returned to the sampling frequency fs by extracting only the data portion of the phase rotation angle θ, and the resulting phase rotation is obtained. The angle θ is output to the differentiating circuit 34.

【００６９】微分回路３４は第２実施例で説明したもの
と同様のものであり、入力された位相回転角θを遅延し
て得た１サンプル前の位相回転角θs と現在の位相回転
角θとの位相差ｄθを求め、その求めた位相差ｄθをサ
ンプリング時間Ｔs で割ることにより、瞬時角周波数ｄ
θ／Ｔs を求める。そして微分回路３４はその求めた瞬
時角周波数ｄθ／Ｔs をバンドパスフイルタ１８に出力
する。かくしてバンドパスフイルタ１８によつて瞬時角
周波数ｄθ／Ｔs を帯域制限することにより、出力端Ｏ
ＵＴにＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３が出力さ
れる。The differentiating circuit 34 is the same as that described in the second embodiment, and the phase rotation angle θs one sample before obtained by delaying the input phase rotation angle θ and the current phase rotation angle θ. The phase difference dθ with respect to and the obtained phase difference dθ is divided by the sampling time Ts to obtain the instantaneous angular frequency d
Find θ / Ts. Then, the differentiating circuit 34 outputs the obtained instantaneous angular frequency dθ / Ts to the bandpass filter 18. Thus, by limiting the band of the instantaneous angular frequency dθ / Ts by the bandpass filter 18, the output terminal O
The demodulated signal S3 that is the demodulated result of the FM signal is output to the UT.

【００７０】ここでこのように構成されるＦＭ復調回路
６０の原理について具体的に説明する。第２実施例のよ
うに、位相回転角θを検出する回路として例えば「ｔａ
ｎ-1」のような非線形回路を用いた場合、不要な高周波
成分が発生して復調特性を劣化させてしまうおそれがあ
る。この点について図６を用いて説明する。非線形回路
を用いていない場合には、スペクトル分布は図６（Ａ）
に示すようになる。この場合、サンプリング周波数がｆ
s であれば、その半分の周波数であるｆs ／２までの信
号成分を表現することができる（標本化定理による）。
またスペクトル分布としては、送信側で帯域制限に使用
した帯域制限フイルタの特性によつて決まり、理論的に
は高周波成分は存在しないことになる。Here, the principle of the FM demodulation circuit 60 having such a configuration will be specifically described. As a circuit for detecting the phase rotation angle θ as in the second embodiment, for example, “ta
When a non-linear circuit such as “n −1 ” is used, an unnecessary high frequency component may be generated and demodulation characteristics may be deteriorated. This point will be described with reference to FIG. When the non-linear circuit is not used, the spectrum distribution is shown in FIG.
As shown in. In this case, the sampling frequency is f
If s, it is possible to express signal components up to fs / 2 which is half the frequency (according to the sampling theorem).
The spectral distribution is determined by the characteristics of the band limiting filter used for band limiting on the transmitting side, and theoretically no high frequency component exists.

【００７１】しかしながら非線形回路を用いた場合に
は、図６（Ｂ）に示すように、実際の信号成分の他に高
周波成分が発生してしまう。この高周波成分は、図６
（Ｃ）に示すように、ｆs ／２以下の周波数帯域に折り
返され、信号成分に対して雑音として影響を与えてしま
い（いわゆる折り返し歪み）、復調特性を劣化させてし
まう。そこでこの実施例の場合には、図６（Ｄ）に示す
ように、オーバーサンプリングを行うことによつて不要
な高周波成分を周波数帯域の上側の方に持つて行き、ロ
ーパスフイルタで帯域制限を行うことによつてその不要
な高周波成分を除去し、その後デシメートを行つて元に
戻す。However, when a non-linear circuit is used, a high frequency component is generated in addition to the actual signal component, as shown in FIG. 6 (B). This high frequency component is shown in FIG.
As shown in (C), the signal is folded back into the frequency band of fs / 2 or less, and affects the signal component as noise (so-called aliasing distortion), which deteriorates the demodulation characteristics. Therefore, in the case of this embodiment, as shown in FIG. 6 (D), unnecessary high frequency components are brought to the upper side of the frequency band by performing oversampling, and the band is limited by the low-pass filter. By doing so, the unnecessary high frequency component is removed, and then decimating is performed to restore the original.

【００７２】すなわちこの実施例のＦＭ復調回路６０で
は、まずオーバーサンプリング回路６１によつて同相成
分Ｉ及び直交成分Ｑに対してオーバーサンプリングを行
い、サンプリング周波数をｆs からｎｆs にする。この
場合、周波数がｎｆs ／２までの信号成分が表現される
ことになるので、実際の信号成分以外の不要な高周波成
分をローパスフイルタ６２によつて除去する。その後、
ＦＭ復調回路６０では、デシメート回路６３によつてサ
ンプリング周波数をｎｆs からｆs に戻すが、そのとき
には高周波成分が除去されているため、上述のような折
り返し歪みは減少している。That is, in the FM demodulation circuit 60 of this embodiment, the in-phase component I and the quadrature component Q are first oversampled by the oversampling circuit 61 to change the sampling frequency from fs to nfs. In this case, since the signal components up to the frequency of nfs / 2 are expressed, unnecessary high frequency components other than the actual signal components are removed by the low pass filter 62. afterwards,
In the FM demodulation circuit 60, the sampling frequency is returned from nfs to fs by the decimating circuit 63, but since the high frequency component is removed at that time, the above-mentioned aliasing distortion is reduced.

