MXPA00001880A - Busqueda de celda en un sistema de comunicaciones cdma - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a un esquema de codificación especial para adquirir en forma más efectiva una sincronización de cuadro y de código largo durante una búsqueda de celda en un sistema de comunicación CDMA. Un conjunto de códigos de palabras de código Q-arias de longitud M incluyendo símbolos de un conjunto de códigos cortos Q se definen con ciertas propiedades. La propiedad primaria a satisfacerse es que ningún desplazamiento cíclico de una palabra es código produce una palabra de código válida. Las otras propiedades a satisfacer son que hay un mapeo uno-a-uno entre un mensaje de código largo y una palabra de código válida y un decodificador deberáser capaz de encontrar tanto al desplazamiento aleatorio (de esta manera encontrando implícitamente la sincronización de cuadro) y la palabra de código transmitida (es decir su mensaje de indicación de código largo asociado) en la presencia de interferencia y ruido, con cierto grado de precisión y razonable complejidad.

Description

BÚSQUEDA DE CELDA EN UN SISTEMA DE COMUNICACIONES CDMA SOLICITUD RELACIONADA Esta solicitud para patente reclama el beneficio de prioridad de y por lo tanto incorpora por referencia toda la descripción de la Solicitud Provisional de Patente de -ios E.U.A. copendiente No. de Serie 60/057,412, presentada en Agosto 29, 1997. ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Campo Técnico de la Invención - _ La presente invención se refiere- en- general al campo de comunicaciones de espectro disperso y en particular a actividades de búsqueda de celda realizadas por una estación móvil para obtener sincronización de tiempo con una estación base y adquirir información de sincronización de cuadro y código largo específico de celda eutilizadas en sistema de comunicaciones de acceso múltiple con división de código (CDMA = Code División Múltiple Access) . Descripción de la Técnica Relacionada La industria de telefonía celular ha hecho esfuerzos fenomenales en operaciones comerciales por todo el mundo. El crecimiento en las principales áreas metropolitanas ha excedido por mucho las expectativas y está superando la capacidad del sistema. Si esta tendencia continúa, el efecto de crecimiento rápido pronto alcanzará incluso los mercados más pequeños. El problema predominante con respecto a este crecimiento continuo es que la base de clientes se expande mientras que la cantidad de espectro electromagnético asignado a los problemas de servicios celulares para utilizar en transportar comunicaciones de radio-frecuencia, permanece limitada. Se requieren soluciones innovadoras para cumplir con estas necesidades de capacidad incrementada en el espectro disponible limitado, así como para mantener alta calidad de servicio y evitar que aumenten los precios . ~_ 7 ~^_ Actualmente, el acceso de canal en sistemas celulares primordialmente se logra utilizando métodos de acceso múltiple con —división de frecuencia (FDMA Frequency División Múltiple Access) y acceso múltiple con división de tiempo (TDMA = Time División Múltiple Access) . En sistemas FDMA, un canal de comunicación físico comprende una banda de radio- frecuencia simple en la cual la potencia de transmisión de una señal se concentra. En sistemas TDMA, un canal de comunicaciones físico comprende una ranura de tiempo en un tren periódico de intervalos de tiempo sobre la misma frecuencia de radio. Aunque se obtiene desempeño satisfactorio de sistemas de comunicaciones FDMA y TDMA, congestión de canal debida a incrementada demanda de clientes comúnmente ocurre. De acuerdo con esto, ahora se proponen, consideran e implementan métodos de acceso de canal alternos. El espectro disperso es una tecnología de comunicaciones que encuentra aplicación comercial como un nuevo método de acceso de canal en comunicaciones inalámbricas. Los sistemas de espectro dispersos han estado alrededor desde los días de la Segunda Guerra Mundial. Las primeras aplicaciones eran predominantemente de orientación militar (referentes a interferencia intencional inteligente, radar y satélites) . Sin embargo, hay un interés incrementado en la actualidad en utilizar sistemas de espectro disperso en otras aplicaciones de comunicaciones, incluyendo radio celular digital, radio móvil terrestre y redes de comunicaciones personales de interiores/exteriores . El espectro disperso opera en forma bastante diferente de los sistemas de comunicaciones TDMA Y FDMA convencionales. En un transmisor de espectro disperso CDMA - secuencia directa (DS-CDMA) , por ejemplo una corriente de símbolos digitales para un canal común dedicado determinado a una velocidad de símbolos básicas dispersa a una velocidad de chip. Esta operación de dispersión involucra aplicar un código de dispersión único de canal (en ocasión referido como una secuencia de firma) a la corriente de símbolos que incrementa su velocidad (ancho de banda) mientras que contribuye con redundancia. Típicamente, la corriente de símbolos digital se multiplica por el código digital único durante dispersión. La señal intermedia comprende las secuencias de datos resultantes (chips) luego se agrega a otras señales intermedias procesadas (es decir dispersas) referentes a otros canales. Un código de cifrado único de estación base (a menudo referido como el "código largo" ya que en la mayoría de los casos es más largo que el código de dispersión) luego se aplica a las señales intermedias sumadas para generar una señal de salida para transmisión de múltiples canales sobre un medio de comunicaciones . Las señales intermedias relacionadas a canal común/dedicado ventajosamente luego comparten una frecuencia de comunicaciones de transmisión con las señales múltiples que aparecen ubicadas una sobre otra tanto en dominio de frecuencia como en dominio en tiempo. Debido a que los códigos de dispersión aplicados son únicos en canal, sin embargo cada señal intermedia transmitida sobre la frecuencia de comunicaciones compartida es similarmente única y a través de la aplicación de técnicas de procesamiento adecuadas, en el receptor pueden distinguirse de otras . En el receptor de la estación móvil de espectro disperso DS-CDMA, las señales recibidas se recuperan al aplicar (es decir multiplicar o acoplar) los códigos de dispersión y cifrado apropiados a deshacer dispersión o retirar la codificación de la señal transmitida deseada y regresar a la velocidad de símbolo básica. Cuando el código de dispersión se aplica a otras señales intermedias transmitidas y recibidas, sin embargo solo se produce interferencia. La operación de deshacer dispersión de esta manera comprende eficazmente un proceso de correlación que compara la señal recibida con el código digital apropiado para recuperar la información deseada del canal. Antes que puedan ocurrir cualesquiera comunicaciones de radio frecuencia o transferencia de información entre una estación base y una estación móvil del sistema de comunicaciones de espectro disperso, la estación móvil debe encontrar y sincronizarse a la referencia de sincronización de esa estación base. Este proceso comúnmente se refiere como "búsqueda de celda" . En un sistema de comunicación de espectro disperso DS-CDMA, por ejemplo la estación móvil debe encontrar fronteras de chip de enlace descendente, frontera de símbolo y fronteras de cuadro de este reloj de referencia de sincronización. La solución más común implementada para resolver este problema de sincronización ha sido que la estación base transmita periódicamente (con un período de repetición TP) y la estación móvil detecte y procese, un código de sincronización reconocible 7?7 de chip de longitud Np como se ilustra en la Figura 1. El código de sincronización también puede ser referido como un código de dispersión para símbolos enmascarados de código largo. Este código de sincronización se envía con una modulación conocida y sin ningún cifrado de código largo. En un tipo de sistema de comunicaciones CDMA, cada estación base utiliza un código de sincronización conocido diferente que se toma de un conjunto de códigos de sincronización disponible. -En otro tipo de sistema de comunicaciones CDMA, todas las estaciones base utilizan el mismo código de sincronización con diferencias entre estaciones base identificadas a través del uso de diferentes desplazamientos de fase del código de sincronización para las transmisiones. En el receptor de espectro disperso de la estación móvil, las señales recibidas se desmodulan y aplican a un filtro acoplado a el o los códigos de sincronización. Por supuesto se entiende que esquemas de detección alternos tales como correlación deslizante, pueden emplearse para procesamiento de código de sincronización. La salida del filtro acoplado, alcanza picos en tiempos que corresponden con los tiempos de recepción del código de sincronización transmitido periódicamente. Debido a los efectos de propagación de múltiples trayectorias, pueden detectarse varios picos referentes a una transmisión de código de sincronización sencillo. De procesamiento de estos picos recibidos en una forma conocida, una referencia de sincronización con respecto a la estación base de transmisión puede encontrarse con una ambigüedad igual al período de repetición TP. Si el período de repetición es igual a la longitud de cuadro, entonces esta referencia de sincronización puede utilizarse para sincronizar operaciones de comunicaciones de estación móvil y estación base con respecto a sincronización de cuadro. Mientras que cualquier longitud de NP en chips para el código de sincronización transmitido 77 t puede seleccionarse, como un asunto práctico a la longitud de NE en chips se limita por la complejidad del filtro acoplado implementado en el receptor de estación móvil. Al mismo tiempo, es conveniente el limitar la potencia pico instantánea Pp de las transmisiones de canal/señal de código de sincronización a fin de no provocar alta interferencia instantánea con otros canales/señales transmitidas de espectro disperso. Para obtener suficiente potencia promedio con respecto a transmisiones de código de sincronización dada una cierta longitud en chip NP, puede volverse necesario en el sistema de comunicaciones CDMA el utilizar un período de repetición de código de sincronización TP que es más corto que una longitud de cuadro Tf como se ilustra en la Figura 2. Otra razón para transmitir códigos de sincronización múltiples CP dentro de una longitud de cuadro simple T£ es soportar sincronización de enlace descendente inter- frecuencia en el modo comprimido, como se conoce-por aquéllos con destreza en la especialidad. Con procesamiento de modo comprimido, la sincronización de enlace descendente en una frecuencia portadora determinada se lleva a cabo durante solo parte de un cuadro en vez de a través de todo el cuadro. Es posible entonces con solo un código de sincronización 77 Por cuadro, que el procesamiento de modo comprimido puede perder durante un período significante de tiempo el detectar el código de sincronización por completo. Al transmitir códigos de sincronización múltiples 7?V durante cada cuadro, se dan múltiples oportunidades por cuadro para detección de procesamiento de modo comprimido y al menos una transmisión de código de sincronización será capaz de ser detectada. Sin embargo, hay una desventaja con respecto a recepción y sincronización experimentadas con transmisión de código de sincronización múltiple 7? dentro de una sola longitud de cuadro Tf . De nuevo, las señales recibidas se desmodulan y aplican a un filtro (o correlacionador) acopladas al código de correlación conocidos. La salida del filtro acoplado alcanza picos en tiempos que corresponden a los tiempos de recepción del código de sincronización transmitido periódicamente- De procesar estos picos, una referencia de sincroni zación para la estación base de transmisión referente. aTL período de repetición de código de sincronización TP puede encontrarse en una forma conocida. Sin embargo, esta referencia de sincronización es ambigua con respecto a la sincronización de cuadro y de esta manera no presenta suficiente información para permitir sincronización- de_—cuadro de estación móvil/base a la referencia de sincronización. Por ambiguo se entiende que la frontera del cuadro (es decir su sincronización) no puede ser identificada solo a partir de los picos de código de sincronización detectados. El proceso de búsqueda de celda además puede involucra obtener el código largo específico de celda empleado en el enlace descendente para cifrar comunicaciones de canal común y dedicadas de enlace descendente. Los canales dedicados comprenden tanto canales de tráfico como de control y los canales comunes también comprenden canales de tráfico de control (que pueden incluir el canal de control de difusión o BCCH) . Un código de grupo de código largo "c"lc? de preferencia se transmite en forma síncrona con (y además de preferencia ortogonal a) los códigos de sincronización ~¡?7 co o se ilustra en la Figura 3. Este código de grupo de código largo se envía con una modulación conocida y sin ningún cifrado de código largo. Cada código de grupo de código largo 7c lc , indica el sub-conjunto particular de un conjunto total de códigos largos al cual el código largo específico de celda utilizado para la transmisión, pertenece. Por ejemplo, puede haber ciento veintiocho códigos largos en total agrupados en cuatro sub-conjuntos de treinta y dos códigos cada uno. Al identificar el código de grupo de código largo transmitido 7?7 ICL/ el receptor puede estrechar su búsqueda de adquisición de código largo en este ejemplo a solo los treinta y dos códigos largos contenidos en el sub-conjunto identificado por el código de grupo de código largo recibido 77 CÍ - La información de sincronización de cuadro puede encontrarse a partir de un procesamiento combinado de los códigos de sincronización recibidos~ p y los códigos de grupo de código largo " 1CI . Una primer estación móvil identifica ajuste de fase de código sincronización al aplicar un filtro acoplado ~^p a una señal recibida e identificar los picos. De estos picos, puede encontrarse una referencia de sincronización con respecto a las ranuras. Aunque ambiguo en cuanto a sincronización de cuadro, las ubicaciones de ranura determinada identifican la sincronización para la transmisión simultánea del código de grupo de código largo "^lc?. Luego se realiza correlación en las ubicaciones de ranura conocidas para obtener la identificación de código de grupo de código largo ~clc_. • partir de esta identificación, el número de códigos largos específicos de celda posible utilizados para transmisión se reduce. Finalmente, se realiza una correlación contra cada uno del número reducido de códigos largos (es decir aquéllos códigos largos contenidos en el sub-conjunto identificado 77 id n cada una de las ranuras conocidas para determinar que código largo específico de celdas se utiliza para transmisión y proporciona una referencia de desplazamiento de fase. Una vez que se encuentra el desplazamiento de fase, se identifica la sincronización de cuadro . En conexión con la transmisión de múltiples códigos de sincronización ~¡77p dentro de una sola longitud de cuadro Tf, la determinación de sincronización de cuadro se auxilia alternativamente en la forma descrita en la solicitud de patente de los E.U.A. No. de Serie 08/884,002, con título "MOBILE STATION SYNCHRO IZATION WITHIN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATIONS SYSTEM" (SINCRONIZACIÓN DE ESTACIÓN MÓVIL DENTRO DE UN SISTEMA DE COMUNICACIONES DE ESPECTRO DISPERSO) presentada en junio 27, 1997, al tener cada una de las ranuras que incluyan no solo un código de sincronización ~cP , como en la Figura 2 descrito anteriormente, sino también un código de sincronización de encuadrado 7?* transmitido con una modulación conocida y sin cifrado de código largo, como se ilustra en la Figura 4. El código de sincronización es el mismo en cada ranura a través de los cuadros repetitivos. Los códigos de sincronización de encuadrado sin embargo son únicos por cada ranura en un cuadro, y se repiten en cada cuadro. Para obtener información de sincronización de cuadro, una estación móvil primero identifica el ajuste de fase de código de sincronización al aplicar un filtro acoplado a 7?7> a una señal recibida e identificar los picos. De estos picos, la referencia de sincronización con respecto a las ranuras puede encontrarse . Mientras que esta referencia de sincronización es ambigua en cuanto a sincronización de cuadros, el conocimiento de las ubicaciones de ranura indirectamente señala a la ubicación del código de sincronización de encuadrado 7?7 dentro de cada ranura ubicada. La estación móvil luego además correlaciona el conjunto de códigos de sincronización de encuadrado conocidos 757 a la señal recibida en los sitios de los códigos de sincronización de encuadrado. Dado que la posición de cada código de sincronización de encuadrado ~¡57_ respecto a la frontera de cuadro se conoce, una vez que se encuentra una correspondencia de correlación en la ubicación, la frontera del cuadro relativo- (y por lo tanto la sincronización de cuadro) entonces también se conoce.

Aunque los métodos anteriores para obtener información de sincronización pueden proporcionar resultados satisfactorios, sus capacidades de desempeño bajo condiciones de radio degradadas dejan mucho que desear. Inevitablemente, en todos los enfoques de la técnica previa anteriormente descritos, deficientes condiciones de radio enlace y niveles de interferencia superiores a los normales pueden provocar que una estación móvil realice una decisión incorrecta ya sea en la sincronización de cuadro o código largo o ambas. Consecuentemente, correlaciones adicionales tienen que realizarse que ocupen recursos de procesamiento valiosos son complejas de implementar, y frenan el proceso de búsqueda de celdas. Esencialmente, puede recolectarse más energía de señal al recibir la señal sobre mas períodos de cuadro. Sin embargo, este enfoque puede tardar más que el tiempo considerado aceptable para situaciones de transferencia. Por lo tanto, hay necesidad por método efectivo para obtener tanto indicación de sincronización de cuadro como indicación de código largo durante el_proceso de búsqueda de celda en un ambiente de radio degradado . Como se describe en detalle a continuación, la presente invención proporciona este método . COMPENDIO DE LA INVENCIÓN Esencialmente, de acuerdo con la presente invención, se proporciona un método para adquirir en forma más eficaz un código largo y ajuste de fase de cuadro durante una búsqueda de celda, al utilizar un esquema de codificación espectral. Un conjunto de códigos de palabras de código Q-areas de longitud M incluyendo símbolos de un conjunto de Q códigos cortos se define con ciertas propiedades. La propiedad primaria a satisfacer es que ningún desplazamiento cíclico de una palabra de código produce una palabra de código válida. Las otras propiedades a satisfacer son que hay un mapeo uno-a-uno entre un mensaje de código largo y una palabra de código válida y un decodificador deberá ser capaz de encontrar tanto el desplazamiento aleatorio (de esta manera implícitamente encontrando el ajuste de fase de cuadro) y la palabra de código transmitido (es decir su mensaje de indicación de código largo asociado) en la presencia de interferencia y ruido, con cierto grado de precisión y complejidad razonable. Una ventaja técnica importante a la presente invención es que proporciona una solución de complejidad baja a moderada para adquirir en forma más eficaz un código largo y una sincronización de cuadros durante una búsqueda de celda, que da una ganancia de codificación que puede emplearse para reducir el tiempo de búsqueda y/o proporción de energía de bit de información requerida a ruido (Eb/NO) .

Otra ventaja técnica importante de la presente invención es que hace posible compensar complejidad contra desempeño, al variar la complejidad de código pero manteniendo el número de mensajes posibles fijos. Aún otra ventaja técnica importante de la presente invención es que proporciona más palabras de código que los esquemas convencionales lo que reduce y/o limita el número de mensajes de estación base requeridos. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Una comprensión más completa del método y aparato de la presente invención puede lograrse por referencia a la siguiente descripción detallada cuando se toma en conjunto con los dibujos acompañantes en donde: - La Figura 1 es un diagrama que ilustra un formato de transmisión de señal de canal de sincronización de la técnica previa en un sistema de comunicaciones de acceso múltiple con división de código de secuencia directa; La Figura 2 es un diagrama que ilustra un formato de transmisión de señal de canal de sincronización de la técnica previa alterno en un sistema de comunicaciones de acceso múltiple con división de código de secuencia directa; La Figura 3 es un diagrama que ilustra un canal de sincronización de la técnica previa alterno y formato de transmisión de señal de grupo de código largo en un sistema de comunicaciones de acceso múltiple con división de código de secuencia directa; La Figura 4 es un diagrama que ilustra aún otro código de sincronización de la técnica previa alterno y formato de transmisión de código de sincronización de encuadrado en un sistema de comunicaciones de acceso múltiple con división de código de secuencia directa; La Figura 5 es un diagrama que ilustra operaciones de transmisor y receptor ejemplares que pueden emplearse para implementar la presente invención; La Figura 6 es un diagrama de flujo que ilustra un algoritmo de decodificación genérico que puede emplearse en un decodificador receptor para decodificar la palabra de código descrito anteriormente con respecto a la Figura 5, de acuerdo con una modalidad preferida de la presente invención; La Figura 7 es un diagrama de flujo que ilustra un algoritmo de decodificador de máxima probabilidad genérico que puede emplearse en un decodificador receptor para decodificar la palabra de código descrita anteriormente con respecto a la Figura 5 en la presencia de interferencia/ruido de bit/símbolo aleatoria, de acuerdo con una segunda modalidad de la presente invención; La Figura 8 es un diagrama que muestra una sección trellis ejemplar para un codificador trellis m=2 que se proporciona para propósitos ilustrativos a fin de aclarar la presente invención; La Figura 9 es un diagrama esquemático de una sección trellis circular ejemplar con M igual a 8, que se proporciona para propósitos ilustrativos a fin de aclarar la presente invención; La Figura 10 es un diagrama de flujo de un algoritmo ejemplar que puede emplearse por un codificador para generar todas las palabras que satisfacen la Propiedad 2 de la presente invención; La Figura 11 ilustra un código de sincronización que puede resultar de implementar el algoritmo de codificación descrito con respecto a la Figura 10; La Figura 12 es un diagrama de flujo que ilustra un método para decodificar el código de sincronización ejemplar descrito anteriormente con respecto a la Figura 11, de acuerdo con la presente invención; La Figura 13 muestra un listado Matlab para el algoritmo de búsqueda de código de sincronización descrito con respecto a la Figura 12; La Figura 14 muestra la cardinalidad de ciertos códigos de sincronización para pequeños valores de M; Las Figuras 15A y 15B son diagramas de bloque de codificadores trellis ejemplares que pueden emplearse para implementar la presente invención; La Figura 16 es un diagrama que ilustra el método de búsqueda de celda para realizarse por una estación móvil, como se describe en la propuesta CDMA de Banda Amplia ARIB de la técnica previa; La Figura 17 es una tabla que ilustra ciertas características de un Código de Sincronización Primario y un Código de Sincronización Secundario ; La Figura 18 es una tabla que muestra información que puede proporcionarse por un Código de Sincronización Primario o un Código de Sincronización Secundario para búsquedas de celda de acuerdo con la presente invención; La Figura 19 es un método ejemplar para proporcionar el Código de Sincronización Primario y el Código de Sincronización Secundario mostrados en la Figura 18 para búsquedas de celda de acuerdo con la presente invención; La Figura 20 es un segundo método ejemplar para proporcionar el Código de Sincronización Primario y el Código de Sincronización Secundario mostrado en la Figura 18 para búsquedas de celda de acuerdo con la presente invención; La Figura 21 es una tabla que describe dos algoritmos de búsqueda de celda (métodos) que pueden emplearse para implementar la presente invención y también proporciona comparación de los dos métodos de búsqueda de celda ejemplares de la presente invención con la propuesta de búsqueda de celda CDMA de banda amplia ARIB actual; La Figura 22 es una tabla que ilustra parámetros de sistema que pueden emplearse a fin de realizar una comparación de los algoritmos (métodos) mostrados en la Figura 21 ; Las Figuras 23A-D son tablas que ilustran las ventajas de los dos métodos de búsqueda de la celda de la presente invención sobre el método de búsqueda de celdas CDMA de Banda Amplia ARIB propuesto. DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LOS DIBUJOS La modalidad preferida de la presente invención y sus ventajas se comprenden mejor por referencia a las Figuras 1-23D de los dibujos, números semejantes se utilizan para partes semejantes correspondientes de los diversos dibujos. Esencialmente, de acuerdo con la presente invención, se proporciona un método para adquirir en forma más efectiva un código largo y sincronización de cuadro durante una búsqueda de celda al utilizar un esquema de codificación especial. Un conjunto de códigos de de palabras de códigos Q-arias de longitud M incluyendo símbolos de un conjunto de Q códigos cortos se define con ciertas propiedades . La propiedad primaria a satisfacer es que ningún desplazamiento cíclico de una palabra de código produce una palabra de código válida. Las otras propiedades a satisfacer son que hay un mapeo uño-a-uno entre un mensaje de código largo y una palabra de código válida y un decodificador deberá ser capaz de encontrar tanto el desplazamiento aleatorio (de esta manera encontrando implícitamente la sincronización de cuadro) y la palabra de código transmitido (es decir su mensaje de indicación de código largo asociado) en la presencia de interferencia y ruido con cierto grado de precisión y complejidad razonable. Más específicamente, para ilustrar el ambiente, considere que un transmisor envía M símbolos seleccionados de un alfabeto Q-ario (por ejemplo un alfabeto que comprende Q códigos cortos y ortogonales de longitud N) . Estos símbolos transmitidos constituyen una palabra de código transmitida y el conjunto de secuencias Q-arias de longitud M (palabras de código) pueden referirse como el código. También, la misma palabra de código se transmite una y otra vez . Un receptor (de estas palabras de código transmitidas) sabe cuando en tiempo un símbolo empieza y para, pero no cuando empieza y para una palabra de código. También, la señal transmitida está sujeta a desvanecimiento, interferencia y/o ruido. Como tal, el propósito de receptor es (1) extraer la palabra de código transmitida (y mensaje correspondiente) posiblemente sin conocimiento previo de sus tiempos de inicio/parada, y (2) extraer los tiempos de inicio/parada para las palabras de código. La Figura 5 es un diagrama que ilustra las operaciones de transmisor y receptor descritas directamente con anterioridad. Con referencia a la Figura 5, los símbolos transmitidos se denotan por a, b, c, ...etc. Hay que notar que en este ejemplo, debido a la periodicidad de la señal transmitida, los símbolos a, b, c, d, respectivamente son iguales a los símbolos f, g, h, i. También hay que notar que cualquier conjunto de M símbolos consecutivos contiene toda la información requerida para que un receptor decodifique la señal recibida considerando que el receptor conoce el ajuste de fase de cuadro del código. En este ejemplo, M es igual a 5. Si la sincronización de cuadro de código se desconoce, entonces el proceso de decodificación es no trivial. Sin embargo, en este ejemplo, el conocimiento del ajuste de fase de cuadro de código se considera por simplicidad, junto con el uso de un código que tiene ciertas propiedades conocidas. En el receptor, (RX) , puede verse que cualquiera del conjunto de símbolos consecutivos en los desplazamientos M=5 puede contener la información requerida para decodificar la señal recibida. Notablemente, por razones de simplicidad, puede considerarse que el intervalo de tiempo entre símbolos es cero en la siguiente descripción. También, puede considerarse que se emplea un método de decodificación convencional para asegurar que los símbolos perturbados correspondientes a una palabra de código se extraen con un grado de confiabilidad aceptable. Un canal (como se ve de un receptor) puede describirse que introduce errores de símbolo aleatorios debidos a interferencia y ruido, que pueden desplazar las palabras de código un número aleatorio de símbolos_ Q-arios (completos) . El transmisor vuelve a transmitir el mismo mensaje una y otra vez. Consecuentemente, cualquiera M de los símbolos consecutivos recibidos (independientemente de su posición) puede representar la palabra de código, hasta algún desplazamiento cíclico desconocido. Como tal, un conjunto de códigos de palabras de código Q-arias de longitud M (con símbolos del conjunto de Q códigos cortos) se definen con las siguientes propiedades. Propiedad 1: Hay un mapeo de uno-a-uno entre un mensaje de código largo y una palabra de código válido (hay L palabras de código o mensajes) ,- Propiedad 2 : Sin desplazamiento cíclico (de los símbolos Q-arios) de una palabra de código produce una palabra de código válida (a menos de que el número de desplazamiento sea cero o un múltiplo de M, que es una solución trivial) ; y @ Propiedad 3 : El decodificador deberá ser capaz de encontrar tanto el desplazamiento aleatorio (de esta manera definiendo implícitamente la sincronización de cuadro) y la palabra de código transmitido (es decir su información de código largo asociado o mensaje LCI) , en la presencia de interferencia y ruido, con cierto grado de precisión de preferencia a un grado de complejidad razonable. De manera notable, como se describe en detalle a continuación, la modalidad preferida de la presente invención emplea códigos que satisfacen primordialmente la Propiedad 2. También como se describe a continuación, se concluye que estos códigos igualmente satisfacen las Propiedades 1 y 3. Primero, para facilitar adicionalmente una compresión de la presente invención, considere un canal (simplificado) en donde no ocurren errores de bit/símbolo, y solo una cantidad desconocida de desplazamiento de símbolo cíclico de la palabra de código transmitida repetidamente desconocida ocurren. Un receptor tiene que decidir tanto el desplazamiento actual como la palabra de código que se transmitió. La Figura 6 es un diagrama de flujo que ilustra un algoritmo de decodificación genérico que puede emplearse en un decodificador de receptor para decodificar la palabra de código anteriormente descrita (a pesar de que no es el método de decodificación más eficiente) , de acuerdo con una modalidad preferida de la presente invención. En la etapa 101, el decodificador recolecta M símbolos consecutivos (la palabra recibida) . A continuación, en la etapa 102, el decodificador determina si la palabra recibida es una palabra de código válida. De no ser así, el decodificador desempeña la etapa 103. De otra forma, el decodificador desempeña la etapa 104. Como tal, si la palabra recibida no es una palabra de código válida en la etapa 103, el decodificador desplaza la palabra recibida cíclicamente a una etapa (símbolo), y luego regresa a desempeñar la etapa 102. En forma alterna, en la etapa 104, el decodificador envía de salida el número de desplazamiento que realizó (en la etapa 103) para obtener la palabra de código válida, y el mensaje asociado con la palabra de código así obtenido. El número de la salida de desplazamientos en la etapa 104 produce el ajuste de fase de cuadro de la palabra de código. La Figura 7 es un diagrama de flujo que ilustra un algoritmo decodificador de probabilidad máxima genérico que puede utilizarse en un decodificador de receptor para decodificar la palabra de código anteriormente descrita en la presencia de ruido/interferencia de bit/símbolo aleatorio (también no el enfoque más eficiente, sin embargo) , de acuerdo con una segunda modalidad de la presente invención. En esta modalidad ejemplar, la presente invención hace posible el recolectar los símbolos k*M antes de decodificar actualmente la palabra recibida, que proporciona un mejor estimado de la palabra decodificada que el primer método anteriormente descrito, ya que una multiplicidad (k) de copias de todos los símbolos de código se obtienen. Empleando el algoritmo decodificador de probabilidad máxima ejemplar de esta modalidad, en la etapa 201, el decodificador recolecta los símbolos consecutivos k*M (la palabra recibida) y combina los valores de probabilidad de símbolo. En la etapa 202, por cada una de las palabras de código L y cada uno de los desplazamientos de símbolos cíclico M, el decodificador calcula las correlaciones entre la palabra recibida y las combinaciones relevantes de las palabras de código L bajo sus desplazamientos a manera de símbolo M. El decodificador almacena tanto la palabra de código como el número de desplazamiento requeridos que resulta en la mejor correlación. En la etapa 203, el decodificador envía de salida la palabra de código almacenada (o mensaje correspondiente) y el número de desplazamientos que resultan en la mejor correlación. De acuerdo con una tercer modalidad de la presente invención, un algoritmo de decodificación más eficiente ahora se describe, junto con un ejemplo que ilustra la existencia de códigos que puede satisfacer las Propiedades 1-3. Esencialmente, de acuerdo con esta modalidad ejemplar, el presente algoritmo de decodificación ©combina un código trellis así denominado de recorte de cola (tailbiting) y un código de sincronización tal que todas las Propiedades 1-3 se satisfagan. Como tal, un código se construye al concadenar un código trellis interior con un código exterior que tiene propiedades de sincronización, de manera tal que el código total construido satisface la Propiedad 2. Se concluye que las Propiedades 1 y 3 también serán satisfechas. Específicamente, de acuerdo con esta modalidad ejemplar de la presente invención, primero considere (a manera de ejemplo solamente) un codificador trellis interior tal de alimentación binario que produce símbolos Q-ary?. Estos símbolos pueden representar una señal de vector compleja o escalar compleja. Considere que un cuadro de alimentación binario de longitud M bits se proporciona. Dada esa alimentación, el estado de partida en que se deberá encontrar el codificador, a fin de terminar en el mismo estado, puede calcularse como sigue. Para codificadores polimoniales de grado m, el estado de partida puede ajustarse que iguale los últimos m bits en el cuadro de alimentación. Consecuentemente, el codificador y el decodificador ambos empiezan y terminan en el mismo estado. Sin embargo, este estado es desconocido para el decodificador. Como tal, las palabras de código válidas son aquéllas que pueden obtenerse al empezar en un cierto estado, avanzando a través del trellis y terminando en el mismo estado que el estado de partida. La Figura 8 es un diagrama que muestra una sección trellis ejemplar para un configurador trellis m=2, que se proporciona para propósitos ilustrativos. Las cuatro cajas dispuestas verticalmente en el lado derecho de la Figura 8 representan los cuatro estados de registro de desplazamiento posibles para el decodificador trellis m=2, con los contenidos indicados dentro de esas cajas. Un trellis completo comprende M secciones concatenadas idénticas a la sección trellis mostrada en la Figura 8. Para el decodificador trellis de recorte de cola (tailbiting) , el trellis envuelve al origen y la última columna de estado se vuelve la misma que la primera. Las flechas etiquetadas (por ejemplo I/código 1) indican que dado un estado actual del codificador (el estado del cual se origina la flecha) y una señal de alimentación (I) , el símbolo de salida actual es el código (1) , y el siguiente estado será aquél en el cual señala la flecha. Hay que notar que las flechas mostradas en la Figura 8, tienen distintas etiquetas, pero la invención no se pretende así limitada. Las etiquetas de código mostradas se suministran para propósitos ilustrativos solamente y no se pretende que especifiquen la función de mapeo particular empleada. Como se ilustra por la sección trellis mostrada en la Figura 8, todas las etapas trellis en el código son idénticas, y el mismo código se repite una y otra vez. Consecuentemente, la trayectoria de palabra de código puede verse, la trayectoria en un trellis circular, como se ilustra en la Figura 9. Como tal, la Figura 9 es un diagrama esquemático de un trellis circular ejemplar con M igual a 8. Cada casilla mostrada representa una columna de estado (por ejemplo tal como una de las columnas derecha/izquierda mostradas en la Figura 8) , y cada flecha mostrada representa un conjunto de posibles transiciones de estado y la relación de alimentación/salida correspondiente. Como se mencionó previamente, de acuerdo con la presente invención, todas las etapas trellis mostradas son idénticas. Consecuentemente, cualquier desplazamiento cíclico de una secuencia de salida de símbolo también es una secuencia de salida válida. Como tal, en la trayectoria de trellis circular, los estados de inicio y parada son los mismos, pero la posición actual en el trellis en donde los estados de inicio/parada ocurren es desconocida. El decodificador empleado recolecta M símbolos recibidos sucesivos y considera una posición de estado inicio/parada en el trellis . Todos los desplazamientos cíclicos de las trayectorias válidas también son trayectorias válidas. Consecuentemente, la trayectoria correcta (pero no la posición de inicio/parada) puede decodificarse (considerando que el nivel de ruido no es muy elevado) . De manera notable, aunque este algoritmo codidificador de recorte de cola (tailbiting) no satisface la Propiedad 2 (anterior) , todos los desplazamientos cíclicos a manera símbolo de una palabra de código son palabras de código válida. Sin embargo, utilizando dicha estructura trellis fácilmente se permite el uso de técnicas de decodificación de decisión suave y el diagrama de trellis estructurado para decodificación más eficiente. Una revisión de técnicas conocidas que pueden emplearse para decodificar códigos trellis de recorte de cola (tailbiting) se proporciona en "An Efficient Adaptive Circular Viterbi Algorithm for Decoding Generalized Tailbiting Convolutional Codes" (Un Algoritmo Viterbi Circular Adaptativo Eficiente para Decodificar Códigos Convolucionales de Recorte de Cola (tailbiting) Generalizados) por R. Cox y C-E Sundberg, IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 43, No. 1, 1994 y la patente de los E.U.A. No. 5,355,376 a R. Cox y colaboradores. Como tal, considerando que la trayectoria correcta se ha decodificado (más a menudo el caso) una versión desplazada circularmente del cuadro M-bit de alimentación puede obtenerse . A fin de restringir las palabras de código interiores anteriormente descritas de manera tal que se satisface la Propiedad 2, un código de sincronización exterior de longitud M bit se introduce que constituye este cuadro M-bit. Como se describe a continuación, este código de sincronización exterior satisface la Propiedad 2. Consecuentemente, al ver ambos códigos interior y exterior como un código simple, este código simple resultante satisface la Propiedad 2. Una vez que el código interior - se ha decodificado, una versión desplazada del código exterior puede obtenerse. Sin embargo, solo un desplazamiento exacto de esta palabra decodificada produce una palabra de código exterior válida. Consecuentemente, la palabra decodificada interior se desplaza hasta que se obtiene una palabra de código válida. El número de estos desplazamientos requerido define la sincronización de cuadro y el mensaje correspondiente a LCI . Si una palabra de código válida falla en aparecer después de que se realizan M desplazamientos, puede concluirse que ha ocurrido un error en la decodificación interior, con lo que la presente invención de esta manera proporciona una forma de detección de error. - _-_ La siguiente descripción ilustra que estos códigos de sincronización (que satisfacen la Propiedad 2) actualmente existen, y para pequeños valores de M enumera las palabras de código en el código exterior. Como tal, un código trellis luego se define para una cantidad de diferentes modalidades. Una familia de códigos de sincronización ejemplares (y su cardinalidad) ahora se describe de manera tal que cada código puede satisfacer la Propiedad 2, de acuerdo con la presente invención. Para propósitos ilustrativos, M se ajusta igual a 5 para este ejemplo, pero el siguiente razonamiento aplica por igual a cualquier valor de M. Con respecto a la propiedad 2, una limitación impuesta en las palabras de código es que cualquier desplazamiento cíclico (no trivial) tiene que producir una palabra de no código distinta. Como tal, el "período" de una palabra se define como el número de desplazamiento cíclico requeridos para regresar a esa palabra. En esta modalidad, el período es menor que o igual a M. Un "ciclo-p" se define como el conjunto de palabras "p" de período "p" que se obtiene cuando se desplaza una palabra de período "p" . Una limitación impuesta en cada palabra de código es que tenga un período M, y que los desplazamientos M-l no son palabras de código. Dado lo anterior, el siguiente algoritmo mostrado en la Figura 10 puede emplearse por un codificador para generar todas las palabras que satisfacen la Propiedad 2. Con referencia a la Figura 10, en la etapa 301, pero a todas las palabras 2M de longitud M, el codificador calcula período de las palabras. En la etapa 302, el codificador luego excluye de consideración todas las palabras con períodos menores a M. En la etapa 303, el codificador excluye todas las palabras en los M-ciclos excepto a aquélla que representa el ciclo (por ejemplo la más pequeña si la palabra se ve como un número binario) . En la etapa 304, el codificador considera que las palabras restantes satisfacen la propiedad 2 y constituyen el código de interés. Una ilustración del algoritmo anteriormente descrito se ilustra en la Figura 11. Como se muestra, M es igual a 5. Las flechas dirigidas a la derecha (->) indican que un desplazamiento cíclico (por ejemplo derecho) se ha llevado a cabo. Todas las 25=32 palabras se toman en cuenta y seis palabras quedan en el código de sincronización resultante (columna más a la derecha) . Consecuentemente, en este ejemplo, el código de sincronización de interés comprende las seis palabras de código 1, 3, 5, 7, 11, 15 (decimal) y por lo tanto L=6. La Figura 12 es un diagrama de flujo que ilustra un método para decodificar el código de sincronización ejemplar anteriormente descrito con respecto a la Figura 11, de acuerdo con la presente invención. En la etapa 401, un decodificador recolecta M bits consecutivos (que se obtienen a partir de la decodificación interior) . En la etapa 402, el decodificador desplaza el cuadro recibido hasta que es lo más pequeño posible (por ejemplo visto como un número binario) a lo más M veces. En la etapa 403, el decodificador determina si la palabra resultante es una palabra de código. De ser así, en la etapa 404, el decodificador envía de salida el mensaje correspondiente a la palabra de código, junto con el número de desplazamientos que se habían requerido para obtener la palabra de código. De otra forma, por el contrario, puede considerarse ha ocurrido un error de decodificación interior. En este caso, en la etapa 405, el decodificador puede enviar de salida un mensaje —de error de decodificación interior. La Figura 13 muestra un listado para el algoritmo de búsqueda de código de sincronización anteriormente descrito, y la Figura 14 muestra la cardinalidad (es decir indicando cantidad pero no orden) de ciertos códigos de sincronización para pequeños valores de M. En un sistema DS-CDMA, los símbolos de código M pueden comprenden un número, Q, de códigos cortos así denominados, con longitud N. Estos códigos cortos a menudo son ortogonales entre sí, o de otra forma tienen buenas propiedades de correlación cruzada. Considere un código trellis invariante con el tiempo de baja velocidad, en donde los símbolos en las ramificaciones trellis son vectores tomados del conjunto de vectores Q anterior (o símbolos como se refiere aquí) . Por ejemplo la patente de los E.U.A. No. 5,193,094 describe este conjunto de vectores . Las Figuras 15A y 15B son diagramas de bloque de codificadores trellis ejemplares 10 y 20 respectivamente que pueden utilizarse para implementar la presente invención. Esencialmente, este codificador trellis se estructura en la forma de un registro de desplazamiento de longitud m (12,22) con una señal de alimentación I, y un mapeador (14,24) que realiza un mapeo del estado del registro de desplazamiento respectivo (12,22) y la señal de alimentación de corriente, I a un vector de salida (por ejemplo cl,c2...cN). En los codificadores trellis 10,20 mostrados, la longitud del registro de desplazamiento (m) es 3. Consecuentemente, los registros de desplazamiento 12,22 cada uno pueden tomar ocho estados diferentes. El conjunto de símbolos/vectores de salida (por ejemplo cl,c2... cN) constituyen un conjunto de vectores ortogonales para el codificador trellis ortogonal 10 (Figura 15A) , y un conjunto de vectores ortogonales o antípodas para el codificador trellis super-ortogonal 20 (Figura 15B) . Como tal, un código trellis ortogonal se obtiene si el mapeo de un estado de registro y la señal de alimentación I produce un vector, y si el conjunto de vectores así obtenido forman conjuntos de vectores ortogonales. Un código super-ortogonal se forma si los primeros estados de registro m menos 1 definen un vector ortogonal, y puede tomarse como el vector de salida a menos de que la suma módulo 2 del bit de alimentación y el contenido del estado de registro m:ésimo es igual a 1. En este caso, el vector de salida se invierte a manera de bit por el inversor 26. Con un mapeo típico tal como 0/1- >+l/-1, puede verse que las salidas para un cierto estado son vectores antípodas dependiendo de las alimentaciones 0 y 1, respectivamente. Como tal, para aplicaciones DS-CDMA, estos códigos son adecuados para utilizar como símbolos debido al efecto de dispersión inherente (muy baja velocidad de código) buenas propiedades de correlación y capacidad de corrección de error inherentes debido a la estructura trellis. Además del métod de codificación (decodificación) novedoso anteriormente descrito de acuerdo con la presente invención, también se proporciona un método novedoso para incluir una indicación de sincronización de cuadro (FTI=Frame Timing Indication) para búsqueda de celdas utilizando el esquema de codificación de la presente invención, por ejemplo en el contexto de la propuesta ARIB para un esquema de búsqueda de celda CDMA amplia. Como tal, los canales relacionados a la adquisición transmitidos en el enlace descendente descrito en la propuesta CDMA de banda amplia ARIB actual facilita un procedimiento de adquisición de tres etapas en la estación móvil involucrada. Sin embargo, ya que estos canales relacionados a la adquisición no incluyen ninguna información respecto a la sincronización de cuadro la etapa final del procedimiento ARIB propuesto es más bien compleja y/o consumidora de tiempo. Como se describe a continuación, la presente invención proporciona cuando menos dos métodos que pueden emplearse parar proporcionar una FTI, por ejemplo, dentro de la estructura del esquema CDMA de banda ancha ARIB propuesto. Específicamente, la Figura 16 es un diagrama que ilustra el método de búsqueda de celda a realizar por una estación móvil, como se describe en la propuesta CDMA de banda amplia ARIB. En cada ranura, se transmiten un código de sincronización primario (PSC = Primary Synchronization Code) y un código de sincronización secundario (SSC = Secondary Synchronization Code) en paralelo, ambos con modulación conocida pero sin cifrado de código largo. La duración del PSC/SSC es un símbolo del canal físico de 16 ksímbolos/segundo o 256 lascas (chips) . Hay SSCs válidos Nssc en el sistema, que dan log2(Nssc) bits de información para utilizar para un LCI . Las características del PSC y SSC se resumen en la tabla mostrada en la Figura 17. Como se ilustra por la Figura 17, no se proporciona FTI a la estación móvil, que pueda provocar que la búsqueda de celda tarde mucho más que lo necesario. La Figura 18 es una tabla que muestra información que pueda proporcionarse por un PSC/SSC para búsqueda de celda, de acuerdo con la presente invención. Aunque esta información puede proporcionarse en una cantidad de formas, se describen a continuación dos modalidades ejemplares que pueden emplearse para los esquemas de búsqueda de celda actualmente propuestos . Específicamente, de acuerdo con una modalidad de la invención (como se ilustra por la Figura 19) , como en el esquema ARIB propuesto, el SSC es el mismo en cada ranura en un cuadro, y hay SSCs válidos Nssc en el sistema que dan log2 (Nssc) bits de información para utilizarse por el LCI . Los SSCs a través del cuadro además se modulan por una de las secuencias válidas posibles Nmod (por ejemplo binaria) de longitud 16. Este método proporciona el LCI y otros log2 (NM0D) bits de información para uso por el LCI . Las secuencias de modulación resultantes de longitud 16 tienen buenas propiedades de autocorrelación .

Si el valor de NM0D es mayor que 1, también se requiere satisfacer las siguientes propiedades: (1) buena correlación cruzada; y (2) sin desplazamiento cíclico de cualquier secuencia de modulación válida puede resultar en otra secuencia de modulación válida (y cualquier desplazamiento cíclico de la misma) . Si las secuencias de modulación así obtenidas satisfacen estas propiedades, la FTI se conoce tan pronto como cualquier secuencia de modulación válida se halla detectado en el receptor de la estación móvil. Detección coherente de la señal recibida se facilita al utilizar los PSCs como símbolos de referencia para obtener una referencia en fase de canal . Como tal, el FTI es inherente. Consecuentemente, todos los log2 (Nssc) +log2 (NM0D) bits de información pueden utilizarse por el LCI . De acuerdo con una segunda modalidad de la invención (como se ilustra por la Figura 20), hay una secuencia de 16 SSCs que se repite en cada cuadro. En general, hay NSSC_SEQ de estas secuencias SSC que pueden ser utilizadas en el sistema, lo que produce log (Nssc SEQ) bits de información que pueden ser utilizados para LCI . En ese caso, es ventajoso si cada secuencia SSC es única, y los SSCs individuales tienen buenas propiedades de auto-correlación y correlación cruzada. Sin embargo, puede considerarse que el valor N SSC SEQ será suficiente en una práctica. Al encontrar una secuencia válida SSC, el FTI se produce inherentemente, y la secuencia SSC también puede modularse como se ilustra por el método descrito directamente con anterioridad para la primer modalidad, lo que produce log2 (NM0D) bits de información para uso LCI . En este caso, LCI puede tomar 65,536 diferentes valores (mas que suficiente) , los que proporciona buen desempeño de detección LCI . La Figura 21 es una tabla que describe dos algoritmos de búsqueda de celda (métodos) que pueden emplearse para implementar la presente invención. También, la tabla ilustrada en la Figura 21, proporciona una comparación de los dos métodos de búsqueda de celda ejemplares de la presente invención, con la propuesta de búsqueda de celda CDMA de banda amplia ARIB corriente. Las hileras (etapas) en la Figura 21 describen las etapas de búsqueda de celda involucradas. Por ejemplo, en la primer etapa (etapa 1) un filtro acoplado (MF = Matched Filter) se utiliza para producir la sincronización de ranura (ST = Slot Timing) . En la segunda etapa, cuando se correlaciona (CORR) con el SSC en la segunda etapa, ya que el PSC proporciona una referencia de fase, las correlaciones pueden acumularse coherentemente. Por otra parte, las correlaciones pueden realizarse solo una vez por ranura, debido a que solo hay un SSC por ranura. Cuando se correlaciona con el código largo (LC = long code) en la tercera etapa, las correlaciones tienen que ser acumuladas en forma no coherente. Sin embargo, esta correlación puede lograrse sobre símbolos consecutivos, ya que el código largo se aplica a cada símbolo en el cuadro. En ese caso, la correlación se realiza al concatenar el código largo y el código corto conocido del BCCH, que siempre se transmite en el enlace descendente. Si el código largo puede señalarse por el LCI , solo es necesaria una etapa de correlación con las dos modalidades ejemplares anteriormente descritas. Sin embargo, con el esquema de búsqueda de celda ARIB actualmente propuesto, una búsqueda aún se requiere además de las etapas descritas anteriormente a fin de encontrar la sincronización de cuadro (FT = Frame Timing) . A fin de ejemplificar las operaciones recibidas requeridas para los métodos mostrados en la Figura 21, las siguientes selecciones pueden realizarse: Nssc=256 códigos largo agrupados como 16x16; NM0D=1; NSSC_SEQ=1; y considere (por simplicidad) , que una acumulación coherente de 16 correlaciones (256 chips cada una) es suficiente para detección adecuada. Como tal, al implementar el esquema de búsqueda de celda ARIB actualmente propuesto, se forma la siguiente matriz de correlación: «YJ? c?y? - c? ,5 z_ = (1) * 0 'IS^IS en donde 77 x representan los 16 diferentes SSCs, ~y _. representa 16 SSCs recibidos y el producto punto denota que esa correlación se realiza. Con 16 correlacionadores en el receptor de la estación móvil, los 16 correlacionadores requieren ser operados por 16 ranuras, a fin de formar las 256 correlaciones de Z_ . Los elementos de Z_ también pueden multiplicarse por el conjugado de las correspondientes correlaciones PSC, a fin de retirar el desplazamiento de fase que resulta de los errores de sincronización de frecuencia y canal de radio. Como tal, esta multiplicación puede considerarse que ya se ha realizado en la matriz (1) anterior, y también a través de la descripción restante. Las hileras de Zx luego se suman. Una de las sumas tendrá una mayor magnitud que el resto, que indica el SSC. De acuerdo con la primer modalidad (método 1 anterior), la matriz (1) también se forma. Sin embargo, para implementar el método 1, la matriz (1) además se multiplica con la siguiente matriz: en donde las columnas contienen todos los desplazamientos cíclicos de la secuencia de modulación (que se considera aquí son valores reales por simplicidad) . La multiplicación produce una matriz 16x16, en donde uno de los elementos tendrá un mayor diámetro que el resto. El índice de hilera de este elemento produce LCI, y el índice de columna produce la sincronización de cuadro (FTI) . De acuerdo con la segunda modalidad de la invención (método 2 anterior) , en vez de la matriz (1) , se forma la siguiente matriz: en donde c._ son SSCs de la secuencia SSC. La matriz ( 3 ] luego se multiplica por las siguiente matriz: en donde las columnas representan todas las 16 secuencias de modulación posibles (de nuevo considerando valores reales por simplicidad) . La multiplicación de matriz, Z2M2, de nuevo produce una matriz de 16x16, en donde uno de los elementos tendría una magnitud mayor que el resto. El índice de hilera de este elemento produce FTI, y el índice de columna produce LCI . Las operaciones para los métodos anteriormente descritos de la invención pueden extenderse para incluir casos más generales. Por ejemplo, si se desean más secuencias de modulación, la matriz M1(M2) puede expandirse con nuevas columnas que contienen todos los desplazamientos de todas las m-secuencias permitidas. Si más secuencias SSC se desean al implementar el segundo método anterior, la matriz Z2 puede expandirse al agregar hileras de las correlaciones desplazadas con todas las secuencias SSC permitidas . Si hay más códigos largos por grupo, entonces la matriz Z_ descrita anteriormente para el primer método puede expandirse al agregar más hileras de correlación. Como tal, con un conjunto limitado de correlacionadores para utilizar, pueden realizarse las correlaciones en cuadros subsecuentes, y aún acumularse coherentemente. Esta observación es válida para ambos de los métodos de búsqueda de celda de la invención anteriormente descritos . La siguiente descripción compara los dos métodos de búsqueda de celda de la invención, con el esquema de búsqueda de celda CDMA de banda amplia ARIB propuesto. A fin de hacer esa comparación, considere que los parámetros del sistema mostrados en la Tabla 1 a continuación aplican por cada uno de los siguientes casos . TABLA 1 Las siguientes Tablas 2 a 5 ilustran las ventajas de los métodos de búsqueda de dos celdas de la presente invención frente al método de búsqueda de celdas CDMA de banda amplia ARIB propuesto. Por ejemplo, la Tabla 2 a continuación muestra el número de correlaciones de 256 chips requerido y el tiempo requerido para lograr sincronización de enlace descendente para los tres esquemas de búsqueda de celda, para el caso en donde no hay agrupamiento del código largo involucrado.

TABLA 2 La Tabla 3 a continuación muestra la misma información para el caso en donde hay cuatro grupos de código largo de 32 códigos cada uno involucrado. TABLA 3 La Tabla 4 a continuación muestra la misma información para el caso en donde hay 16 grupos de código largo de 16 códigos cada uno involucrados. TABLA 4 La Tabla 5 a continuación muestra la misma información para el caso en donde hay 32 grupos de código largo de 4 códigos cada uno involucrado. TABLA 5 Como tal, la primer etapa (el filtrado acoplado o etapa MF) es el mismo para todos los tres métodos. Consecuentemente, esta etapa se omite de las Tablas 2-5 mostradas anteriormente por razones de simplicidad. Para algunas de las correlaciones, un valor máximo y promedio se da. La razón para eso es que cuando se realizan búsquedas ciegas para LC o el FT, el proceso de correlación puede terminarse antes de que se hallan buscado todas las combinaciones posibles, cuando se ha obtenido una correspondencia suficientemente buena. Cuando se realizan búsquedas ciegas (por ejemplo entre N diferentes códigos), en promedio N/2 códigos tienen que probarse. Sin embargo, para el peor caso, puede ser necesario que tengan que probarse todos los N códigos. Como tal, las multiplicaciones de matriz Z_M_._ pueden considerarse que se realizan instantáneamente, y su complejidad de esta manera no se considera en las Tablas anteriores. En resumen, como se ilustra por las Tablas 2 a 5 mostradas anteriormente, los dos métodos de búsqueda de celda ejemplares anteriormente descritos y realizados de acuerdo con la presente invención, facilitan un proceso de búsqueda de celdas más rápido, menos complejo en la estación móvil involucrada, tanto en la sincronización inicial como durante situaciones de reporte de medición de transferencia. También, como mostraron las Tablas 2 a 5 anteriores, tanto el retardo como complejidad de los métodos de búsqueda de celdas de la presente invención son menores que aquellos para el método de búsqueda de celda propuesto ARIB. En particular, la tercera etapa (etapa 3) del procedimiento de búsqueda de celda de la estación móvil implementado con los dos métodos de la invención, es de hasta 16 veces mas rápido y menos complejo que con el método ARIB propuesto.

Aunque se ha ilustrado una modalidad preferida del método y aparato de la presente invención en los dibujos acompañantes y descrito en la anterior descripción detallada, se entenderá que la invención no esta limitada a las modalidades descritas sino que es que capaz de numerosos re-arreglos modificaciones y substituciones sin apartarse del espíritu de la invención como se establece y define por las siguientes reivindicaciones.

Claims (17)

1. REIVINDICACIONES 1. Un método para facilitar búsquedas de celda en un sistema de comunicación celular, caracterizado porque comprende las etapas de : una estación base que genera un conjunto de códigos de identificación para transmisión, el conjunto de códigos de identificación comprende una pluralidad de palabras de código incluyendo una pluralidad de símbolos a partir de un conjunto de códigos cortos, cada palabra de código de la pluralidad de palabras de código, se define de manera tal que ningún desplazamiento cíclico a manera de símbolo de cada palabra de código produce una palabra de código válida; y la estación base transmite el código de identificación generado.
2. 2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la pluralidad de palabras de código comprende una pluralidad de palabras de código Q-arias, y el conjunto de códigos cortos comprende un conjunto de Q-códigos cortos.
3. 3. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la pluralidad de palabras de código Q-arias comprende una pluralidad de palabras de código Q-aria de longitud M.
4. 4. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el código de identificación se forma al concatenar un código interior y uno exterior.
5. 5. El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque el código interior comprende un código trellis de recorte de cola (tailbiting) .
6. 6. El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque el código exterior comprende un código binario .
7. 7. El método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el método trellis de recorte de cola (tailbiting) comprende un código trellis ortogonal .
8. 8. El método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el código trellis de recorte de cola (tailbiting) comprende un código trellis super-ortogonal .
9. 9. Un método para que una estación móvil decodifique un código de identificación transmitido desde una estación base en un sistema de comunicaciones celulares CDMA, caracterizado porque comprende las etapas de: recibir una pluralidad de símbolos consecutivos que comprenden el código de identificación; determinar si la pluralidad recibida de símbolos consecutivos comprende una palabra de código válido; y si la pluralidad recibida de símbolos consecutivos no comprende una palabra de código válido, desplazar cíclicamente la pluralidad recibida de símbolos consecutivos por una cantidad predeterminada y regresar a la etapa de determinación; así la pluralidad recibida de símbolos consecutivos comprende una palabra de código válida, enviar de salida una cantidad de desplazamiento cíclicos realizados para obtener la palabra de código válida y un mensaje asociado con la palabra de código válida.
10. 10. El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la cantidad de desplazamiento cíclicos realizados par obtener la palabra de código válida indica una sincronización de cuadro para la palabra de código válida.
11. 11. El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la pluralidad de símbolos consecutivos comprende un número predeterminado de símbolos consecutivos.
12. 12. El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la cantidad predeterminada comprende un símbolo.
13. 13. Un método para que una estación móvil decodifique un código de identificación transmitido desde una estación base en un sistema de comunicación celular CDMA, caracterizado porque comprende las etapas de: recolectar k veces M símbolos consecutivos, los M símbolos consecutivos comprenden el código de identificación; calcular un valor de probabilidad combinado para los k recolectados por M símbolos consecutivos; por cada una de las L palabras de código y cada uno de los desplazamientos cíclicos M de los símbolos consecutivos recolectados, calcular una correlación entre las k veces M símbolos consecutivos recolectados y todos los M veces símbolos consecutivos L obtenidos; y almacenar una palabra de código y una cantidad de desplazamientos cíclicos realizados que producen una cantidad más alta de correlación en la etapa de cómputo .
14. 14. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque la cantidad de desplazamientos cíclicos realizados indica una sincronización de cuadro para el código de identificación.
15. 15. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque además comprende la etapa de enviar de salida un mensaje asociado con la palabra de código almacenada.
16. 16. Un método para codificar un código de identificación a transmitirse desde una estación base en un sistema de comunicaciones celulares CDMA, caracterizado porque comprende las etapas de: calcular un período por cada una de las 2M palabras de longitud M a codificarse como el código de identificación; excluir cada una de las 2M palabras que tienen un período inferior a M; por cada uno de los M ciclos de una restante de las 2M palabras, determinar una palabra representativa; y almacenar cada una de las palabras representativas.
17. 17. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque cada una. de las palabras representativas almacenadas incluye una pluralidad de palabras de código y ningún desplazamiento cíclico de cualquiera de la pluralidad de palabras de código produce una palabra de código válido.