JP3424183B2 - 直接スペクトラム拡散用受信機 - Google Patents
直接スペクトラム拡散用受信機Info
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- JP3424183B2 JP3424183B2 JP35439297A JP35439297A JP3424183B2 JP 3424183 B2 JP3424183 B2 JP 3424183B2 JP 35439297 A JP35439297 A JP 35439297A JP 35439297 A JP35439297 A JP 35439297A JP 3424183 B2 JP3424183 B2 JP 3424183B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Small-Scale Networks (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＲＦトランシーバ
に関し、特にスペクトラム拡散技術を用いたＲＦ受信機
に関する。
に関し、特にスペクトラム拡散技術を用いたＲＦ受信機
に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散技術を用いたＲＦトラ
ンシーバは公知であり、広く用いられている。
ンシーバは公知であり、広く用いられている。
【０００３】スペクトラム拡散トランシーバを用いた応
用例は、沢山あるが例えばワイアレスＬＡＮのようなワ
イアレスコンピュータシステムの分野で近年ますます利
用されつつある。
用例は、沢山あるが例えばワイアレスＬＡＮのようなワ
イアレスコンピュータシステムの分野で近年ますます利
用されつつある。
【０００４】通常のワイアレスコンピュータネットワー
ク環境では、ＬＡＮの「バックボーン」は、有線接続を
介して複数のネットワークアクセスポイント（access p
oint（ＡＰ））と通信する１つあるいは複数の中央サー
バの形態をとる。各アクセスポントはトランシーバを有
し、少なくとも１つの移動局（mobile station（Ｍ
Ｓ））と通信している。この移動局は、ポイントオブセ
ールス端末（例、電子キャッシュレジスタ），バーコド
リーダあるいは他の走査デバイスあるいはノート型デス
クトップ型あるいはラップトップ型のコンピュータであ
る。
ク環境では、ＬＡＮの「バックボーン」は、有線接続を
介して複数のネットワークアクセスポイント（access p
oint（ＡＰ））と通信する１つあるいは複数の中央サー
バの形態をとる。各アクセスポントはトランシーバを有
し、少なくとも１つの移動局（mobile station（Ｍ
Ｓ））と通信している。この移動局は、ポイントオブセ
ールス端末（例、電子キャッシュレジスタ），バーコド
リーダあるいは他の走査デバイスあるいはノート型デス
クトップ型あるいはラップトップ型のコンピュータであ
る。
【０００５】各移動局は、利用可能なアクセスポントを
見いだすためにＩＳＭバンドを走査することによりアク
セスポントとの通信リンクを確立している。一旦リンク
が設定されると、移動局は他の移動局あるいはサーバあ
るいはその両方と相互通信をする。これにより移動局の
ユーザは、オフィス内，工場内，病院内あるいはワイア
レスＬＡＮが設置されている設備内を自由に動き回るこ
とができる。即ち、移動局ユーザの移動を制限するよう
なＬＡＮへの有線接続の長さとは無関係になる。
見いだすためにＩＳＭバンドを走査することによりアク
セスポントとの通信リンクを確立している。一旦リンク
が設定されると、移動局は他の移動局あるいはサーバあ
るいはその両方と相互通信をする。これにより移動局の
ユーザは、オフィス内，工場内，病院内あるいはワイア
レスＬＡＮが設置されている設備内を自由に動き回るこ
とができる。即ち、移動局ユーザの移動を制限するよう
なＬＡＮへの有線接続の長さとは無関係になる。
【０００６】移動局が現在のアクセスポントのカバー領
域外に移動して第２のアクセスポントのカバー領域内に
移動する場合がある。移動局が現在のアクセスポントと
の通信リンクが受け入れ難いほど弱くなったことを検出
すると、この移動局は「ハンドオーバ」の指示を出し
て、現在のアクセスポントとの通信リンクを切断し、第
２のアクセスポントとの新たな通信リンクを確立する。
域外に移動して第２のアクセスポントのカバー領域内に
移動する場合がある。移動局が現在のアクセスポントと
の通信リンクが受け入れ難いほど弱くなったことを検出
すると、この移動局は「ハンドオーバ」の指示を出し
て、現在のアクセスポントとの通信リンクを切断し、第
２のアクセスポントとの新たな通信リンクを確立する。
【０００７】ワイアレスＬＡＮ製品は、例えば直接シー
ケンススペクトラム拡散（direct sequence spread spe
ctrum（ＤＳＳＳ）） あるいは周波数ホッピングスペク
トラム拡散（frequency hopping spread spectrum（Ｆ
ＨＳＳ）） さらにある種のスペクトラム拡散技術を用
いて移動中の移動局とネットワークアクセスポイントと
の間を通信している。このスペクトラム拡散技術の特徴
は、変調された出力信号がベースバンドの情報バンド幅
が必要とするよりもはるかに大きな伝送バンド幅を占有
することである。
ケンススペクトラム拡散（direct sequence spread spe
ctrum（ＤＳＳＳ）） あるいは周波数ホッピングスペク
トラム拡散（frequency hopping spread spectrum（Ｆ
ＨＳＳ）） さらにある種のスペクトラム拡散技術を用
いて移動中の移動局とネットワークアクセスポイントと
の間を通信している。このスペクトラム拡散技術の特徴
は、変調された出力信号がベースバンドの情報バンド幅
が必要とするよりもはるかに大きな伝送バンド幅を占有
することである。
【０００８】ＤＳＳＳにおいては、この拡散技術は、ベ
ースバンド情報ビットレートよりもはるかに高い周波数
のコードワード（符号語）、即ちシンボルを用いてベー
スバンド情報内の各データビットを符号化することによ
り行っている。このようにして得られた幅広い周波数バ
ンド幅に跨って、信号が拡散することによりパワースペ
クトラム密度が低くなり、その結果他の通信システムは
スペクトラム拡散信号を伝送するデバイスから干渉を受
けることが少なくなる。さらにまた拡散信号は、検出し
づらく干渉に対しても感受性が低下することになる（即
ち混信しずらくなる）。
ースバンド情報ビットレートよりもはるかに高い周波数
のコードワード（符号語）、即ちシンボルを用いてベー
スバンド情報内の各データビットを符号化することによ
り行っている。このようにして得られた幅広い周波数バ
ンド幅に跨って、信号が拡散することによりパワースペ
クトラム密度が低くなり、その結果他の通信システムは
スペクトラム拡散信号を伝送するデバイスから干渉を受
けることが少なくなる。さらにまた拡散信号は、検出し
づらく干渉に対しても感受性が低下することになる（即
ち混信しずらくなる）。
【０００９】ＤＳＳＳとＦＨＳＳ技術は、公知の疑似ラ
ンダム（pseudorandom（ＰＮ））符号語を用いてデータ
を拡散し、同一の符号語を有さない受信機が検出しづら
くしている。この符号語は、送信されるべき情報により
乗積された（即ち情報と排他的ＯＲ処理された）−１ま
たは＋１（極）あるいは０と１（非極）の値を有するチ
ップのシーケンスから成り立っている。
ンダム（pseudorandom（ＰＮ））符号語を用いてデータ
を拡散し、同一の符号語を有さない受信機が検出しづら
くしている。この符号語は、送信されるべき情報により
乗積された（即ち情報と排他的ＯＲ処理された）−１ま
たは＋１（極）あるいは０と１（非極）の値を有するチ
ップのシーケンスから成り立っている。
【００１０】したがって、論理「０」の情報ビットは、
非反転符号語シーケンスとして符号化され、論理「１」
は反転符号語シーケンスとして符号化される。あるいは
論理「０」情報は、第１の所定符号語シーケンスとして
符号化され、論理「１」情報は、第２の所定符号語シー
ケンスとして符号化してもよい。沢山の公知の符号、例
えばＭ系列，ゴールド符号（Gold codes）系列および
「かさみ」符号系列が知られている。
非反転符号語シーケンスとして符号化され、論理「１」
は反転符号語シーケンスとして符号化される。あるいは
論理「０」情報は、第１の所定符号語シーケンスとして
符号化され、論理「１」情報は、第２の所定符号語シー
ケンスとして符号化してもよい。沢山の公知の符号、例
えばＭ系列，ゴールド符号（Gold codes）系列および
「かさみ」符号系列が知られている。
【００１１】多くのワイアレスネットワークは、ＩＥＥ
Ｅ８０２．１１の標準に適合し、この標準は公知のバー
カーコード（Barker code） を採用してデータを符号化
し拡散している。このバーカー符号語は、シーケンス
「０１００１０００１１１」（非極性）あるいは「＋
１，−１，＋１，＋１，−１，＋１，＋１，＋１，−
１，−１，−１」（non-return-to-zero（ＮＲＺ）即ち
極性信号）を有する１１個のチップから成り、最も左の
チップが時間的に最初に出力されるチップである。１個
の全体のバーカー符号語シーケンス、即ちシンボルは、
１個の二進情報ビットにより占有される期間で送信され
る。
Ｅ８０２．１１の標準に適合し、この標準は公知のバー
カーコード（Barker code） を採用してデータを符号化
し拡散している。このバーカー符号語は、シーケンス
「０１００１０００１１１」（非極性）あるいは「＋
１，−１，＋１，＋１，−１，＋１，＋１，＋１，−
１，−１，−１」（non-return-to-zero（ＮＲＺ）即ち
極性信号）を有する１１個のチップから成り、最も左の
チップが時間的に最初に出力されるチップである。１個
の全体のバーカー符号語シーケンス、即ちシンボルは、
１個の二進情報ビットにより占有される期間で送信され
る。
【００１２】このためシンボル（即ちバーカーシーケン
ス）のレートが１ＭＨｚであると、シーケンス内の１１
個のチップのチップレートは１１ＭＨｚである。
ス）のレートが１ＭＨｚであると、シーケンス内の１１
個のチップのチップレートは１１ＭＨｚである。
【００１３】様々な技術を用いて、データ転送レートを
１ＭＢａｕｄシンボルレート以上に増加させている。こ
れらの技術には、直交位相シフトキーイング（quadratu
re phase-shift keying （ＱＰＳＫ））変調があり、こ
の変調では送信器内の２Ｍｂｐｓのデータビットストリ
ームを各対の２個のビットの値に基づいて対のビットの
グループに分け２個の信号を生成している。第１信号
（同相（Ｉ）信号あるいはＩチャネル）は、コサインキ
ャリア（搬送波）用の第１の位相シフト変調信号であ
り、第２信号（直交（Ｑ）信号あるいはＱチャネル）は
同一周波数で、９０度位相がずれたサインキャリア（搬
送波）用の第２の位相シフト変調信号である。
１ＭＢａｕｄシンボルレート以上に増加させている。こ
れらの技術には、直交位相シフトキーイング（quadratu
re phase-shift keying （ＱＰＳＫ））変調があり、こ
の変調では送信器内の２Ｍｂｐｓのデータビットストリ
ームを各対の２個のビットの値に基づいて対のビットの
グループに分け２個の信号を生成している。第１信号
（同相（Ｉ）信号あるいはＩチャネル）は、コサインキ
ャリア（搬送波）用の第１の位相シフト変調信号であ
り、第２信号（直交（Ｑ）信号あるいはＱチャネル）は
同一周波数で、９０度位相がずれたサインキャリア（搬
送波）用の第２の位相シフト変調信号である。
【００１４】ＩチャネルとＱチャネルを組み合わせるこ
とにより有効データ伝送レートを２Ｍｂｐｓにまで増加
できる。このデータ転送レートは、符号位置変調を用い
ることによりさらに改善できる。この符号位置変調は、
送信器内で確立された固定規準時間フレーム内で２n 個
の時間位置のうちの一つに各シンボル（ベーカーシーケ
ンス）を時間シフト（遅延又は前進）することにより余
分のｎ個のビットのデータを符号化する。例えばデータ
の追加の３個のビットが各ＩチャネルとＱチャネルのシ
ンボルあたり各固定規準時間フレームの８個の時間位置
のうちの１個の中で各シンボルを時間シフトすることに
より伝送される。このようにして全体のデータ転送レー
トは、８Ｍｂｐｓに増加する。
とにより有効データ伝送レートを２Ｍｂｐｓにまで増加
できる。このデータ転送レートは、符号位置変調を用い
ることによりさらに改善できる。この符号位置変調は、
送信器内で確立された固定規準時間フレーム内で２n 個
の時間位置のうちの一つに各シンボル（ベーカーシーケ
ンス）を時間シフト（遅延又は前進）することにより余
分のｎ個のビットのデータを符号化する。例えばデータ
の追加の３個のビットが各ＩチャネルとＱチャネルのシ
ンボルあたり各固定規準時間フレームの８個の時間位置
のうちの１個の中で各シンボルを時間シフトすることに
より伝送される。このようにして全体のデータ転送レー
トは、８Ｍｂｐｓに増加する。
【００１５】元の１ＭＢａｕｄの情報信号ではなく、搬
送波を変調するために１１ＭＨｚのチップレート信号を
用いることにより伝送信号により占有されるスペクトラ
ムは、１１倍に広がる。したがって、受信機で受信した
信号は、復調処理後と相関処理後、例えば二進論理
「１」の情報ビットを表す符号反転ベーカーシーケンス
と、二進論理「０」情報ビットを表す非反転ベーカーシ
ーケンスとを含む。
送波を変調するために１１ＭＨｚのチップレート信号を
用いることにより伝送信号により占有されるスペクトラ
ムは、１１倍に広がる。したがって、受信機で受信した
信号は、復調処理後と相関処理後、例えば二進論理
「１」の情報ビットを表す符号反転ベーカーシーケンス
と、二進論理「０」情報ビットを表す非反転ベーカーシ
ーケンスとを含む。
【００１６】ＤＳＳＳ技術を用いたワイアレスＬＡＮ用
のＩＥＥＥ８０２．１１標準は、トレーニングプリアン
ブルを用いて受信機を送信器に合わせている。各送信さ
れたデータメッセージは、まず最初にトレーニングプリ
アンブルを有し、その後ＤＡＴＡフィールドが続く。１
９２ビットのプリアンブルは、１２８ビットのＳＹＮＣ
（同期化）フィールドと、１６ビットのＳＦＤ（フレー
ムデリミターの開始（start of frame delimiter））フ
ィールドと、８ビットのＳＩＧＮＡＬフィールドと、８
ビットのＳＥＲＶＩＣＥフィールドと、１６ビットのＬ
ＥＮＧＴＨフィールドと、１６ビットのＣＲＣフィール
ド（ＳＥＲＶＩＣＥフィールド，ＳＩＧＮＡＬフィール
ド，ＬＥＮＧＴＨフィールドのＣＲＣチェックを実行す
る）を有する。ＤＡＴＡフィールド内のビットの実際の
数は、ＬＥＮＧＴＨフィールドとＳＩＧＮＡＬフィール
ド内に記憶された値に依存している。このＤＡＴＡフィ
ールドは、最大２３４６バイトまで含むことができる。
のＩＥＥＥ８０２．１１標準は、トレーニングプリアン
ブルを用いて受信機を送信器に合わせている。各送信さ
れたデータメッセージは、まず最初にトレーニングプリ
アンブルを有し、その後ＤＡＴＡフィールドが続く。１
９２ビットのプリアンブルは、１２８ビットのＳＹＮＣ
（同期化）フィールドと、１６ビットのＳＦＤ（フレー
ムデリミターの開始（start of frame delimiter））フ
ィールドと、８ビットのＳＩＧＮＡＬフィールドと、８
ビットのＳＥＲＶＩＣＥフィールドと、１６ビットのＬ
ＥＮＧＴＨフィールドと、１６ビットのＣＲＣフィール
ド（ＳＥＲＶＩＣＥフィールド，ＳＩＧＮＡＬフィール
ド，ＬＥＮＧＴＨフィールドのＣＲＣチェックを実行す
る）を有する。ＤＡＴＡフィールド内のビットの実際の
数は、ＬＥＮＧＴＨフィールドとＳＩＧＮＡＬフィール
ド内に記憶された値に依存している。このＤＡＴＡフィ
ールドは、最大２３４６バイトまで含むことができる。
【００１７】このデータフィールドは、２つのキャリア
チャネル（即ちＩチャネルとＱチャネル）のＤＱＰＳＫ
（differential quadrature phase shift keying（差分
直交位相シフトキーイング））変調あるいは１個のキャ
リアチャネルのＤＢＰＳＫ（differential binary phas
e shift keying（差分二進位相シフトキーイング））変
調を用いて伝送される。１２８シンボルのＳＹＮＣフィ
ールドを含むプリアンブルは、差分二進位相シフトキー
イング（ＤＢＰＳＫ）変調の１ＭＢａｕｄシンボルレー
トでもって伝送される。そしてこの変調方式では、Ｉチ
ャネルとＱチャネルは同一情報を含む。
チャネル（即ちＩチャネルとＱチャネル）のＤＱＰＳＫ
（differential quadrature phase shift keying（差分
直交位相シフトキーイング））変調あるいは１個のキャ
リアチャネルのＤＢＰＳＫ（differential binary phas
e shift keying（差分二進位相シフトキーイング））変
調を用いて伝送される。１２８シンボルのＳＹＮＣフィ
ールドを含むプリアンブルは、差分二進位相シフトキー
イング（ＤＢＰＳＫ）変調の１ＭＢａｕｄシンボルレー
トでもって伝送される。そしてこの変調方式では、Ｉチ
ャネルとＱチャネルは同一情報を含む。
【００１８】受信機は、同期化シンボルを検出し、受信
機の内部クロックをＳＹＮＣフィールドのシンボルに整
合させ、固定規準時間フレームを確立し、これでもって
プリアンブルフィールド（ＳＦＤ，ＳＥＲＶＩＣＥ，Ｓ
ＩＧＮＡＬ，ＬＥＮＧＴＨ，ＣＲＣ）を解釈する。この
プリアンブルフィールドの前にＳＹＮＣフィールドがあ
り、プリアンブルフィールドの後にＤＡＴＡフィールド
がある。１ＭＢａｕｄのシンボルレートの場合には、こ
の固定規準時間フレームは、１１チップのベーカーシー
ケンスが伝送される時間フレームに同期した連続する
（successive contiguous） １マイクロ秒の時間フレー
ム（窓）からなる。
機の内部クロックをＳＹＮＣフィールドのシンボルに整
合させ、固定規準時間フレームを確立し、これでもって
プリアンブルフィールド（ＳＦＤ，ＳＥＲＶＩＣＥ，Ｓ
ＩＧＮＡＬ，ＬＥＮＧＴＨ，ＣＲＣ）を解釈する。この
プリアンブルフィールドの前にＳＹＮＣフィールドがあ
り、プリアンブルフィールドの後にＤＡＴＡフィールド
がある。１ＭＢａｕｄのシンボルレートの場合には、こ
の固定規準時間フレームは、１１チップのベーカーシー
ケンスが伝送される時間フレームに同期した連続する
（successive contiguous） １マイクロ秒の時間フレー
ム（窓）からなる。
【００１９】ＳＹＮＣフィールドを含むプリアンブル
は、各メッセージ（データパケット）の開始時に送信さ
れる。この送信されたメッセージ内のＤＡＴＡフィール
ドは、いくつかの理由により短く（例えば最大１５００
バイト）に保たれている。ＩＥＥＥ８０２．１１ＤＳＳ
Ｓ標準を含む多くのワイアレスプロトコールは、誤差が
検出された場合には、全体フレーム（プリアンブルプラ
スＤＡＴＡフィールド）の再伝送を要求している。極端
に長いフレームの再伝送は、バンド幅の浪費である。さ
らに利用可能なバンド幅をネットワーク上の他のユーザ
と共有することが必要であるが、極端に長いフレーム
は、他のユーザのデータ転送レートを低下させてしま
う。
は、各メッセージ（データパケット）の開始時に送信さ
れる。この送信されたメッセージ内のＤＡＴＡフィール
ドは、いくつかの理由により短く（例えば最大１５００
バイト）に保たれている。ＩＥＥＥ８０２．１１ＤＳＳ
Ｓ標準を含む多くのワイアレスプロトコールは、誤差が
検出された場合には、全体フレーム（プリアンブルプラ
スＤＡＴＡフィールド）の再伝送を要求している。極端
に長いフレームの再伝送は、バンド幅の浪費である。さ
らに利用可能なバンド幅をネットワーク上の他のユーザ
と共有することが必要であるが、極端に長いフレーム
は、他のユーザのデータ転送レートを低下させてしま
う。
【００２０】最後にチャネル条件は、置き換え（displa
cement）によりしばしば変化するが、あるモード（例え
ば符号位置変調）においては、チャネル条件はプリアン
ブルの伝送の間に予測されるだけである。プリアンブル
の間に長い期間が発生すると、チャネル条件が変化して
しまい、これがエラーレートを増加させることになる。
これらの理由により、伝送を完全にするために、多くの
メッセージに対し情報の大きなブロックに分割すること
が必要である。
cement）によりしばしば変化するが、あるモード（例え
ば符号位置変調）においては、チャネル条件はプリアン
ブルの伝送の間に予測されるだけである。プリアンブル
の間に長い期間が発生すると、チャネル条件が変化して
しまい、これがエラーレートを増加させることになる。
これらの理由により、伝送を完全にするために、多くの
メッセージに対し情報の大きなブロックに分割すること
が必要である。
【００２１】通信システム、特にコンピュータネットワ
ークおよび携帯電話システム等の重要な性能パラメータ
は、通信システム内のデバイス間のデータの伝送レート
である。ワイアレスＬＡＮもこの例外ではない。そのた
めに、ＬＡＮの性能を最大にするためにワイアレスＬＡ
Ｎ内でアクセスポイントと移動極との間で交換されるデ
ータのレートを最大にすることが重要である。
ークおよび携帯電話システム等の重要な性能パラメータ
は、通信システム内のデバイス間のデータの伝送レート
である。ワイアレスＬＡＮもこの例外ではない。そのた
めに、ＬＡＮの性能を最大にするためにワイアレスＬＡ
Ｎ内でアクセスポイントと移動極との間で交換されるデ
ータのレートを最大にすることが重要である。
【００２２】データ伝送レートを最大にする１つの方法
は、送信器から受信機に送信されるデータの各パケット
の「オーバーヘッド」を最小にすることである。各デー
タパケットの「オーバーヘッド」の部分は、各ＤＡＴＡ
フィールドに先行するＳＹＮＣフィールドを含むトレー
ニングプリアンブルである。スペクトラム拡散受信機の
受信機部分を同期化するために用いられるトレーニング
プリアンブルの持続時間を最小にすることは、トランシ
ーバ全体のスループット（効率）の増加につながる。
は、送信器から受信機に送信されるデータの各パケット
の「オーバーヘッド」を最小にすることである。各デー
タパケットの「オーバーヘッド」の部分は、各ＤＡＴＡ
フィールドに先行するＳＹＮＣフィールドを含むトレー
ニングプリアンブルである。スペクトラム拡散受信機の
受信機部分を同期化するために用いられるトレーニング
プリアンブルの持続時間を最小にすることは、トランシ
ーバ全体のスループット（効率）の増加につながる。
【００２３】さらにまた受信機は、例えば低い信号対雑