【００７３】このようにしてＦＭ復調回路６０では、入
力された同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに対してオーバーサ
ンプリングを行うことにより、非線形回路（すなわち位
相回転角検出回路３１）によつて発生する不要な高周波
成分を周波数帯域の上側の方に持つて行き、その不要な
高周波成分をローパスフイルタ６２で除去する。その
後、ＦＭ復調回路６０では、オーバーサンプリングした
ものデシメート回路６３によつて元に戻す。このように
することにより、ＦＭ復調回路６０では、不要な高周波
成分によつて起きる折り返し歪みを減少でき、かくして
復調特性を一段と向上させることができる。In this way, the FM demodulation circuit 60 performs oversampling on the input in-phase component I and quadrature component Q, thereby eliminating the need for generation by the non-linear circuit (that is, the phase rotation angle detection circuit 31). The high frequency component is brought to the upper side of the frequency band, and the unnecessary high frequency component is removed by the low pass filter 62. Thereafter, in the FM demodulation circuit 60, the oversampled decimating circuit 63 restores the original. By doing so, the FM demodulation circuit 60 can reduce aliasing distortion caused by unnecessary high-frequency components, and thus further improve demodulation characteristics.

【００７４】因みに、直交検波回路５のアナログデイジ
タル変換器１０、１１によつてオーバーサンプリングを
行うようにすることもできるが、データの間に「０」を
詰めてオーバーサンプリングした方がその後の計算が楽
になるため、上述のようにオーバーサンプリング回路６
１を設けている。Although it is possible to perform oversampling by the analog digital converters 10 and 11 of the quadrature detection circuit 5, it is preferable to carry out oversampling by filling "0" between data. As described above, the oversampling circuit 6 becomes easier.
1 is provided.

【００７５】かくするにつき以上の構成によれば、同相
成分Ｉ及び直交成分Ｑに対してオーバーサンプリングを
施すオーバーサンプリング回路６１と、非線形回路によ
つて発生する不要な高周波成分を除去するローパスフイ
ルタ６２と、オーバーサンプリングしたものを元に戻す
デシメート回路６３とを設けるようにしたことにより、
不要な高周波成分によつて起きる折り返し歪みを減少で
き、かくして復調特性を一段と向上させることができ
る。Thus, according to the above configuration, the oversampling circuit 61 for oversampling the in-phase component I and the quadrature component Q, and the low-pass filter 62 for removing unnecessary high frequency components generated by the non-linear circuit. By providing the decimating circuit 63 for returning the oversampled one to the original,
The aliasing distortion caused by unnecessary high frequency components can be reduced, and thus the demodulation characteristics can be further improved.

【００７６】（５）他の実施例 なお上述の第４実施例においては、第２実施例のＦＭ復
調回路３０に対してオーバーサンプリングを施して復調
特性を向上させた場合について述べた、本発明はこれに
限らず、第１実施例のＦＭ復調回路２０や第３実施例の
ＦＭ復調回路４０に対しても同様にオーバーサンプリン
グを施して不要な高周波成分を除去するようにしても上
述の場合と同様に復調特性を向上させることができる。(5) Other Embodiments In the fourth embodiment described above, the present invention has been described in which the FM demodulation circuit 30 of the second embodiment is oversampled to improve the demodulation characteristics. However, the present invention is not limited to this. Even if the FM demodulation circuit 20 of the first embodiment and the FM demodulation circuit 40 of the third embodiment are similarly oversampled to remove unnecessary high frequency components, Similarly to the above, the demodulation characteristics can be improved.

【００７７】要は、ＦＭ復調回路２０、３０、４０にお
いて、非線形回路によつて発生した不要な高周波成分を
オーバーサンプリングによつて周波数帯域の上側の方に
持つて行き、当該不要な高周波成分を所定のローパスフ
イルタによつて除去した後、オーバーサンプリングした
ものを元に戻すような不要成分除去回路（６１、６２、
６３）を設けるようにすれば、上述の場合と同様に復調
特性を向上させることができる。The point is that in the FM demodulation circuits 20, 30 and 40, unnecessary high frequency components generated by the non-linear circuit are brought to the upper side of the frequency band by oversampling and the unnecessary high frequency components are removed. An unnecessary component removing circuit (61, 62, which removes the oversampled signal after removing it by a predetermined low-pass filter)
If 63) is provided, the demodulation characteristics can be improved as in the case described above.

【００７８】また上述の実施例においては、直交検波回
路５以降の回路をＦＭ復調回路（２０、３０、４０、６
０）とした場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、直交検波回路５を含めた回路をＦＭ復調回路とする
ようにしても良い。In the above embodiment, the circuits after the quadrature detection circuit 5 are FM demodulation circuits (20, 30, 40, 6).
However, the present invention is not limited to this, and a circuit including the quadrature detection circuit 5 may be an FM demodulation circuit.

【００７９】さらに上述の実施例においては、ＦＭ復調
回路として上述のような効果が得られることについて述
べたが、本発明はこれに限らず、上述のようなＦＭ復調
回路を用いた通信端末装置であれば上述のような効果を
同様に得ることができる。Further, in the above-mentioned embodiment, it has been described that the above effects can be obtained as the FM demodulation circuit, but the present invention is not limited to this, and a communication terminal device using the above-mentioned FM demodulation circuit. In that case, the above-described effects can be similarly obtained.

