JP3451598B2 - コード位相捕捉回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
されている受信信号に対するコード位相同期を確立及び
維持するコード位相同期ループとともに用いられ、受信
信号に係るＰＮコードの位相を捕捉するコード位相捕捉
回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＧＰＳ（Global Positioning System）
に代表されるＧＮＳＳ（Global Navigation Satelite S
ystem）、は車両、船舶、航空機などの移動体や野外活
動している人間の位置、速度を知るために近年広く利用
されているシステムである。ＧＮＳＳは、一般に、地球
周回軌道上にある所定個数の測位衛星から構成される宇
宙部分、地球上の移動体に搭載され又は人間に携帯され
る衛星測位装置、及びシステムの運用を管理する制御部
分から構成される。

【０００３】測位衛星は、測位衛星の軌道や送信時刻を
示す航法データを疑似雑音（ＰＮ）コードにてスペクト
ラム拡散されている信号を地球上に送信する。衛星測位
装置は、測位衛星から受信した信号を、測位衛星にてス
ペクトラム拡散に使用したＰＮコードと同一のＰＮコー
ドを受信機内で発生させてスペクトラム逆拡散させるこ
とにより、航法データを復調し、所定個数以上の測位衛
星から航法データを収集し、その結果に基づき自己の位
置、移動速度、時刻などを求める。

【０００４】図７は、従来の、ＧＰＳにおける衛星測位
装置の構成を示す図であり、空中線１０、周波数変換部
２０、Ａ／Ｄ変換部３０、信号処理部４０、制御演算部
５０及び出力部６０から構成される。

【０００５】同図において、測位衛星から送信された衛
星信号を空中線１０により受信し、周波数変換部２０に
より周波数変換及び信号増幅の処理を施し、中間周波数
信号を得る。この中間周波数信号をＡ／Ｄ変換部３０に
より所定のサンプリング周波数でサンプリングし、量子
化して、ディジタル信号に変換する。このディジタル信
号を信号処理部４０に供給する。

【０００６】信号処理部４０は、航法データを収集する
衛星の数Ｎに応じたＮ個の受信チャネル４３ー１ないし
４３ーｎを有している。この各受信チャネル４３ー１な
いし４３ーｎは、キャリア比較部４４、コード比較部４
５、積算部４６から構成され、受信信号と逆拡散用ＰＮ
コード間の相関値が所定水準を上回り続けるように、衛
星信号の拡散用ＰＮコードと同一内容を有する逆拡散用
ＰＮコードの位相、周波数を逐次可変設定することで、
送信の際拡散用ＰＮコードを用いてスペクトラム拡散さ
れている衛星信号に対する逆拡散用ＰＮコードとの位相
同期を維持することにより、ディジタル信号に変換され
た衛星信号から、それぞれ衛星からの航法データを復調
する。

【０００７】各受信チャネル４３ー１ないし４３ーｎ
は、現在可視状態にある測位衛星の内、制御演算部５０
により測位演算用に選択されたものの内の一つからの受
信信号に対しキャリア同期及びコード同期を確立し更に
維持するように、制御演算部５０によって制御される。
各受信チャネル４３ー１ないし４３ーｎは、キャリア同
期及びコード同期が確立かつ維持されている状態では、
その測位衛星から得た航法データを制御演算部５０に供
給する。

【０００８】制御演算部５０は、各受信チャネル４３−
１ないし４３−ｎから得た航法データに基づき、測位衛
星までの距離（誤差を含むため擬似距離と呼ばれる）や
その衛星測位装置の位置を求め、更に、キャリア同期制
御の際に得られるドプラシフトに関する情報に基づき衛
星測位装置の移動速度（利用者速度）を求める。

【０００９】出力部６０は、この測位演算にて得られる
利用者位置や移動速度を、映像や音声などの形態で出力
する。

【００１０】衛星信号に重畳されているＰＮコードの初
期位相は、多くの場合には制御演算部５０により指定さ
れた位相値からスキャンしていき、捕捉しているが、こ
の初期位相の捕捉に時間を要していた。そこで、図７の
例では、初期捕捉のために、キャリア比較部４４と初期
捕捉部４２とを、各受信チャネル４３ー１ないし４３ー
ｎ以外に専用に設け、衛星信号に重畳されているＰＮコ
ードの初期位相の捕捉時間を短縮している。

【００１１】キャリア比較部４４は、入力されたディジ
タル信号と、制御演算部５０からのキャリア同期用信号
とが比較され、キャリア同期を確立し、ベースバンドの
受信信号として、初期捕捉部４２に供給する。

【００１２】初期捕捉部４２では、ＰＮコード１周期に
相当する１０２３チップ（chip）のＰＮ信号を適切な分
解能、例えば０．５chip毎のＰＮコード列２０４６ビッ
ト（bit）に相当する時間区間の受信信号と同時に相関
をとり、各相関値を積算し最大値が得られた場合を、受
信したＰＮコードの初期位相として特定する。

【００１３】そして、各受信チャネル４３ー１ないし４
３ーｎには、初期捕捉部４２で得られた初期位相が制御
演算部５０を介して設定される。この後、初期位相が設
定された各受信チャネル４３ー１ないし４３ーｎはＰＮ
コード位相の誤差が抑圧されるようにキャリア比較部４
４、コード比較部４５、積算部４６、制御演算部５０か
らなるキャリア同期ループ、コード位相同期ループを保
持する制御状態すなわち追尾状態になる。

【００１４】この図７の例においては、コード位相同期
確立に用いる初期捕捉部４２の回路規模が大きくなるこ
とが、問題となる。受信信号の拡散用ＰＮコードと、初
期捕捉部４２内の逆拡散用ＰＮコードの相関を得るため
には、少なくともＰＮコード１周期に相当する１０２３
bitの全ビットの相関値を得なければならない。

【００１５】衛星信号をＡ／Ｄ変換器３０でディジタル
データに変換する際のサンプリング周波数ｆｓ、量子化
数、所望するＰＮコード位相測定の分解能により、その
演算量は下式に示すように、比例関係にあり、初期捕捉
部４２の初期捕捉精度を向上しようとすると、そのため
の演算量は比例して増大することになる。また、サンプ
リング周波数を低減させた場合には、初期捕捉部４２に
おける初期コード位相が確定した後の、各受信チャネル
４３ー１ないし４３ーｎのコード位相追尾性能が劣化し
てしまう。 [演算量＝１０２３chip×ｆｓ／ｆｐｎ×量子化数] なお、ｆｐｎは、ＰＮコード周波数（すなわち、ＰＮコ
ードチップレート）である。

【００１６】この例の初期捕捉部４２の構成の一例を図
８に示す。また、初期捕捉部４２の構成要素である相関
器の例を図９に示す。

【００１７】図８の初期捕捉部４２において、受信信号
がシフトレジスタ４２ａに周波数ｆｓのサンプリングク
ロックで順次入力され、シフトとされていく。また逆拡
散ＰＮコード発生部４２ｂは制御演算部５０からの制御
信号を受けて逆拡散ＰＮコードを発生し、この逆拡散Ｐ
Ｎコード１周期分を０．５chipに分割して、２０４６bi
tとして並列出力する。相関器４２ｃは、２０４６個の
０．５chip相関器４２ｃ−１ないし４２ｃ−２０４６で
構成され、各０．５chip相関器はシフトレジスタ４２ａ
の各８bitと逆拡散ＰＮコード発生部４２ｂからの各１b
itが入力され、各８bitの相関結果が出力される。各
０．５chip相関器は、図９に示されているように、受信
信号としてＰＮコード０．５chip当たり８サンプルが８
bitで供給され、一方逆拡散用ＰＮコードの２０４６bit
のうちの１bitが供給され、それぞれ１bit相関器で相関
がとられて、その結果が０．５chip当たりの相関値とし
て、８bitで出力される。

【００１８】従って、相関器４２ｃの２０４６個の０．
５chip相関器４２ｃ−１ないし４２ｃ−２０４６から
は、それぞれ８bitの相関出力が出力され、これらが加
算器４２ｄで加算されて、その時点での受信出力と逆拡
散ＰＮコードとの相関値が出力される。この相関値を、
制御演算部５０の制御の元に監視し、相関値が最大値を
示す位相を捕捉し、初期コード位相として、該当する受
信チャネルに指令する。

【００１９】この例においては、受信信号は、Ａ／Ｄ変
換部３０によりｆｓ＝１６．３６８ＭＨｚで1bitに量子
化されているから、ｆｐｎ＝１．０２３ＭＨｚのＰＮコ
ード０．５chipの区間は８個×１bitで表される。この
データについてＰＮコード１周期（１０２３bit）の相
関をとるときには、図７の例においては、１６３６８bi
t（＝１０２３chip×１bit×１６．３６８ＭＨｚ／１．
０２３ＭＨｚ）全ての処理をする必要があった。

【００２０】また、例えば、ｆｓ＝２．０４６ＭＨｚの
低い周波数に低減した場合、ＰＮコード０．５chipの区
間は１個×１bitで表され、ＰＮコード１周期の相関に
は２０４６bit（＝１０２３chip×１bit×２．０４６Ｍ
Ｈｚ／１．０２３ＭＨｚ）の処理で済み、初期捕捉回路
４２の回路規模は比較的小規模に実現できる。しかし、
この場合、１６．３６８ＭＨｚの信号情報の７／８は全
く使用されないこととなり、同条件で初期捕捉性能が維
持できない場合が生じてしまう。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】この具体例からも明ら
かなように、図７の例においては、初期捕捉分の初期捕
捉精度を向上しようとすると、そのための演算量は比例
して増大し、初期捕捉部の回路規模が大きくなってしま
う、また、サンプリング周波数を低減するなど演算量を
抑制しようとすると、初期コード位相が確定した後の、
各受信チャネルのコード位相追尾性能が劣化してしまう
という問題があった、

【００２２】本発明は、このような問題点に鑑み、信号
処理部の回路構成を小規模としながら、高速に、測位衛
星などから送信されるスペクトラム拡散された信号のコ
ード位相同期を確立できるコード位相捕捉回路を実現す
ることを目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】請求項１のコード位相捕
捉回路は、ＰＮコードチップレートより高周波数で量子
化した受信信号を受け、前記ＰＮコードチップレートに
関連したレート間の複数の受信信号を凝縮した信号に変
換する受信信号演算部と、この受信信号演算部の演算出
力と逆拡散用ＰＮコード間の相関値が最大となる初期捕
捉用ＰＮコードを選択する初期捕捉部と、この初期捕捉
部で選択された初期捕捉用ＰＮコードが有している位相
に基づき、受信チャネルの位相同期を確立させるようコ
ード位相同期ループに対し逆拡散用ＰＮコード位相の初
期位相を指令する制御手段と、を備えることを特徴とす
る。

【００２４】請求項２のコード位相捕捉回路は、請求項
１記載のコード位相捕捉回路において、前記受信信号演
算部は、前記複数の受信信号を保持する受信信号保持部
と、前記受信信号保持部に保持された前記複数の受信信
号を加算する加算器と、前記加算器の加算結果が前記複
数の受信信号のビット数より少ないビット数の多値デー
タとして入力されるホールド回路を備え、情報量を削減
する演算処理を行うことを特徴とする。

【００２５】請求項３のコード位相捕捉回路は、請求項
１記載のコード位相捕捉回路において、前記受信信号演
算部は、前記複数の受信信号を保持する受信信号保持部
と、前記受信信号保持部に保持された前記複数の受信信
号を加算する加算器と、前記加算器から出力される加算
値を、その加算値のビット数より少ないビット数の多値
データに変換する数値制御部と、前記数値制御部で得ら
れた多値データが入力されるホールド回路を備え、情報
量を削減する演算処理を行うことを特徴とする。

【００２６】請求項４のコード位相捕捉回路は、請求項
１ないし３記載のコード位相捕捉回路において、初期捕
捉部は、受信信号演算部で演算処理した受信信号情報に
対応した複数個の相関器を備え、これら相関器の出力を
並列処理することを特徴とする。

【００２７】本発明の構成によれば、ＰＮコードチップ
レートより高周波数で量子化した受信信号をＰＮコード
チップレートに関連したレートに、受信信号情報を保っ
たまま、あるいは受信信号情報を分類し実質的に受信信
号情報を保ったまま情報量を削減することができ、相関
回路など初期捕捉部の回路規模を削減しながら、高速
に、測位衛星などから送信されるスペクトラム拡散され
た信号のコード位相同期を確立できるコード位相捕捉回
路を実現することができる。

【００２８】

【発明の実施の形態】本発明の実施例について、まず、
図１ないし図４を参照して説明する。

【００２９】図１は、本発明の実施例に係る衛星測位装
置の構成を示す図である。この図において、図７の例と
異なる点は、信号処理部４０Ａに、キャリア比較部４４
と初期捕捉部４２Ａとの間に受信信号演算部４１を加え
たことと、受信信号演算部４１の加入に伴い初期捕捉部
４２Ａが一部改変されていることである。その他の構成
は、図７の例と同様であり、対応する構成には同じ符号
を付している。

【００３０】図２は、この実施例における受信信号演算
部４１の一構成を示す図であり、シフトレジスタ４１ｃ
と、加算器４１ｄと、ホールドタイミング発生器４１ｅ
と、ホールド回路４１ｆとから構成される。受信信号４
１ａは、Ａ／Ｄ変換部３０でサンプリング信号４１ｂに
てサンプリングされ、量子化された信号であり、サンプ
リング周波数ｆｓ≒Ｎ×ｆｐｎ（Ｎ：整数値、ｆｐｎ：
ＰＮコード周波数）で表されるが、この例では簡略化の
ためにサンプリング周波数ｆｓ＝１６．３６８ＭＨｚ、
ｆｐｎ＝１．０２３ＭＨｚとし、ｆｓ＝１６×ｆｐｎと
している。また、Ａ／Ｄ変換部３０における量子化数は
１bitとしている。

【００３１】さて、この受信信号演算部４１では、受信
信号４１ａがシフトレジスタ４１ｃに入力され、サンプ
リング信号４１ｂにより順次シフトされていく。この例
ではシフトレジスタ４１ｃは８段構成であり、ＰＮコー
ドの０．５chip分の受信信号が蓄えられる。このシフト
レジスタ４１ｃのデータが加算器４１ｄに入力され、そ
の加算結果（０〜８）が４bitの多値データとしてホー
ルド回路４１ｆに入力される。

【００３２】一方、サンプリング信号４１ｂはホールド
タイミング発生器４１ｅにも供給され、サンプリング信
号４１ｂの８カウント毎、すなわちサンプリング周波数
ｆｓの１／８のタイミングで、ホールドタイミング発生
器４１ｅからホールド回路４１ｆにホールド信号が与え
られ、ホールド回路４１ｆはそのホールド信号印加時の
加算器４１ｄの出力を保持出力する。この例では、サン
プリング周波数ｆｓ＝１６×ｆｐｎ、ディジタル信号の
量子化数は１bitとしているから、ホールド回路４１ｆ
からの受信信号演算出力４１ｈは、８ｆｓ毎に４bitの
多値形態で出力されることになる。

【００３３】図３は、この実施例における初期捕捉部４
２Ａの一構成を示す図であり、４bitデータシフトレジ
スタ４２Ａ−ａと，逆拡散ＰＮコード発生部４２Ａ−ｂ
と、相関器４２Ａ−ｃと、加算器４２Ａ−ｄとから構成
される。また、相関器４２Ａ−ｃは、２０４６個の０．
５chip相関器４２Ａーｃ−１〜４２Ａ−ｃ−２０４６か
ら構成され、相関処理が並列に行われる。この各０．５
chip相関器は、図４に示されているように、受信信号と
してＰＮコード０．５chip当たり１サンプルが４bitで
供給され、一方逆拡散用ＰＮコードの２０４６bitのう
ちの１bitが供給され、それぞれ４bit相関器で相関がと
られて、その結果が０．５chip当たりの相関値として、
４bitで出力されるように構成されている。

【００３４】この図３において、シフトレジスタは４bi
tデータシフトレジスタ４２Ａ−ａであり、受信信号演
算部４１から供給される４bitの受信信号演算出力４１
ｈをＰＮコードの0.5chip毎に、その１周期分のデータ
を格納できるように、４bitの２０４６段構成とされて
おり、各段から４bitのデータが相関器４２Ａ−ｃに供
給される。逆拡散ＰＮコード発生部４２Ａ−ｂは、図７
の例におけると同じく、制御演算部５０からの制御信号
を受けて逆拡散ＰＮコードを発生し、この逆拡散ＰＮコ
ード１周期分を０．５chipに分割して、２０４６bitと
して、相関器４２Ａ−ｃに並列出力する。

【００３５】相関器４２Ａーｃは、２０４６個の０．５
chip相関器４２Ａーｃ−１ないし４２Ａ−ｃ−２０４６
で構成され、各０．５chip相関器は４bitデータシフト
レジスタ４２Ａ−ａの各４bitと逆拡散ＰＮコード発生
部４２Ａ−ｂからの各１bitが入力される。各０．５chi
p相関器は、図４に示されているように、受信信号とし
てＰＮコード０．５chip当たり１サンプルのデータが４
bitで供給され、一方逆拡散用ＰＮコードの２０４６bit
のうちの１bitが供給され、４bit相関器で相関がとられ
て、その結果が０．５chip当たりの相関値として、４bi
tで出力される。

【００３６】従って、相関器４２Ａ−ｃの２０４６個の
０．５chip相関器４２Ａ−ｃ−１ないし４２Ａ−ｃ−２
０４６からは、それぞれ多値形式の４bitの相関出力が
出力され、これらが加算器４２Ａ−ｄで多値加算され
て、その時点での受信出力と逆拡散ＰＮコードとの相関
値が相関出力として出力される。この相関値を、制御演
算部５０の制御の元に監視し、相関値が最大値を示す位
相を捕捉し、この位相を初期コード位相として、該当す
る受信チャネルに指令する。

【００３７】以上説明したことから明らかとなったよう
に、受信信号４１ａがＡ／Ｄ変換部３０により例えばサ
ンプリング周波数ｆｓ＝１６．３６８ＭＨｚで１bitに
量子化された場合には、ＰＮコード周波数ｆｐｎ＝１．
０２３ＭＨｚのＰＮコード０．５chipの区間は８個×１
bitで表されることになる。この場合に、図７の例の初
期捕捉部４２では、ＰＮコード１周期（１０２３chip）
の相関をとる場合に、１６３６８bit（＝１０２３chip
×１bit×１６．３６８ＭＨｚ／１．０２３ＭＨｚ）全
ての処理をする必要があり、初期捕捉部４２に必要な回
路規模は大きくなっていた。また、例えばサンプリング
周波数ｆｓを２．０４６ＭＨｚの低い周波数に低減した
場合、ＰＮコード０．５chipの区間は１個×１bitで表
され、ＰＮコード１周期の相関には２０４６bit（＝１
０２３chip×１bit×２．０４６ＭＨｚ／１．０２３Ｍ
Ｈｚ）の処理で済み、初期捕捉部４２の回路規模は、比
較的小規模に実現できる。しかし、この場合には、１
６．３６８ＭＨｚの受信信号情報の７／８は全く使用さ
れず無駄になると共に、図７の例のものと同条件で初期
捕捉性能が維持できないこととなる。

【００３８】これに対して、本発明の実施例において
は、図１に示すように、キャリア比較部４４と初期捕捉
部４２Ａとの間に受信信号演算部４１を設け、この受信
信号演算部４１と初期捕捉部４２Ａを、図２〜図４に示
すような特有の構成として、受信信号４１ａをＰＮコー
ド０．５chipの区間毎に、８個×１bitの値を１個×４b
itに凝縮し、この凝縮された４bitと逆拡散ＰＮコード
との相関をとるように構成している。このような特有の
構成としていることにより、ＰＮコード１周期の相関処
理には、８１８４bit（＝１０２３chip×１bit×（１
６．３６８ＭＨｚ／１．０２３ＭＨｚ）×（４bit／８b
it））の処理で済むことになり、初期捕捉部４２Ａの回
路規模は４／８、つまり半分となる。そして、受信信号
演算部４１の受信信号演算出力４１は、１６．３６８Ｍ
Ｈｚでサンプリングされた受信信号４１ａの情報を全く
損なうことなく、初期捕捉部４２Ａの相関処理に利用さ
れるから、図７の例のものと同様の初期捕捉性能を有し
ている。

【００３９】なお、本発明は、上記の具体例に制限され
るものではなく、例えばサンプリング周波数ｆｓを高く
した場合、量子化ビット数を多値bitとした場合などに
は、初期捕捉部の回路規模の削減効果が、更に得られる
ことになる。

【００４０】図５は、本発明に係る衛星測位装置の実施
例における受信信号演算部の第２の構成例を示す図であ
り、図２の受信信号演算部４１と内部構成が異なるた
め、その符号を４１Ａとしている。

【００４１】図５の受信信号演算部４１Ａは、シフトレ
ジスタ４１ｃと、加算器４１ｄと、数値制御部４１ｇ
と、ホールドタイミング発生器４１ｅと、ホールド回路
４１ｆとから構成される。図２の受信信号演算部４１と
同様に、受信信号４１ａは、Ａ／Ｄ変換部３０でサンプ
リング信号４１ｂにてサンプリングされ、量子化された
信号であり、サンプリング周波数ｆｓ≒Ｎ×ｆｐｎ
（Ｎ：整数値、ｆｐｎ：ＰＮコード周波数）で表される
が、この例では簡略化のためにサンプリング周波数ｆｓ
＝１６．３６８ＭＨｚ、ｆｐｎ＝１．０２３ＭＨｚと
し、ｆｓ＝１６×ｆｐｎとしている。また、Ａ／Ｄ変換
部３０における量子化数は１bitとしている。

【００４２】この受信信号４１ａがシフトレジスタ４１
ｃに入力され、サンプリング信号４１ｂにより順次シフ
トされていく。この例ではシフトレジスタ４１ｃは８段
構成であり、ＰＮコードの０．５chip分の受信信号が蓄
えられる。このシフトレジスタ４１ｃのデータが加算器
４１ｄに入力され、その加算結果（０〜８）が出力され
る。

【００４３】この図５の受信信号演算部４１Ａでは、数
値制御部４１ｇが加算器４１ｄとホールド回路４１ｆと
の間に設けられ、加算器４１ｄの加算出力値に対して特
有の演算処理を行い、出力ビット数を削減して、ホール
ド回路４１ｆに供給するものである。

【００４４】一方、サンプリング信号４１ｂは図２の受
信信号演算部４１と同様に、ホールドタイミング発生器
４１ｅにも供給され、サンプリング信号４１ｂの８カウ
ント毎、すなわちサンプリング周波数ｆｓの１／８のタ
イミングで、ホールドタイミング発生器４１ｅからホー
ルド回路４１ｆにホールド信号が与えられ、ホールド回
路４１ｆはそのホールド信号印加時の数値制御部４１ｇ
の出力を保持出力する。

【００４５】さて、図５の受信信号演算部４１Ａの数値
制御部４１ｇにおける演算処理は、例えば次のように行
われる。すなわち、数値制御部４１ｇは、シフトレジス
タ４１ｃの加算出力が、０〜２の場合には０を、３〜５
の場合には１を、また６〜８の場合には２を、出力する
ように、演算処理する。この場合、ホールド回路４１ｆ
のホールドすべき入力は、０，１，２の３値であり、こ
の３値を２進数で表し、００（ｂ）、０１（ｂ）、１０
（ｂ）のいずれかの２進数の信号が、ホールドタイミン
グ発生器４１ｅのタイミング信号毎にホールド回路４１
ｆから受信信号演算出力４１ｈとして出力される。

