JP3427056B2

JP3427056B2 - Ｃｄｍａ通信システムにおけるセル探索

Info

Publication number: JP3427056B2
Application number: JP2000509184A
Authority: JP
Inventors: ニストロム、ヨハン
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲツトエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 1997-08-29
Filing date: 1998-08-25
Publication date: 2003-07-14
Anticipated expiration: 2018-08-25
Also published as: US6185244B1; US20010019576A1; WO1999012295A1; CN1135765C; BR9812029A; JP2001515304A; CN1278380A; BRPI9812029B1; AU755349B2; EP1008245A1; AR013953A1; CN1476192A; KR20010040238A; DE69840981D1; EP1008245B1; KR100378478B1; CN100531016C; AU8895398A; CA2301749A1; CA2301749C

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（発明の技術分野）本発明は、概して、スペクトル拡散通信の分野に関し、
特に基地局との時間的同期を得るため、そして符号分割
多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムにおいて使われるセ
ル固有のロング・コードおよびフレーム・タイミング情
報を得るために、移動局によって実行されるセル探索の
アクティビティに関する。（関連技術の説明）＜関連出願＞本出願は、引用によって本明細書の記載に援用する、１
９９７年８月２９日付けの同時係属米国仮特許出願第６
０／０５７，４１２号の開示全体からの優先権の利益を
主張する。セルラー電話の産業は、全世界にわたる商用
の運営において驚異的な進歩を遂げている。主要な大都
市圏における成長は、期待を遥かに超え、システムの容
量を上廻っている。この傾向が続く場合、急速な成長の
影響が最小の市場にさえもすぐに到達する。そのような
継続的な成長に関する支配的な問題は、無線周波数の通
信を搬送するのに使うための、セルラー・サービス・プ
ロバイダに対して割り当てる電磁スペクトルの量が制限
されたままになっている間に、顧客のベースが拡大して
いるということである。高品質のサービスを維持し、価
格の上昇を避けること以外に、その制限された利用可能
なスペクトルにおいて、これらの増加している容量のニ
ーズに適合するための革新的な解決策が必要とされてい
る。

【０００２】現在、セルラー・システムにおけるチャネ
ル・アクセスは、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）およ
び時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）の方法を使って主と
して実現されている。ＦＤＭＡシステムにおいては、物
理的な通信チャネルは単独の無線周波数帯域を含み、そ
の帯域の中に信号の送信パワーが集中されている。ＴＤ
ＭＡシステムにおいては、物理的な通信チャネルは同じ
無線周波数上での時間間隔の周期的な列の中のタイム・
スロットを含む。ＦＤＭＡおよびＴＤＭＡの通信システ
ムから満足な性能が得られているが、顧客の需要の増加
に起因するチャネルの混雑が普通に発生する。したがっ
て、代替チャネルのアクセス方法が現在提案され、考慮
され、そして実施されている。スペクトル拡散は、無線
通信において新しいチャネル・アクセス方法として商用
の応用を見出している１つの通信技術である。スペクト
ル拡散システムは第二次大戦当時から存在していた。初
期の応用は主として陸軍に向けられていた（スマート・
ジャミング、レーダおよび衛星に関連して）。しかし、
現在では、ディジタル・セルラー・ラジオ、地上移動ラ
ジオ、および屋内／屋外の個人通信ネットワークを含め
て、他の通信の応用におけるスペクトル拡散システムに
おける関心が高まりつつある。スペクトル拡散は従来の
ＴＤＭＡおよびＦＤＭＡの通信システムとはかなり異な
った動作をする。たとえば、直接シーケンスのＣＤＭＡ
（ＤＳ‐ＣＤＭＡ）のスペクトル拡散送信機において、
基本のシンボル・レートにおける与えられた、専用の、
あるいは共通のチャネルに対するディジタル・シンボル
・ストリームがチップ・レートに拡散される。この拡散
の動作は、冗長性を加えながら、そのレート（帯域幅）
を増加させる１つのチャネルにユニークな拡散コード
（シグネチャ・シーケンスと呼ばれることもある）を、
シンボル・ストリームに対して適用することが必要であ
る。通常、ディジタルのシンボル・ストリームは、拡散
時にそのユニークなディジタル・コードによって乗算さ
れる。次に、その結果のデータ・シーケンス（チップ）
を含んでいる中間の信号が、他のチャネルに関連してい
る他の同様に処理される（すなわち、拡散される）中間
信号に対して加算される。次に、基地局独自のスクラン
ブリング・コード（拡散コードよりほとんどの場合にお
いて長いので「ロング・コード」と呼ばれることが多
い）が、その加算された中間信号に対して加えられ、通
信媒体上で複数チャネルの伝送のための出力信号が発生
される。その時、専用／共通のチャネル関連の中間信号
が１つの送信通信周波数を有利に共有し、複数の信号が
周波数領域および時間領域の両方において互いのトップ
に置かれるように見えている。しかし、その印加される
拡散コードはチャネル独自のものなので、その共有され
る通信周波数上で送信される各中間信号は同様にユニー
クであり、受信機において適切な処理技法を適用するこ
とによって、他と区別することができる。

【０００３】ＤＳ‐ＣＤＭＡのスペクトル拡散移動局受
信機においては、その受信された信号は適切なスクラン
ブリングおよび拡散のコードを適用して（すなわち、乗
算、または整合を行って）拡散を解除するか、あるいは
所望の送信された信号からコーディングを取り除き、基
本のシンボル・レートに戻すことによって復元される。
しかし、他の送信および受信された中間信号に対してそ
の拡散（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）コードが適用された場
合、ノイズだけが発生される。したがって、この逆拡散
（ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）の動作は実効的に相関プロ
セスを含み、それは受信された信号を適切なディジタル
・コードと比較して、そのチャネルからの所望の情報を
復元する。スペクトル拡散通信システムの基地局と移動
局との間の無線周波数通信または情報転送を行うことが
できる前に、移動局は自分自身を基地局の基準タイミン
グに同期させなければならない。このプロセスは「セル
探索」と普通呼ばれている。たとえば、ＤＳ‐ＣＤＭＡ
のスペクトル拡散通信システムにおいては、移動局はこ
のタイミング基準クロックのダウンリンク（ｄｏｗｎｌ
ｉｎｋ）・チップの境界、シンボル境界およびフレーム
境界を見つけなければならない。この同期化の問題を解
決するために実施されている最も普通の解決策は、図１
に示されているような長さＮ_pのチップの認識可能な同
期化コードｃ_p（バー）を、基地局が定期的に送信し
（繰返し周期Ｔ_pで）、そして移動局がそれを検出して
処理する。その同期化のコードはロング・コード・マス
ク型のシンボルに対する拡散コードとも呼ばれることが
ある。この同期化コードは既知の変調で、ロング・コー
ドのスクランブリングなしで送信される。１つのタイプ
のＣＤＭＡ通信システムにおいては、各基地局が、一組
の利用可能な同期化コードから取られた、異なる既知の
同期化コードを利用する。もう１つのタイプのＣＤＭＡ
通信システムにおいては、すべての基地局が同じ同期化
コードを利用し、その送信のために異なる位相シフトの
同期化コードを使うことによって、基地局間の違いが識
別される。その移動局のスペクトル拡散受信機において
は、受信された信号が復調されてその同期化コードに整
合しているフィルタに対して印加される。もちろん、ス
ライディング相関（ｓｌｉｄｉｎｇｃｏｒｒｅｌａｔ
ｉｏｎ）などの代わりの検出方式を、同期化コードの処
理のために使うことができることを理解されたい。その
整合フィルタの出力は周期的に送信される同期化コード
の繰返し回数に対応する時刻においてピークになる。複
数径路（パス）の伝播の効果によって、単独の同期化コ
ードの送信に関連していくつかのピークが検出される可
能性がある。既知の方法でこれらの受信されたピークを
処理することから、送信している基地局に関してタイミ
ング基準をその繰返し周期Ｔ_pに等しい曖昧性で見つけ
ることができる。その繰返し周期がフレーム長に等しい
場合、このタイミング基準を使って、フレーム・タイミ
ングに関して移動局と基地局との通信の動作を同期化す
ることができる。