【００８０】[0080]

【発明の効果】上述のように第１の発明によれば、オー
バーサンプリング回路により直交検波回路で周波数変調
信号を直交検波して得られる同相成分及び直交成分を所
定のサンプリング時間でサンプリングして得られた同相
成分及び直交成分を当該同相成分及び直交成分のテータ
間にそれぞれ０データを挿入してオーバーサンプリング
し、位相回転角検出回路によりオーバーサンプリング回
路でオーバーサンプリングした直交成分を同様にオーバ
ーサンプリングした同相成分で除算して得られる除算結
果を基に位相回転角を検出し、ローパスフイルタにより
位相回転角検出回路で検出した位相回転角に含まれる不
要な高周波成分を除去し、デシメート回路によりローパ
スフイルタで不要な高周波成分を除去した位相回転角か
ら位相回転角のデータ部分だけを抜き出してオーバーサ
ンプリングを元に戻し、減算回路によりデシメート回路
から出力された位相回転角と、遅延回路でその位相回転
角を１サンプリング時間分だけ遅延して得られた１サン
プリング時間前の位相回転角との位相差を求め、乗算回
路によりその位相差に１サンプリング時間の逆数値を乗
算して求めた瞬時角周波数をフイルタ回路を介して帯域
制限するようにしたことにより、従来のようなフイード
バツク系を持たずに周波数変調信号を復調することでフ
エージング等の影響によつて復調特性が劣化することを
回避することができると共に、位相回転角検出回路のよ
うな非線形回路で発生した不要な高周波成分をオーバー
サンプリングによつて周波数帯域の上側の方に持つてい
きローパスフイルタを介して除去した後、当該オーバー
サンプリングを元に戻すことで不要な高周波成分による
復調特性の劣化も合わせて回避することができ、かくし
て従来に比して復調特性を向上し得る簡易な構成の周波
数変調信号復調回路及び通信端末装置を実現することが
できる。As described above, according to the first aspect of the invention, the in-phase component and the quadrature component obtained by quadrature detection of the frequency modulation signal by the quadrature detection circuit by the oversampling circuit are sampled at a predetermined sampling time. The in-phase component and the quadrature component thus obtained are oversampled by inserting 0 data between the data of the in-phase component and the quadrature component, and the quadrature component oversampled by the oversampling circuit by the phase rotation angle detection circuit is similarly oversampled. The phase rotation angle is detected based on the division result obtained by dividing by the in-phase component, the unnecessary high frequency component included in the phase rotation angle detected by the phase rotation angle detection circuit is removed by the low pass filter, and the low pass filter by the decimating circuit. The phase rotation angle from the phase rotation angle from which unnecessary high-frequency components are removed. The sampling circuit is extracted, the oversampling is restored, and the phase rotation angle output from the decimating circuit by the subtraction circuit and the sampling circuit obtained by delaying the phase rotation angle by the delay circuit by one sampling time. The phase difference from the phase rotation angle of is calculated, and the instantaneous angular frequency obtained by multiplying the phase difference by the reciprocal value of one sampling time by the multiplication circuit is band-limited through the filter circuit. By demodulating a frequency-modulated signal without such a feedback system, it is possible to avoid deterioration of demodulation characteristics due to the effects of fading, etc., and to generate it with a non-linear circuit such as a phase rotation angle detection circuit. The unwanted high frequency component is brought to the upper side of the frequency band by oversampling and removed through the low pass filter. After that, by returning the oversampling to the original state, it is possible to avoid deterioration of demodulation characteristics due to unnecessary high-frequency components as well, and thus, it is possible to improve the demodulation characteristics as compared with the related art. And a communication terminal device can be realized.