【００４６】この２進数の出力情報が表す意味は、受信
信号４１ａと逆拡散ＰＮコードとの相関は、ＬＳＢ＝１
のときは無相関、ＬＳＢ＝０のときはＭＳＢが相関の極
性を表すことになる。つまり、数値制御部４１ｇでＭＳ
Ｂ、ＬＳＢを形成し、相関（ＭＳＢ）、無相関（ＬＳ
Ｂ）に分離し、ＭＳＢが有効（ＬＳＢ＝０）の場合には
無相関状態は存在せず、相関出力は相関の極性情報を出
力することになる。このことから、逆拡散ＰＮコードと
の相関はＭＳＢだけに相関処理を施せばよく、相関回路
は０．５chip当たり１bitで構成できることになる。

【００４７】図６は、この考え方を実現するための相関
回路７０の１例を示す図であり、この相関回路７０はＰ
Ｎコード１周期の相関をとるに必要な個数、本例では２
０４６個が、初期捕捉部４２Ａに設けられることにな
る。

【００４８】この図６において、受信信号演算部４１Ａ
のホールド回路４１ｆから出力される受信信号演算出力
４１ｈのＭＳＢ７１とＬＳＢ７３とが入力され、ＬＳＢ
７３は無相関出力としてそのまま出力されると共に、Ｌ
ＳＢ７３が「１」のときに禁止素子７５を動作させる。
一方、ＭＳＢ７１と逆拡散ＰＮコード７２とが相関素子
７４で相関がとられ、その結果が「１」のときはプラス
（＋）相関出力を、「０」のときはマイナス（−）相関
出力を出力する。これらの関係を整理すると次のように
なる。

【００４９】 ＬＳＢ入力 ＭＳＢ入力 ＰＮコード 入力相関出力(s) 無相関出力(N) １ × × ０ １(無相関) ０ ０ ０ １(＋相関) ０ ０ ０ １ ０(−相関) ０ ０ １ ０ ０(−相関) ０ ０ １ １ １(＋相関) ０ なお、この真理値表では、ＭＳＢ入力とＰＮコードが一
致する極性を＋、その反対を−、としているが、逆の定
義としても差し支えない。

【００５０】このように構成される相関回路７０が、Ｐ
Ｎコード１周期の相関をとるに必要な個数、本例では２
０４６個、設けられた初期捕捉部４２Ａでは、相関出力
７６（Ｓｉ）と無相関出力７７（Ｎｉ）を個別にＰＮコ
ード１周期に相当する個数だけ加算する。

【００５１】この相関回路がｎ個存在する場合、相関値
Ｒは、無相関状態（１×ｎ＝ｎ）を中心に、２×ｎ≧＋
相関の領域＞ｎ、ｎ＞−相関の領域≧０，を示すことに
なる。この相関値が、ｎの値を中心に、別に定めた適切
なしきい値を越えれば初期捕捉部４２Ａで設定した逆拡
散用ＰＮコード位相にて、受信信号と相関が得られたと
判断し、当該チャネルの初期捕捉動作を完了し、追尾動
作に移行する。

【００５２】このように図５、図６に示されるような、
本発明の実施例における受信信号演算部の第２の構成例
によれば、受信信号演算部４１Ａを用いることにより、
ＰＮコード０．５chipの区間を加算器４１ｄ、数値制御
部４１ｇにより、８個×１bitの値を１個×１bitに凝縮
している。また、相関出力７６と無相関出力７７を別に
加算するとしても単純な回路の追加で対処することがで
きる。このため、ＰＮコード１周期の相関処理には、２
０４６bit（＝１０２３chip×１bit×（１６．３６８Ｍ
Ｈｚ／１．０２３ＭＨｚ）×（１bit／８bit））の処理
で済むことになり、初期捕捉部４２Ａの回路規模は、図
７の例のものに比して、著しく小さい規模のものとする
ことができる。また、これは８個×１bitの値を加算
し、その加算結果を分類した上で、相関、無相関を判別
するように、ビット数を削減したものであるから、受信
信号演算部４１Ａの信号情報は、１６．３６８ＭＨｚの
サンプリング情報を実質的に損なわず、同等に近い初期
捕捉性能を持つものである。

【００５３】なお、本発明を「コード位相捕捉回路」に
係る発明であると表現しているが、本発明の実質的な意
義を失うことなく、例えば、「コード位相捕捉方法」、
「衛星捕捉方法」など、他の表現方法にて表現すること
ができることは、自明のことである。

【００５４】また、以上の説明では、ＧＰＳを前提と
し、使用するＰＮコードとしてはＣ／Ａを前提としてい
るが、本発明はこれ以外の通信用、測位用に用いられる
スペクトラム拡散用ＰＮコード（疑似雑音コード）に適
用することができるものである。

【００５５】

【発明の効果】本発明の構成によれば、ＰＮコードチッ
プレートより高周波数で量子化した受信信号をＰＮコー
ドチップレートに関連したレートに、受信信号情報を保
ったまま、あるいは受信信号情報を分類し実質的に受信
信号情報を保ったまま情報量を削減することができ、相
関回路など初期捕捉部の回路規模を削減しながら、高速
に、測位衛星などから送信されるスペクトラム拡散され
た信号のコード位相同期を確立できるコード位相捕捉回
路を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る衛星測位装置の構成を示
す図。

【図２】本発明の実施例における受信信号演算部４１の
一構成を示す図。

【図３】本発明の実施例における初期捕捉部４２Ａの一
構成を示す図。

【図４】図３の０．５chip相関器を示す図。

【図５】本発明の実施例における受信信号演算部４１Ａ
の第２の構成を示す図。

【図６】図５の相関回路を示す図。

【図７】従来例に係る、衛星測位装置の構成を示す図。

【図８】従来例の初期捕捉部４２の構成の一例を示す
図。

【図９】従来例の構成要素である相関器の例を示す図。

【符号の説明】

４０Ａ 信号処理部 ４１ 受信信号演算部 ４１ｃ シフトレジスタ ４１ｄ 加算器 ４１ｅ ホールドタイミング発生器 ４１ｆ ホールド回路 ４１ｇ 数値制御部 ４２Ａ 初期捕捉部 ４３ 受信チャネル

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−269080（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−253234（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−288658（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−338865（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−104050（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−59012（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−297105（ＪＰ，Ａ) 特表 平８−506904（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01S 5/00 - 5/14 G01C 21/00 - 21/24 G01C 23/00 - 25/00 H04B 1/69 - 1/713 H04L 7/00 - 7/10

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＰＮコードチップレートより高周波数で
   量子化した受信信号を受け、前記ＰＮコードチップレー
   トに関連したレート間の複数の受信信号を凝縮した信号
   に変換する受信信号演算部と、 この受信信号演算部の演算出力と逆拡散用ＰＮコード間
   の相関値が最大となる初期捕捉用ＰＮコードを選択する
   初期捕捉部と、 この初期捕捉部で選択された初期捕捉用ＰＮコードが有
   している位相に基づき、受信チャネルの位相同期を確立
   させるようコード位相同期ループに対し逆拡散用ＰＮコ
   ード位相の初期位相を指令する制御手段と、 を備えることを特徴とするコード位相捕捉回路。
2. 【請求項２】 請求項１記載のコード位相捕捉回路にお
   いて、前記受信信号演算部は、前記複数の受信信号を保
   持する受信信号保持部と、前記受信信号保持部に保持さ
   れた前記複数の受信信号を加算する加算器と、前記加算
   器の加算結果が前記複数の受信信号のビット数より少な
   いビット数の多値データとして入力されるホールド回路
   を備え、情報量を削減する演算処理を行うことを特徴と
   する、コード位相捕捉回路。
3. 【請求項３】 請求項１記載のコード位相捕捉回路にお
   いて、前記受信信号演算部は、前記複数の受信信号を保
   持する受信信号保持部と、前記受信信号保持部に保持さ
   れた前記複数の受信信号を加算する加算器と、前記加算
   器から出力される加算値を、その加算値のビット数より
   少ないビット数の多値データに変換する数値制御部と、
   前記数値制御部で得られた多値データが入力されるホー
   ルド回路を備え、情報量を削減する演算処理を行うこと
   を特徴とする、コード位相捕捉回路。
4. 【請求項４】 請求項１ないし３記載のコード位相捕捉
   回路において、初期捕捉部は、受信信号演算部で演算処
   理した受信信号情報に対応した複数個の相関器を備え、
   これら相関器の出力を並列処理することを特徴とする、
   コード位相捕捉回路。