【０００４】送信される同期化コードｃ_p（バー）に対
するチップ単位での任意の長さＮ_pを選択することがで
きるが、実際問題として、チップ単位でのＮ_pの長さ
は、その移動局の受信機の中に実装されている整合フィ
ルタの複雑度によって制限される。同時に、他のスペク
トル拡散送信信号／チャネルによる大きい瞬時妨害を生
じさせないようにするために、同期化コードの信号／チ
ャネルの送信の瞬時ピーク・パワー

【外１】を制限することが望ましい。与えられたあるチップ長Ｎ
_pの同期化コードの送信に関して十分な平均パワーを得
るために、ＣＤＭＡ通信システムにおいて、図２に示さ
れているように、フレーム長Ｔ_fより短い繰返し周期Ｔ_p
の同期化コードを利用することが必要となる可能性があ
る。単独のフレーム長Ｔ_fの中で多数の同期化コードｃ_p
（バー）を送信することのもう１つの理由はこの分野の
技術に熟達した人に知られているように、圧縮モードで
のダウンリンクの周波数間の同期化（ｉｎｔｅｒ−ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙｄｏｗｎｌｉｎｋｓｙｎｃｈ）をサ
ポートすることである。圧縮モードの処理では、与えら
れたキャリヤ周波数におけるダウンリンクの同期化は、
フレーム全体にわたってではなく、１つのフレームの一
部分だけの間で行われる。その時、フレーム当たりに１
つだけの同期化コードｃ_p（バー）がある場合、その圧
縮モードの処理は同期化コードを完全に検出する１つの
重要な時間間隔にわたってミスする可能性がある。各フ
レームの間に複数の同期化コードｃ_p（バー）を送信す
ることによって、圧縮モードの処理の検出のためにフレ
ーム当たりに複数の機会が与えられ、そして少なくとも
１つの同期化コードの送信を検出することができる。し
かし、単独のフレーム長Ｔ_fの中で複数の同期化コード
ｃ_p（バー）を送信する場合、繰返しおよび同期化に関
する１つの欠点がある。ふたたび、受信された信号が復
調されて、既知の同期化コードに整合しているフィルタ
（または相関器）に対して印加される。その整合フィル
タの出力は、周期的に送信される同期化コードの繰返し
時刻に対応する時刻においてピークとなる。これらのピ
ークの処理から、同期化コードの繰返し周期Ｔ_pに関連
している送信側の基地局に対するタイミング基準を既知
の方法で見つけることができる。しかし、このタイミン
グ基準は、フレーム・タイミングに関しては曖昧であ
り、したがって、そのタイミング基準に対する基地局／
移動局のフレーム同期化を可能にするのに十分な情報を
提供しない。曖昧性という言葉は、フレームの境界（す
なわち、その同期化）がその検出された同期化コードの
ピークだけからは識別できないことを意味する。

【０００５】セル探索（ｓｅａｒｃｈｉｎｇ）のプロセ
スはダウンリンクの専用および共通のチャネルの通信を
スクランブルするために、ダウンリンク上で使われるセ
ル固有のロング・コードを得ることがさらに必要となる
可能性がある。専用チャネルはトラヒックおよび制御の
両方のチャネルを含み、そして共通チャネルもトラヒッ
クおよび制御のチャネル（ブロードキャスト制御チャネ
ルまたはＢＣＣＨを含むことができる）を含む。ロング
・コードのグループ・コードｃ_lci（バー）は図３に示
されているように同期化コードｃ_p（バー）と同期して
（そしてさらにそれに直交していることが好ましい）、
送信されることが好ましい。このロング・コードのグル
ープ・コードはロング・コードのスクランブリングなし
で既知の変調によって送信される。各ロング・コードの
グループ・コードｃ_lci（バー）は、その送信のために
利用されるセル固有のロング・コードが所属しているロ
ング・コードの全体集合の特定の部分集合を示す。たと
えば、各３２コードの４つの部分集合にグループ化され
ている１２８個の合計のロング・コードがあり得る。送
信されたロング・コードのグループ・コードｃ_lci（バ
ー）を識別することによって、受信機はそのロング・コ
ードの取得探索を、この例ではその受信されたロング・
コードのグループ・コードｃ_lci（バー）によって識別
される部分集合の中に含まれている３２個のロング・コ
ードだけに狭めることができる。フレーム・タイミング
の情報は受信された同期化コードｃ_p（バー）とロング
・コードのグループ・コードｃ_lci（バー）との組み合
わされた処理から知ることができる。移動局は先ず最初
に、ｃ_p（バー）整合（マッチド）フィルタを受信され
た信号および識別しているピークに対して適用すること
によって、同期化コードのタイミングを識別する。これ
らのピークからスロットに関するタイミング基準を知る
ことができる。フレーム・タイミングに関しては、曖昧
であるが、その決定されたスロットの割当て（ロケーシ
ョン）は、ロング・コードのグループ・コードｃ
_lci（バー）の同時送信のためのタイミングを識別す
る。次に、既知のスロット・ロケーションにおいて相関
演算が実行され、ロング・コードのグループ・コードｃ
_lci（バー）の識別（ｉｎｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏ
ｎ）が得られる。この識別から、その送信のために使わ
れている可能なセル固有のロング・コードの数が減らさ
れる。最後に、既知の各スロットにおいて減らされた数
のロング・コード（すなわち、ｃ_lci（バー）によって
識別された部分集合の中に含まれているロング・コー
ド）のそれぞれに対して相関演算が実行され、その送信
に対してどのセル固有のロング・コードが使われている
かを知り、そして位相シフトの基準を提供する。位相シ
フトが分かると、フレーム・タイミングが識別される。
単独のフレーム長Ｔ_fの内部で複数の同期化コードｃ
_p（バー）を送信することに関して、フレーム・タイミ
ングの決定は代わりに、１９９７年６月２７日付けで
「ＭＯＢＩＬＥＳＴＡＴＩＯＮＳＹＮＣＨＲＯＮＩ
ＺＡＴＩＯＮＷＩＴＨＩＮＡＳＰＲＥＡＤＳＰ
ＥＣＴＲＵＭＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳＳＹＳＴ
ＥＭ」（スペクトル拡散通信システムの内部での移動局
の同期化）と題する米国特許出願第０８／８８４，００
２号（Ｄａｈｌｍａｎ等の米国特許第５，９９１，３３
０号として発行）の中で開示されている方法で、上記の
図２に示されているような１つの同期化コードｃ_p（バ
ー）だけでなく、図４に示されているような既知の変調
で、そしてロング・コードのスクランブリングなしで送
信されるフレーミング（ｆｒａｍｉｎｇ）の同期化コー
ドｃ_s（バー）をも各スロットが含んでいることによっ
て支援される。その同期化コードは各スロットの中で、
そしてその繰り返しているフレームの中で同じである。
しかし、フレーミングの同期化コードは１つのフレーム
の中の各スロットに対してユニークであり、各フレーム
の中で繰り返されている。