【００８１】また第２の発明によれば、オーバーサンプ
リング回路により直交検波回路で周波数変調信号を直交
検波して得られる同相成分及び直交成分を所定のサンプ
リング時間でサンプリングして得られた同相成分及び直
交成分を当該同相成分及び直交成分のテータ間にそれぞ
れ０データを挿入してオーバーサンプリングし、第１の
位相回転角検出回路によりオーバーサンプリング回路で
オーバーサンプリングした同相成分及び直交成分を基に
位相回転角を検出すると共に、第２の位相回転角検出回
路によりオーバーサンプリング回路でオーバーサンプリ
ングした同相成分及び直交成分を基に所定時間前の位相
回転角を検出し、ローパスフイルタにより第１及び第２
の位相回転角検出回路で検出し位相回転角及び所定時間
前の位相回転角にそれぞれ含まれる不要な高周波成分を
除去し、デシメート回路によりローパスフイルタで不要
な高周波成分を除去した位相回転角及び所定時間前の位
相回転角からそれぞれ位相回転角のデータ部分だけを抜
き出してオーバーサンプリングを元に戻し、減算回路に
よりデシメート回路でオーバーサンプリングを元に戻し
た位相回転角と、当該オーバーサンプリングを元に戻し
た所定時間前の位相回転角との位相差を求め、乗算回路
によりその位相差に所定時間の逆数値を乗算して得られ
た瞬時角周波数をフイルタ回路を介して帯域制限するよ
うにしたことにより、従来のようなフイードバツク系を
持たずに周波数変調信号を復調することでフエージング
等の影響によつて復調特性が劣化することを回避するこ
とができると共に、第１及び第２の位相回転角検出回路
のような非線形回路で発生した不要な高周波成分をオー
バーサンプリングによつて周波数帯域の上側の方に持つ
ていきローパスフイルタを介して除去した後、当該オー
バーサンプリングを元に戻すことで不要な高周波成分に
よる復調特性の劣化も合わせて回避することができ、か
くして従来に比して復調特性を向上し得る簡易な構成の
周波数変調信号復調回路及び通信端末装置を実現するこ
とができる。According to the second invention, the in-phase component obtained by quadrature detection of the frequency modulation signal by the quadrature detection circuit by the oversampling circuit and the in-phase component obtained by sampling the quadrature component at a predetermined sampling time, The quadrature component is over-sampled by inserting 0 data between the data of the in-phase component and the quadrature component, and the phase is rotated based on the in-phase component and the quadrature component oversampled by the oversampling circuit by the first phase rotation angle detection circuit. While detecting the angle, the second phase rotation angle detection circuit detects the phase rotation angle before a predetermined time based on the in-phase component and the quadrature component oversampled by the oversampling circuit, and the low-pass filter detects the first and second phases.
Phase rotation angle detection circuit detects unnecessary high-frequency components contained in the phase rotation angle and the phase rotation angle before a predetermined time, and the decimating circuit removes unnecessary high-frequency components with the low-pass filter. Only the data part of the phase rotation angle is extracted from the phase rotation angle before the time, and the oversampling is restored to the original, and the phase rotation angle at which the oversampling is restored by the decimating circuit by the subtraction circuit and the oversampling are restored to the original. The phase difference from the phase rotation angle before a predetermined time is obtained, and the instantaneous angular frequency obtained by multiplying the phase difference by the reciprocal value of the predetermined time by the multiplication circuit is band-limited through the filter circuit. Therefore, by demodulating a frequency-modulated signal without having a feedback system as in the past, the effect of fading etc. It is possible to avoid the deterioration of the tonal characteristics, and unnecessary unwanted high frequency components generated in the non-linear circuit such as the first and second phase rotation angle detection circuits are moved to the upper side of the frequency band by oversampling. After removing it through a low-pass filter, it is possible to avoid deterioration of demodulation characteristics due to unnecessary high-frequency components by returning the oversampling to the original, thus improving the demodulation characteristics as compared with the conventional method. It is possible to realize a frequency-modulated signal demodulation circuit and a communication terminal device having a simple configuration to be obtained.

【００８２】[0082]

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の一実施例によるＦＭ復調回路の構成を
示すブロツク図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an FM demodulation circuit according to an embodiment of the present invention.

【図２】第２実施例によるＦＭ復調回路の構成を示すブ
ロツク図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an FM demodulation circuit according to a second embodiment.

【図３】第３実施例によるＦＭ復調回路の構成を示すブ
ロツク図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an FM demodulation circuit according to a third embodiment.

【図４】第３実施例のＦＭ復調回路に設けられた内挿値
計算回路を示すブロツク図である。FIG. 4 is a block diagram showing an interpolation value calculation circuit provided in the FM demodulation circuit of the third embodiment.

【図５】第４実施例によるＦＭ復調回路の構成を示すブ
ロツク図である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an FM demodulation circuit according to a fourth embodiment.

【図６】第４実施例によるＦＭ復調回路の原理の説明に
供するスペクトル分布図である。FIG. 6 is a spectrum distribution diagram for explaining the principle of the FM demodulation circuit according to the fourth embodiment.

【図７】従来のＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路及びそ
の周辺回路を示すブロツク図である。FIG. 7 is a block diagram showing an FM demodulation circuit using a conventional PLL system and its peripheral circuits.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

５……直交検波回路、１０、１１……アナログデイジタ
ル変換器、１２、２０、３０、４０、６０……ＦＭ復調
回路、１３、１４……ＡＧＣ回路、１５……位相比較回
路、１６……ループフイルタ、１７……ＮＣＯ回路、１
８……バンドパスフイルタ、２１、２４、３６……遅延
型フリツプフロツプ、２２、２３、２６……乗算器、２
５……減算器、２７、４３……記憶素子、３１、４２…
…位相回転角検出回路、３４……微分回路、４１……内
挿値計算回路、６１……オーバーサンプリング回路、６
２……ローパスフイルタ、６３……デシメート回路。5 ... Quadrature detection circuit, 10, 11 ... Analog digital converter, 12, 20, 30, 40, 60 ... FM demodulation circuit, 13, 14 ... AGC circuit, 15 ... Phase comparison circuit, 16 ... Loop filter, 17 ... NCO circuit, 1
8 ... Band pass filter, 21, 24, 36 ... Delay type flip-flop, 22, 23, 26 ... Multiplier, 2
5 ... Subtractor, 27, 43 ... Storage element, 31, 42 ...
... Phase rotation angle detection circuit, 34 ... Differentiation circuit, 41 ... Interpolation value calculation circuit, 61 ... Oversampling circuit, 6
2 ... Low-pass filter, 63 ... Decimating circuit.