音比（ＳＮＲ），高いマルチパスフェージングおよび大
きな歪等の劣悪な受信信号条件の元で受信機がよく適応
されていればさらによいチャネル性能を示す。言い換え
ると、受信機をよりよく適合させることにより受信機は
劣化した伝送データをより正確に再生することができ
る。これによりエラーレートがさらに低くなる。高いエ
ラーレートは、メッセージ全体を再伝送することがしば
しば必要となるために、エラーレートが低くなるとメッ
セージの再伝送の発生頻度が低くなり、より高いデータ
伝送レートが達成できる。
音比（ＳＮＲ），高いマルチパスフェージングおよび大
きな歪等の劣悪な受信信号条件の元で受信機がよく適応
されていればさらによいチャネル性能を示す。言い換え
ると、受信機をよりよく適合させることにより受信機は
劣化した伝送データをより正確に再生することができ
る。これによりエラーレートがさらに低くなる。高いエ
ラーレートは、メッセージ全体を再伝送することがしば
しば必要となるために、エラーレートが低くなるとメッ
セージの再伝送の発生頻度が低くなり、より高いデータ
伝送レートが達成できる。
【００２４】従来の受信機は、スペクトラム拡散信号の
検出を改善するためにマッチドフィルタリング技術（ma
tched filtering techniques）とＲＡＫＥ受信機技術を
用いている。このマッチドフィルタリング技術は、周波
数伝達関数Ｈ*（ｆ） がチャネルの周波数伝達関数Ｈ
（ｆ）にマッチするような最適の受信機フィルタを用い
ている。ここでＨ*（ｆ） は、Ｈ（ｆ）の複素共役の行
列である。ＲＡＫＥ受信機は、個々の信号寄与分の最適
重み付けを用いている。このためＲＡＫＥ受信機技術
は、ＳＮＲをマッチドフィルタリングとして最大化する
のと同一原理に基づいている。
検出を改善するためにマッチドフィルタリング技術（ma
tched filtering techniques）とＲＡＫＥ受信機技術を
用いている。このマッチドフィルタリング技術は、周波
数伝達関数Ｈ*（ｆ） がチャネルの周波数伝達関数Ｈ
（ｆ）にマッチするような最適の受信機フィルタを用い
ている。ここでＨ*（ｆ） は、Ｈ（ｆ）の複素共役の行
列である。ＲＡＫＥ受信機は、個々の信号寄与分の最適
重み付けを用いている。このためＲＡＫＥ受信機技術
は、ＳＮＲをマッチドフィルタリングとして最大化する
のと同一原理に基づいている。
【００２５】マッチドフィルタリング技術とＲＡＫＥ技
術とは、重み付け係数（weightingcoefficients（tap
s））を正確に得るために適当な長さのトレーニング周
期を必要とする。このトレーニング周期の間、プリアン
ブルのシンボル情報の検出は、情報を含む伝送信号の一
部が到達する前にロバスト（robust：頑強）でなければ
ならない。これら両方の技術は、マッチドフィルタリン
グ係数とＲＡＫＥ重み付け係数を決定するために受信信
号と規準信号とを用いる。この決定プロセスは、チャネ
ル条件が劣悪の場合には、正確な設定をするためには数
十のシンボル間隔をとることがある。
術とは、重み付け係数（weightingcoefficients（tap
s））を正確に得るために適当な長さのトレーニング周
期を必要とする。このトレーニング周期の間、プリアン
ブルのシンボル情報の検出は、情報を含む伝送信号の一
部が到達する前にロバスト（robust：頑強）でなければ
ならない。これら両方の技術は、マッチドフィルタリン
グ係数とＲＡＫＥ重み付け係数を決定するために受信信
号と規準信号とを用いる。この決定プロセスは、チャネ
ル条件が劣悪の場合には、正確な設定をするためには数
十のシンボル間隔をとることがある。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の目
的は、最小のプリアンブル持続時間を用いるためにデー
タパケットのプリアンブル部分に即時にトレーニングさ
れるＲＦ受信機を提供することである。さらに劣悪なチ
ャネル条件の元でも伝送信号に正確かつ急速にトレーニ
ングされるようなＲＦ受信機を改良することである。
的は、最小のプリアンブル持続時間を用いるためにデー
タパケットのプリアンブル部分に即時にトレーニングさ
れるＲＦ受信機を提供することである。さらに劣悪なチ
ャネル条件の元でも伝送信号に正確かつ急速にトレーニ
ングされるようなＲＦ受信機を改良することである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】本発明はチャネル上で差
分位相シフトキーイング（differential phase shiftke
yed（ＤＰＳＫ）されたパケットを受信するのに適した
直接シーケンススペクトラム拡散（direct sequence sp
read spectrum（ＤＳＳＳ））受信機である。このＤＰ
ＳＫパケットは、トレーニングプリアンブルとデータ部
分とを有する。本発明のシステムは、劣悪なチャネル条
件の元でもパケットの検出を改善できるシステムであ
る。したがって本発明のシステムは請求項１に記載した
特徴を有する。
分位相シフトキーイング（differential phase shiftke
yed（ＤＰＳＫ）されたパケットを受信するのに適した
直接シーケンススペクトラム拡散（direct sequence sp
read spectrum（ＤＳＳＳ））受信機である。このＤＰ
ＳＫパケットは、トレーニングプリアンブルとデータ部
分とを有する。本発明のシステムは、劣悪なチャネル条
件の元でもパケットの検出を改善できるシステムであ
る。したがって本発明のシステムは請求項１に記載した
特徴を有する。
【００２８】本発明の一実施例によれば、本発明は請求
項２に記載した特徴を有する。別の例としては、本発明
は請求項３に記載した特徴を有する。さらに本発明の一
実施例によれば、検出回路はトレーニング部分内のシン
ボルから位相情報を抽出する。さらに別の実施例におい
ては、あるいは付加的に検出回路は、パケットのデータ
部分内のシンボルから位相情報を抽出する。
項２に記載した特徴を有する。別の例としては、本発明
は請求項３に記載した特徴を有する。さらに本発明の一
実施例によれば、検出回路はトレーニング部分内のシン
ボルから位相情報を抽出する。さらに別の実施例におい
ては、あるいは付加的に検出回路は、パケットのデータ
部分内のシンボルから位相情報を抽出する。
【００２９】本発明の一実施例によれば、本発明は請求
項４に記載した特徴を有する。本発明の検出回路は、こ
のようなタスクを実行するためにＩ／Ｑから極性／二乗
コンバータを採用している。しかし、当業者には別の回
路構成も採用できる。本発明の一実施例よれば、本発明
は請求項５に記載した特徴を有する。モデュラスの二乗
はチャネルのパワープロファイルを表す。
項４に記載した特徴を有する。本発明の検出回路は、こ
のようなタスクを実行するためにＩ／Ｑから極性／二乗
コンバータを採用している。しかし、当業者には別の回
路構成も採用できる。本発明の一実施例よれば、本発明
は請求項５に記載した特徴を有する。モデュラスの二乗
はチャネルのパワープロファイルを表す。
【００３０】本発明の一実施例によれば、本発明は請求
項６に記載した特徴を有する。本発明の一実施例によれ
ば、ベーカーシーケンスは１１個のチップから構成され
る。これらのチップは、１シンボルあたり２２個のサン
プルを生成するために、２回サンプル処理される。しか
し本発明は、特定な符号化方法あるいはシーケンス長さ
に制限されるものではない。
項６に記載した特徴を有する。本発明の一実施例によれ
ば、ベーカーシーケンスは１１個のチップから構成され
る。これらのチップは、１シンボルあたり２２個のサン
プルを生成するために、２回サンプル処理される。しか
し本発明は、特定な符号化方法あるいはシーケンス長さ
に制限されるものではない。
【００３１】本発明の一実施例によれば、本発明は請求
項７に記載した特徴を有する。この本発明のシステム
は、遠隔地の送信器で生成されたＲＦキャリア周波数と
局部受信機で生成されたＲＦキャリア受信機との間の周
波数オフセットを補償する。この周波数オフセットによ
り、より高速の収束が達成され、それにより劣化したチ
ャネルのより高速な捕獲が可能になる。
項７に記載した特徴を有する。この本発明のシステム
は、遠隔地の送信器で生成されたＲＦキャリア周波数と
局部受信機で生成されたＲＦキャリア受信機との間の周
波数オフセットを補償する。この周波数オフセットによ
り、より高速の収束が達成され、それにより劣化したチ
ャネルのより高速な捕獲が可能になる。
【００３２】
【発明の実施の形態】図１にワイアレスコンピュータネ
ットワーク１０を示す。このワイアレスコンピュータネ
ットワーク１０のサーバ２０は、アクセスポイント４０
−４２とバス３０を介して双方向通信をする。通常この
バス３０は、有線である。他の実施例においては、サー
バ２０はアクセスポイント４０−４２とワイアレスリン
クで通信することも可能である。アクセスポイント４０
−４２は、移動局（ＭＳ）５０−５３とワイアレスリン
ク（無線）で通信する。
ットワーク１０を示す。このワイアレスコンピュータネ
ットワーク１０のサーバ２０は、アクセスポイント４０
−４２とバス３０を介して双方向通信をする。通常この
バス３０は、有線である。他の実施例においては、サー
バ２０はアクセスポイント４０−４２とワイアレスリン
クで通信することも可能である。アクセスポイント４０
−４２は、移動局（ＭＳ）５０−５３とワイアレスリン
ク（無線）で通信する。
【００３３】各アクセスポイントは、このアクセスポイ
ントの通信範囲内にある移動局とデータを送受信する。
例えば、アクセスポイント４０とアクセスポイント４１
はそれぞれ信号到達範囲６０と６１とを有する。アクセ
スポイント４０は、移動局５０，移動局５１とアクセス
ポイント４１と通信する。アクセスポイント４０は、移
動局５０と移動局５１とアクセスポイント４１と直接通
信し、移動局５２と移動局５３とは間接的に通信する。
ントの通信範囲内にある移動局とデータを送受信する。
例えば、アクセスポイント４０とアクセスポイント４１
はそれぞれ信号到達範囲６０と６１とを有する。アクセ
スポイント４０は、移動局５０，移動局５１とアクセス
ポイント４１と通信する。アクセスポイント４０は、移
動局５０と移動局５１とアクセスポイント４１と直接通
信し、移動局５２と移動局５３とは間接的に通信する。
【００３４】アクセスポイント４０とアクセスポイント
４１の通信カバー領域は、円形で示してあるが他の形
状、例えば六角形をとることも可能である。アクセスポ
イントのカバー領域の形状と大きさは、アクセスポイン
トと移動局との間の信号の伝送を阻止するような障害物
によって決定される。
４１の通信カバー領域は、円形で示してあるが他の形
状、例えば六角形をとることも可能である。アクセスポ
イントのカバー領域の形状と大きさは、アクセスポイン
トと移動局との間の信号の伝送を阻止するような障害物
によって決定される。
【００３５】ＩＳＭバンド以外にもワイアレスコンピュ
ータネットワークは様々な分野のシステムで実行されて
いる。例えばワイアレスコンピュータネットワーク１０
はオフィス内のワイアレスＬＡＮでもよい。移動局５０
−５３は、サーバ２０のようなドキュメントサーバある
いはこのサーバと接続された給与計算あるいは表計算の
応用におけるようなデスクトップおよび／またはノート
ブック型のコンピュータである。別法として、ワイアレ
スコンピュータネットワーク１０は倉庫あるいは工場の
走査を行うワイレスＬＡＮでもよい。
ータネットワークは様々な分野のシステムで実行されて
いる。例えばワイアレスコンピュータネットワーク１０
はオフィス内のワイアレスＬＡＮでもよい。移動局５０
−５３は、サーバ２０のようなドキュメントサーバある
いはこのサーバと接続された給与計算あるいは表計算の
応用におけるようなデスクトップおよび／またはノート
ブック型のコンピュータである。別法として、ワイアレ
スコンピュータネットワーク１０は倉庫あるいは工場の
走査を行うワイレスＬＡＮでもよい。
【００３６】倉庫あるいは工場内あるいは工場の外を動
き回る作業者は、様々な移動局を用いて中央のサーバと
通信することができる。例えば、作業者はバーコードス
キャナを用いてサーバ２０とアクセスポイント４０−４
２を介してデータを送受信する。さらにまた他の形態の
作業者は、ノートパッドデバイスを用いて工場内を動い
て、サーバ２０内の在庫を更新することもできる。さら
にまた別の実施例では、ワイアレスコンピュータネット
ワーク１０は大きなデパート内のワイアレスＬＡＮであ
り、移動局５０−５４は、電気的なキャッシュレジスタ
および／またはバーコードリーダでもよい。
き回る作業者は、様々な移動局を用いて中央のサーバと
通信することができる。例えば、作業者はバーコードス
キャナを用いてサーバ２０とアクセスポイント４０−４
２を介してデータを送受信する。さらにまた他の形態の
作業者は、ノートパッドデバイスを用いて工場内を動い
て、サーバ２０内の在庫を更新することもできる。さら
にまた別の実施例では、ワイアレスコンピュータネット
ワーク１０は大きなデパート内のワイアレスＬＡＮであ
り、移動局５０−５４は、電気的なキャッシュレジスタ
および／またはバーコードリーダでもよい。
【００３７】移動局５０−５３が、ワイアレスＬＡＮ環
境内を動き回ると、移動局は別のアクセスポイントのカ
バー領域に出入りする。例えば、移動局５０が進路７０
の方向に移動すると、この移動局５０は現在のアクセス
ポイントであるアクセスポイント４０から新たなアクセ
スポイントであるアクセスポイント４１に移動すること
になる。進路７０に沿って移動すると、ある場所で移動
局５０は現在のアクセスポイント４０とのリンクの信号
品質が許容可能なしきい値レベル以下（またはそれに近
付いて）に劣化することになる。このようなことが起こ
ると移動局５０は、ハンドオーバを行うために別のアク
セスポイントを走査しだす。
境内を動き回ると、移動局は別のアクセスポイントのカ
バー領域に出入りする。例えば、移動局５０が進路７０
の方向に移動すると、この移動局５０は現在のアクセス
ポイントであるアクセスポイント４０から新たなアクセ
スポイントであるアクセスポイント４１に移動すること
になる。進路７０に沿って移動すると、ある場所で移動
局５０は現在のアクセスポイント４０とのリンクの信号
品質が許容可能なしきい値レベル以下（またはそれに近
付いて）に劣化することになる。このようなことが起こ
ると移動局５０は、ハンドオーバを行うために別のアク
セスポイントを走査しだす。
【００３８】前述したように、スペクトラム拡散技術は
このようなワイアレスＬＡＮにしばしば用いられる。し
たがって本発明の一実施例においては、ワイアレスコン
ピュータネットワーク１０のアクセスポイント４０−４
２と移動局５０−５３とはデータを転送するために、拡
散スペクラム技術を採用した送信器と受信機とを具備し
ている。本発明による拡散スペクラム受信機と送信器の
説明を行うために、この受信機と送信器とはＩＥＥＥ８
０２．１１標準に従って通信するものとする。
このようなワイアレスＬＡＮにしばしば用いられる。し
たがって本発明の一実施例においては、ワイアレスコン
ピュータネットワーク１０のアクセスポイント４０−４
２と移動局５０−５３とはデータを転送するために、拡
散スペクラム技術を採用した送信器と受信機とを具備し
ている。本発明による拡散スペクラム受信機と送信器の
説明を行うために、この受信機と送信器とはＩＥＥＥ８
０２．１１標準に従って通信するものとする。
【００３９】しかしこの前提は、本発明の一実施例であ
り本発明の範囲を制限するものとはならない。特にま
た、以下に述べるようなスペクトラム拡散システム中で
データ転送レートを増加させるシステムは、他の標準に
よるワイアレスコンピュータネットワークでも採用で
き、さらにまたセルラ電話システムのようなコンピュー
タネットワーク以外にも採用できるものである。
り本発明の範囲を制限するものとはならない。特にま
た、以下に述べるようなスペクトラム拡散システム中で
データ転送レートを増加させるシステムは、他の標準に
よるワイアレスコンピュータネットワークでも採用で
き、さらにまたセルラ電話システムのようなコンピュー
タネットワーク以外にも採用できるものである。
【００４０】図２は従来技術に係るトランシーバ２００
のブロック図である。トランシーバ２００の送信器部分
においては、入力信号（ＤＡＴＡ ＩＮ）をスクランブ
ラ２０５が受信し、このスクランブラ２０５がパターン
の再生を回避するためにある種の多項式に従って、（Ｄ
ＡＴＡ ＩＮ）信号にスクランブルをかける。このスク
ランブラ２０５の出力は送信されるべき情報ビットスト
リームである。
のブロック図である。トランシーバ２００の送信器部分
においては、入力信号（ＤＡＴＡ ＩＮ）をスクランブ
ラ２０５が受信し、このスクランブラ２０５がパターン
の再生を回避するためにある種の多項式に従って、（Ｄ
ＡＴＡ ＩＮ）信号にスクランブルをかける。このスク
ランブラ２０５の出力は送信されるべき情報ビットスト
リームである。
【００４１】符号化器２１０は、スクランブラ２０５の
出力から受信した情報ビットに対し直交符号化する。こ
の符号化器２１０の出力ストリームは、複合信号サンプ
ルであり、その各々は同相成分Ｉと直交成分Ｑからなっ
ている。符号位置変調がＤＡＴＡフィールドの伝送の間
採用された場合には、このＩチャネル信号とＱチャネル
信号は、シンボルあたり余分のＮ個のビットの情報を伝
送するために、ｎ個の時間スロットの一つを介して時間
シフトされる。
出力から受信した情報ビットに対し直交符号化する。こ
の符号化器２１０の出力ストリームは、複合信号サンプ
ルであり、その各々は同相成分Ｉと直交成分Ｑからなっ
ている。符号位置変調がＤＡＴＡフィールドの伝送の間
採用された場合には、このＩチャネル信号とＱチャネル
信号は、シンボルあたり余分のＮ個のビットの情報を伝
送するために、ｎ個の時間スロットの一つを介して時間
シフトされる。
【００４２】符号化器２１０は各チャネルの時間シフト
した各ビットとチップシーケンスと称する疑似乱数ノイ
ズ（ＰＮ）シーケンスを含むシンボルとを乗積する。前
述したようにＩＥＥＥ８０２．１１ＤＳＳＳ標準は、公
知の１１チップバーカーシーケンスである＋１，−１，
＋１，＋１，−１，＋１，＋１，＋１，−１，−１，−
１を用いて論理Ｉチャネル信号成分と論理Ｑチャネル信
号成分の両方を符号化する。例えば二進論理「１」が符
号を反転したバーカーシーケンスに等しい場合には、二
進論理「０」は符号を反転しないバーカーシーケンスに
等しい。
した各ビットとチップシーケンスと称する疑似乱数ノイ
ズ（ＰＮ）シーケンスを含むシンボルとを乗積する。前
述したようにＩＥＥＥ８０２．１１ＤＳＳＳ標準は、公
知の１１チップバーカーシーケンスである＋１，−１，
＋１，＋１，−１，＋１，＋１，＋１，−１，−１，−
１を用いて論理Ｉチャネル信号成分と論理Ｑチャネル信
号成分の両方を符号化する。例えば二進論理「１」が符
号を反転したバーカーシーケンスに等しい場合には、二
進論理「０」は符号を反転しないバーカーシーケンスに
等しい。
【００４３】Ｉチャネル信号成分とＱチャネル信号成分
とを１１チップのバーカーシーケンスでもって乗積する
ことは、周波数を増加させる。即ちこの周波数でもって
Ｉチャネル信号成分とＱチャネル信号成分とは１１倍に
増加し、１つの合成シンボル（即ち１１チップシーケン
ス）は、Ｉチャネル内の論理信号シンボルと同じくＱチ
ャネル内の論理信号シンボルに割り当てられた時間フレ
ームで伝送される。
とを１１チップのバーカーシーケンスでもって乗積する
ことは、周波数を増加させる。即ちこの周波数でもって
Ｉチャネル信号成分とＱチャネル信号成分とは１１倍に
増加し、１つの合成シンボル（即ち１１チップシーケン
ス）は、Ｉチャネル内の論理信号シンボルと同じくＱチ
ャネル内の論理信号シンボルに割り当てられた時間フレ
ームで伝送される。
【００４４】ＲＦフロントエンド２２０は従来の直交変
調器を含み、この変調器は拡散器２１５から受信した同
相（Ｉ）成分と直交相（Ｑ）成分とをそれぞれコサイン
キャリア波と９０度位相がずれたサインキャリア波とで
乗積する。また同時にＲＦフロントエンド２２０は、ア
ンテナ２２５を駆動するのに用いられるフィルタ回路と
増幅器回路とを有する。拡散信号のチップレートは、符
号化器２１０の出力信号のシンボルレートの１１倍であ
るので、アンテナ２２５でアップコンバートされた（高
周波にされた）拡散信号により占有されるバンド幅は、
符号化器２１０の出力から直接得られた直交変調信号を
アップコンバートすることにより占有されるバンド幅よ
りも１１倍広い。
調器を含み、この変調器は拡散器２１５から受信した同
相（Ｉ）成分と直交相（Ｑ）成分とをそれぞれコサイン
キャリア波と９０度位相がずれたサインキャリア波とで
乗積する。また同時にＲＦフロントエンド２２０は、ア
ンテナ２２５を駆動するのに用いられるフィルタ回路と
増幅器回路とを有する。拡散信号のチップレートは、符
号化器２１０の出力信号のシンボルレートの１１倍であ
るので、アンテナ２２５でアップコンバートされた（高
周波にされた）拡散信号により占有されるバンド幅は、
符号化器２１０の出力から直接得られた直交変調信号を
アップコンバートすることにより占有されるバンド幅よ
りも１１倍広い。
【００４５】この伝送された拡散信号をトランシーバ２
００の受信機部分のアンテナ２３０が受信する。送信器
部分で行われたプロセスとは逆のプロセスが、この受信
機部分内で行われる。ＲＦフロントエンド２３５は受信
信号を調整し、不用な周波数を削除するために従来の増
幅器回路とフィルタ処理回路とを有する。この受信信号
は、伝送信号の同相成分（Ｉチャネル）を再生するため
にローカル発振器により生成された同相信号と第１ミキ
サ内で混合される。同時にまたこの受信信号は伝送信号
の直交相成分（Ｑチャネル）を再生するためにローカル
発振器により生成された９０度位相のずれた信号と第２
ミキサ内で混合される。
００の受信機部分のアンテナ２３０が受信する。送信器
部分で行われたプロセスとは逆のプロセスが、この受信
機部分内で行われる。ＲＦフロントエンド２３５は受信
信号を調整し、不用な周波数を削除するために従来の増
幅器回路とフィルタ処理回路とを有する。この受信信号
は、伝送信号の同相成分（Ｉチャネル）を再生するため
にローカル発振器により生成された同相信号と第１ミキ
サ内で混合される。同時にまたこの受信信号は伝送信号
の直交相成分（Ｑチャネル）を再生するためにローカル
発振器により生成された９０度位相のずれた信号と第２
ミキサ内で混合される。
【００４６】ＲＦフロントエンド２３５内のアナログミ