【０００６】フレームのタイミング情報を得るために、
移動局は先ず最初に、受信された信号に対してｃ_p（バ
ー）整合フィルタを適用し、ピークを識別することによ
って、同期化コードのタイミングを識別する。これらの
ピークから、そのスロットに関してのタイミング基準を
見つけることができる。このタイミング基準はフレーム
・タイミングに関して曖昧であるが、スロットのロケー
ションの知識は、見つけられた各スロットの内部でのフ
レーミングの同期化コードｃ_s（バー）のロケーション
を間接的にポイントする。次に、その移動局は既知のフ
レーミング同期化コードｃ_s（バー）の集合を、フレー
ミング同期化コードのロケーションにおける受信された
信号に対してさらに相関付ける。各フレーミング同期化
コードｃ_s（バー）の、フレーム境界に対して相対的な
位置が知られているとして、そのロケーションにおいて
相関の整合が見つかった時、それに対する相対的なフレ
ームの境界（従って、フレームのタイミング）も知られ
る。同期化情報を得るための前記の方法は十分な結果を
提供することができるが、無線の状態が劣化している場
合のそれらの性能に関して必要なことが多く残ってい
る。上記の従来の技術の方法のすべてにおいて、無線リ
ンクの状態が悪い場合、そして妨害レベルが普通より高
い場合、移動局がロング・コードまたはフレーム・タイ
ミングのいずれか、またはその両方において判定を誤る
可能性があることは避けられない。結果として、追加の
訂正が実行されなければならず、それは貴重な処理資源
を占有し、実装が複雑であり、また、セル探索のプロセ
スをスローダウンさせる。本質的に、より大きいフレー
ム期間にわたって信号を受信することによって、より大
きい信号のエネルギーを収集することができる。しか
し、この方法はハンドオーバの状況に対して受け入れ可
能とみなされる時間より長く掛かる可能性がある。した
がって、劣化した無線環境においてセル探索のプロセス
の間にフレーム・タイミングの指示およびロング・コー
ドの指示の両方を得るための効果的な方法に対するニー
ズが存在する。以下に詳しく説明されるように、本発明
はそのような方法を提供する。

【０００７】（発明の概要）本質的に、本発明によると、特別の符号化方式を使うこ
とによって、セル探索時にロング・コードおよびフレー
ム・タイミングを獲得する、より効率的な方法が適用さ
れる。一組のＱ個のショート・コードからのシンボルを
含んでいる長さＭのＱ次（Ｑ−ａｒｙ）の符号語のコー
ド集合がある種の性質を伴って定義される。満足される
べき重要な性質は、符号語のサイクリック・シフトによ
って有効な符号語が生じないことである。満足されるべ
き他の性質は、ロング・コードのメッセージと有効な符
号語との間の一対一のマッッピングが存在すること、そ
して妨害およびノイズの存在において、ある程度の精度
および程よい複雑度で、ランダム・シフト（それによっ
てそのフレームのタイミングを暗黙に発見する）および
送信された符号語（すなわち、その付随しているロング
・コードの指示メッセージ）の両方を、デコーダが見つ
けることができることである。本発明の重要な技術的利
点は、セル探索の間にロング・コードおよびフレーム・
タイミングをより効率的に獲得するための、低い複雑度
から程よい複雑度の解決策を提供し、探索時間を短縮す
ること、および／または必要な情報ビット・エネルギー
／ノイズ比（Ｅｂ／Ｎ０）を減らすために使うことがで
きる符号化の利得を提供する。本発明のもう１つの重要
な技術的利点は、符号の複雑度を変化させ、しかも可能
なメッセージの数を固定に保つことによって、複雑度対
性能のトレードオフを可能にすることである。本発明の
さらにもう１つの重要な技術的利点は、必要な基地局メ
ッセージの数を減らし、そして／または制限する、従来
の方式よりもより多くの符号語を提供することである。

【０００８】（発明の詳細な説明）本発明の好適な実施形態およびその利点は、図１〜図２
３Ｄの図面を参照することによって最もよく理解するこ
とができる。各種の図面の同様な部分および対応してい
る部分に対しては同様な番号が使われている。本質的
に、本発明によると、特別の符号化方式を使うことによ
って、ロング・コードおよびフレーム・タイミングをセ
ル探索の間により効率的に獲得するための方法が提供さ
れる。一組のＱ個のショート・コードからのシンボルを
含んでいる、長さＭのＱ次の符号語のコード集合がある
種の特性によって定義されている。満足されるべき一次
特性は、符号語のサイクリック・シフトが有効な符号語
を発生しないことである。満足されるべき他の特性は、
ロング・コードのメッセージと、有効な符号語との間に
一対一のマッピングがあり、そしてデコーダはある程度
の精度および程よい複雑度で、妨害およびノイズの存在
においてランダム・シフト（それによってフレームのタ
イミングを暗黙に見つける）および送信された符号語
（すなわち、その関連付けられているロング・コードの
指示メッセージ）の両方を見つけることができなければ
ならないことである。より詳しく言えば、その環境を例
示するために、送信機が、Ｑ次のアルファベットから選
択されるＭ個のシンボル（たとえば、長さＮのＱ個の直
交ショート・コードを含んでいるアルファベット）を送
信すると仮定する。これらの送信されるシンボルは、送
信される符号語を構成し、そして長さＭのＱ次のシーケ
ンスの集合（符号語）は、符号として参照することがで
きる。また、同じ符号語が何回も繰り返し送信される。

【０００９】受信機（これらの送信された符号語の）
は、どの時点でシンボルが開始して終了するかを知って
いるが、符号語が何時開始して終了するかは知らない。
また、送信される信号は、フェージング、妨害、および
／またはノイズを受ける。したがって、その受信機の目
的は、（１）送信された符号語（および対応しているメ
ッセージ）をおそらく開始／停止の時刻の予備知識なし
で抽出すること、および（２）その符号語に対する開始
／終了の時刻を抽出することである。図５は、上で説明
された送信機および受信機の動作を示している図であ
る。図５を参照すると、送信されたシンボルがａ、ｂ、
ｃ、．．．、などによって示されている。この例におい
ては、送信された信号の周期性のために、シンボルａ、
ｂ、ｃ、ｄはそれぞれシンボルｆ、ｇ、ｈ、ｉに等し
い。また、Ｍ個の連続したシンボルの任意の組が、その
受信機がその符号のフレーム・タイミングを知っている
と仮定して受信機が受信した信号をデコードするために
必要なすべての情報を含んでいる。この例においては、
Ｍは５に等しい。そのコードのフレーム・タイミングが
未知である場合、そのデコーディングのプロセスは簡単
ではない。しかし、この例においては、そのコードのフ
レーム・タイミングの知識が簡単のために仮定され、あ
る種の既知の性質を有する符号の使用とともに仮定され
ている。受信機（ＲＸ）においては、Ｍ＝５のシフトに
おける連続したシンボルの組の任意の１つが受信された
信号をデコードするために必要な情報を含んでいる可能
性があることが分かる。特に、単純化のために、以下の
説明においてはシンボル間の時間間隔が０であると仮定
することができる。また、符号語に対応している妨害さ
れたシンボルが許容できる程度の信頼度で抽出されるこ
とを保証するために、従来のデコーディングの方法が使
われていることを仮定することができる。

【００１０】チャネル（受信機から見た）は、妨害およ
びノイズに起因してランダムなシンボル誤りを導入する
として記述することができ、それはその符号語をランダ
ムな個数の（完全な）Ｑ次（Ｑ−ａｒｙ）のシンボルを
シフトする可能性がある。送信機は同じメッセージを何
回も繰り返して再送信する。結果として、任意のＭ個の
受信された連続したシンボル（それぞれの位置には無関
係）をある未知のサイクリック・シフトまで符号語を表
す可能性がある。したがって、長さＭのＱ次の符号語
（Ｑ個のショート・コードの組からのシンボルによる）
が次の性質を持って定義される。性質１：ロング・コード・メッセージと有効な符号語
（Ｌ個の符号語またはメッセージがある）との間の一対
一のマッピングが存在する。性質２：符号語のサイクリック・シフト（Ｑ次のシンボ
ルの）によって有効な符号語が発生することはない（シ
フトの数が０またはＭの倍数でない限り、それは取るに
足らない解である）。性質３：そのデコーダはランダム・シフト（それによっ
てフレームのタイミングを暗黙に定義している）および
送信された符号語（すなわち、その付随しているロング
・コードの情報またはＬＣＩメッセージ）の両方を、妨
害およびノイズの存在において、程よい程度であること
が好ましい複雑度において、ある程度の精度で見つける
ことができなければならない。特に、以下に詳細に説明
されるように、本発明の好適な実施形態は一時的に性質
２を満足するコードを採用する。また、以下に説明され
るように、それはこれらのコードが性質１および３も満
足するようにする。先ず最初に、本発明の理解をさらに
容易にするために、ビット／シンボルの誤りが発生せ
ず、未知の繰り返して送信される符号語の未知の数のサ
イクリック・シンボル・シフトだけが発生する１つの
（単純化された）チャネルを考える。受信機はその実際
のシフトおよび送信された符号語の両方について判定し
なければならない。