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−232701（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−166811（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−95602（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−22972（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−250817（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−77737（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−288504（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03D 3/00 - 3/06 H04L 27/22 Continuation of the front page (56) References JP 63-232701 (JP, A) JP 2-166811 (JP, A) JP 61-95602 (JP, A) JP 7-22972 (JP , A) JP 5-250817 (JP, A) JP 6-77737 (JP, A) JP 63-288504 (JP, A) (58) Fields investigated (Int.Cl. 7 , DB) Name) H03D 3/00-3/06 H04L 27/22

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】周波数変調信号を復調する周波数変調信号
復調回路において、 上記周波数変調信号を直交検波して得られる同相成分及
び直交成分を所定のサンプリング時間でサンプリングす
ることによりデイジタル化して出力する直交検波回路
と、上記直交検波回路から出力された上記同相成分及び直交
成分を当該同相成分及び直交成分のデータ間にそれぞれ
０データを挿入してオーバーサンプリングするオーバー
サンプリング回路と、 上記オーバーサンプリング回路から出力された上記オー
バーサンプリングした直交成分を当該オーバーサンプリ
ング回路から出力された上記オーバーサンプリングした
同相成分で除算して得られる除算結果を基に位相回転角
を検出する位相回転角検出回路と、 上記位相回転角検出回路によつて検出された上記位相回
転角に含まれる不要な高周波成分を除去するローパスフ
イルタと、 上記ローパスフイルタから出力された上記不要な高周波
成分を除去した位相回転角から上記オーバーサンプリン
グ回路で挿入した上記０データを除く位相回転角のデー
タ部分だけを抜き出すことによりオーバーサンプリング
を元に戻すデシメート回路と、 上記デシメート回路から出力された上記位相回転角を１
サンプリング時間分だけ遅延することにより当該１サン
プリング時間前の位相回転角を求める遅延回路と、 上記デシメート回路から出力された上記位相回転角と、
上記遅延回路から出力された上記１サンプリング時間前
の位相回転角との位相差を求める減算回路と、 上記減算回路によつて求めた位相差に上記１サンプリン
グ時間の逆数値を乗算することによつて瞬時角周波数を
求める乗算回路と、 上記乗算回路によつて求めた上記瞬時角周波数を帯域制
限するフイルタ回路とを具え、上記周波数変調信号を復
調するようにしたことを特徴とする周波数変調信号復調
回路。1. A frequency-modulated signal demodulation circuit for demodulating a frequency-modulated signal, wherein an in-phase component and a quadrature component obtained by quadrature detection of the frequency-modulated signal are sampled at a predetermined sampling time to be digitalized and output. The detection circuit, the in- phase component and the quadrature output from the quadrature detection circuit
Between the in-phase component and the quadrature component data
Oversampling by inserting 0 data
The sampling circuit and the above-mentioned output from the oversampling circuit
The oversampled quadrature-sampled orthogonal component
Output from the sampling circuit
Phase rotation angle based on the division result obtained by dividing by the in-phase component
And a phase rotation angle detection circuit for detecting the phase rotation angle detected by the phase rotation angle detection circuit .
A low-pass filter that removes unnecessary high-frequency components included in the turning angle
Filter and the unnecessary high frequency output from the low-pass filter.
From the phase rotation angle with the component removed,
Data of the phase rotation angle excluding the above 0 data inserted by the
Oversampling by extracting only the
And the phase rotation angle output from the decimating circuit to 1
By delaying the sampling time,
A delay circuit for obtaining the phase rotation angle before the pulling time, the phase rotation angle output from the decimating circuit,
One sampling time before the output from the delay circuit
Of the phase difference obtained by the subtraction circuit and the phase difference obtained by the subtraction circuit.
The instantaneous angular frequency by multiplying the reciprocal of the
Obtaining multiplier circuit and, on keno comprises a filter circuit for band-limiting the O connexion the instantaneous angular frequency obtained for calculation circuit, the frequency-modulated signal demodulation circuit, characterized in that so as to demodulate the frequency-modulated signal. 【請求項２】周波数変調信号を復調する周波数変調信号
復調回路において、 上記周波数変調信号を直交検波して得られる同相成分及
び直交成分を所定のサンプリング時間でサンプリングす
ることによりデイジタル化して出力する直交検波回路
と、上記直交検波回路から出力された上記同相成分及び直交
成分を当該同相成分及び直交成分のテータ間にそれぞれ
０データを挿入してオーバーサンプリングするオーバー
サンプリング回路と、 上記オーバーサンプリング回路から出力された上記オー
バーサンプリングした同相成分及び直交成分を基に位相
回転角を検出する第１の位相回転角検出回路と、 上記オーバーサンプリング回路から出力された上記オー
バーサンプリングした同相成分及び直交成分を基に所定
時間前の位相回転角を検出する第２の位相回転角検出回
路と、 上記第１及び第２の位相回転角検出回路によつて検出さ
れた上記位相回転角及び上記所定時間前の位相回転角に
それぞれ含まれる不要な高周波成分を除去するローパス
フイルタと、 上記ローパスフイルタから出力された上記不要な高周波
成分を除去した上記位相回転角及び上記所定時間前の位
相回転角からそれぞれ上記オーバーサンプリング回路で
挿入した上記０データを除く位相回転角のデータ部分だ
けを抜き出すことによりオーバーサンプリングを元に戻
すデシメート回路と、 上記デシメート回路から出力された上記オーバーサンプ
リングを元に戻した位相回転角と、当該オーバーサンプ
リングを元に戻した所定時間前の位相回転角との位相差
を求める減算回路と、 上記減算回路によつて求めた上記位相差に上記所定時間
の逆数値を乗算することによつて瞬時角周波数を求める
乗算回路と、 上記乗算回路によつて求めた上記瞬時角周波数を帯域制
限するフイルタ回路とを具え、上記周波数変調信号を復
調するようにしたことを特徴とする周波数変調信号復調
回路。2. A frequency-modulated signal demodulation circuit for demodulating a frequency-modulated signal, in which the in-phase component and the quadrature component obtained by quadrature detection of the frequency-modulated signal are sampled at a predetermined sampling time to be digitalized and output. The detection circuit, the in- phase component and the quadrature output from the quadrature detection circuit
