JP3500428B2 - アンテナ指向性制御装置 - Google Patents
アンテナ指向性制御装置Info
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- JP3500428B2 JP3500428B2 JP2001258835A JP2001258835A JP3500428B2 JP 3500428 B2 JP3500428 B2 JP 3500428B2 JP 2001258835 A JP2001258835 A JP 2001258835A JP 2001258835 A JP2001258835 A JP 2001258835A JP 3500428 B2 JP3500428 B2 JP 3500428B2
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- waves
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、マルチパス環境
下で最も品質のよい到来波にアレイ・アンテナ・ビーム
を指向制御する場合の通信品質の評価手法に関する。
下で最も品質のよい到来波にアレイ・アンテナ・ビーム
を指向制御する場合の通信品質の評価手法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、陸上移動通信では周辺の建物や地
形での反射、散乱、回折により多重伝搬（マルチパス）
が生じ、該多重伝搬環境下において、基地局にはいくつ
かの遅延波や反射波が到来し、多重波による干渉により
信号が劣化する。特に、高ビットレートの高速通信の場
合には干渉による影響が大きくなるので、これに対する
対策が重要である。
形での反射、散乱、回折により多重伝搬（マルチパス）
が生じ、該多重伝搬環境下において、基地局にはいくつ
かの遅延波や反射波が到来し、多重波による干渉により
信号が劣化する。特に、高ビットレートの高速通信の場
合には干渉による影響が大きくなるので、これに対する
対策が重要である。
【０００３】代表的なものとして、受信される信号波形
に関する情報を事前情報として用意するものである。Ｍ
ＭＳＥ（Minimum Mean Square Error ）は参照信号とア
レー合成出力の誤差を最小にするものであるが、受信信
号と参照信号のシンボルを同期させる等の作業が高い伝
送速度では負担となる。また、ＣＭＡ（Constant Modul
us Algorithm）は、受信信号が定包絡線であることを条
件とするので、適用できる変調方式が限られてしまう。
さらに、これらの手法には、送信時の周波数と受信時の
周波数が異なる場合、受信時に導出した各素子の重み係
数をそのまま送信時に用いることができないという欠点
がある。
に関する情報を事前情報として用意するものである。Ｍ
ＭＳＥ（Minimum Mean Square Error ）は参照信号とア
レー合成出力の誤差を最小にするものであるが、受信信
号と参照信号のシンボルを同期させる等の作業が高い伝
送速度では負担となる。また、ＣＭＡ（Constant Modul
us Algorithm）は、受信信号が定包絡線であることを条
件とするので、適用できる変調方式が限られてしまう。
さらに、これらの手法には、送信時の周波数と受信時の
周波数が異なる場合、受信時に導出した各素子の重み係
数をそのまま送信時に用いることができないという欠点
がある。
【０００４】２つ目は、事前情報として到来方向（以
下、ＤＯＡという。）を用いるビーム形成法である。フ
ェーズドアレーや拘束条件としてアレーの出力電力を最
小化するＤＣＭＰ（Directionally Constrained Minimi
zation of Power ）、ＬＣＭＶ（Linearly Constant Mi
nimum Variance）がそれに当たる。事前情報はＤＯＡの
みであるため、受信信号の波形に依存せず、多くの変調
方式に適用可能であり、さらにシンボル同期処理の必要
もないので高い伝送速度には有効である。送受信時の周
波数が異なる通信でも適用できる。ただし、ビーム形成
前に前情報として必要な信号のＤＯＡは、ＭＵＳＩＣ
（Multiple Signal Classification）、ＥＳＰＲＩＴ
（Estimation of Signal Parameters via Rotational I
nvariance Techniques）等のＤＯＡ推定技術を用いる必
要がある。
下、ＤＯＡという。）を用いるビーム形成法である。フ
ェーズドアレーや拘束条件としてアレーの出力電力を最
小化するＤＣＭＰ（Directionally Constrained Minimi
zation of Power ）、ＬＣＭＶ（Linearly Constant Mi
nimum Variance）がそれに当たる。事前情報はＤＯＡの
みであるため、受信信号の波形に依存せず、多くの変調
方式に適用可能であり、さらにシンボル同期処理の必要
もないので高い伝送速度には有効である。送受信時の周
波数が異なる通信でも適用できる。ただし、ビーム形成
前に前情報として必要な信号のＤＯＡは、ＭＵＳＩＣ
（Multiple Signal Classification）、ＥＳＰＲＩＴ
（Estimation of Signal Parameters via Rotational I
nvariance Techniques）等のＤＯＡ推定技術を用いる必
要がある。