キサの出力は、２個のアナログ−デジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）内でデジタル化される。これによりＭ個のビットの
サンプルからなるＩチャネル信号とＭ個のビットのサン
プルからなるＱチャネル信号とを生成する。したがっ
て、このアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）の出
力は、伝送チャネル（即ちエアチャネル，無線チャネ
ル）のマルチパスフェージングとノイズ量に依存して少
なくとも部分的に劣化した非反転１１チップベーカーシ
ーケンスと反転１１チップベーカーシーケンスのストリ
ームを含む。
キサの出力は、２個のアナログ−デジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）内でデジタル化される。これによりＭ個のビットの
サンプルからなるＩチャネル信号とＭ個のビットのサン
プルからなるＱチャネル信号とを生成する。したがっ
て、このアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）の出
力は、伝送チャネル（即ちエアチャネル，無線チャネ
ル）のマルチパスフェージングとノイズ量に依存して少
なくとも部分的に劣化した非反転１１チップベーカーシ
ーケンスと反転１１チップベーカーシーケンスのストリ
ームを含む。
【００４７】例えば、各ＡＤＣのサンプリングレートが
チップレートの２倍で、各ＡＤＣが４ビット幅の場合に
は、理想的な（完全な）形態で受信した非反転ベーカー
シーケンス（ＮＲＺ信号に対しては、＋１，−１，＋
１，＋１，−１，＋１，＋１，＋１，−１，−１，−
１）は、２２個の４ビットＡＤＣサンプルを有し、この
サンプルの各々は、１個の符号ビットと３個の振幅ビッ
トからなる。
チップレートの２倍で、各ＡＤＣが４ビット幅の場合に
は、理想的な（完全な）形態で受信した非反転ベーカー
シーケンス（ＮＲＺ信号に対しては、＋１，−１，＋
１，＋１，−１，＋１，＋１，＋１，−１，−１，−
１）は、２２個の４ビットＡＤＣサンプルを有し、この
サンプルの各々は、１個の符号ビットと３個の振幅ビッ
トからなる。
【００４８】例えば、受信ベーカーシーケンスの＋１チ
ップは、ＡＤＣ出力内で＋８の振幅を有する２個の連続
したＡＤＣサンプルであり、一方受信ベーカーシーケン
ス内の−１チップは、ＡＤＣ出力内で−７の振幅を有す
る２個の連続したＡＤＣサンプルである。しかし、より
現実的な受信信号は、マルチパスフェージングシンボル
間干渉，ノイズ等からの歪に起因して＋８と−７の値を
有する２２個のＡＤＣサンプルを含む。
ップは、ＡＤＣ出力内で＋８の振幅を有する２個の連続
したＡＤＣサンプルであり、一方受信ベーカーシーケン
ス内の−１チップは、ＡＤＣ出力内で−７の振幅を有す
る２個の連続したＡＤＣサンプルである。しかし、より
現実的な受信信号は、マルチパスフェージングシンボル
間干渉，ノイズ等からの歪に起因して＋８と−７の値を
有する２２個のＡＤＣサンプルを含む。
【００４９】Ａ／Ｄコンバータの出力は相関器２４０に
加えられ、この相関器２４０は各チャネル内のＡＤＣサ
ンプルを２２個のサンプル毎に大きなスパイクを含む波
形に変換する。相関器２４０のこのスパイク状波形出力
は、検出器／復号器２５０に送られる。この検出器／復
号器２５０は、ＩチャネルとＱチャネルのスパイク状波
形の振幅と位相とを比較することにより、符号化プロセ
スの逆プロセスを行い、ＰＮチップシーケンス（例、符
号反転ベーカーシーケンスあるいは符号非反転ベーカー
シーケンス）とタイムシフトとを決定する。その後この
復号化されたビットストリームは、ディスクランブラ２
５５により逆スクランブルされ、ＤＡＴＡ ＯＵＴ信号
を生成するが、このＤＡＴＡ ＯＵＴ信号はＤＡＴＡ
ＩＮ信号と同一のはずである。
加えられ、この相関器２４０は各チャネル内のＡＤＣサ
ンプルを２２個のサンプル毎に大きなスパイクを含む波
形に変換する。相関器２４０のこのスパイク状波形出力
は、検出器／復号器２５０に送られる。この検出器／復
号器２５０は、ＩチャネルとＱチャネルのスパイク状波
形の振幅と位相とを比較することにより、符号化プロセ
スの逆プロセスを行い、ＰＮチップシーケンス（例、符
号反転ベーカーシーケンスあるいは符号非反転ベーカー
シーケンス）とタイムシフトとを決定する。その後この
復号化されたビットストリームは、ディスクランブラ２
５５により逆スクランブルされ、ＤＡＴＡ ＯＵＴ信号
を生成するが、このＤＡＴＡ ＯＵＴ信号はＤＡＴＡ
ＩＮ信号と同一のはずである。
【００５０】検出器／復号器２５０は、キャリア検出器
２４５に信号を出力し、このキャリア検出器２４５はキ
ャリア信号が到達したことを検出する。例えば、ＩＥＥ
Ｅ８０２．１１ＤＳＳＳプリアンブルを受信すると、キ
ャリア検出器２４５は、ＤＳＳＳ特性とあるしきい値以
上のパワーレベルを有する信号が存在することを決定す
る。
２４５に信号を出力し、このキャリア検出器２４５はキ
ャリア信号が到達したことを検出する。例えば、ＩＥＥ
Ｅ８０２．１１ＤＳＳＳプリアンブルを受信すると、キ
ャリア検出器２４５は、ＤＳＳＳ特性とあるしきい値以
上のパワーレベルを有する信号が存在することを決定す
る。
【００５１】上記の構成に類似したトランシーバシステ
ムは、米国特許第５，１２８，９６０（発明者 Van Dri
est et al.出願人ルーセント・テクノロジー社）と米国
特許第５，１３１，００６（発明者 Kamerman et al.出
願人ルーセント・テクノロジー社）に開示されている。
データ伝送レートを改善する符号位置変調系は、米国特
許出願第０８／２９８，２６０（発明者 Bar-David, 出
願日１９９４年８月３０日、出願人ルーセント・テクノ
ロジー社）と、米国特許出願第０８／３４５，１１０
（発明者 Bar-David, 出願日１９９４年１１月２８日、
出願人ルーセント・テクノロジー社）に開示されてい
る。
ムは、米国特許第５，１２８，９６０（発明者 Van Dri
est et al.出願人ルーセント・テクノロジー社）と米国
特許第５，１３１，００６（発明者 Kamerman et al.出
願人ルーセント・テクノロジー社）に開示されている。
データ伝送レートを改善する符号位置変調系は、米国特
許出願第０８／２９８，２６０（発明者 Bar-David, 出
願日１９９４年８月３０日、出願人ルーセント・テクノ
ロジー社）と、米国特許出願第０８／３４５，１１０
（発明者 Bar-David, 出願日１９９４年１１月２８日、
出願人ルーセント・テクノロジー社）に開示されてい
る。
【００５２】図３は、本発明の一実施例による受信機３
００のブロック図である。受信機３００内の検出器／復
号化器の改良は、受信機３００と通信するのに用いられ
る外部送信器または受信機３００が実行されるトランシ
ーバの送信器部分の動作には影響を与えないし、また影
響を受けない。したがって、送信器部分については、議
論を省略する。
００のブロック図である。受信機３００内の検出器／復
号化器の改良は、受信機３００と通信するのに用いられ
る外部送信器または受信機３００が実行されるトランシ
ーバの送信器部分の動作には影響を与えないし、また影
響を受けない。したがって、送信器部分については、議
論を省略する。
【００５３】受信機３００は、従来のＲＦフロントエン
ド３３５を有し、これは複合キャリア周波数をＩチャネ
ル信号とＱチャネル信号に復調するための従来技術に記
載されたものと同一である。従来技術と同様にＲＦフロ
ントエンド３３５は、その出力点にＩチャネルとＱチャ
ネルの復調信号のデジタルサンプルを生成する。実施例
においては、ＲＦフロントエンド３３５内のアナログ／
デジタルコンバータ（ＡＤＣ）は、ＲＦフロントエンド
３３５内のＲＦミキサによりチップレートの２倍で生成
されたアナログＩチャネル信号とＱチャネル信号をサン
プリングし、その結果デジタル化されたＩチャネル信号
とＱチャネル信号は、１シンボルあたり２２個のサンプ
ルを含む。
ド３３５を有し、これは複合キャリア周波数をＩチャネ
ル信号とＱチャネル信号に復調するための従来技術に記
載されたものと同一である。従来技術と同様にＲＦフロ
ントエンド３３５は、その出力点にＩチャネルとＱチャ
ネルの復調信号のデジタルサンプルを生成する。実施例
においては、ＲＦフロントエンド３３５内のアナログ／
デジタルコンバータ（ＡＤＣ）は、ＲＦフロントエンド
３３５内のＲＦミキサによりチップレートの２倍で生成
されたアナログＩチャネル信号とＱチャネル信号をサン
プリングし、その結果デジタル化されたＩチャネル信号
とＱチャネル信号は、１シンボルあたり２２個のサンプ
ルを含む。
【００５４】ＲＦフロントエンド３３５のＩチャネル出
力とＱチャネル出力は、相関器３４５に周波数オフセッ
ト補償器３４０を介して入力される。相関器３４５は、
各チャネル内のベーカーシーケンスを検出するために、
内部に個別のＩチャネル相関器とＱチャネル相関器を有
する。前述したのと同様にこの相関器の出力関数は、受
信シンボルが反転バーカーシーケンス（二進値「１」）
あるいは非反転バーカーシーケンス（二進値「０」）で
あるかによって、正の振幅のスパイク状波形と負の振幅
のスパイク状波形とを有する。相関器３４５の出力は、
従来のキャリア検出器３５５とチャネル適合化フィルタ
３５０に入力される。このキャリア検出器３５５は、十
分なパワーのＤＳＳＳキャリア信号が受信機内で得られ
た時点を表す。
力とＱチャネル出力は、相関器３４５に周波数オフセッ
ト補償器３４０を介して入力される。相関器３４５は、
各チャネル内のベーカーシーケンスを検出するために、
内部に個別のＩチャネル相関器とＱチャネル相関器を有
する。前述したのと同様にこの相関器の出力関数は、受
信シンボルが反転バーカーシーケンス（二進値「１」）
あるいは非反転バーカーシーケンス（二進値「０」）で
あるかによって、正の振幅のスパイク状波形と負の振幅
のスパイク状波形とを有する。相関器３４５の出力は、
従来のキャリア検出器３５５とチャネル適合化フィルタ
３５０に入力される。このキャリア検出器３５５は、十
分なパワーのＤＳＳＳキャリア信号が受信機内で得られ
た時点を表す。
【００５５】このＩチャネル相関器出力関数と、Ｑチャ
ネル相関器出力関数とはチャネル適合化フィルタ３５０
内で調整された後、本発明の検出器／復号器３６０に入
力される。この検出器／復号器３６０は、Ｉチャネルと
Ｑチャネルのスパイク状波形の振幅と位相とを比較する
ことにより符号化プロセスと逆のプロセスを実行し、Ｐ
Ｎチップシーケンス（例非反転ベーカーシーケンス）と
スパイク状波形の符号位置（時間シフト）を決定する。
その後この復号化ビットストリームは、ディスクランブ
ラ３６５により逆スクランブルされ、ＤＡＴＡ ＯＵＴ
信号を生成するが、これは送信器により送信されたＤＡ
ＴＡ ＩＮ信号と同一のはずである。
ネル相関器出力関数とはチャネル適合化フィルタ３５０
内で調整された後、本発明の検出器／復号器３６０に入
力される。この検出器／復号器３６０は、Ｉチャネルと
Ｑチャネルのスパイク状波形の振幅と位相とを比較する
ことにより符号化プロセスと逆のプロセスを実行し、Ｐ
Ｎチップシーケンス（例非反転ベーカーシーケンス）と
スパイク状波形の符号位置（時間シフト）を決定する。
その後この復号化ビットストリームは、ディスクランブ
ラ３６５により逆スクランブルされ、ＤＡＴＡ ＯＵＴ
信号を生成するが、これは送信器により送信されたＤＡ
ＴＡ ＩＮ信号と同一のはずである。
【００５６】本発明の受信機は、最小のトレーニング期
間の後、プリアンブルのＳＹＮＣフィールド部分内のシ
ンボル情報を高度に信頼性よく検出できる。本発明の検
出器／復号器３６０のある種の機能は、受信機を送信器
に急速に適合させ、かつチャネル適合化フィルタ３５０
と周波数オフセット補償器３４０のそれぞれに対しタッ
プ設定と周波数オフセットを得て、これらを用いてＤＡ
ＴＡフィールドの伝送中に送信されるシンボルの検出と
復号化を改善するために各送信メッセージのプリアンブ
ル部分の間のみ動作する。
間の後、プリアンブルのＳＹＮＣフィールド部分内のシ
ンボル情報を高度に信頼性よく検出できる。本発明の検
出器／復号器３６０のある種の機能は、受信機を送信器
に急速に適合させ、かつチャネル適合化フィルタ３５０
と周波数オフセット補償器３４０のそれぞれに対しタッ
プ設定と周波数オフセットを得て、これらを用いてＤＡ
ＴＡフィールドの伝送中に送信されるシンボルの検出と
復号化を改善するために各送信メッセージのプリアンブ
ル部分の間のみ動作する。
【００５７】図４−６は、理想的な相関器出力関数のタ
イミングを表すグラフである。本発明を説明するため
に、図４−６は、直交信号の２個のチャネルの一方のみ
の相関器出力関数を表している。相関器出力関数の下に
１１個のタイムスロットが示されている。これらのタイ
ムスロットは、受信シンボル内のチップ位置に対応す
る。
イミングを表すグラフである。本発明を説明するため
に、図４−６は、直交信号の２個のチャネルの一方のみ
の相関器出力関数を表している。相関器出力関数の下に
１１個のタイムスロットが示されている。これらのタイ
ムスロットは、受信シンボル内のチップ位置に対応す
る。
【００５８】各相関器出力関数の下には、ベーカーシー
ケンス１−３が示され、これは相関器出力関数を生成す
るシンボルの送信機内の連続的生成を表す。しかし、同
図においては、送信機内のベーカーシーケンスと、その
結果得られた相関器出力関数との間の絶対的時間関係を
表すものではない。実際には、図４−６に示された相関
器出力関数内の中心ローブスパイクは、各ベーカーシー
ケンスの終了後まで発生しない。これは、各受信信号パ
ス内の信号処理遅延の結果であり、チップシーケンス全
体を受信して対応する中心ローブスパイクが発生する前
に相関器３４５に供給しなければならないということに
起因する。
ケンス１−３が示され、これは相関器出力関数を生成す
るシンボルの送信機内の連続的生成を表す。しかし、同
図においては、送信機内のベーカーシーケンスと、その
結果得られた相関器出力関数との間の絶対的時間関係を
表すものではない。実際には、図４−６に示された相関
器出力関数内の中心ローブスパイクは、各ベーカーシー
ケンスの終了後まで発生しない。これは、各受信信号パ
ス内の信号処理遅延の結果であり、チップシーケンス全
体を受信して対応する中心ローブスパイクが発生する前
に相関器３４５に供給しなければならないということに
起因する。
【００５９】符号位置変調は、プリアンブルの間は使用
されずその結果図４−６に示すベーカーシーケンスは、
連続しており時間シフトに起因してオーバラップしてい
ない。その結果、対応する波形スパイクは、等間隔に離
れている（理想的）。そのため相関器出力関数は、１１
チップベーカーシーケンス（シンボル）により符号化さ
れた（拡散された）１Ｍｄｐｓビットストリームによる
ＩチャネルキャリアのＤＢＰＳＫ変調の結果を表してい
る。
されずその結果図４−６に示すベーカーシーケンスは、
連続しており時間シフトに起因してオーバラップしてい
ない。その結果、対応する波形スパイクは、等間隔に離
れている（理想的）。そのため相関器出力関数は、１１
チップベーカーシーケンス（シンボル）により符号化さ
れた（拡散された）１Ｍｄｐｓビットストリームによる
ＩチャネルキャリアのＤＢＰＳＫ変調の結果を表してい
る。
【００６０】図４は、第１の理想的な相関器出力関数４
００のタイミングを表す図である。図４において、波形
スパイク４０１−４０３を生成するベーカーシーケンス
は、同一の二進値（例、論理「０」）を表し、その結果
対応する相関器関数は、同一符号（即ち正の振幅）を有
する中心ローブピーク（スパイク）を有する。図に示さ
れた理想的な波形においては、相関器３４５はスパイク
の間に一定レベルのサイドローブ４１１、４１２を有す
る。
００のタイミングを表す図である。図４において、波形
スパイク４０１−４０３を生成するベーカーシーケンス
は、同一の二進値（例、論理「０」）を表し、その結果
対応する相関器関数は、同一符号（即ち正の振幅）を有
する中心ローブピーク（スパイク）を有する。図に示さ
れた理想的な波形においては、相関器３４５はスパイク
の間に一定レベルのサイドローブ４１１、４１２を有す
る。
【００６１】図５は、第２の理想的な相関器出力関数５
００のタイミングを表す図である。図５において、波形
スパイク５０１−５０３を生成するベーカーシーケンス
は、交互に代わる二進値（例、．．．０１０１０１
０．．．）を表し、その結果対応する相関器関数は、交
互に代わる符号（即ち交互に代わる正の振幅と負の振
幅）とを有する中心ローブピーク（スパイク）を有す
る。さらに相関器３４５は波形スパイクの間にサイドロ
ーブ５１１、５１２、５１３を有する。
００のタイミングを表す図である。図５において、波形
スパイク５０１−５０３を生成するベーカーシーケンス
は、交互に代わる二進値（例、．．．０１０１０１
０．．．）を表し、その結果対応する相関器関数は、交
互に代わる符号（即ち交互に代わる正の振幅と負の振
幅）とを有する中心ローブピーク（スパイク）を有す
る。さらに相関器３４５は波形スパイクの間にサイドロ
ーブ５１１、５１２、５１３を有する。
【００６２】図６は、第３の理想的な相関器出力関数６
００のタイミングを表す図である。図６において、波形
スパイク６０１−６０３を生成するベーカーシーケンス
は、ランダムに交じり合った二進値（例、．．．０１
１．．．）を表し、その結果対応する相関器関数は、交
り合った符号（即ち交り合った正の振幅と負の振幅）と
を有する中心ローブピーク（スパイク）を有する。図
４，５の場合のように、相関器３４５は波形スパイクの
間にサイドローブ６１１と６１２と一定レベルのサイド
ローブ６１３とを生成する。
００のタイミングを表す図である。図６において、波形
スパイク６０１−６０３を生成するベーカーシーケンス
は、ランダムに交じり合った二進値（例、．．．０１
１．．．）を表し、その結果対応する相関器関数は、交
り合った符号（即ち交り合った正の振幅と負の振幅）と
を有する中心ローブピーク（スパイク）を有する。図
４，５の場合のように、相関器３４５は波形スパイクの
間にサイドローブ６１１と６１２と一定レベルのサイド
ローブ６１３とを生成する。
【００６３】相関器出力関数４００，５００，６００に
示された小さなサイドローブは、参照用である。サイド
ローブ４１１−４１２，５１１−５１３，６１１−６１
３の大きさと形状と間隔は、実際のスケール通りではな
い。これらのサイドローブは、相関器３４５が通常シン
ボル処理の間、ゼロに近い小さな出力値を有することを
示しているのに過ぎない。
示された小さなサイドローブは、参照用である。サイド
ローブ４１１−４１２，５１１−５１３，６１１−６１
３の大きさと形状と間隔は、実際のスケール通りではな
い。これらのサイドローブは、相関器３４５が通常シン
ボル処理の間、ゼロに近い小さな出力値を有することを
示しているのに過ぎない。
【００６４】図４−６の相関器出力関数４００，５０
０，６００は、完全な形で受信した符号語の理想的な波
形である。実際のチャネル環境で動作する受信機におい
ては、マルチパスフェージング遅延拡散ノイズシンボル
間干渉等が中心ローブスパイクとサイドローブの両方の
大きさと形状を歪ませる。
０，６００は、完全な形で受信した符号語の理想的な波
形である。実際のチャネル環境で動作する受信機におい
ては、マルチパスフェージング遅延拡散ノイズシンボル
間干渉等が中心ローブスパイクとサイドローブの両方の
大きさと形状を歪ませる。
【００６５】図４−６の相関器出力関数に類似したスパ
イク状の波形出力を生成する相関器３４５に類似した相
関器は、前述した米国特許第５，１２８，９６０（発明
者 Van Driest et al.）と米国特許第５，１３１，００
６（発明者 Kamerman et al.）に詳述されている。
イク状の波形出力を生成する相関器３４５に類似した相
関器は、前述した米国特許第５，１２８，９６０（発明
者 Van Driest et al.）と米国特許第５，１３１，００
６（発明者 Kamerman et al.）に詳述されている。
【００６６】図７は、本発明の一実施例による検出器／
復号器３６０の詳細ブロック図である。同図において、
検出器／復号器３６０は、チャネル適合化フィルタ３５
０からＩチャネルとＱチャネルの両方でシンボルあたり
２２個のサンプル（２サンプル／１チップ）を受信す
る。検出器／復号器３６０は、マッチドフィルタタップ
設定（matched filter tap settings） を得るために受
信機のトレーニング期間およびＳＹＮＣフィールドの受
信期間の間使用される。
復号器３６０の詳細ブロック図である。同図において、
検出器／復号器３６０は、チャネル適合化フィルタ３５
０からＩチャネルとＱチャネルの両方でシンボルあたり
２２個のサンプル（２サンプル／１チップ）を受信す
る。検出器／復号器３６０は、マッチドフィルタタップ
設定（matched filter tap settings） を得るために受
信機のトレーニング期間およびＳＹＮＣフィールドの受
信期間の間使用される。
【００６７】チャネル適合化フィルタ３５０がアクティ
ブ処理ループの一部として相関器３４５と検出器／復号
器３６０との間に挿入され、適当なマッチドフィルタタ
ップ設定が行われると、より良好なシンボル検出条件が
ＳＦＤ（start of frame delimiter）のシンボルが受信
機に到達する前に設定される。検出器／復号器３６０は
またＤＢＰＳＫモードとＤＱＰＳＫモードのＤＡＴＡフ
ィールドの受信期間の間用いられる。
ブ処理ループの一部として相関器３４５と検出器／復号
器３６０との間に挿入され、適当なマッチドフィルタタ
ップ設定が行われると、より良好なシンボル検出条件が
ＳＦＤ（start of frame delimiter）のシンボルが受信
機に到達する前に設定される。検出器／復号器３６０は
またＤＢＰＳＫモードとＤＱＰＳＫモードのＤＡＴＡフ
ィールドの受信期間の間用いられる。
【００６８】検出器／復号器３６０のフロントエンド
は、Ｉ／Ｑから極性二乗へのルックアップテーブル７０
５を有し、このＩ／Ｑから極性二乗へのルックアップテ
ーブル７０５は、Ｉ入力信号とＱ入力信号の２２個のサ
ンプルを２２個の極性二乗サンプルに変換する。この各
極性二乗サンプルは、二乗したモデュラス（振幅）成分
Ｒ2 と位相成分Φとを有する。ベクトル積分器７１０は
Ｉ／Ｑから極性二乗ルックアップテーブル７０５からＲ
2 サンプルを受け取り、２２個のレジスタのうちの１個
に各サンプルを記憶し、そして積分してシンボルあたり
２２個のサンプルの各々に対し、平均（積分された）Ｒ
2 値を生成する。トレーニングプロセスの開始時にベク
トル積分器７１０は、８個の連続するシンボル間隔に対
し、和算／積分を実行する。８個のシンボル間の後、こ
のベクトル積分器７１０の設定は、その時の値に「凍
結」され、タイミング再生プロセスは、ウィンドウ積分
器７３０を用いて開始される。
は、Ｉ／Ｑから極性二乗へのルックアップテーブル７０
５を有し、このＩ／Ｑから極性二乗へのルックアップテ
ーブル７０５は、Ｉ入力信号とＱ入力信号の２２個のサ
ンプルを２２個の極性二乗サンプルに変換する。この各
極性二乗サンプルは、二乗したモデュラス（振幅）成分
Ｒ2 と位相成分Φとを有する。ベクトル積分器７１０は
Ｉ／Ｑから極性二乗ルックアップテーブル７０５からＲ
2 サンプルを受け取り、２２個のレジスタのうちの１個
に各サンプルを記憶し、そして積分してシンボルあたり
２２個のサンプルの各々に対し、平均（積分された）Ｒ
2 値を生成する。トレーニングプロセスの開始時にベク
トル積分器７１０は、８個の連続するシンボル間隔に対
し、和算／積分を実行する。８個のシンボル間の後、こ
のベクトル積分器７１０の設定は、その時の値に「凍
結」され、タイミング再生プロセスは、ウィンドウ積分
器７３０を用いて開始される。
【００６９】ウィンドウ積分器７３０はベクトル積分器
７１０からの２２個の積分されたＲ2 値を読み取り、最
大の和を与える１２個の連続する平均Ｒ2 値の位置を決
定する。この１２個の平均Ｒ2 値の位置の中央点は、相
関器出力関数４００，５００，６００のシンボル間隔の
中点に対応する。そしてこの中点で波形スパイク４０１
−４０３，５０１−５０３，６０１−６０３の各々が発
生する。
７１０からの２２個の積分されたＲ2 値を読み取り、最
大の和を与える１２個の連続する平均Ｒ2 値の位置を決
定する。この１２個の平均Ｒ2 値の位置の中央点は、相
関器出力関数４００，５００，６００のシンボル間隔の
中点に対応する。そしてこの中点で波形スパイク４０１
−４０３，５０１−５０３，６０１−６０３の各々が発
生する。
【００７０】本発明は、最大の和を与える１２個の平均
したサンプルの位置を用いているのであって、１個の最
大の平均サンプルの位置を用いているわけではない。そ
の理由は、相関器出力４００の波形スパイク４０１−４
０３は、チャネル歪により劣化しているからである。さ
らにまた本発明の実施例においては、ウィンドウ積分器
７３０は２２個のＲ2 値のうち１２個の値から得られた
最大の和値を用いて、ＲＡＫＥ重み付け装置７２５の出
力を一定の範囲におさめるよう用いられたＲＡＫＥ換算
係数（scaling factor）を計算している。
したサンプルの位置を用いているのであって、１個の最
大の平均サンプルの位置を用いているわけではない。そ
の理由は、相関器出力４００の波形スパイク４０１−４
０３は、チャネル歪により劣化しているからである。さ
らにまた本発明の実施例においては、ウィンドウ積分器
７３０は２２個のＲ2 値のうち１２個の値から得られた
最大の和値を用いて、ＲＡＫＥ重み付け装置７２５の出
力を一定の範囲におさめるよう用いられたＲＡＫＥ換算
係数（scaling factor）を計算している。
【００７１】差分ディターミネータ７１５は、Ｉ／Ｑか
ら極性二乗へのルックアップテーブル７０５から位相
（Φ）信号サンプルを受信する。この差分ディターミネ
ータ７１５は、現在のΦ信号サンプルと２２個のサンプ
ルだけ遅延したΦ信号サンプルとを比較して、差分ΔΦ
k＝Φk−Φk-22を決定する。このΔΦk の値は、極性二
乗からＩ／Ｑへのルックアップテーブル７２０に加えら
れる。同時にまた極性二乗からＩ／Ｑへのルックアップ
テーブル７２０は、ベクトル積分器７１０から入力を受
信する、即ちトレーニング期間の開始時に８個のシンボ
ル間隔の後凍結された２２個の平均Ｒ2 値を受信する。
極性二乗からＩ／Ｑへのルックアップテーブル７２０は
各サンプル位置に対し、Ｎ個の複合値サンプル即ち、
（Ｉ，Ｑ）N＝［Ｒ N 2ｃｏｓ（ΔΦN），Ｒ N 2ｓｉｎ（Δ
ΦN）］ を与える。ここで、Ｒ N 2は、ＲＡＫＥ換算係数
をサンプル位置に対し、凍結されたＲ2 ベクトル積分値
に乗積することにより得られた積である。
ら極性二乗へのルックアップテーブル７０５から位相
（Φ）信号サンプルを受信する。この差分ディターミネ
ータ７１５は、現在のΦ信号サンプルと２２個のサンプ
ルだけ遅延したΦ信号サンプルとを比較して、差分ΔΦ
k＝Φk−Φk-22を決定する。このΔΦk の値は、極性二
乗からＩ／Ｑへのルックアップテーブル７２０に加えら
れる。同時にまた極性二乗からＩ／Ｑへのルックアップ
テーブル７２０は、ベクトル積分器７１０から入力を受
信する、即ちトレーニング期間の開始時に８個のシンボ
ル間隔の後凍結された２２個の平均Ｒ2 値を受信する。
極性二乗からＩ／Ｑへのルックアップテーブル７２０は
各サンプル位置に対し、Ｎ個の複合値サンプル即ち、
（Ｉ，Ｑ）N＝［Ｒ N 2ｃｏｓ（ΔΦN），Ｒ N 2ｓｉｎ（Δ
ΦN）］ を与える。ここで、Ｒ N 2は、ＲＡＫＥ換算係数
をサンプル位置に対し、凍結されたＲ2 ベクトル積分値
に乗積することにより得られた積である。
【００７２】ＲＡＫＥ重み付け装置７２５は、各シンボ
ル間隔に対し、１２個の連続する（Ｉ，Ｑ）N の値の和
を生成する（これは２２個のサンプル間隔即ち１１個の
チップ間隔に相当する）。１２個の連続する（Ｉ，Ｑ）
N 値は、ウィンドウ積分器７３０により決定されたのと
同一である。和算の結果は、決定回路７３５への入力と
なり、プリアンブル内のＤＢＰＳＫビットとＤＡＴＡフ
ィールド内のＤＢＰＳＫビットまたはＤＱＰＳＫビット
を決定し、検出時の位相誤差を決定する。この位相誤差
値は、周波数オフセット補償器３４０に送られ、必要に
よっては位相誤差処理に用いられる。周波数オフセット
補償器３４０は、この位相誤差情報を用いてシンボル間
隔あたりの平均位相誤差を決定し、これにより相関器３
４５の入力を調整する周波数オフセット補償を与える。
ル間隔に対し、１２個の連続する（Ｉ，Ｑ）N の値の和
を生成する（これは２２個のサンプル間隔即ち１１個の
チップ間隔に相当する）。１２個の連続する（Ｉ，Ｑ）
N 値は、ウィンドウ積分器７３０により決定されたのと
同一である。和算の結果は、決定回路７３５への入力と
なり、プリアンブル内のＤＢＰＳＫビットとＤＡＴＡフ
ィールド内のＤＢＰＳＫビットまたはＤＱＰＳＫビット
を決定し、検出時の位相誤差を決定する。この位相誤差
値は、周波数オフセット補償器３４０に送られ、必要に
よっては位相誤差処理に用いられる。周波数オフセット
補償器３４０は、この位相誤差情報を用いてシンボル間
隔あたりの平均位相誤差を決定し、これにより相関器３
４５の入力を調整する周波数オフセット補償を与える。
【００７３】ＲＡＫＥ重み付け装置７２５は、Ｒ N 2に対
し１２個の連続するΔΦN の値を重み付けすることによ
り本発明に独特な重み付けルーチンを行う。本発明は、
問題となっているサンプル位置に対し、チャネルパワー
プロファイルの予測に応じて重み付け係数を連続的差分
位相情報サンプルに割当てる。理想的な直交符号（１１
チップベーカーコードの代わりに）に対しては、理想的
なチャネル条件においては相関器のスパイク状のスパイ
ク状波形出力はサイドローブを有さない。
し１２個の連続するΔΦN の値を重み付けすることによ
り本発明に独特な重み付けルーチンを行う。本発明は、
問題となっているサンプル位置に対し、チャネルパワー
プロファイルの予測に応じて重み付け係数を連続的差分
位相情報サンプルに割当てる。理想的な直交符号（１１
チップベーカーコードの代わりに）に対しては、理想的
なチャネル条件においては相関器のスパイク状のスパイ
ク状波形出力はサイドローブを有さない。
【００７４】このような場合、チャネルパワープロファ
イル値の予測値は、相関器からの信号の平均二乗モデュ
ロ振幅に対応する。１１チップベーカーコードの場合に
は、サイドローブが存在することにより理想的なチャネ
ル条件の元でもチャネルパワープロファイルの予測値を
歪ませてしまう。しかし、Ｒ N 2に基づいた重み付けによ
り、最適に近い検出性能が得られる、理由は、重み付け
ウィンドウは、２２個のサンプル位置のうち１２個に限
定されており、ベーカー符号サイドローブは、小さくそ
して二乗が用いられており、これによりＳＮＲが改善さ
れるからである。
イル値の予測値は、相関器からの信号の平均二乗モデュ
ロ振幅に対応する。１１チップベーカーコードの場合に
は、サイドローブが存在することにより理想的なチャネ
ル条件の元でもチャネルパワープロファイルの予測値を
歪ませてしまう。しかし、Ｒ N 2に基づいた重み付けによ
り、最適に近い検出性能が得られる、理由は、重み付け
ウィンドウは、２２個のサンプル位置のうち１２個に限
定されており、ベーカー符号サイドローブは、小さくそ
して二乗が用いられており、これによりＳＮＲが改善さ
れるからである。
【００７５】ウィンドウ積分器７３０により決定された
タップ重み係数をＲＡＫＥ重み付け装置７２５内で用い
て、チャネル内の位相変動を相殺し、信号強度に比例し
た係数でもって位相情報信号に重み付けをする。このよ
うにして強い信号は、弱い信号よりもより大きなタップ
重み係数を有する。様々な種類のＲＡＫＥフィルタとマ
ッチド（matched） フィルタの動作は、「デジタルコミ
ュニケーション」（McGraw-Hill, Inc., J.G. Proakis
著）に記載されている。
タップ重み係数をＲＡＫＥ重み付け装置７２５内で用い
て、チャネル内の位相変動を相殺し、信号強度に比例し
た係数でもって位相情報信号に重み付けをする。このよ
うにして強い信号は、弱い信号よりもより大きなタップ
重み係数を有する。様々な種類のＲＡＫＥフィルタとマ
ッチド（matched） フィルタの動作は、「デジタルコミ
ュニケーション」（McGraw-Hill, Inc., J.G. Proakis
著）に記載されている。
【００７６】本発明の上記の説明は、プリアンブルの
間、ＳＹＮＣフィールドのシンボルの早期検出およびチ
ャネルマッチドフィルタタップ設定の早期決定の装置と
方法についての説明である。しかし、トレーニング期間
の終了後は、送信用装置はパルス符号位置変調（pulse
code position modulation（ＰＰＭ））と、直交位相シ
フトキーイング（quadrature phase-shift keying（Ｑ
ＰＳＫ）） に切り換えてデータ伝送レートを上げるこ
ともできる。
間、ＳＹＮＣフィールドのシンボルの早期検出およびチ
ャネルマッチドフィルタタップ設定の早期決定の装置と
方法についての説明である。しかし、トレーニング期間
の終了後は、送信用装置はパルス符号位置変調（pulse
code position modulation（ＰＰＭ））と、直交位相シ
フトキーイング（quadrature phase-shift keying（Ｑ
ＰＳＫ）） に切り換えてデータ伝送レートを上げるこ
ともできる。
【００７７】このような場合、本発明の実施例は、デー
タ受信モードに切り換えられ、ベクトル積分器７１０
は、変動するチャネル条件に応じてリーキ（leaky） 積
分器として動作する。このリーキ積分器は、前掲の米国
特許第５，１２８，９６０（発明者 Van Driest et a
l.）と米国特許第５，１３１，００６（発明者 Kamerma
net al.）に開示されている。
タ受信モードに切り換えられ、ベクトル積分器７１０
は、変動するチャネル条件に応じてリーキ（leaky） 積
分器として動作する。このリーキ積分器は、前掲の米国
特許第５，１２８，９６０（発明者 Van Driest et a
l.）と米国特許第５，１３１，００６（発明者 Kamerma
net al.）に開示されている。
【００７８】以上説明した本発明の受信機は、ＩＥＥＥ
８０２．１１ＤＳＳＳ標準に適合したシステムに限定さ
れず、さらにまた１１チップベーカーシーケンスを採用
するシステムだけに限定されるものではない。本発明
は、他の直接スペクトラム拡散標準と共に使用できおよ
び別の疑似乱数符号、例えばカサミ符号，ゴールド符号
等にも適応できる。
８０２．１１ＤＳＳＳ標準に適合したシステムに限定さ
れず、さらにまた１１チップベーカーシーケンスを採用
するシステムだけに限定されるものではない。本発明
は、他の直接スペクトラム拡散標準と共に使用できおよ
び別の疑似乱数符号、例えばカサミ符号，ゴールド符号
等にも適応できる。
【００７９】以上に説明した遅延値，伝送レート，パル
スタイミング位置，シンボル持続期間，インターバルウ
ィンドウサイズ，サンプリングレート等は、単なる実施
例でありこれ以外の値も使用できる。例えば、より長い
チップシーケンスを用いて、固定規準時間フレーム内の
少なくとも１６個のタイミング位置で伝送された符号語
シーケンスを時間シフトすることにより、各チャネル内
で伝送されるべきビットを３ビットではなく４ビットに
することもできる。最後に本発明は、ワイアレスＬＡＮ
に限定されるものではなく、例えば携帯電話等の様々な
通信システムにも適用可能である。
スタイミング位置，シンボル持続期間，インターバルウ
ィンドウサイズ，サンプリングレート等は、単なる実施
例でありこれ以外の値も使用できる。例えば、より長い
チップシーケンスを用いて、固定規準時間フレーム内の
少なくとも１６個のタイミング位置で伝送された符号語
シーケンスを時間シフトすることにより、各チャネル内
で伝送されるべきビットを３ビットではなく４ビットに
することもできる。最後に本発明は、ワイアレスＬＡＮ
に限定されるものではなく、例えば携帯電話等の様々な
通信システムにも適用可能である。
【図１】ワイアレスコンピュータネットワークのブロッ
ク図
ク図
【図２】従来技術にかかわるトランシーバのブロック図
【図３】本発明の一実施例による受信機のブロック図
【図４】第１の理想的な相関器出力関数のタイミング図
【図５】第２の理想的な相関器出力関数のタイミング図
【図６】第３の理想的な相関器出力関数のタイミング図
【図７】本発明の一実施例による検出器／復号器のブロ
ック図
ック図
１０ ワイアレスコンピュータネットワーク
２０ サーバ
３０ バス
４０，４１，４２ アクセスポイント
５０−５３ 移動局（ＭＳ）
６０，６１ 信号到達範囲
図２ （従来技術） データ入力 データ出力
２００ トランシーバ
２０５ スクランブラ
２１０ 符号化器
２１５ 拡散器
２２０，２３５，３３５ ＲＦフロントエンド
２２５，２３０，３３０ アンテナ
２４０，３４５ 相関器
２４５，３５５ キャリア検出器
２５０，３６０ 検出器／復号器
２５５，３６５ ディスクランブラ
３００ 受信機
３４０ 周波数オフセット補償器
３５０ チャネル適合化フィルタ
４００ 相関器出力関数
４０１，４０２，４０３ 波形スパイク
４１１，４１２ サイドローブ
５００ 相関器出力関数
５０１，５０２，５０３ 波形スパイク
５１１，５１２，５１３ サイドローブ
６００ 相関器出力関数
６０１，６０２，６０３ 波形スパイク
６１１，６１２，６１３ サイドローブ
７０５ Ｉ／Ｑから極性二乗ルックアップテーブル
７１０ ベクトル積分器
７１５ 差分ディターミネータ
７２０ 極性二乗からＩ／Ｑルックアップテーブル
７２５ ＲＡＫＥ重み付け装置
７３０ ウィンドウ積分器
７３５ 決定回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平８−84096（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−115387（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−65578（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−162847（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−321664（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 1/69 - 1/713
H04L 12/28
H04J 13/00 - 13/06
Claims (10)
- 【請求項１】 トレーニング用プリアンブルとデータ部
分とを有する差分位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ）パ
ケットをチャネル上で受信する直接スペクトラム拡散
（ＤＳＳＳ）受信機で使用する、低下したチャネル状態
の下での該パケットの検出を改善するシステムであっ
て、該システムは、 該パケット内のシンボルから位相情報と、該チャネル用
の予測パワープロファイルの関数である重み係数を獲得
する検出回路と、 該重み係数を用いて該位相情報の重み付けされた平均値
を計算する計算回路とからなり、該重み付けされた平均
値はパワープロファイルベースであり、低下したチャネ
ル状態の下でより信頼性のあるパケットを該受信機が検
出することを特徴とするシステム。 - 【請求項２】 請求項１に記載のシステムにおいて、該
検出回路は、該パケット内の連続するシンボルから位相
情報を抽出することを特徴とするシステム。 - 【請求項３】 請求項１に記載のシステムにおいて、該
検出回路は、該トレーニング部分にあるシンボルから位
相情報を抽出することを特徴とするシステム。 - 【請求項４】 請求項１に記載のシステムにおいて、該
検出回路は、該チャネルの同相成分と直交相成分を極二
乗表示に変換することにより該位相情報を抽出すること
を特徴とするシステム。 - 【請求項５】 請求項１に記載のシステムにおいて、該
検出回路は、該チャネルから二乗振幅を得ることにより
該重み係数を抽出することを特徴とするシステム。 - 【請求項６】 請求項１に記載のシステムにおいて、該
パケットは、チップ内に配列された複数のベーカーシー
ケンス符号化シンボルからなり、該検出回路は、該チッ
プの各々を少なくとも２回サンプリングして、該位相情
報と該重み係数を抽出することを特徴とするシステム。 - 【請求項７】 請求項１に記載のシステムにおいて、該
システムはさらに、該計算回路に接続され、該位相情報
と該重み係数の関数であるオフセットを該チャネルの周
波数に与える周波数オフセット補償回路からなることを
特徴とするシステム。 - 【請求項８】 トレーニング用プリアンブルとデータ部
分とを有する差分位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ）パ
ケットをチャネル上で受信する直接スペクトラム拡散
（ＤＳＳＳ）受信機で使用する、低下したチャネル状態
野本で該パケットの検出を改善する方法であって、該方
法は、 該パケット内のシンボルから位相情報と、該チャネル用
の予測パワープロファイルの関数である重み係数を抽出
する段階と、 該重み係数を用いて該位相情報の重み付けされた平均値
を計算する段階とからなり、該重み付けされた平均値は
パワープロファイルベースであり、該低下したチャネル
状態の下でより信頼性のある該チャネルからの該位相情
報を該受信機が検出することを特徴とする方法。 - 【請求項９】 請求項８に記載の方法において、該抽出
する段階は、該パケット内の連続するシンボルから該位
相情報を抽出する段階からなることを特徴とする方法。 - 【請求項１０】 チャネル上で差分位相シフトキーイン
グ（ＤＰＳＫ）パケットを受信する直接スペクトラム拡
散（ＤＳＳＳ）受信機からなり、該ＤＰＳＫパケットは
トレーニング用プリアンブルとデータ部分とを有してお
り、該受信機は、 該チャネルのキャリアの周波数に同調可能な無線周波数
（ＲＦ）復調器と、 該復調器に接続され、該パケット内のシンボルを検出す
る相関器と、 該相関器に接続され、該キャリアの存在を検出するキャ
リア検出器と、 該相関器に接続され、該キャリア検出器が該キャリアの
存在を検出したときに、該パケット内のシンボルから位
相情報と、該チャネル用の予測パワープロファイルの関
数である重み係数とを獲得する検出回路と、 該重み係数を用いて該位相情報の重み付けされた平均値
を計算する計算回路とからなり、該重み付けされた平均
値はパワープロファイルベースであり、低下したチャネ
ル状態の下でより信頼性のある該チャネルからの位相情
報を該受信機が検出するものであり、さらに、 該検出回路に接続され、該パケット内のシンボルからデ
ジタルデータストリームを生成するデ・スクランブラと
からなることを特徴とする移動局。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/775,737 US5909462A (en) | 1996-12-31 | 1996-12-31 | System and method for improved spread spectrum signal detection |
| US08/775737 | 1996-12-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10215205A JPH10215205A (ja) | 1998-08-11 |
| JP3424183B2 true JP3424183B2 (ja) | 2003-07-07 |
Family
ID=25105339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35439297A Expired - Fee Related JP3424183B2 (ja) | 1996-12-31 | 1997-12-24 | 直接スペクトラム拡散用受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5909462A (ja) |
| EP (1) | EP0851602B1 (ja) |
| JP (1) | JP3424183B2 (ja) |
| DE (1) | DE69739754D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1997
- 1997-12-16 DE DE69739754T patent/DE69739754D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-12-16 EP EP97310179A patent/EP0851602B1/en not_active Expired - Lifetime
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| JPH10215205A (ja) | 1998-08-11 |
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