The component between the in-phase component and the quadrature component
Oversampling by inserting 0 data
The sampling circuit and the above-mentioned output from the oversampling circuit
Phase based on in-phase and quadrature components sampled by bar sampling
A first phase rotation angle detection circuit for detecting a rotation angle, and the above-mentioned output from the oversampling circuit.
Predetermined based on in-phase and quadrature components sampled by bar sampling
Second phase rotation angle detection time for detecting the phase rotation angle before time
And the first and second phase rotation angle detection circuits.
To the phase rotation angle and the phase rotation angle before the predetermined time.
Low pass that removes unnecessary high frequency components contained in each
The filter and the unnecessary high frequency output from the low-pass filter.
The phase rotation angle after removing the component and the position before the predetermined time
From the phase rotation angle with the above oversampling circuit
This is the data part of the phase rotation angle excluding the inserted 0 data above.
Restores oversampling by extracting the case
Decimating circuit and the oversample output from the decimating circuit.
The phase rotation angle that returned the ring and the oversample
Phase difference from the phase rotation angle a predetermined time before the ring was returned to its original position
A subtraction circuit for calculating a multiplication circuit for obtaining a by connexion instantaneous angular frequency multiplying the reciprocal value of the predetermined time to the phase difference obtained connexion by the above subtraction circuit, the instantaneous determined connexion by the above multiplication circuit A frequency modulation signal demodulation circuit, comprising a filter circuit for band-limiting the angular frequency so as to demodulate the frequency modulation signal. 【請求項３】上記第２の位相回転角検出回路は、上記オーバーサンプリング回路から出力された上記オー
バーサンプリングした 同相成分及び直交成分を基に内挿
値計算することにより、１サンプリング時間よりも短い
微小時間前の上記位相回転角を検出することを特徴とす
る請求項２に記載の周波数変調信号復調回路。3. The second phase rotation angle detection circuit outputs the overcurrent output from the oversampling circuit.
By interpolated value calculating a bar sampled inphase and quadrature components based, frequency-modulated signal according to claim 2, characterized in that to detect the phase rotation angle before a short minute time than one sampling time Demodulation circuit. 【請求項４】受信した周波数変調信号を周波数変調信号
復調回路によつて復調する通信端末装置において、 上記周波数変調信号復調回路は、 上記周波数変調信号を直交検波して得られる同相成分及
び直交成分を所定のサンプリング時間でサンプリングす
ることによりデイジタル化して出力する直交検波回路
と、上記直交検波回路から出力された上記同相成分及び直交
成分を当該同相成分及び直交成分のテータ間にそれぞれ
０データを挿入してオーバーサンプリングするオーバー
サンプリング回路と、 上記オーバーサンプリング回路から出力された上記オー
バーサンプリングした直交成分を当該オーバーサンプリ
ング回路から出力された上記オーバーサンプリングした
同相成分で除算して得られる除算結果を基に位相回転角
を検出する位相回転角検出回路と、 上記位相回転角検出回路によつて検出された上記位相回
転角に含まれる不要な高周波成分を除去するローパスフ
イルタと、 上記ローパスフイルタから出力された上記不要な高周波
成分を除去した位相回転角から上記オーバーサンプリン
グ回路で挿入した上記０データを除く位相回転角のデー
タ部分だけを抜き出すことによりオーバーサンプリング
を元に戻すデシメート回路と、 上記デシメート回路から出力された上記位相回転角を１
サンプリング時間分だけ遅延することにより当該１サン
プリング時間前の位相回転角を求める遅延回路と、 上記デシメート回路から出力された上記位相回転角と、
上記遅延回路から出力された上記１サンプリング時間前
の位相回転角との位相差を求める減算回路と、 上記減算回路によつて求めた位相差に上記１サンプリン
グ時間の逆数値を乗算することによつて瞬時角周波数を
求める乗算回路と、 上記乗算回路によつて求めた上記瞬時角周波数を帯域制
限するフイルタ回路とを具えることを特徴とする通信端
末装置。4. A communication terminal device for demodulating a received frequency modulation signal by a frequency modulation signal demodulation circuit, wherein the frequency modulation signal demodulation circuit obtains an in-phase component and a quadrature component obtained by quadrature detection of the frequency modulation signal. A quadrature detection circuit that digitizes and outputs by sampling at a predetermined sampling time, and the in-phase component and quadrature output from the quadrature detection circuit.
The component between the in-phase component and the quadrature component
Oversampling by inserting 0 data
The sampling circuit and the above-mentioned output from the oversampling circuit
The oversampled quadrature-sampled orthogonal component
Output from the sampling circuit
Phase rotation angle based on the division result obtained by dividing by the in-phase component
And a phase rotation angle detection circuit for detecting the phase rotation angle detected by the phase rotation angle detection circuit .
A low-pass filter that removes unnecessary high-frequency components included in the turning angle
Filter and the unnecessary high frequency output from the low-pass filter.
From the phase rotation angle with the component removed,
Data of the phase rotation angle excluding the above 0 data inserted by the