【０００５】ＤＯＡに基づいたビーム形成法の場合、マ
ルチパスの多重波環境下において、どの到来波にビーム
を形成するか、すなわちアレーアンテナのビーム指向性
をどの到来波に向けたらよいかが問題となる。
ルチパスの多重波環境下において、どの到来波にビーム
を形成するか、すなわちアレーアンテナのビーム指向性
をどの到来波に向けたらよいかが問題となる。
【０００６】通常受信電力が大きい到来波ほど、高ＳＮ
比が期待できるため、受信電力最大の到来波にビーム形
成するのが一般的である。例えば、図２においては、端
末９から基地局アンテナ８に到達する直接波１１が反射
波１２より受信電力が大きいので、直接波１１にビーム
を向ければよい。しかし、例えば図１に示す如く、端末
２がビル陰に入っていて上記直接波がなく、反射波４，
５あるいは建物３等の回折波が多重受信されている場
合、これらの受信電力がほぼ同じであれば、ビームを受
信波４，５等のいずれに向けたら受信品質が最大かが不
明である。上記受信品質を判定するのにＢＥＲ（ビット
エラー レイト）をそれぞれの到来波について測定す
れば、受信品質は評価できる。
比が期待できるため、受信電力最大の到来波にビーム形
成するのが一般的である。例えば、図２においては、端
末９から基地局アンテナ８に到達する直接波１１が反射
波１２より受信電力が大きいので、直接波１１にビーム
を向ければよい。しかし、例えば図１に示す如く、端末
２がビル陰に入っていて上記直接波がなく、反射波４，
５あるいは建物３等の回折波が多重受信されている場
合、これらの受信電力がほぼ同じであれば、ビームを受
信波４，５等のいずれに向けたら受信品質が最大かが不
明である。上記受信品質を判定するのにＢＥＲ（ビット
エラー レイト）をそれぞれの到来波について測定す
れば、受信品質は評価できる。
【０００７】しかし、例えば携帯電話の基地局を想定す
ると、上記基地局１には複数の端末２から常時時分割で
受信信号があり、上記ビーム形成は各端末との送受信の
タイムスロット毎に切り替える必要があるが、このよう
な状況では上記ＢＥＲを測定する時間的余裕はないの
で、ＢＥＲ計測によりビームを形成する方法は事実上不
可能である。すなわち、リアルタイムの制御はできな
い。
ると、上記基地局１には複数の端末２から常時時分割で
受信信号があり、上記ビーム形成は各端末との送受信の
タイムスロット毎に切り替える必要があるが、このよう
な状況では上記ＢＥＲを測定する時間的余裕はないの
で、ＢＥＲ計測によりビームを形成する方法は事実上不
可能である。すなわち、リアルタイムの制御はできな
い。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本願発明は、マルチパ
スの多重波受信環境下で、高品質の到来波にリアルタイ
ムでビームを形成するための有効な方法及び装置を提供
することを目的とする。
スの多重波受信環境下で、高品質の到来波にリアルタイ
ムでビームを形成するための有効な方法及び装置を提供
することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決するため
に、本願発明の移動無線基地局アレーアンテナのビーム
形成方法または装置は、マルチパスによる多重波伝搬環
境において、各到来波の角度広がりを計測し、最も角度
広がりの小さい到来波にビームを形成し、他の到来波を
抑圧することを特徴とする。
に、本願発明の移動無線基地局アレーアンテナのビーム
形成方法または装置は、マルチパスによる多重波伝搬環
境において、各到来波の角度広がりを計測し、最も角度
広がりの小さい到来波にビームを形成し、他の到来波を
抑圧することを特徴とする。
【００１０】さらに、前記基地局が携帯電話の基地局で
あって、前記ビーム形成を基地局が各移動端末と接続す
るタイムスロット毎にリアルタイムで切り替えることを
特徴とする。
あって、前記ビーム形成を基地局が各移動端末と接続す
るタイムスロット毎にリアルタイムで切り替えることを
特徴とする。
【００１１】また、前記到来波の角度広がりを示すパラ
メータが、散乱波が散乱点を中心とする散乱円円周上の
散乱点から生じるものと想定した場合の散乱波の入射角
の分布とその強度分布から定まるパラメータであって、
最尤推定、最小２乗法によって求めることを特徴とす
る。なお、上記「分布」とは、統計で扱う分布ではな
く、多くの散乱波がアレーアンテナに入射する場合、中
心から広がりを持った角度で入射するという意味であ
り、その強度も乱数であり、多くの散乱波が入射した場
合の積算された結果がそのパラメータの値となる。
メータが、散乱波が散乱点を中心とする散乱円円周上の
散乱点から生じるものと想定した場合の散乱波の入射角
の分布とその強度分布から定まるパラメータであって、
最尤推定、最小２乗法によって求めることを特徴とす
る。なお、上記「分布」とは、統計で扱う分布ではな
く、多くの散乱波がアレーアンテナに入射する場合、中
心から広がりを持った角度で入射するという意味であ
り、その強度も乱数であり、多くの散乱波が入射した場
合の積算された結果がそのパラメータの値となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】本願発明をより詳細に説明するた
めに、添付の図面に従ってこれを説明する。なお、本文
中において文字の表記を以下の表１の通り置換えて表記
する。
めに、添付の図面に従ってこれを説明する。なお、本文
中において文字の表記を以下の表１の通り置換えて表記