【００１１】図６は、本発明の好適な実施形態に従っ
て、上記の符号語をデコードするために受信機のデコー
ダの中で使うことができる、ジェネリックなデコーディ
ングのアルゴリズム（最も効率的なデコーディングな方
法ではないが）を示しているフローチャートである。ス
テップ１０１において、デコーダはＭ個の連続したシン
ボル（受信されたワード）を収集する。次に、ステップ
１０２において、デコーダはその受信されたワードが有
効な符号語であるかどうかを判定する。そうでなかった
場合、デコーダはステップ１０３を実行する。それ以外
の場合、デコーダはステップ１０４を実行する。したが
って、受信されたワードが有効な符号語でなかった場
合、デコーダはその受信されたワードをステップ１０３
でサイクリックに１ステップ（シンボル）シフトし、そ
の後、ステップ１０２を実行するために戻る。代わり
に、ステップ１０４においては、デコーダはその有効な
符号語を得るために、それが要したシフトの回数（ステ
ップ１０３における）を出力し、このようにして得られ
たその符号語に関係付けられたメッセージを出力する。
ステップ１０４におけるシフト回数の出力によって、そ
の符号語のフレーム・タイミングが得られる。図７は、
本発明の第２の実施形態に従って、ランダムなシンボル
／ビットの妨害／ノイズの存在において、上記の符号語
をデコードするための受信機のデコーダにおいて使うこ
とができる、ジェネリックな最尤デコーダ（ただし、こ
れも最も効率的な方法ではないが）を示しているフロー
チャートである。この実施形態においては、本発明は受
信されたワードを実際にデコードする前に、ｋ^*Ｍ個の
シンボルを収集することができるようにし、それは上記
の第１の方法よりそのデコードされたワードのより良い
評価を提供する。というのは、すべての符号シンボルの
複数の（ｋ個）のコピーが得られるからである。

【００１２】この実施形態の最尤デコーダ・アルゴリズ
ムを採用して、ステップ２０１において、デコーダはｋ
^*Ｍ個の連続したシンボル（受信されたワード）を収集
し、そしてそのシンボルの尤もらしい値を組み合わせ
る。ステップ２０２において、Ｌ個の各符号語に対し
て、そしてＭ回の各サイクリック・シンボル・シフトに
対して、デコーダは受信されたワードと、それぞれのＭ
回のシンボルごとのシフト（Ｍｓｙｍｂｏｌ−ｗｉｓ
ｅｓｈｉｆｔｓ）の下でのＬ個の符号語の関連した組
合せとの間の相関を計算する。デコーダはその符号語お
よび最良の相関結果を生じた必要としたシフトの回数の
両方を記憶する。ステップ２０３において、デコーダは
その記憶された符号語（または対応しているメッセー
ジ）および、その最良の相関を結果として生じたシフト
の回数を出力する。本発明の第３の実施形態に従って、
より効率的なデコーディングのアルゴリズムが、性質１
〜３を満足することができるコードの存在を示す例に沿
って以下に記述される。本質的に、この実施形態による
と、そのデコーディングのアルゴリズムは性質１〜３の
すべてが満足されるように、いわゆるテイルバイティン
グのトレリス・コード（ｔａｉｌｂｉｔｉｎｇｔｒｅ
ｌｌｉｓｃｏｄｅ）および同期化コードを組み合わせ
る（コンカチネイティング）。したがって、内側のトレ
リス・コードと、同期化の性質を有している外側のコー
ドとを連結することによって、全体のコードが性質２を
満足するように、コードが構築される。それは性質１お
よび３も満足することになる。特に、本発明のこの実施
形態に従って、Ｑ次のシンボルを発生するバイナリの入
力テイルバイティングの内側のトレリス・エンコーダを
先ず最初に考える（例を示す方法によってのみ）。これ
らのシンボルは複雑なスカラまたは複素ベクトル信号を
表すことができる。長さＭのビットのバイナリ入力フレ
ームが提供されると仮定する。その入力が与えられて、
同じ状態で終わるために、そのエンコーダが入らなけれ
ばならない開始状態を以下のように計算することができ
る。ｍ次の多項式エンコーダの場合、その開始状態は、
入力フレームの中の最後のｍビットに等しいように設定
することができる。結果として、エンコーダおよびデコ
ーダは両方とも同じ状態において開始および終了する。
しかし、その状態はデコーダにとっては未知である。し
たがって、有効な符号語はある状態において開始し、そ
のトレリスの中を移動し、そして開始状態と同じ状態で
終わることによって得られるものである。

【００１３】図８は、ｍ＝２のトレリス・エンコーダに
対するトレリス・セクションの一例を示し、それは例を
示す目的のために提供されている。図８の右側に縦方向
に配列されている４個のボックスは、内容がそれらのボ
ックスの中に示されていて、ｍ＝２のトレリス・エンコ
ーダに対するシフト・レジスタの４つの可能な状態を表
している。完全なトレリスは図８に示されているトレリ
スのセクションと同じＭ個の連結されたセクションを含
む。テイルバイティングのトレリス・エンコーダの場
合、そのトレリスは回り込んで、最後の状態のカラムが
最初のものと同じになる。ラベルが付けられた矢印（た
とえば、Ｉ／コード１）は、そのエンコーダの現在の状
態（その矢印が発生している状態）および入力信号
（Ｉ）が与えられて、現在の出力シンボルがコード
（１）であり、次の状態は、その矢印が指しているもの
となる。図８に示されている矢印には異なるラベルが付
けられているが、本発明はそのように限定されることが
意図されているわけではない。示されているコードのラ
ベルは例を示す目的だけのために提供され、使用されて
いる特定のマッピング機能を指定することが意図されて
いるわけではない。図８に示されているトレリスのセク
ションによって例示されているように、トレリス・コー
ドの中のすべてのトレリス・ステージは同じであり、同
じコードが何回も繰り返されている。結果として、その
符号語の径路は図９に示されているように、循環型のト
レリスにおける径路とみなすことができる。したがっ
て、図９はＭが８に等しい循環型のトレリスの一例の概
略図である。示されている各ボックスは状態のカラム
（たとえば、図８に示されている右／左のカラムの１つ
のような）を表し、そして示されている各矢印は可能な
状態遷移および対応している入力／出力の関係の組を表
す。前に述べたように、本発明に従って、示されている
すべてのトレリス・ステージは同じである。結果とし
て、シンボルの出力シーケンスのサイクリック・シフト
も有効な出力シーケンスである。したがって、循環型の
トレリスの径路において、開始および停止の状態は同じ
であるが、開始／停止の状態が発生する場所のトレリス
における実際の位置は未知である。

【００１４】採用されているデコーダはＭ個の次々に受
信されたシンボルを収集し、そしてそのトレリスの中の
開始／停止の状態の位置を仮定する。有効な径路のすべ
てのサイクリック・シフトも有効な径路である。結果と
して、正しい径路（ただし、開始／停止の位置ではな
い）をデコードすることができる（ノイズ・レベルが高
過ぎないと仮定して）。特に、このテイルバイティング
のエンコーダのアルゴリズムは性質２（上記）を満足し
ないが、１つの符号語のすべてのシンボルごとのサイク
リック・シフトは有効な符号語である。しかし、そのよ
うなトレリス構造を使うことによって、より効率的なデ
コーディングのためのソフト判定デコーディング技法お
よび構造型のトレリス・ダイアグラムを容易に使うこと
ができる。テイルバイティングのトレリス・コードをデ
コードするために使うことができる既知の技法の概要
が、Ｒ．コックス（Ｃｏｘ）およびＣ‐Ｅ．サンドバー
グ（Ｓｕｎｄｂｅｒｇ）による「ＡｎＥｆｆｉｃｉｅ
ｎｔＡｄａｐｔｉｖｅＣｉｒｃｕｌａｒＶｉｔｅ
ｒｂｉＡｌｇｏｒｉｔｈｍｆｏｒＤｅｃｏｄｉｎ
ｇＧｅｎｅｒａｌｉｚｅｄＴａｉｌｂｉｔｉｎｇ
ＣｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌＣｏｄｅｓ」（一般化さ
れたテイルバイティングのコンボルーション・コードを
デコードするための効率的な適応循環型のビタビ・アル
ゴリズム）、ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏ
ｎＶｅｈｉｃｕｌａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ（乗り
物の技術についてのＩＥＥＥトランザクション）第４３
巻、Ｎｏ．１１９９４、およびＲ．コックスに対する
米国特許第５，３５５，３７６号の中で提供されてい
る。したがって、正しい径路がデコードされた（ほとん
どがそのケースである）と仮定して、入力のＭビット・
フレームの循環シフトされたバージョンを得ることがで
きる。

【００１５】上記の内側の符号語を、性質２が満足され
るように制約（コンストレイン）するために、長さＭビ
ットの外側の同期化コードが導入され、それがこのＭビ
ットのフレームを構成する。以下に説明されるように、
この外側の同期化コードは性質２を満足する。結果とし
て、内側および外側のコードの両方を単独のコードとし
て見ることによって、この結果の単独のコードは性質２
を満足する。内側のコードがデコードされると、その外
側のコードのシフトされたバージョンを得ることができ
る。しかし、このデコードされたワードの正確に１つだ
けのシフトが有効な外側の符号語を生じる。結果とし
て、有効な符号語が得られまで、内側のデコードされた
ワードがシフトされる。これらの必要なシフトの回数が
フレームのタイミングおよびＬＣＩに対応しているメッ
セージを定義する。Ｍ回のシフトが実行された後、有効
な符号語が現れなかった場合、内側のデコーディングの
誤りが発生したと結論付けることができ、それによって
本発明は誤り検出の形式をこのように提供する。

【００１６】以下の説明はそのような同期化コード（性
質２を満足する）が実際に存在し、Ｍの小さい値に対し
て外側のコードの中の符号語を列挙する例を示してい
る。したがって、トレリス・コードはいくつかの異なる
実施形態に対して定義される。各コードが性質２を満足
できるように、同期化コード（およびそれらのカーディ
ナリティ）（ｃａｒｄｉｎａｌｉｔｙ）が本発明に従っ
て、以下に説明される。例を示す目的のために、Ｍはこ
の例の場合は５に等しく設定されるが、次の推論がＭの
任意の値に対しても適用される。性質２に関して、その
符号語に課される１つの制限は、任意の（重要でない）
サイクリック・シフトが異なる非符号語を生じなければ
ならないということである。したがって、ワードの「周
期」は、そのワードへ戻るのに必要なサイクリック・シ
フトの回数として定義される。この実施形態において
は、その周期はＭに等しいか、それより小さい。「ｐサ
イクル」が周期「ｐ」のワードをシフトする時に得られ
る周期「ｐ」の「ｐ」個のワードの集合であると定義さ
れる。各符号語に課される制限は、その周期がＭである
こと、そしてＭ−１のシフトが符号語でないことであ
る。上記を前提として、図１０に示されている次のアル
ゴリズムを使って、エンコーダによって性質２を満足す
るすべてのワードを発生することができる。図１０を参
照すると、ステップ３０１において、長さＭのすべての
２^M個のワードに対して、エンコーダがそのワードの周
期を計算する。ステップ３０２において、エンコーダは
周期がＭより小さいすべてのワードを考慮から除外す
る。ステップ３０３において、エンコーダはそのサイク
ルを表すことができるもの（たとえば、そのワードを２
進数として見た場合に、最小のもの）を除いて、Ｍ個の
サイクルにおいてワードのすべてを除外する。ステップ
３０４において、エンコーダは残りのワードが性質２を
満足し、問題のコードを構成すると仮定する。上記のア
ルゴリズムの一例が図１１に示されている。図に示され
ているように、Ｍは５に等しい。右向きの矢印（−＞）
は、１つの（たとえば、右の）サイクリック・シフトが
行われることを示す。２⁵＝３２のすべてのワードが考
慮され、そして６個のワードが結果の同期化コード（右
端のカラム）の中に残る。結果として、この例において
は、問題の同期化コードは６個の符号語、１、３、５、
７、１１、１５（１０進）を含み、したがって、Ｌ＝６
である。

【００１７】図１２は本発明に従って、図１１に関して
上記の同期化コードの例をデコードするための方法を示
しているフローチャートである。ステップ４０１におい
て、デコーダはＭ個の連続したビット（内側のデコーデ
ィングから得られる）を収集する。ステップ４０２にお
いてデコーダはＭのほとんどの回において、できるだけ
小さいもの（たとえば、２進数として見た場合）となる
まで、その受信されたフレームをシフトする。ステップ
４０３において、デコーダはその結果のワードが符号語
であるかどうかを判定する。符号語であった場合、ステ
ップ４０４において、デコーダはその符号語の対応して
いるメッセージと、その符号語を得るために必要とした
シフトの回数とを一緒に出力する。それ以外の場合、す
なわち、符号語でなかった場合、内側のデコーディング
誤りが発生したと仮定することができる。その場合、ス
テップ４０５において、デコーダは内側のデコーディン
グ誤りメッセージを出力することができる。図１３は上
記の同期化コードの探索アルゴリズムに対するリスティ
ングを示し、図１４はＭの小さい値に対する或る同期化
コードのカーディナリティ（すなわち、品質を示してい
るが、順序は示していない）を示す。ＤＳ‐ＣＤＭＡの
システムにおいては、Ｍ個のコード・シンボルが長さＮ
のＱ個のいわゆるショート・コードを含むことができ
る。これらのショート・コードは互いに直交しているこ
とが多く、さもなければ、良好な相互相関の性質を有し
ている。トレリスのブランチ上のシンボルが上記のＱベ
クトルの集合（あるいは、ここではシンボルと呼ばれ
る）の集合が取られたベクトルである、低いレートの時
不変トレリス・コードを考える。たとえば、米国特許第
５，１９３，０９４号がそのようなベクトルの集合を開
示している。図１５Ａおよび図１５Ｂは、それぞれ、本
発明を実装するために使うことができるトレリス・エン
コーダの例１０および２０のブロック図である。本質的
に、そのようなトレリス・エンコーダは長さｍのシフト
・レジスタ（１２、２２）の形式で作られ、入力信号が
Ｉで、それぞれのシフト・レジスタ（１２、２２）およ
び現在の入力信号Ｉから出力ベクトル（たとえば、ｃ
１、ｃ２、．．．、ｃＮ）へのマッピングを実行するマ
ッパ（１４、２４）を備えている。示されているトレリ
ス・エンコーダ１０、２０において、シフト・レジスタ
の長さ（ｍ）は３である。結果として、シフト・レジス
タ１２、２２はそれぞれ８個の異なる状態を取ることが
できる。出力ベクトル／シンボルの集合（たとえば、ｃ
１、ｃ２、．．．、ｃＮ）は直交（オルソゴナル）トレ
リス・エンコーダ１０（図１５Ａ）に関して一組の直交
ベクトルを構成し、超直交のトレリス・エンコーダ２０
（図１５Ｂ）に関して直交あるいは正反対の（ａｎｔｉ
ｐｏｄａｌ）ベクトルの集合を構成する。

【００１８】したがって、レジスタの状態および入力信
号Ｉからのマッピングが１つのベクトルを生じる場合、
そしてこのようにして得られたベクトルの集合が一組の
直交ベクトルを形成する場合に、直交トレリス・コード
が得られる。最初のｍ−１個のレジスタ状態が１つの直
交ベクトルを定めるならば超直交コードが形成されて、
入力ビットとｍ番目のレジスタの状態の内容のモジュロ
２の和が１に等しくない限り、出力ベクトルとして取る
ことができる。この場合、出力ベクトルはインバータ２
６によりビットごとに（ｂｉｔ−ｗｉｓｅ）反転され
る。たとえば、０／１ −＞＋１／−１への代表的な
マッピングでは、ある状態に対する出力は入力の０およ
び１のそれぞれに依存して正反対のベクトルである。し
たがって、ＤＳ‐ＣＤＭＡの応用に対して、そのような
コードがシンボルとして使うのに適している。というの
は、本来的な拡散効果（非常に低いコード・レート）、
良好な相関特性、およびトレリスの構造による本来的な
誤り訂正機能があるからである。本発明による上記の新
しいコーディング（デコーディング）の方法に加えて、
本発明のコーディング方式、たとえば、広帯域ＣＤＭＡ
セル探索方式のためのＡＲＩＢ提案の場合におけるコー
ディング方式を使っているセル探索のためのフレーム・
タイミング指示（ＦＴＩ）などに対しても、新しい方法
が提供される。したがって、現在のＡＲＩＢ広帯域ＣＤ
ＭＡ提案の中で記述されているダウンリンクにおいて送
信される補足関連のチャネルは、関与する移動局におけ
る３ステップの補足手順を容易化する。しかし、これら
の補足関連のチャネルはフレーム・タイミングに関する
情報を含まないので、提案されているＡＲＩＢ手順の最
終ステップは非常に複雑であり、そして／または時間が
掛かる。以下に説明されるように、本発明はたとえば、
提案されているＡＲＩＢ広帯域ＣＤＭＡ方式の枠組みの
中でＦＴＩを提供するために使うことができる、少なく
とも２つの方法を提供する。詳しく言えば、図１６は、
ＡＲＩＢの広帯域ＣＤＭＡ提案の中で記述されているよ
うな、移動局によって行われるセル探索の方法を示す図
である。各スロットにおいて、一次同期化コード（ＰＳ
Ｃ）および二次同期化コード（ＳＳＣ）が両方とも既知
の変調で、しかしロング・コードのスクランブリングな
しで、並列に送信される。ＰＳＣ／ＳＳＣの持続時間は
１６ｋシンボル／秒の物理チャネルの１シンボル、すな
わち、２５６チップである。そのシステムの中にはＮ
_SSC個の有効なＳＳＣがあり、それはＬＣＩのために使
われるべきｌｏｇ₂（Ｎ_SSC）ビットの情報を提供する。
ＰＳＣおよびＳＳＣの特性が図１７に示されている表の
中に要約されている。図１７によって示されているよう
に、ＦＴＩが移動局に対して提供されておらず、それに
よってセルの探索が必要以上に長く掛かる可能性があ
る。

【００１９】図１８は、本発明に従って、セル探索のた
めにＰＳＣ／ＳＳＣによって提供することができる情報
を示している表である。この情報は多くの方法で提供す
ることができるが、現在提案されているセル探索方式の
ために使うことができる２つの実施形態が以下に説明さ
れる。詳しく言えば、提案されているＡＲＩＢ方式の場
合のように、本発明の一実施形態に従って（図１９によ
って示されているような）、ＳＳＣは１つのフレームの
中の各スロットにおいて同じであり、システム内の有効
なＳＳＣがＮ_SSC個あり、それはＬＣＩのために使われ
るべきｌｏｇ₂（Ｎ_SSC）ビットの情報を提供する。フレ
ーム全体でのＳＳＣはさらに長さ１６のＮ_MOD個の可能
な有効（たとえば、バイナリ）シーケンスの１つによっ
てさらに変調される。この方法はＬＳＣおよびＬＣＩの
使用に対する別のｌｏｇ₂（Ｎ_MOD）ビットの情報を提供
する。長さ１６の、結果の変調シーケンスは、良好な自
己相関特性を有している。Ｎ_MODの値が１より大きい場
合、以下の性質も満足される必要がある。（１）良好な
相互相関；（２）有効な変調シーケンスのどのサイクリ
ック・シフトも別の有効な変調シーケンス（およびその
任意のサイクリック・シフト）を結果として生じる可能
性がないこと。このようにして得られた変調シーケンス
がこれらの性質を満足する場合、移動局の受信機におい
て有効な変調シーケンスが検出されるとすぐにＦＴＩが
知られる。受信された信号のコヒーレントな検出が、チ
ャネルの位相基準を得るための基準シンボルとしてＰＳ
Ｃを使うことによって容易化される。したがって、その
ＦＴＩは本来的である。結果として、ｌｏｇ₂（Ｎ_SSC）
＋ｌｏｇ₂（Ｎ_MOD）ビットの情報をＬＣＩのために使う
ことができる。本発明の第２の実施形態（図２０によっ
て示されているような）によると、各フレームにおいて
繰り返す１６個のＳＳＣのシーケンスがある。一般に、
システムの中で使うことができるそのようなＳＳＣシー
ケンスがＮ_{SSC_SEQ}個あり、システムはＬＣＩのために
使うことができるｌｏｇ₂（Ｎ_{SSC_SEQ}）ビットの情報を
発生する。その場合、各ＳＳＣシーケンスがユニークで
あり、個々のＳＳＣが良好な自己相関および相互相関の
性質を有している場合に有利である。しかし、Ｎ
_{SSC_SEQ}＝１の値が実際には十分であることが仮定され
る。

【００２０】有効なＳＳＣシーケンスを見つける際に、
そのＦＴＩが本来的に発生され、そしてＳＳＣシーケン
スを上記の第１の実施形態で直接に説明された方法によ
って示されているように変調することもでき、それはＬ
ＣＩの使用に対してｌｏｇ₂（Ｎ_MOD）ビットの情報を発
生する。この場合、そのＬＣＩは６５，５３６個の異な
る値（十分以上）を取り上げることができ、それは良好
なＬＣＩ検出性能を提供する。図２１は、本発明を実施
するために使うことができる２つのセル探索アルゴリズ
ム（方法）を説明する表である。また、図２１に示され
ている表は現在のＡＲＩＢ広帯域ＣＤＭＡセル探索の提
案と、本発明の２つの例のセル探索方法との比較も提供
する。図２１における行（ステップ）は、関与するセル
探索のステージを記述する。たとえば、第１ステージ
（ステップ１）において、整合フィルタ（ＭＦ）がスロ
ット・タイミング（ＳＴ）を発生するために使われる。
第２ステージにおいては、第２ステージの中のＳＳＣと
の相関演算（ＣＯＲＲ）を行っている時、ＰＳＣが位相
基準を提供するので、その相関がコヒーレントに累積さ
れる可能性がある。他方、スロット当たりに１つのＳＳ
Ｃしかないので、その相関演算はスロット当たりに一度
だけしか実行されない。第３ステージにおいてロング・
コード（ＬＣ）と相関を取る時、その相関は非コヒーレ
ントに累積されなければならない。しかし、この相関演
算は連続したシンボル上で行うことができる。というの
は、ロング・コードがそのフレームの中の各シンボルに
対して適用されるからである。その場合、ロング・コー
ドと、ダウンリンク上で常に送信されているＢＣＣＨの
既知のショート・コードとを連結することによって、相
関演算が実行される。そのロング・コードをＬＣＩによ
って正確に指摘することができる場合、上記の２つの実
施形態では１つの相関演算ステップだけが必要である。
しかし、現在提案されているＡＲＩＢのセル探索方式で
は、フレーム・タイミング（ＦＴ）を見つけるために、
上記のステップに加えてさらに１つの探索が必要であ
る。図２１に示されている方法に対して必要な受信機の
動作の例を示すために、以下の選択を行うことができ
る。Ｎ_SSC＝２５６ロング・コード（１６×１６として
グループ分けられている；Ｎ_MOD＝１；Ｎ_{SSC_SEQ}＝１；
そして１６個の相関（各２５６チップ）の累積が適切な
検出に対して十分であると仮定する（単純のために）。
したがって、現在提案されているＡＲＩＢのセル探索方
式を実装する際、以下の相関行列が形成される。

【００２１】

【数１】ここで、ｃ_i（バー）は１６個の異なるＳＳＣを表し、
ｙ_i（バー）は１６個の連続的に受信されたＳＳＣを表
し、ドット積は相関演算が実行されることを示す。移動
局の受信機の中の１６個の相関器によって、Ｚ₁の２５
６個の相関を形成するために、１６個のスロットに対し
て１６個の相関器を動作させる必要がある。また、Ｚ₁
の要素は無線チャネルおよび周波数同期化の誤差の結果
として生じる位相シフトを取り除くために、対応してい
るＰＳＣの相関の共役で乗算することもできる。したが
って、この乗算は上記の行列（１）において既に実行さ
れていると仮定することができ、そして残りの説明全体
にわたっても既に実行されていると仮定することができ
る。次に、Ｚ₁の行が合計される。これらの合計のうち
の１つが他のものより大きく、それがＳＳＣを示す。第
１の実施形態（上記の方法１）に従って、行列（１）も
形成される。しかし、方法１を実施するためには、行列
（１）が以下の行列でさらに乗算される。

【００２２】

【数２】ここで、その列は変調シーケンスのすべてのサイクリッ
ク・シフトを含んでいる（ここでは簡単のために実数値
であると仮定される）。Ｚ₁Ｍ₁の乗算によって１６×１
６の行列が作り出され、ここでその要素の１つの大きさ
が他のものより大きくなる。この要素の行のインデック
スがＬＣＩを発生し、そして列のインデックスがフレー
ム・タイミング（ＦＴＩ）を発生する。本発明の第２の
実施形態（上記の方法２）によると、行列（１）の代わ
りに、以下の行列が形成される。

【００２３】

【数３】ここで、ｃ_i（バー）はＳＳＣのシーケンスのＳＳＣで
ある。次に、行列（３）が以下の行列によって乗算され
る。

【００２４】

【数４】ここで、その列は１６個の可能な変調シーケンスのすべ
てを表す（ふたたび簡単のために実数値を仮定して）。
Ｚ₂Ｍ₂の行列の乗算は、ふたたび１６×１６の行列を作
り出し、その中で要素の１つが他のものより大きい値を
有することになる。この要素の行のインデックスがＦＴ
Ｉを発生し、そして列のインデックスがＬＣＩを発生す
る。本発明の上記の方法に対する動作を拡張して、より
一般的なケースを含めることができる。たとえば、より
多くの変調シーケンスが望ましい場合、行列Ｍ１（Ｍ
２）を、すべての許容されるｍ個のシーケンスのすべて
のシフトを含んでいる新しい列で拡張することができ
る。上記の第２の方法を実装する際に、より多くのＳＳ
Ｃシーケンスが望ましい場合、すべての許可されている
ＳＳＣシーケンスとのシフトされた相関の行を加えるこ
とによって行列Ｚ₂を拡張することができる。グループ
当たりにより多くのロング・コードがある場合、第１の
方法に対して上で説明された行列Ｚ₁を、より多くの相
関の行を追加することによって拡張することができる。
したがって、使用する相関の制限された集合によって、
その相関演算を後続のフレームにおいて実行し、そして
しかもコヒーレントに累積されるようにすることができ
る。この観測は本発明の上記のセル探索法の両方に対し
て有効である。以下の説明は本発明の２つのセル探索法
を、提案されているＡＲＩＢの広帯域ＣＤＭＡセル探索
方式と比較する。その比較を行うために、以下の表１に
示されているシステム・パラメータが次のケースのそれ
ぞれに対して適用されると仮定する。

【００２５】

【表１】以下の表２〜５は提案されているＡＲＩＢの広帯域ＣＤ
ＭＡセル探索に対する、本発明の２つのセル探索法の利
点を示している。たとえば、以下の表２は必要な２５６
チップ相関の数、およびダウンリンクの同期化を得るた
めに必要な時間を、ロング・コードのグルーピングが行
われていない場合に対して、３つのセル探索方式に対し
て示している。

【００２６】

【表２】以下の表３は、各３２個のコードのロング・コードの４
つのグループがある場合に対する同じ情報を示してい
る。

【００２７】

【表３】表４は、各１６コードの１６個のロング・コード・グル
ープがある場合に対する同じ情報を示している。

【００２８】

【表４】以下の表５は、各４コードの３２個のロング・コードの
グループがある場合に対する同じ情報を示している。

【００２９】

【表５】したがって、第１のステップ（整合型のフィルタリング
またはＭＦのステージ）は３つの方法のすべてに対して
同じである。結果として、このステップは簡単のために
上記の表２〜５から省略されている。相関のいくつかに
対して、最大および平均の値が与えられている。その理
由は、ＬＣまたはＦＴに対してブラインド・サーチが実
行される時、その相関プロセスは、十分に良好な整合が
得られた時、可能なすべての組合せが探索される前に終
了される可能性があることである。ブラインド・サーチ
（たとえば、Ｎ個の異なるコードの間で）を実行する
時、平均でＮ／２個のコードがテストされなければなら
ない。しかし、最悪の場合、Ｎ個のコードのすべてがテ
ストされなければならない場合がある。したがって、行
列の乗算、Ｚ₁Ｍ₁は瞬時に実行されると仮定することが
でき、したがって、これらの複雑度は上記の表の中では
考慮されていない。要約すると、上記の表２〜５によっ
て示されているように、上記の、そして本発明に従って
実行される２つのセル探索の方法は、初期の同期化時
と、ハンドオーバの測定報告状況時の両方において、関
与している移動局における、より高速の、複雑度の小さ
いセル探索プロセスを提供する。また、上記の表２〜５
が示しているように、本発明のセル探索方法の遅延およ
び複雑度は両方とも、ＡＲＩＢ提案のセル探索の場合の
それらより小さい。特に、本発明の２つの方法によって
実施される移動局のセル探索手順の第３ステージ（ステ
ップ３）は、提案されているＡＲＩＢの方法より１６倍
まで速く、そして複雑度がより小さい。本発明の方法お
よび装置の好適な実施形態が、添付の図面の中で示さ
れ、前記の詳細な説明の中で示されてきたが、本発明は
開示されている実施形態に限定されるものではなく、特
許請求の範囲によって説明され、定義されている本発明
の精神から逸脱することなしに、多数の再構成、変更お
よび置き換えが可能であることを理解されたい。［図面の簡単な説明］本発明の方法および装置についてのより完全な理解が、
添付の図面と関係付けて以上の詳細記述を参照すること
によって得られる。

【図１】直接シーケンス符号分割多元接続通信システム
における、従来の技術の同期化チャネル信号の送信フォ
ーマットを示している図である。

【図２】直接シーケンス符号分割多元接続通信システム
における、代わりの従来の技術の同期化チャネル信号の
送信フォーマットを示している図である。

【図３】直接シーケンス符号分割多元接続通信システム
における、代わりの従来技術の同期化チャネルおよびロ
ング・コードのグループ信号の伝送フォーマットを示し
ている図である。

【図４】直接シーケンス符号分割多元接続通信システム
において、従来の技術の同期化コードおよびフレーミン
グ同期化コードの代わりの送信フォーマットを示してい
る図である。

【図５】本発明を実装するために使うことができる、送
信機および受信機の動作の例を示している図である。

【図６】本発明の好適な実施形態に従って、図５に関し
て上で説明された符号語をデコードするために受信機デ
コーダの中で使うことができる、ジェネリックなデコー
ディング・アルゴリズムを示しているフローチャートで
ある。

【図７】本発明の第２の実施形態に従って、ランダムな
シンボル／ビットの妨害／ノイズにおける、図５に関し
て上で説明された符号語をデコードするための受信機の
デコーダの中で使うことができるジェネリックな最尤デ
コーダのアルゴリズムを示す。

【図８】本発明を明確化するために例を示す目的で用意
されている、ｍ＝２のトレリス・エンコーダに対するト
レリス・セクションの一例を示している図である。

【図９】本発明を明確化するために例を示す目的で提供
されている、Ｍが８に等しい循環型トレリスの一例の概
略図である。

【図１０】本発明の性質２を満足するすべてのワードを
発生するために、エンコーダによって使うことができる
アルゴリズムの一例のフローチャートである。

【図１１】図１０に関して説明された符号化のアルゴリ
ズムを実施することから得られる同期化を示す。

【図１２】本発明に従って、図１１に関して上で説明さ
れた同期化コードの例をデコードするための方法を示し
ているフローチャートである。

【図１３】図１２に関して説明された同期化コードの探
索アルゴリズムのためのＭａｔｌａｂのリスティングを
示す。

【図１４】Ｍの小さな値に対するある種の同期化コード
の濃度（Ｃａｒｄｉｎａｌｉｔｙ）を示す。

【図１５Ａ】本発明を実装するために使うことができる
トレリス・エンコーダの例のブロック図である。

【図１５Ｂ】本発明を実装するために使うことができる
トレリス・エンコーダの例のブロック図である。

【図１６】従来の技術のＡＲＩＢ広帯域ＣＤＭＡ提案に
おいて記述されているような、移動局によって実行され
るセル探索の方法を示している図である。

【図１７】一次同期化コードおよび二次同期化コードの
ある種の特性を示している表である。

【図１８】本発明に従って、セル探索のために一次同期
化コードまたは二次同期化コードによって提供される情
報を示している表である。

【図１９】本発明に従って、セル探索のために図１８に
示されている一次同期化コードおよび二次同期化コード
を提供するための方法の例である。

【図２０】本発明に従って、セル探索のために図１８に
示されている一次同期化コードおよび二次同期化コード
を提供するための第２の例の方法である。

【図２１】本発明を実装するために使うことができる２
つのセル探索のアルゴリズム（方法）を記述している表
であり、現在のＡＲＩＢ広帯域ＣＤＭＡセルの探索提案
による本発明のセル探索法の２つの例の比較も提供す
る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平11−88295（ＪＰ，Ａ) 樋口健一、佐和橋衛、安達文幸，ＣＤ−ＣＤＭＡ基地局間非同期セルラにおけるロングコードマスクを用いる高速セルサーチ法，電子情報通信学会技術研究報告，1997年１月，Ｖｏｌ. 96，Ｎｏ．481，ＲＣＳ96−122，ｐ．57 −63 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H04Q 7/38

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】セルラー通信システムにおけるセルの探
索を容易化するための方法であって、基地局が送信のための識別コードの集合を発生するステ
ップであって、前記識別コードは複数の符号語を含み、
該複数の符号語の各々は複数のシンボルを含み、該複数
のシンボルは一組のショート・コードから取られて成
り、前記複数の符号語の各々のシンボルごとのサイクリ
ック・シフトは有効な符号語とならないように前記複数
の符号語が定められる前記ステップと、前記識別コードの集合内に含まれる前記複数の符号語の
１つ以上を前記基地局が送信するステップとを含む方
法。
【請求項２】請求項１に記載の方法において、前記複
数の符号語は複数のＱ次の符号語から成り、前記一組の
ショート・コードが一組のＱ個のショート・コードから
成る方法。
【請求項３】請求項２に記載の方法において、前記複
数のＱ次の符号語が、複数の長さＭのＱ次の符号シンボ
ルから成る方法。
【請求項４】請求項１に記載の方法において、前記識
別コードは内側のコードと外側のコードとを連結するこ
とによって形成されて成る方法。
【請求項５】請求項２記載の方法において、前記一組
のＱ個のショート・コード内のショート・コードは直交
ショート・コードである方法。
【請求項６】請求項１に記載の方法において、前記内
側のコードがテイルバイティングのトレリス・コードか
ら成る方法。
【請求項７】請求項４に記載の方法において、前記外
側のコードがバイナリ・コードから成る方法。
【請求項８】請求項６に記載の方法において、前記テ
イルバイティングのトレリス・コードが直交トレリス・
コードから成る方法。
【請求項９】請求項６に記載の方法において、前記テ
イルバイティングのトレリス・コードが超直交トレリス
・コードから成る方法。
【請求項１０】ＣＤＭＡのセルラー通信システムにお
いて基地局から送信された識別コードを移動局がデコー
ドするための方法であって、前記識別コードを含んでいる複数の連続したシンボルを
受信するステップと、前記受信された複数の連続したシンボルが有効な符号語
を含んでいるかどうかを判定するステップと、前記受信された複数の連続したシンボルが有効な符号語
を含んでいない場合は、前記受信された複数の連続した
シンボルを所定の量だけサイクリックにシフトして、前
記判定のステップへ戻るステップと、前記受信された複数の連続したシンボルが有効な符号語
から成る場合は、該有効な符号語を得るために行ったサ
イクリック・シフトの回数および、前記有効な符号語に
付随している情報を出力するステップとを含む方法。
【請求項１１】請求項１０に記載の方法において、前
記有効な符号語を得るために行われたサイクリック・シ
フトの前記回数が、前記有効な符号語に関するフレーム
・タイミングを示す方法。
【請求項１２】請求項１０に記載の方法において、前
記複数の連続したシンボルが所定の数の連続したシンボ
ルから成る方法。
【請求項１３】請求項１０に記載の方法において、前
記所定の量が１シンボルから成る方法。
【請求項１４】ＣＤＭＡセルラー通信システムにおい
て基地局から送信された識別コードを移動局がデコード
するための方法であって、Ｍ個の連続したシンボルをｋ回収集し、前記Ｍ個の連続
したシンボルが前記識別コードを含んでいる収集ステッ
プと、前記収集されたｋ回のＭ個の連続したシンボルに対して
組み合わされた尤もらしさのＭ個の値を計算して一組の
Ｍ個の計算値を得るステップと、前記一組のＭ個の計算値のＭ個のサイクリック・シフト
のそれぞれと、Ｌ個の符号語の各々との間の相関を計算
するステップと、前記計算のステップにおいて相関の最高の値を発生した
符号語およびサイクリック・シフトの回数を記憶するス
テップとを含む方法。
【請求項１５】請求項１４に記載の方法において、行
われたサイクリック・シフトの前記回数が前記識別コー
ドに対するフレーム・タイミングを示す方法。
【請求項１６】請求項１４に記載の方法において、前
記記憶された符号語に関連付けられた情報を出力するス
テップをさらに含む方法。
【請求項１７】ＣＤＭＡのセルラー通信システムにお
いて基地局から送信される識別コードを符号化するため
の方法であって、前記識別コードとして符号化されるべき長さＭの２^M個
の各ワードに対して周期を計算するステップと、周期がＭより小さい前記２^M個の各ワードを除外するス
テップと、前記２^M個のワードの残りのワードのＭサイクルのそれ
ぞれに対して、１つの代表ワードを決定するステップ
と、前記代表ワードのそれぞれを記憶するステップとを含む
方法。
【請求項１８】請求項１７に記載の方法において、前
記記憶された各代表ワードが複数の符号語を含み、そし
て前記複数の符号語の任意の１つのサイクリック・シフ
トが有効な符号語を発生しないようになっている方法。