Oversampling by extracting only the
And the phase rotation angle output from the decimating circuit to 1
By delaying the sampling time,
A delay circuit for obtaining the phase rotation angle before the pulling time, the phase rotation angle output from the decimating circuit,
One sampling time before the output from the delay circuit
Of the phase difference obtained by the subtraction circuit and the phase difference obtained by the subtraction circuit.
The instantaneous angular frequency by multiplying the reciprocal of the
A multiplying circuit for obtaining a communication terminal apparatus characterized by comprising a filter circuit for band-limiting the instantaneous angular frequency determined connexion by the upper keno calculation circuit. 【請求項５】受信した周波数変調信号を周波数変調信号
復調回路によつて復調する通信端末装置において、 上記周波数変調信号復調回路は、 上記周波数変調信号を直交検波して得られる同相成分及
び直交成分を所定のサンプリング時間でサンプリングす
ることによりデイジタル化して出力する直交検波回路
と、上記直交検波回路から出力された上記同相成分及び直交
成分を当該同相成分及び直交成分のテータ間にそれぞれ
０データを挿入してオーバーサンプリングするオーバー
サンプリング回路と、 上記オーバーサンプリング回路から出力された上記オー
バーサンプリングした同相成分及び直交成分を基に位相
回転角を検出する第１の位相回転角検出回路と、 上記オーバーサンプリング回路から出力された上記オー
バーサンプリングした同相成分及び直交成分を基に所定
時間前の位相回転角を検出する第２の位相回転角検出回
路と、 上記第１及び第２の位相回転角検出回路によつて検出さ
れた上記位相回転角及び上記所定時間前の位相回転角に
それぞれ含まれる不要な高周波成分を除去するローパス
フイルタと、 上記ローパスフイルタから出力された上記不要な高周波
成分を除去した上記位相回転角及び上記所定時間前の位
相回転角からそれぞれ上記オーバーサンプリング回路で
挿入した 上記０データを除く位相回転角のデータ部分だ
けを抜き出すことによりオーバーサンプリングを元に戻
すデシメート回路と、 上記デシメート回路から出力された上記オーバーサンプ
リングを元に戻した位相回転角と、当該オーバーサンプ
リングを元に戻した所定時間前の位相回転角との位相差
を求める減算回路と、 上記減算回路によつて求めた上記位相差に上記所定時間
の逆数値を乗算することによつて瞬時角周波数を求める
乗算回路と、 上記乗算回路によつて求めた上記瞬時角周波数を帯域制
限するフイルタ回路とを具えることを特徴とする通信端
末装置。5. A communication terminal device for demodulating a received frequency modulation signal by a frequency modulation signal demodulation circuit, wherein the frequency modulation signal demodulation circuit has an in-phase component and a quadrature component obtained by quadrature detection of the frequency modulation signal. A quadrature detection circuit that digitizes and outputs by sampling at a predetermined sampling time, and the in-phase component and quadrature output from the quadrature detection circuit.
The component between the in-phase component and the quadrature component
Oversampling by inserting 0 data
The sampling circuit and the above-mentioned output from the oversampling circuit
Phase based on in-phase and quadrature components sampled by bar sampling
A first phase rotation angle detection circuit for detecting a rotation angle, and the above-mentioned output from the oversampling circuit.
Predetermined based on in-phase and quadrature components sampled by bar sampling
Second phase rotation angle detection time for detecting the phase rotation angle before time
And the first and second phase rotation angle detection circuits.
To the phase rotation angle and the phase rotation angle before the predetermined time.
Low pass that removes unnecessary high frequency components contained in each
The filter and the unnecessary high frequency output from the low-pass filter.
The phase rotation angle after removing the component and the position before the predetermined time
From the phase rotation angle with the above oversampling circuit
This is the data part of the phase rotation angle excluding the inserted 0 data above.
Restores oversampling by extracting the case
Decimating circuit and the oversample output from the decimating circuit.
The phase rotation angle that returned the ring and the oversample
Phase difference from the phase rotation angle a predetermined time before the ring was returned to its original position
A subtraction circuit for calculating a multiplication circuit for obtaining a by connexion instantaneous angular frequency multiplying the reciprocal value of the predetermined time to the phase difference obtained connexion by the above subtraction circuit, the instantaneous determined connexion by the above multiplication circuit A communication terminal device comprising: a filter circuit for band-limiting the angular frequency.
JP11254095A 1995-04-13 1995-04-13 Frequency modulation signal demodulation circuit and communication terminal device Expired - Fee Related JP3508956B2 (en)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP11254095A JP3508956B2 (en) 1995-04-13 1995-04-13 Frequency modulation signal demodulation circuit and communication terminal device
US08/627,581 US5703527A (en) 1995-04-13 1996-04-04 Frequency modulated signal demodulator circuit and communication terminal equipment
KR1019960010926A KR100406224B1 (en) 1995-04-13 1996-04-12 Frequency modulation signaling inquiry and communication terminal equipment employing it
CN96108456A CN1088297C (en) 1995-04-13 1996-04-13 Frequency modulated signal demodulator circuit and communication terminal equipment