する。
【００１３】
【表１】
【００１４】前述の如く、ＤＯＡに基づいたビーム形成
法の場合、マルチパスの多重波環境下において、どの到
来波にビームを形成するか、すなわちアレーアンテナの
ビーム指向性をどの到来波に向けたらよいかが問題とな
る。直接波が存在しない受信環境下でも、通常受信電力
が大きい到来波ほど高ＳＮ比が期待できるため、受信電
力最大の到来波にビーム形成するのが一般的である。し
かし、各到来波がビーム幅の範囲内で角度広がりを持っ
ている場合、角度広がりのために生じる信号波形の劣化
によるビット誤り率（ＢＥＲ）の増加は必ずしも受信電
力のみの評価では推定できない。
法の場合、マルチパスの多重波環境下において、どの到
来波にビームを形成するか、すなわちアレーアンテナの
ビーム指向性をどの到来波に向けたらよいかが問題とな
る。直接波が存在しない受信環境下でも、通常受信電力
が大きい到来波ほど高ＳＮ比が期待できるため、受信電
力最大の到来波にビーム形成するのが一般的である。し
かし、各到来波がビーム幅の範囲内で角度広がりを持っ
ている場合、角度広がりのために生じる信号波形の劣化
によるビット誤り率（ＢＥＲ）の増加は必ずしも受信電
力のみの評価では推定できない。
【００１５】例えば、図１において基地局１に受信され
る到来波５には建物による散乱６を受け、散乱波の各成
分は、反射位置により必ずしも同相ではなくある角度広
がりを持ったものとなる。また、ある場合は、基地局の
反射波の同一ビーム方向に建物３の回折波が重畳されて
いることもある。この場合は、到来方向の受信電力は大
きいが、２波重畳されており信号品質は非常に悪い。い
ずれにしても、角度広がりは到来波の時間差となり、こ
の角度広がりが大きければ大きいほど到来波の時間差が
大きくなるので符号間干渉が大きくなる。また、高速デ
ータ伝送であればあるほどビットの間隔は小さくなるの
でこの影響が大きくなり、ＢＥＲを劣化させることにな
る。
る到来波５には建物による散乱６を受け、散乱波の各成
分は、反射位置により必ずしも同相ではなくある角度広
がりを持ったものとなる。また、ある場合は、基地局の
反射波の同一ビーム方向に建物３の回折波が重畳されて
いることもある。この場合は、到来方向の受信電力は大
きいが、２波重畳されており信号品質は非常に悪い。い
ずれにしても、角度広がりは到来波の時間差となり、こ
の角度広がりが大きければ大きいほど到来波の時間差が
大きくなるので符号間干渉が大きくなる。また、高速デ
ータ伝送であればあるほどビットの間隔は小さくなるの
でこの影響が大きくなり、ＢＥＲを劣化させることにな
る。
【００１６】そこで、この発明では角度広がりが小さい
ほど信号波形の劣化の原因となる遅延成分が小さいと仮
定し、角度広がりが最小で波形劣化が最も少ないと推定
される到来波にビーム方向を向け、該到来波のみを選択
して受信する方法を提案するものである。
ほど信号波形の劣化の原因となる遅延成分が小さいと仮
定し、角度広がりが最小で波形劣化が最も少ないと推定
される到来波にビーム方向を向け、該到来波のみを選択
して受信する方法を提案するものである。
【００１７】図１に示すように、市街地における高い伝
送速度の見通し外通信を想定する。基地局アンテナは建
物の屋上に設置し、基地局への到来波は周辺散乱（Loca
l Scattering）等の影響により、それぞれ角度広がりを
持っているものとする。
送速度の見通し外通信を想定する。基地局アンテナは建
物の屋上に設置し、基地局への到来波は周辺散乱（Loca
l Scattering）等の影響により、それぞれ角度広がりを
持っているものとする。
【００１８】角度広がりを持った到来波の様々な伝搬モ
デルが提案されており、その一例が図２に示される。図
２は、基地局周辺での散乱のための角度広がりを持った
直接波、端末から離れた地点にある反射物周辺での散乱
（Distant Scattering）のための角度広がりを持った散
乱波の到来するモデルである。なお、本願発明は直接波
は存在せず、すべて反射波のみを想定しており、基地局
周辺での散乱は基地局アンテナ高が高いので影響は少な
いとしている。なお、直接波が存在する受信環境におい
ても、直接波は散乱波を有せず角度広がりも最も小さい
ものとなるので、この発明は直接波が存在する受信環境
にも適用可能である。
デルが提案されており、その一例が図２に示される。図
２は、基地局周辺での散乱のための角度広がりを持った
直接波、端末から離れた地点にある反射物周辺での散乱
（Distant Scattering）のための角度広がりを持った散
乱波の到来するモデルである。なお、本願発明は直接波
は存在せず、すべて反射波のみを想定しており、基地局
周辺での散乱は基地局アンテナ高が高いので影響は少な
いとしている。なお、直接波が存在する受信環境におい
ても、直接波は散乱波を有せず角度広がりも最も小さい
ものとなるので、この発明は直接波が存在する受信環境
にも適用可能である。
【００１９】以下、この発明の手法を説明する。図３に
反射物周辺での散乱を散乱円２０を用いてモデル化す
る。図３において、到来波の中心に主波２１が発生する
波源を設定し、この波源を中心とした半径ｒi の円周上
に（Ｎi −１）個の波源を一様に分布させる。すなわ
ち、合計Ｎi波の散乱波を発生させたことになる。基地
局における各散乱波のＤＯＡをそれぞれθi ＋〜θi ，
k （ｋ＝１，…，Ｎi ）、各散乱波の複素振幅をβi ，
k 、散乱円中心の主波の信号をｓi (t) 、θ方向のアレ
ー応答ベクトルをａ（θ）、散乱波中心を基準とした散
乱波の遅延時間差τi ，k とすると、基地局アレーアン
テナの入射信号ｙi (t) は、Ｎi 波の散乱波の和になる
ので、
反射物周辺での散乱を散乱円２０を用いてモデル化す
る。図３において、到来波の中心に主波２１が発生する
波源を設定し、この波源を中心とした半径ｒi の円周上
に（Ｎi −１）個の波源を一様に分布させる。すなわ
ち、合計Ｎi波の散乱波を発生させたことになる。基地
局における各散乱波のＤＯＡをそれぞれθi ＋〜θi ，
k （ｋ＝１，…，Ｎi ）、各散乱波の複素振幅をβi ，
k 、散乱円中心の主波の信号をｓi (t) 、θ方向のアレ
ー応答ベクトルをａ（θ）、散乱波中心を基準とした散
乱波の遅延時間差τi ，k とすると、基地局アレーアン
テナの入射信号ｙi (t) は、Ｎi 波の散乱波の和になる
ので、
【００２０】
【数１】
【００２１】と表せる。なお、ｎ(t) は各アレー素子の
観測雑音である。基地局に角度広がりを持ったｄ波の多
重波が到来する場合を図４に示す。到来波ｉの伝搬遅延
時間をτi とすると、基地局のアレーアンテナの入射信
号は、ｙi (t) 、…、ｙd (t) の和になるので、
観測雑音である。基地局に角度広がりを持ったｄ波の多
重波が到来する場合を図４に示す。到来波ｉの伝搬遅延
時間をτi とすると、基地局のアレーアンテナの入射信
号は、ｙi (t) 、…、ｙd (t) の和になるので、
【００２２】
【数２】
【００２３】となる。式（２）の右辺の１項目は雑音を
含まない項なので、これをｘ(t) とおくと、
含まない項なので、これをｘ(t) とおくと、
【００２４】
【数３】
【００２５】となる。τi ，k が十分小さいとき、搬送
周波数をｆc とおくと、
周波数をｆc とおくと、
【００２６】
【数４】
【００２７】と近似される。ここで新たに散乱波の複素
振幅を 外１ 、ｓi (t）＝ｓ（ｔ−
振幅を 外１ 、ｓi (t）＝ｓ（ｔ−
【００２８】
【外１】
【００２９】τi ）とおくと、
【００３０】
【数５】
【００３１】となる。式（５）を一次のテーラー展開で
近似すると、
近似すると、
【００３２】
【数６】
【００３３】
【数７】
【００３４】となる。ただし、ｄ（θ）＝∂ａ（θ）／
∂θ、
∂θ、
【００３５】
【数８】
【００３６】である。さらに、〜ｓi (t) ＝γi ｓi
(t) 、ρi ＝φi ／γi とおくと、
(t) 、ρi ＝φi ／γi とおくと、
【００３７】
【数９】
【００３８】となる。｜ρi ｜は到来波ｉの角度広がり
の度合いを表し、角度広がりが０に近づけば｜ρi ｜は
０に近づき、角度広がりが大きければ｜ρi ｜も大きく
なる。従って、｜ρi ｜は角度広がりを示すパラメータ
と考えられる。
の度合いを表し、角度広がりが０に近づけば｜ρi ｜は
０に近づき、角度広がりが大きければ｜ρi ｜も大きく
なる。従って、｜ρi ｜は角度広がりを示すパラメータ
と考えられる。
【００３９】以下、この発明では、角度広がりが小さい
到来波ほど信号劣化となる遅延成分が少ないと考え、上
記ρi が最小の到来波をビーム形成により空間的に他の
到来波と分離し、基地局での受信品質を改善する方法を
提案する。その手順は以下の通りである。 （１）ＭＵＳＩＣ，ＥＳＰＲＩＴ等のアルゴリズムを用
いて多重波の到来方向を推定する。（推定結果；＾θ1
、…、＾θd ） （２）＾θ1 、…、＾θd から到来する信号の角度広が
りパラメータを推定する。（推定結果；＾ρ1 、…、＾
ρd ） （３）推定結果より｜＾ρi ｜の最小値｜＾ρi min ｜
を探す。 （４）ＬＣＭＶ法を用いたアレービームの形成により、
角度広がりが最小の＾θmin 方向にビーム形成し、角度
広がりの大きい信号が到来する＾θi 方向にヌル形成す
る。
到来波ほど信号劣化となる遅延成分が少ないと考え、上
記ρi が最小の到来波をビーム形成により空間的に他の
到来波と分離し、基地局での受信品質を改善する方法を
提案する。その手順は以下の通りである。 （１）ＭＵＳＩＣ，ＥＳＰＲＩＴ等のアルゴリズムを用
いて多重波の到来方向を推定する。（推定結果；＾θ1
、…、＾θd ） （２）＾θ1 、…、＾θd から到来する信号の角度広が
りパラメータを推定する。（推定結果；＾ρ1 、…、＾
ρd ） （３）推定結果より｜＾ρi ｜の最小値｜＾ρi min ｜
を探す。 （４）ＬＣＭＶ法を用いたアレービームの形成により、
角度広がりが最小の＾θmin 方向にビーム形成し、角度
広がりの大きい信号が到来する＾θi 方向にヌル形成す
る。
【００４０】従来、このρi の推定法として、ＭＵＳＩ
Ｃ，ＮＳＦ（Noise Subspace Fitting ）を用いたもの
が提案されている。しかし、これらの手法は、固有値分
解が必要で演算が複雑となり、高い伝送速度には向かな
い。
Ｃ，ＮＳＦ（Noise Subspace Fitting ）を用いたもの
が提案されている。しかし、これらの手法は、固有値分
解が必要で演算が複雑となり、高い伝送速度には向かな
い。
【００４１】この発明においては、演算の高速化のため
ρi の推定に以下の最尤推定、最小２乗法を用いた推定
法を提案している。この手法によれば、逆行列演算でお
こない固有値分解は用いないので、演算の高速化が達成
できる。その手法は、以下のとおりである。 １．＾ρi の初期値として＾ρi ＝０を与える。 ２．＾ρi を用いて〜ｓi (t) を最尤推定する。（推定
結果：＾〜ｓ1 (t) 、−、＾〜ｓd (t) ） ３．＾〜ｓi (t) を用いて＾ρi を最小２乗法により推
定する。 ４．＾ρi が収束するまで、上記２，３を繰り返す。 以下、Ｎ素子直線アレーアンテナにおける送信信号〜ｓ
i (t) の最尤推定法、最小２乗法を用いたρi の推定法
について説明する。
ρi の推定に以下の最尤推定、最小２乗法を用いた推定
法を提案している。この手法によれば、逆行列演算でお
こない固有値分解は用いないので、演算の高速化が達成
できる。その手法は、以下のとおりである。 １．＾ρi の初期値として＾ρi ＝０を与える。 ２．＾ρi を用いて〜ｓi (t) を最尤推定する。（推定
結果：＾〜ｓ1 (t) 、−、＾〜ｓd (t) ） ３．＾〜ｓi (t) を用いて＾ρi を最小２乗法により推
定する。 ４．＾ρi が収束するまで、上記２，３を繰り返す。 以下、Ｎ素子直線アレーアンテナにおける送信信号〜ｓ
i (t) の最尤推定法、最小２乗法を用いたρi の推定法
について説明する。
【００４２】これらの詳細な計算式は以下のとおりであ
る。最尤推定法により、送信信号〜ｓ(t) を推定する。
る。最尤推定法により、送信信号〜ｓ(t) を推定する。
【００４３】
【数１０】
【００４４】と定義すると、式（１０）は、
【００４５】
【数１１】
【００４６】と表せる。時刻ｔにおける送信信号の最尤
推定値＾〜ｓ(t) は、以下のようになる。
推定値＾〜ｓ(t) は、以下のようになる。
【００４７】
【数１２】
【００４８】式（９）は、
【００４９】
【数１３】
【００５０】
【数１４】
【００５１】とおくと、ｘ(t) の推定値＾ｘ(t) は、
【００５２】
【数１５】
【００５３】
【数１６】
【００５４】と表せる。ここで、ｅは要素のすべて１の
ｄ行の列ベクトルである。＾ｘ(t) とアレー受信信号ｙ
(t) の２乗誤差の期待値は、
ｄ行の列ベクトルである。＾ｘ(t) とアレー受信信号ｙ
(t) の２乗誤差の期待値は、
【００５５】
【数１７】
【００５６】となる。これを評価関数として最小２乗法
によりρi を推定する。式（１７）に代入すると、
によりρi を推定する。式（１７）に代入すると、
【００５７】
【数１８】
【００５８】となる。ここで、
【００５９】
【数１９】
【００６０】である。Ｊはρの２次式なので、∂Ｊ／∂
ρ＝０を満たすρが評価関数を最小化する∂Ｊ／∂ρ＝
０を代入すると、
ρ＝０を満たすρが評価関数を最小化する∂Ｊ／∂ρ＝
０を代入すると、
【００６１】
【数２０】
【００６２】となる。ここで
【００６３】
【数２１】
【００６４】Ｂは要素すべてが１のＮ×Ｎ行列であり、
外２ は行列の要素同士の掛け算を
外２ は行列の要素同士の掛け算を
【００６５】
【外２】
【００６６】表す演算子である。Ｒは＾〜ｓ1 (t) 、…
＾〜ｓd ( t ) の相関行列である。式（２０）より、ρ
の推定値＾ρが以下のように求まる。
＾〜ｓd ( t ) の相関行列である。式（２０）より、ρ
の推定値＾ρが以下のように求まる。
【００６７】
【数２２】
【００６８】次に、ビーム形成方法の一例を説明する。
＾ρi を比較することにより得られたＤＯＡである＾θ
min にビームを形成し、残りのＤＯＡである＾θi は干
渉波として抑圧する。到来方向の応答を拘束条件とし
て、ビーム形成、ヌル形成が可能なＬＣＭＶ法を用い
る。なお、ＬＣＭＶ法は公知である。（「適応フィルタ
理論」参照。Haykin著、科学技術出版、２００１年１月
１０日発行。））以下に重み係数の導出式を示す。
＾ρi を比較することにより得られたＤＯＡである＾θ
min にビームを形成し、残りのＤＯＡである＾θi は干
渉波として抑圧する。到来方向の応答を拘束条件とし
て、ビーム形成、ヌル形成が可能なＬＣＭＶ法を用い
る。なお、ＬＣＭＶ法は公知である。（「適応フィルタ
理論」参照。Haykin著、科学技術出版、２００１年１月
１０日発行。））以下に重み係数の導出式を示す。
【００６９】
【数２３】
【００７０】なお、
【００７１】
【数２４】
【００７２】は、アレー入力信号の相関行列、ｃ，ｆ
は、それぞれ拘束条件を与える方向を表す行列、その方
向の応答を表すベクトルである。＾θにビーム形成する
ので、拘束条件として
は、それぞれ拘束条件を与える方向を表す行列、その方
向の応答を表すベクトルである。＾θにビーム形成する
ので、拘束条件として
【００７３】
【数２５】
【００７４】には、ヌルを形成するので、
【００７５】
【数２６】
【００７６】を与える。従って、
【００７７】
【数２７】
【００７８】を代入する。最後に、以上の本願発明の手
法によるビーム形成の有効性をシミュレーションによっ
て示す。
法によるビーム形成の有効性をシミュレーションによっ
て示す。
【００７９】すなわち、角度広がりのパラメータとして
｜ρi ｜を用い、該｜ρi ｜が通話品質を示すものと想
定しているが、前述のようにこのパラメータ｜ρi ｜
は、図３の如く、到来波の中心に主波２１が発生する波
源を設定し、この波源を中心とした半径ｒi の円周上に
（Ｎi −１）個の波源を一様に分布させた、すなわち、
合計Ｎi 波の散乱波を発生させたモデルに基づくもので
ある。実際の散乱波はこのようにきれいな散乱をするも
のではないので、これを実際の散乱波に用いた場合、果
たしてこのパラメータ｜ρi ｜の大小が通話品質と相関
があるかどうかを検証しておく必要がある。なお、受信
信号の信号品質はＢＥＲで評価する。この時のシミュレ
ーション諸元を表２に示す。
｜ρi ｜を用い、該｜ρi ｜が通話品質を示すものと想
定しているが、前述のようにこのパラメータ｜ρi ｜
は、図３の如く、到来波の中心に主波２１が発生する波
源を設定し、この波源を中心とした半径ｒi の円周上に
（Ｎi −１）個の波源を一様に分布させた、すなわち、
合計Ｎi 波の散乱波を発生させたモデルに基づくもので
ある。実際の散乱波はこのようにきれいな散乱をするも
のではないので、これを実際の散乱波に用いた場合、果
たしてこのパラメータ｜ρi ｜の大小が通話品質と相関
があるかどうかを検証しておく必要がある。なお、受信
信号の信号品質はＢＥＲで評価する。この時のシミュレ
ーション諸元を表２に示す。
【００８０】
【表２】
【００８１】散乱波ｋ（ｋ≠１）の複素振幅αi,k は、
振幅ｂi,k 、位相δi,k とおくと、外３ とする。ＤＯ
Ａは既知として、＾θi ＝θi （ｉ＝１，…，ｄ）とす
る
振幅ｂi,k 、位相δi,k とおくと、外３ とする。ＤＯ
Ａは既知として、＾θi ＝θi （ｉ＝１，…，ｄ）とす
る
【００８２】
【外３】
【００８３】。ｙ(t) は、定常信号なので、式（２２）
の期待値には有限個のサンプルの平均値を用いる。最初
に到来波の広がりと｜ρi ｜（真値）と｜＾ρi ｜（推
定値）、受信時のＢＥＲの関係を調べる。
の期待値には有限個のサンプルの平均値を用いる。最初
に到来波の広がりと｜ρi ｜（真値）と｜＾ρi ｜（推
定値）、受信時のＢＥＲの関係を調べる。
【００８４】端末から送信された１００ｂｉｔのデータ
を基地局で受信する動作を１００回施行した場合のｒi
に対する平均値｜ρi ｜、平均｜＾ρi ｜、平均値ＢＥ
Ｒをシミュレーションにより求めた。その結果を図５，
図６に示す。図５，図６より、散乱波半径ｒi を大きく
すると、｜ρi ｜も大きくなり、ＢＥＲも劣化してい
る。すなわち、散乱波の半径ｒi が大きくなると通信品
質が劣化し、該劣化は｜ρi ｜をモニターすることによ
り評価できることが理解できる。 （イ）シミュレーションの例（２波入射の場合） ２波到来の場合について、シミュレーションを行ったも
のの結果を図７〜図９に示す。到来波１，２はθ1 ＝−
３０°、θ2 ＝３０°から到来し、到来波１の散乱円半
径をｒ1 を０m から１．５m に変化させ、到来波２の散
乱円半径をｒ2を０．５m に固定する。到来波遅延時間
差はシンボル周期をＴs とすると、ｒ2−ｒ1 ＝０．５
Ｔs とする。この発明の手法によりＬＣＭＶ法を用いて
形成した指向性パターンを図９に示す。図７，図８によ
り、到来波１については１波の場合と同様、散乱半径ｒ
1 を増加させると、| ρi|、| ＾ρi|、ＢＥＲは増加し
ている。到来波２は散乱半径ｒi ＝０．５ｍで固定され
ているので｜ρi ｜、｜＾ρi ｜、ＢＥＲの変化は少な
い。
を基地局で受信する動作を１００回施行した場合のｒi
に対する平均値｜ρi ｜、平均｜＾ρi ｜、平均値ＢＥ
Ｒをシミュレーションにより求めた。その結果を図５，
図６に示す。図５，図６より、散乱波半径ｒi を大きく
すると、｜ρi ｜も大きくなり、ＢＥＲも劣化してい
る。すなわち、散乱波の半径ｒi が大きくなると通信品
質が劣化し、該劣化は｜ρi ｜をモニターすることによ
り評価できることが理解できる。 （イ）シミュレーションの例（２波入射の場合） ２波到来の場合について、シミュレーションを行ったも
のの結果を図７〜図９に示す。到来波１，２はθ1 ＝−
３０°、θ2 ＝３０°から到来し、到来波１の散乱円半
径をｒ1 を０m から１．５m に変化させ、到来波２の散
乱円半径をｒ2を０．５m に固定する。到来波遅延時間
差はシンボル周期をＴs とすると、ｒ2−ｒ1 ＝０．５
Ｔs とする。この発明の手法によりＬＣＭＶ法を用いて
形成した指向性パターンを図９に示す。図７，図８によ
り、到来波１については１波の場合と同様、散乱半径ｒ
1 を増加させると、| ρi|、| ＾ρi|、ＢＥＲは増加し
ている。到来波２は散乱半径ｒi ＝０．５ｍで固定され
ているので｜ρi ｜、｜＾ρi ｜、ＢＥＲの変化は少な
い。
【００８５】注目する点は、ｒi ＝０．５ｍで散乱波の
半径ｒ1 、ｒ2 の大小関係が入れ替わるので、｜ρi ｜
の大小関係、ＢＥＲの大小関係も入れ替わっている点で
ある。すなわち、｜ρi ｜の小さい到来波方向にビーム
を形成すれば、より小さいＢＥＲの受信をすることがで
きることが分かる。図９は、到来波１方向にビーム形成
し、到来波２方向にビームがヌルとなり、到来波２が抑
圧されている例を示す。図８により、ｒ1 ＝１．０ｍの
θ1 方向にビーム形成した場合と無指向性アンテナ単体
の場合の結果が示されており、ビーム形成した方がＢＥ
Ｒが改善されていることが分かる。 （ロ）シミュレーションの例（３波入射の場合） ３波到来の場合について、同様にシミュレーションを行
ったものの結果を図１０〜図１１に示す。到来波１，
２，３はθ1 ＝０°、θ2 ＝−３０°、θ3 ＝３０°か
ら到来し、到来波１の散乱円半径をｒ1 を０ｍから１．
５ｍに変化させ、到来波２，３の散乱円半径をｒ2 ＝
０．５ｍ、ｒ3 ＝１．５ｍに固定する。到来波遅延時間
差はシンボル周期をＴs とすると、ｒ2 −ｒ1 ＝ｒ3 −
ｒ1 ＝０．５Ｔs とする。この発明の手法によりＬＣＭ
Ｖ法を用いて形成した指向性パターンを図１０，図１１
に示す。
半径ｒ1 、ｒ2 の大小関係が入れ替わるので、｜ρi ｜
の大小関係、ＢＥＲの大小関係も入れ替わっている点で
ある。すなわち、｜ρi ｜の小さい到来波方向にビーム
を形成すれば、より小さいＢＥＲの受信をすることがで
きることが分かる。図９は、到来波１方向にビーム形成
し、到来波２方向にビームがヌルとなり、到来波２が抑
圧されている例を示す。図８により、ｒ1 ＝１．０ｍの
θ1 方向にビーム形成した場合と無指向性アンテナ単体
の場合の結果が示されており、ビーム形成した方がＢＥ
Ｒが改善されていることが分かる。 （ロ）シミュレーションの例（３波入射の場合） ３波到来の場合について、同様にシミュレーションを行
ったものの結果を図１０〜図１１に示す。到来波１，
２，３はθ1 ＝０°、θ2 ＝−３０°、θ3 ＝３０°か
ら到来し、到来波１の散乱円半径をｒ1 を０ｍから１．
５ｍに変化させ、到来波２，３の散乱円半径をｒ2 ＝
０．５ｍ、ｒ3 ＝１．５ｍに固定する。到来波遅延時間
差はシンボル周期をＴs とすると、ｒ2 −ｒ1 ＝ｒ3 −
ｒ1 ＝０．５Ｔs とする。この発明の手法によりＬＣＭ
Ｖ法を用いて形成した指向性パターンを図１０，図１１
に示す。
【００８６】図１０，図１１により、２波の場合と同
様、３波でも｜ρi ｜が小さい到来波方向にビーム形成
すればＢＥＲが改善できることが分かる。なお、この発
明のビーム形成方法を携帯電話の基地局に応用する場
合、タイムスロット毎に各携帯電話向けにビームの方向
を制御する必要がある。この発明のビーム形成方法は従
来より高速処理が可能にはなったが、短時間のタイムス
ロット毎にビーム形成の計算をすることは難しい。
様、３波でも｜ρi ｜が小さい到来波方向にビーム形成
すればＢＥＲが改善できることが分かる。なお、この発
明のビーム形成方法を携帯電話の基地局に応用する場
合、タイムスロット毎に各携帯電話向けにビームの方向
を制御する必要がある。この発明のビーム形成方法は従
来より高速処理が可能にはなったが、短時間のタイムス
ロット毎にビーム形成の計算をすることは難しい。
【００８７】しかし、自動車等で急速に移動している環
境下は別として、通常の携帯電話の通話状況は殆ど移動
していない状態なので複数のタイムスロット間に到来方
向の変化がない状態となる。この場合、実質的に到来方
向は既知と扱えるので、各タイムスロットの最初のトレ
ーニング信号を用いることにより本発明の手法を用いた
リアルタイムでのビーム形成が可能である。
境下は別として、通常の携帯電話の通話状況は殆ど移動
していない状態なので複数のタイムスロット間に到来方
向の変化がない状態となる。この場合、実質的に到来方
向は既知と扱えるので、各タイムスロットの最初のトレ
ーニング信号を用いることにより本発明の手法を用いた
リアルタイムでのビーム形成が可能である。
【００８８】
【発明の効果】以上述べたように、本願発明のビーム形
成方法によれば、マルチパスの多重波受信環境下で、高
品質の到来波にリアルタイムでビームを形成することが
できるという顕著な効果を奏する。
成方法によれば、マルチパスの多重波受信環境下で、高
品質の到来波にリアルタイムでビームを形成することが
できるという顕著な効果を奏する。
【００８９】このことにより、直接波が存在しないよう
なマルチパスによる受信状態においても、どの到来波に
ビームを合わせたら最も通信品質がよいが瞬時に制御で
き、さらに、このことにより通信の信頼性や通信可能地
域の拡大、あるいは通信容量の増大といった通信の基本
的な効果にも寄与することができる。
なマルチパスによる受信状態においても、どの到来波に
ビームを合わせたら最も通信品質がよいが瞬時に制御で
き、さらに、このことにより通信の信頼性や通信可能地
域の拡大、あるいは通信容量の増大といった通信の基本
的な効果にも寄与することができる。
【図１】角度広がりをもった多重波環境の模式図であ
る。
る。
【図２】図１の伝搬モデルを示す図である。
【図３】本発明に用いる散乱波モデルを示す図である。
【図４】多重波の場合の散乱波モデルを示す図である。
【図５】散乱円の半径を変えたときの角度広がりのパラ
メータの変化を示す図である。
メータの変化を示す図である。
【図６】散乱円の半径を変えたときのＢＥＲの変化を示
す図である。
す図である。
【図７】２波到来時の本願発明のビーム形成法を用いた
場合の角度広がりのパラメータの変化のシミュレーショ
ン計算結果を示す図である。
場合の角度広がりのパラメータの変化のシミュレーショ
ン計算結果を示す図である。
【図８】２波到来時の本願発明のビーム形成法を用いた
場合のＢＥＲの変化のシミュレーション計算結果を示す
図である。
場合のＢＥＲの変化のシミュレーション計算結果を示す
図である。
【図９】２波到来時の本願発明のビーム形成法を用いた
場合の指向性特性の例を示す図である。
場合の指向性特性の例を示す図である。
【図１０】３波到来時の本願発明のビーム形成法を用い
た場合の角度広がりのパラメータの変化のシミュレーシ
ョン計算結果を示す図である。
た場合の角度広がりのパラメータの変化のシミュレーシ
ョン計算結果を示す図である。
【図１１】３波到来時の本願発明のビーム形成法を用い
た場合のＢＥＲの変化のシミュレーション計算結果を示
す図である。
た場合のＢＥＲの変化のシミュレーション計算結果を示
す図である。
１ 基地局
２ 端末
３ 建物
４，５ 到来波
６，７ 散乱点
１１ 直接波
１２ 反射波
２１ 散乱点
２２ 散乱円
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
特許法第30条第１項適用申請有り 電子情報通信学会技
術研究報告，信学技報Ｖｏｌ．100，Ｎｏ．659，ＡＰ
2000−201〜221，ｐｐ85〜90に発表
特許法第30条第１項適用申請有り 電子情報通信学会技
術研究報告，信学技報Ｖｏｌ．100，Ｎｏ．662，ＲＣＳ
2000−201〜221，ｐｐ85〜90に発表
特許法第30条第１項適用申請有り 電子情報通信学会技
術研究報告，信学技報Ｖｏｌ．100，Ｎｏ．665，ＭＷ
2000−192〜212，ｐｐ85〜90に発表
(56)参考文献 特開 平５−41607（ＪＰ，Ａ)
特開2002−16534（ＪＰ，Ａ)
特開 平11−298388（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−202036（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 7/24 - 7/26
H04Q 7/00 - 7/38
Claims (6)
- 【請求項１】マルチパスによる多重波伝搬環境におい
て、各到来波の角度広がりを計測し、最も角度広がりの
小さい到来波にビームを形成し、他の到来波を抑圧する
ことを特徴とする移動無線基地局アレーアンテナの指向
性制御装置。 - 【請求項２】前記基地局が携帯電話の基地局であって、
前記ビーム形成を基地局が各移動端末と接続するタイム
スロット毎にリアルタイムで切り替えることを特徴とす
る前記請求項１記載の移動無線基地局アレーアンテナの
指向性制御装置。 - 【請求項３】前記到来波の角度広がりを示すパラメータ
が、散乱波が散乱点を中心とする散乱円円周上の散乱点
から生じるものと想定した場合の散乱波の入射角の分布
とその強度分布から定まるパラメータであって、最尤推
定、最小２乗法によって求めることを特徴とする前記請
求項１または２記載の移動無線基地局アレーアンテナの
指向性制御装置。 - 【請求項４】マルチパスによる多重波伝搬環境におい
て、各到来波の角度広がりを計測し、最も角度広がりの
小さい到来波にビームを形成し、他の到来波を抑圧する
ことを特徴とする移動無線基地局アレーアンテナの指向
性制御方法。 - 【請求項５】前記基地局が携帯電話の基地局であって、
前記ビーム形成を基地局が各移動端末と接続するタイム
スロット毎にリアルタイムで切り替えることを特徴とす
る前記請求項１記載の移動無線基地局アレーアンテナの
指向性制御方法。 - 【請求項６】前記到来波の角度広がりを示すパラメータ
が、散乱波が散乱点を中心とする散乱円円周上の散乱点
から生じるものと想定した場合の、散乱波の入射角の分
布とその強度分布から定まるパラメータであって、最尤
推定、最小２乗法によって求めることを特徴とする前記
請求項４または５記載の移動無線基地局アレーアンテナ
の指向性制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001258835A JP3500428B2 (ja) | 2001-08-28 | 2001-08-28 | アンテナ指向性制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001258835A JP3500428B2 (ja) | 2001-08-28 | 2001-08-28 | アンテナ指向性制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003069481A JP2003069481A (ja) | 2003-03-07 |
| JP3500428B2 true JP3500428B2 (ja) | 2004-02-23 |
Family
ID=19086289
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001258835A Expired - Lifetime JP3500428B2 (ja) | 2001-08-28 | 2001-08-28 | アンテナ指向性制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3500428B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4633667B2 (ja) * | 2006-03-31 | 2011-02-16 | Ｋｄｄｉ株式会社 | アレーアンテナ送信装置 |
| WO2008078470A1 (ja) | 2006-12-26 | 2008-07-03 | Nec Corporation | 受信電界強度推定装置および受信電界強度推定プログラム |
| JP5667742B2 (ja) * | 2008-07-22 | 2015-02-12 | 株式会社Ｎｔｔドコモ | アンテナ測定システム及び方法 |
| KR101105064B1 (ko) | 2009-07-29 | 2012-01-13 | 주식회사 케이티 | 도미넌트 경로를 이용한 ｎｌｏｓ 지역에 대한 안테나 최적화 방법 |
-
2001
- 2001-08-28 JP JP2001258835A patent/JP3500428B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003069481A (ja) | 2003-03-07 |
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