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP11254095A JP3508956B2 (en) 1995-04-13 1995-04-13 Frequency modulation signal demodulation circuit and communication terminal device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH08288746A JPH08288746A (en) 1996-11-01
JP3508956B2 true JP3508956B2 (en) 2004-03-22

Family

ID=14589210

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP11254095A Expired - Fee Related JP3508956B2 (en) 1995-04-13 1995-04-13 Frequency modulation signal demodulation circuit and communication terminal device

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5703527A (en)
JP (1) JP3508956B2 (en)
KR (1) KR100406224B1 (en)
CN (1) CN1088297C (en)

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3657377B2 (en) * 1996-12-27 2005-06-08 松下電器産業株式会社 Receiver circuit
US6031418A (en) * 1998-11-19 2000-02-29 Lockheed Martin Corporation Method and apparatus for demodulating digital frequency modulation (FM) signals
CA2284948C (en) * 1999-10-04 2003-12-09 Philsar Electronics Inc. Complex phase-locked loop demodulator for low-if and zero-if radio receivers
CA2292463C (en) * 1999-12-17 2005-04-12 Vtech Communications, Ltd. Digitally-implemented demodulator
US6693980B1 (en) * 2000-09-18 2004-02-17 Telasic Communications, Inc. Wideband fast-hopping receiver front-end and mixing method
US6847255B2 (en) * 2001-06-01 2005-01-25 Broadband Innovations, Inc. Zero IF complex quadrature frequency discriminator and FM demodulator
US20040167283A1 (en) * 2003-02-24 2004-08-26 Michael Vinciguerra Linear polyphosphonates that exhibit an advantageous combination of properties, and methods related thereto
JP2006025135A (en) * 2004-07-07 2006-01-26 Rohm Co Ltd Pulse-modulated signal demodulating circuit, photodetecting circuit provided with same, and electronic equipment
CN100367665C (en) * 2004-12-10 2008-02-06 清华大学 Locking-phase loop style orthogonal signal phase calibrator
US8369820B2 (en) * 2007-09-05 2013-02-05 General Instrument Corporation Frequency multiplier device
KR100913202B1 (en) * 2009-05-15 2009-08-24 엘아이지넥스원 주식회사 Phase change detection apparatus and method for demodulating fm signal
EP2278724A1 (en) * 2009-07-02 2011-01-26 Nanoscale Labs Communications system
JP5185233B2 (en) 2009-09-02 2013-04-17 株式会社東芝 Wireless communication device
EP3311492B1 (en) * 2015-06-16 2019-03-13 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Quadrature phase detector circuit, quadrature phase corrector, multi-antenna radio circuit, radio station and method
CN109768813B (en) * 2018-12-03 2021-03-19 东南大学 Wireless system for high-speed mobile interconnection
JP7455565B2 (en) * 2019-12-09 2024-03-26 三菱重工業株式会社 Signal processing device, signal processing method, and signal processing program
CN112671682A (en) * 2020-12-14 2021-04-16 天津光电通信技术有限公司 Integrated digital demodulation method and device

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4090145A (en) * 1969-03-24 1978-05-16 Webb Joseph A Digital quadrature demodulator
US4577157A (en) * 1983-12-12 1986-03-18 International Telephone And Telegraph Corporation Zero IF receiver AM/FM/PM demodulator using sampling techniques
US4755761A (en) * 1986-06-26 1988-07-05 General Electric Company Zero intermediate-frequency demodulator
FR2627648B1 (en) * 1988-02-19 1994-07-08 Kawas Kaleh Ghassan TRANSMISSION SYSTEM WITH MSK MODULATION AND DIFFERENTIALLY COHERENT DETECTION
GB2233535A (en) * 1989-06-30 1991-01-09 Philips Electronic Associated Radio receiver

Also Published As

Publication number Publication date
KR960039596A (en) 1996-11-25
KR100406224B1 (en) 2004-04-08
CN1148294A (en) 1997-04-23
JPH08288746A (en) 1996-11-01
CN1088297C (en) 2002-07-24
US5703527A (en) 1997-12-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3508956B2 (en) Frequency modulation signal demodulation circuit and communication terminal device
US5440268A (en) AFC circuit for QPSK demodulator
US5052050A (en) Direct conversion FM receiver
US5172070A (en) Apparatus for digitally demodulating a narrow band modulated signal
KR100780117B1 (en) Phase interpolation receiver for angle modulated rf signals
JP3317964B1 (en) Phase detection circuit and receiver
JPH0983588A (en) Demodulator modulation/demodulation system and demodulation method
JP3414633B2 (en) Frequency converter
JPH0583313A (en) Demodulation circuit
US4887280A (en) System for detecting the presence of a signal of a particular data rate
JP2002111760A (en) Digital down converter ! device and method for demodulating digital quadrature modulated signal
JP2728114B2 (en) FM modulation circuit
JP3144283B2 (en) Delay detector
JP3575883B2 (en) Digital demodulator
EP1693954A1 (en) Demodulation circuit for use in receiver using IF sampling scheme
JP3917919B2 (en) Quadrature demodulation error compensation method and circuit
JP3504071B2 (en) Direct conversion receiver
US7010063B2 (en) Receiver circuit and method of processing a received signal
JP2994836B2 (en) AFC circuit of demodulator
JP3029394B2 (en) FSK demodulator
JP3262608B2 (en) Impulse noise eliminator
KR100676568B1 (en) Timing extractor, timing extraction method and demodulator having the timing extractor
JP3383318B2 (en) Digital modulation wave demodulator
JP2765601B2 (en) Demodulation circuit
JP4098745B2 (en) Digital demodulator

Legal Events

Date Code Title Description
A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20031218

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080109

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090109

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100109

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100109

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110109

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110109

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120109

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130109

Year of fee payment: 9

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees