JP3412383B2 - Induction motor control device - Google Patents
Induction motor control deviceInfo
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Description
【発明の属する技術分野】この発明は電圧ベクトル指令
値（Ｖ* ）と、一次周波数指令値（ｆ* ）の積分演算値
である角度指令値（φ）とから座標変換して得られる一
次電圧指令値（ｖ * ）に基づいた電力変換器の出力によ
り駆動されるＮ台（Ｎ＝１、２、・・・）の誘導電動機
の制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage vector command.
Value (V*) And the primary frequency command value (f*) Integrated value
Is obtained by coordinate conversion from the angle command value (φ)
Next voltage command value (v *) Based on the output of the power converter
Driven by N (N = 1, 2, ...) Induction motors
Control device.
【従来の技術】図１１は、この種のＮ台（Ｎ＝１、２、
・・・）の誘導電動機の制御装置の従来例を示すブロッ
ク構成図である。図１１において、前記Ｎ台の誘導電動
機Ｍ1 〜ＭN が１台の３相の電力変換器１の出力に並列
接続され、この電力変換器１は制御装置１０により出力
される３相の一次電圧指令値（ｖ* ）に基づくパルス幅
変調（ＰＷＭ）を行った３相の交流電圧（ｖ）を出力す
る。制御装置１０においては、外部より指令される速度
指令値（ｆ**）を速度調整手段２でそれぞれゲイン調整
された電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と一次周波数指令値
（ｆ* ）とに変換され、一次周波数指令値（ｆ* ）は積
分手段３による積分演算により角度指令値（φ）に変換
され、前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と角度指令値
（φ）とから座標変換手段４で３相の一次電圧指令値
（ｖ* ）にベクトル演算による座標変換が行われる。前
記交流電圧（ｖ）と電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と一次
周波数指令値（ｆ*）角度指令値（φ）とは、式
（１），（２）の関係式で表される。2. Description of the Related Art FIG. 11 shows N units of this type (N = 1, 2,
() Is a block diagram showing a conventional example of a control device for an induction motor. In FIG. 11, the N induction motors M 1 to MN are connected in parallel to the output of one 3-phase power converter 1, and the power converter 1 is a 3-phase primary output by the controller 10. A three-phase AC voltage (v) that has undergone pulse width modulation (PWM) based on the voltage command value (v * ) is output. In the control device 10, the speed command value (f ** ) commanded from the outside is converted into the voltage vector command value (V * ) and the primary frequency command value (f * ) whose gains are respectively adjusted by the speed adjusting means 2. Then, the primary frequency command value (f * ) is converted into an angle command value (φ) by an integration calculation by the integrating means 3, and the coordinate converting means 4 is calculated from the voltage vector command value (V * ) and the angle command value (φ). Then, coordinate conversion by vector operation is performed on the three-phase primary voltage command value (v * ). The AC voltage (v), the voltage vector command value (V * ), the primary frequency command value (f * ), and the angle command value (φ) are expressed by the relational expressions (1) and (2).
【数１】 ｖ＝Ｖ* ｅｘｐ（ｊφ）＝Ｖ* ｅｘｐ（ｊ２πｆ* ｔ） …（１）## EQU00001 ## v = V * exp (j.phi.) = V * exp (j2.pi.f * t) (1)
【数２】
φ＝２π（∫ｆ* ｄｔ） …（２）
一般に、周波数ｆ1 の電力変換器出力を供給される誘導
電動機において、電気角換算をした該誘導電動機の速度
ｆ2 、すべり周波数ｆS には式（３）の関係がある。[Mathematical formula-see original document] φ = 2π (∫f * dt) (2) Generally, in an induction motor supplied with the output of the power converter of frequency f 1 , the speed f 2 of the induction motor converted into electrical angle and the slip frequency are calculated. f S has the relationship of Expression (3).
【数３】
ｆ2 ＝ｆ1 −ｆS ＝（１─Ｓ）ｆ1 …（３）
ここで、Ｓ：すべり、ｆ1 ：一次周波数（ｆ1 ＝ｆ* ）
である。従って、一次周波数値（ｆ* ）が同一の前記Ｎ
台の誘導電動機は、負荷の軽重によってそれぞれ異なる
速度で運転していることになる。F 2 = f 1 −f S = ( 1− S ) f 1 (3) where S: slip, f 1 : primary frequency (f 1 = f * )
Is. Therefore, if the primary frequency value (f * ) is the same,
The induction motors on the stand are operating at different speeds depending on the weight of the load.
【発明が解決しようとする課題】従来の誘導電動機の制
御装置によると、上述の如く、一次周波数値（ｆ* ）が
同一の前記Ｎ台の誘導電動機は、負荷の軽重によってそ
れぞれ異なる速度で運転していることになるので、該Ｎ
台の誘導電動機間の速度のばらつきが大きくなってしま
うという問題があった。この発明の目的は、上記問題点
を解決する誘導電動機の制御装置を提供することにあ
る。According to the conventional induction motor control device, as described above, the N induction motors having the same primary frequency value (f * ) are operated at different speeds depending on the weight of the load. Since it is being done, the N
There was a problem that the variation in speed between the induction motors of the stand becomes large. An object of the present invention is to provide a control device for an induction motor that solves the above problems.
【課題を解決するための手段】この第１の発明は、電圧
ベクトル指令値（Ｖ* ）と、一次周波数指令値（ｆ*）
の積分演算値である角度指令値（φ）とから座標変換し
て得られる一次電圧指令値（ｖ* ）に基づいた電力変換
器の出力により駆動されるＮ台（Ｎ＝１、２、・・・）
の誘導電動機の制御装置において、前記電力変換器の出
力の電圧（ｖ）と電流（ｉ）とから前記誘導電動機の二
次電流の一次電圧に対する位相（θ）を推定演算する二
次電流位相演算手段と、前記位相（θ）から前記誘導電
動機のすべり周波数（ｆS ）を演算するすべり周波数演
算手段と、前記すべり周波数（ｆS ）と前記誘導電動機
の速度指令値（ｆ**）とを加算演算して新たな一次周波
数指令値（ｆ* ）とする。この第２の発明は、前記誘導
電動機の制御装置において、前記電力変換器の出力の電
流（ｉ）と一次電圧指令値（ｖ* ）とから前記誘導電動
機の二次電流の一次電圧に対する位相（θ）を推定演算
する二次電流位相演算手段と、前記位相（θ）から前記
誘導電動機のすべり周波数（ｆS ）を演算するすべり周
波数演算手段と、前記すべり周波数（ｆS ）と前記誘導
電動機の速度指令値（ｆ**）とを加算演算して新たな一
次周波数指令値（ｆ* ）とする。この第３の発明は、前
記誘導電動機の制御装置において、前記電力変換器の出
力の電圧（ｖ）と電流（ｉ）と角度指令値（φ）とから
座標変換をした電圧値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）とを演
算する座標変換手段と、前記電圧値（ｖ' ）と電流値
（ｉ' ）とから前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に
対する位相（φ）を推定演算する二次電流位相演算手段
と、前記位相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波数
（ｆS ）を演算するすべり周波数演算手段と、前記すべ
り周波数（ｆS ）と前記誘導電動機の速度指令値
（ｆ**）とを加算演算して新たな一次周波数指令値（ｆ
* ）とする。この第４の発明は、前記誘導電動機の制御
装置において、前記電力変換器の出力の電流（ｉ）と一
次電圧指令値（ｖ* ）と角度指令値（φ）とから座標変
換をした電圧値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）とを演算する
座標変換手段と、前記電圧値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）
とから前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に対する位
相（φ）を推定演算する二次電流位相演算手段と、前記
位相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆS ）
を演算するすべり周波数演算手段と、前記すべり周波数
（ｆS ）と前記誘導電動機の速度指令値（ｆ**）とを加
算演算して新たな一次周波数指令値（ｆ* ）とする。こ
の第５の発明は、前記誘導電動機の制御装置において、
前記電力変換器の出力の電流（ｉ）と角度指令値（φ）
とから座標変換をした電流値（ｉ' ）を演算する座標変
換手段と、前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と前記電流
値（ｉ' ）とから前記誘導電動機の二次電流の一次電圧
に対する位相（φ）を推定演算する二次電流位相演算手
段と、前記位相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波
数（ｆS ）を演算するすべり周波数演算手段と、前記す
べり周波数（ｆS ）と前記誘導電動機の速度指令値（ｆ
**）とを加算演算して新たな一次周波数指令値（ｆ* ）
とする。この第６の発明は、前記誘導電動機の制御装置
において、速度指令値（ｆ**）と速度推定値（ｆE ）と
に基づく調節演算を行って前記電圧ベクトル指令値（Ｖ
* ）と一次周波数指令値（ｆ* ）とを出力する速度調節
手段と、前記電力変換器の出力の電圧（ｖ）と電流
（ｉ）とから前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に対
する位相（θ）を推定演算する二次電流位相演算手段
と、前記位相（θ）から前記誘導電動機のすべり周波数
（ｆS ）を演算するすべり周波数演算手段と、前記一次
周波数指令値（ｆ* ）から前記すべり周波数（ｆS）を
減算演算した値を前記速度推定値（ｆE ）とする。この
第７の発明は、前記誘導電動機の制御装置において、速
度指令値（ｆ**）と速度推定値（ｆE ）とに基づく調節
演算を行って前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と一次周
波数指令値（ｆ* ）とを出力する速度調節手段と、前記
電力変換器の出力の電流（ｉ）と一次電圧指令値
（ｖ* ）とから前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に
対する位相（θ）を推定演算する二次電流位相演算手段
と、前記位相（θ）から前記誘導電動機のすべり周波数
（ｆS ）を演算するすべり周波数演算手段と、前記一次
周波数指令値（ｆ* ）から前記すべり周波数（ｆS ）を
減算演算した値を前記速度推定値（ｆE ）とする。この
第８の発明は、前記誘導電動機の制御装置において、速
度指令値（ｆ**）と速度推定値（ｆE ）とに基づく調節
演算を行って前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と一次周
波数指令値（ｆ* ）とを出力する速度調節手段と、前記
電力変換器の出力の電圧（ｖ）と電流（ｉ）と角度指令
値（φ）とから座標変換をした電圧値（ｖ' ）と電流値
（ｉ' ）とを演算する座標変換手段と、前記電圧値（ｖ
' ）と電流値（ｉ' ）とから前記誘導電動機の二次電流
の一次電圧に対する位相（φ）を推定演算する二次電流
位相演算手段と、前記位相（φ）から前記誘導電動機の
すべり周波数（ｆS ）を演算するすべり周波数演算手段
と、前記一次周波数指令値（ｆ* ）から前記すべり周波
数（ｆS ）を減算演算した値を前記速度推定値（ｆE ）
とする。この第９の発明は、前記誘導電動機の制御装置
において、速度指令値（ｆ**）と速度推定値（ｆE ）と
に基づく調節演算を行って前記電圧ベクトル指令値（Ｖ
* ）と一次周波数指令値（ｆ* ）とを出力する速度調節
手段と、前記電力変換器の出力の電流（ｉ）と一次電圧
指令値（ｖ* ）と角度指令値（φ）とから座標変換をし
た電圧値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）とを演算する座標変
換手段と、前記電圧値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）とから
前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に対する位相
（φ）を推定演算する二次電流位相演算手段と、前記位
相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆS ）を
演算するすべり周波数演算手段と、前記一次周波数指令
値（ｆ* ）から前記すべり周波数（ｆS ）を減算演算し
た値を前記速度推定値（ｆE ）とする。この第１０の発
明は、前記誘導電動機の制御装置において、速度指令値
（ｆ**）と速度推定値（ｆE ）とに基づく調節演算を行
って前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と一次周波数指令
値（ｆ* ）とを出力する速度調節手段と、前記電力変換
器の出力の電流（ｉ）と角度指令値（φ）とから座標変
換をした電流値（ｉ' ）を演算する座標変換手段と、前
記電圧ベクトル指令値（Ｖ*）と前記電流値（ｉ' ）と
から前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に対する位相
（φ）を推定演算する二次電流位相演算手段と、前記位
相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆS ）を
演算するすべり周波数演算手段と、前記一次周波数指令
値（ｆ* ）から前記すべり周波数（ｆS ）を減算演算し
た値を前記速度推定値（ｆE ）とする。この第１〜第１
０の発明の作用を、図１２に示す誘導電動機のＬ形等価
回路を参照しつつ、以下に説明する。図１１において、
ｒ1 は誘導電動機の一次抵抗、ｒ2 は該電動機の二次抵
抗（一次側換算値）、Ｌ1 は該電動機の一次インダクタ
ンス、ｌは該電動機の漏れインダクタンス、Ｓは該電動
機のすべり、ｆ1 は該電動機の一次周波数である。前記
誘導電動機の一次側インピーダンスＺM は、式（４）で
示される。The first aspect of the present invention is directed to a voltage vector command value (V * ) and a primary frequency command value (f * ).
N (N = 1, 2, ... ) Driven by the output of the power converter based on the primary voltage command value (v * ) obtained by coordinate conversion from the angle command value (φ) which is the integral calculation value of・ ・)
In the controller for the induction motor, the secondary current phase calculation for estimating and calculating the phase (θ) of the secondary current of the induction motor with respect to the primary voltage from the voltage (v) and the current (i) of the output of the power converter. Means, a slip frequency calculating means for calculating the slip frequency (f S ) of the induction motor from the phase (θ), the slip frequency (f S ) and a speed command value (f ** ) of the induction motor. An addition operation is performed to obtain a new primary frequency command value (f * ). In a second aspect of the present invention, in the control device for the induction motor, the phase of the output current (i) of the power converter and the primary voltage command value (v * ) relative to the primary voltage of the secondary current of the induction motor ( θ), a secondary current phase calculating means, a slip frequency calculating means for calculating the slip frequency (f S ) of the induction motor from the phase (θ), the slip frequency (f S ) and the induction motor. Is added to the speed command value (f ** ) of (1) to obtain a new primary frequency command value (f * ). In the third aspect of the invention, in the control device for the induction motor, the voltage value (v ′ ) obtained by coordinate conversion from the voltage (v), the current (i) and the angle command value (φ) of the output of the power converter. And a current value (i ' ) are coordinate-converted, and the voltage value (v ' ) and the current value (i ' ) are used to estimate the phase (φ) of the secondary current of the induction motor with respect to the primary voltage. Secondary current phase calculation means, slip frequency calculation means for calculating the slip frequency (f S ) of the induction motor from the phase (φ), the slip frequency (f S ) and the speed command value of the induction motor ( f ** ) and the new primary frequency command value (f
* ) In a fourth aspect of the present invention, in the control device for the induction motor, a voltage value obtained by coordinate conversion from the current (i) of the output of the power converter, the primary voltage command value (v * ), and the angle command value (φ). (V ' ) and current value (i ' ) coordinate conversion means, the voltage value (v ' ) and current value (i ' )
And a secondary current phase calculating means for estimating and calculating a phase (φ) of the secondary current of the induction motor with respect to the primary voltage, and a slip frequency (f S ) of the induction motor from the phase (φ).
And the slip frequency (f S ) and the speed command value (f ** ) of the induction motor are added to perform a new primary frequency command value (f * ). In a fifth aspect of the invention, in the control device for the induction motor,
Output current (i) and angle command value (φ) of the power converter
The coordinate conversion means for calculating the current value (i ' ) coordinate-converted from and the voltage vector command value (V * ) and the current value (i ' ) for the primary voltage of the secondary current of the induction motor. A secondary current phase calculating means for estimating and calculating a phase (φ), a slip frequency calculating means for calculating a slip frequency (f S ) of the induction motor from the phase (φ), the slip frequency (f S ) and the slip frequency (f S ) Induction motor speed command value (f
** ) and addition operation and new primary frequency command value (f * )
And The sixth invention is the control device of the induction motor, the speed command value (f **) and the speed estimated value (f E) and adjusting operation of performing the voltage vector command value based on (V
* ) And the primary frequency command value (f * ), the speed adjusting means, and the voltage (v) and the current (i) of the output of the power converter, relative to the primary voltage of the secondary current of the induction motor. (theta) and the secondary current phase calculating means for estimating and a slip frequency calculating means for calculating a slip frequency (f S) of said induction motor from said phase (theta), said primary frequency command value (f *) A value obtained by subtracting the slip frequency (f S ) is used as the speed estimation value (f E ). The seventh invention is the control device of the induction motor, the speed command value (f **) and the speed estimated value (f E) and the voltage vector command value by performing an adjustment operation based on the (V *) and primary A phase with respect to the primary voltage of the secondary current of the induction motor based on the speed adjusting means for outputting the frequency command value (f * ), the current (i) of the output of the power converter and the primary voltage command value (v * ). (theta) and the secondary current phase calculating means for estimating and a slip frequency calculating means for calculating a slip frequency (f S) of said induction motor from said phase (theta), said primary frequency command value (f *) A value obtained by subtracting the slip frequency (f S ) is used as the speed estimation value (f E ). The eighth aspect of the control apparatus of the induction motor, the speed command value (f **) and the speed estimated value (f E) and the voltage vector command value by performing an adjustment operation based on the (V *) and primary A speed adjusting means for outputting a frequency command value (f * ), a voltage value (v ′ ) obtained by coordinate conversion from a voltage (v), a current (i) and an angle command value (φ) of the output of the power converter. ) And the current value (i ' ), and the voltage value (v
' ) And the current value (i ' ), the secondary current phase calculation means for estimating and calculating the phase (φ) of the secondary current of the induction motor with respect to the primary voltage, and the slip frequency of the induction motor from the phase (φ). a slip frequency calculating means for calculating a (f S), the primary frequency command value (f *) the slip frequency (f S) a subtraction operation value of the velocity estimate from (f E)
And The ninth invention is the control device of the induction motor, the speed command value (f **) and the speed estimated value (f E) and adjusting operation of performing the voltage vector command value based on (V
* ) And the primary frequency command value (f * ), the speed adjusting means, the current (i) of the output of the power converter, the primary voltage command value (v * ), and the angle command value (φ). converting the voltage value (v ') and current (i' primary) and coordinate converting means for calculating a secondary current of the voltage value (v ') and current (i') because the induction motor a secondary current phase calculating means for estimating the phase (phi) with respect to the voltage, and the slip frequency calculating means for calculating a slip frequency (f S) of the induction motor from the phase (phi), the primary frequency command value (f The value obtained by subtracting the slip frequency (f S ) from * ) is the estimated speed value (f E ). The tenth aspect of the present invention is the control device of the induction motor, the speed command value (f **) and the speed estimated value (f E) and the voltage vector command value by performing an adjustment operation based on the (V *) and primary A speed adjusting means for outputting a frequency command value (f * ), and coordinates for calculating a current value (i ' ) obtained by coordinate conversion from the current (i) output from the power converter and the angle command value (φ). Conversion means, and a secondary current phase calculation means for estimating and calculating the phase (φ) of the secondary current of the induction motor with respect to the primary voltage from the voltage vector command value (V * ) and the current value (i ′ ). slip frequency calculating means and said speed value obtained by subtraction of the slip frequency (f S) from said primary frequency command value (f *) for calculating a slip frequency (f S) of the induction motor from the phase (phi) The estimated value (f E ) is used. The first to the first
The operation of the invention of No. 0 will be described below with reference to the L-shaped equivalent circuit of the induction motor shown in FIG. In FIG.
r 1 is the primary resistance of the induction motor, r 2 is the secondary resistance of the motor (converted value on the primary side), L 1 is the primary inductance of the motor, l is the leakage inductance of the motor, S is the slip of the motor, f 1 is the primary frequency of the motor. The primary side impedance Z M of the induction motor is expressed by the equation (4).
【数４】
ＺM ＝ｒ1 ＋ｊ２πｆ1 Ｌ1 …（４）
前記誘導電動機の一次側電流すなわち励磁電流ＩM と二
次電流ＩT の和が一次電流Ｉ1 であり、式（５）で表さ
れる。Z M = r 1 + j2πf 1 L 1 (4) The primary current I M of the induction motor, that is, the sum of the exciting current I M and the secondary current I T is the primary current I 1 and is expressed by the formula (5). expressed.
【数５】
ＩT ＝Ｉ1 −ＩM …（５）
１台の電力変換器にＮ台（Ｎ＝１、２、・・・）の誘導
電動機が並列接続されている場合、この電力変換器側で
検出される一次電流Ｉ1 は全誘導電動機の和であるか
ら、前記式（５）は式（６）の如く変形される。Equation 5] I T = I 1 -I M ... (5) N stand on one of the power converters (N = 1,2, ···) when the induction motor are connected in parallel, the power conversion Since the primary current I 1 detected on the device side is the sum of all induction motors, the equation (5) is transformed into the equation (6).
【数６】
添字はｋ番目（１≦ｋ≦Ｎ）の誘導電動機を示す。ここ
で、ｋ番目の誘導電動機の励磁電流ＩMkは式（７）で示
される。[Equation 6] The subscript indicates the k-th (1 ≦ k ≦ N) induction motor. Here, the exciting current I Mk of the kth induction motor is expressed by the equation (7).
【数７】
ＩMk＝Ｖ* ／ＺMk …（７）
従って、前記Ｎ台の誘導電動機の励磁電流が同一とする
と、この励磁電流はそれぞれの該電動機の負荷の軽重に
よって変動しないから、式（６）は式（８）に置き換え
られる。[Equation 7] I Mk = V * / Z Mk (7) Therefore, if the exciting currents of the N induction motors are the same, the exciting currents do not fluctuate due to the weight of the load of each of the electric motors. (6) is replaced by equation (8).
【数８】
式（８）の二次電流と一次電圧との間には、式（９）の
関係がある。[Equation 8] There is a relationship of Expression (9) between the secondary current and the primary voltage of Expression (8).
【数９】
Ｖ* ＝｛（ｒ2 ／Ｓ）＋２πｆ1 ｌ｝ＩTk …（９）
従って、前記Ｎ台の誘導電動機の二次電流の和は式（１
０）で表される。V * = {(r 2 / S) + 2πf 1 l} I Tk (9) Therefore, the sum of the secondary currents of the N induction motors is given by the equation (1)
It is represented by 0).
【数１０】
ここで、一次電圧から見た二次電流の位相（θ：時計ま
わりを正とする）を式（１１）のように定義する。[Equation 10] Here, the phase of the secondary current viewed from the primary voltage (θ: clockwise is positive) is defined as in Expression (11).
【数１１】
なお、一次磁束Ψ1 は一次電圧に対して９０°位相が遅
れているから、式（１２）のように表すこともできる。[Equation 11] Since the primary magnetic flux Ψ 1 has a 90 ° phase delay with respect to the primary voltage, it can be expressed as in Expression (12).
【数１２】
前記式（１０）を式（１１）に代入すると、前記位相θ
は式（１３）のようになる。[Equation 12] Substituting equation (10) into equation (11), the phase θ
Becomes as in Expression (13).
【数１３】
Ｎ＝１すなわち１台の誘導電動機の場合においては、前
記位相θとすべり周波数は式（１４），（１５）の関係
がある。[Equation 13] In the case of N = 1, that is, in the case of one induction motor, the phase θ and the slip frequency have the relationship of equations (14) and (15).
【数１４】 θ＝−ａｒｇ｛Ｓ1 ／（ｒ2 ＋２πＳ1 ｆ1 ｌ）｝ …（１４）[Equation 14] θ = −arg {S 1 / (r 2 + 2πS 1 f 1 l)} (14)
【数１５】
ｆS1＝Ｓ1 ｆ1 ＝（ｒ2 ／２πｌ）ｔａｎθ …（１５）
また、前記Ｎ台の誘導電動機の場合のすべり周波数ｆS
は式（１６）で与えられる。F S1 = S 1 f 1 = (r 2 / 2πl) tan θ (15) Further, the slip frequency f S in the case of the above N induction motors
Is given by equation (16).
【数１６】
ｆS ＝（ｒ2 ／２πｌ）ｔａｎθ …（１６）
さらに、速度指令値ｆ**（一次周波数換算）にすべり周
波数ｆS を加算し、一次周波数指令値ｆ* とすると、式
（１７）になる。[Mathematical formula-see original document] f S = (r 2 / 2πl) tan θ (16) Further, if the slip frequency f S is added to the speed command value f ** (converted to the primary frequency) to obtain the primary frequency command value f * , It becomes (17).
【数１７】
ｆ* ＝ｆ**＋ｆS …（１７）
式（１６），（１７）に基づく一次周波数指令値ｆ* を
与えるとして、Ｎ台の内のｋ台に負荷が均等にかかり、
残り（Ｎ−ｋ）台が無負荷とする場合の前記位相θとす
べり周波数ｆS について調べると、前記式（１３）より
式（１８）の関係が得られる。なお、一次周波数ｆ1 は
一次周波数指令値ｆ* に等しいとする。[Number 17] f * = f ** + f S ... (17) (16), as give the primary frequency command value f * on the basis of the (17), load the k base of the N table is applied to the equally,
When the phase θ and the slip frequency f S when the remaining (N−k) units are unloaded are investigated, the relationship of the expression (18) is obtained from the expression (13). The primary frequency f 1 is assumed to be equal to the primary frequency command value f * .
【数１８】
すべり周波数ｆS は、前記式（１６）から式（１９）の
ようになる。[Equation 18] The slip frequency f S is expressed by the above equations (16) to (19).
【数１９】
ｆS ＝（ｒ2 ／２πｌ）ｔａｎθ＝Ｓk ｆ1 …（１９）
負荷のかかっているＫ台の誘導電動機は、すべり周波数
Ｓk ｆ1 が前記位相θから演算をしたすべり周波数ｆS
に等しい。従って前記式（１７）で速度指令値ｆ**を与
えれば速度実際値はこの速度指令値ｆ**に一致する。ま
た、第６〜第１０の発明においては、速度調節手段によ
る速度制御を行う場合には、誘導電動機の速度を検出す
ることが必要である。しかしながら一次周波数指令値ｆ
* が該速度調節手段によって与えられる場合には、すべ
り周波数ｆSがわかれば、該電動機の速度を推定するこ
とができる。速度推定値ｆE は式（２０）で表される。F S = (r 2 / 2πl) tan θ = S k f 1 (19) In the K induction motors under load, the slip frequency S k f 1 is calculated from the phase θ Frequency f S
be equivalent to. Therefore, if the speed command value f ** is given by the equation (17), the actual speed value matches the speed command value f ** . Further, in the sixth to tenth aspects, when the speed control by the speed adjusting means is performed, it is necessary to detect the speed of the induction motor. However, the primary frequency command value f
When * is given by the speed adjusting means, the speed of the electric motor can be estimated if the slip frequency f S is known. The estimated speed value f E is expressed by equation (20).
【数２０】ｆE ＝ｆ* −ｆS …（２０）
前述のＫ台の誘導電動機に負荷がかかっている状態で
は、負荷のかかっている誘導電動機のすべり周波数ｆS
は式（１９）で算出されるので、式（２０）の速度推定
値ｆE は該導電動機の速度の実際値にほぼ一致する。F E = f * −f S (20) When the above K induction motors are loaded, the slip frequency f S of the loaded induction motors is
Is calculated by the equation (19), the estimated speed value f E of the equation (20) substantially agrees with the actual value of the speed of the electromotive motor.
【発明の実施の形態】以下に記載するこの発明の実施例
において、図１１に示した従来例と同一機能を有するも
のには同一符号を付してその説明を省略する。図１は、
この発明の第１の実施例を示す誘導電動機の制御装置の
ブロック構成図である。図１において、制御装置１００
には、電力変換器１の出力の電圧（ｖ）と電流検出器１
０１で検出される電流（ｉ）とから誘導電動機Ｍ1 〜Ｍ
N の二次電流の一次電圧に対する位相（θ）を推定演算
する二次電流位相演算手段１０２と、前記位相（θ）か
ら前記誘導電動機のすべり周波数（ｆS ）を演算するす
べり周波数演算手段１０３と、前記すべり周波数
（ｆS ）と前記誘導電動機の速度指令値（ｆ**）を速度
調整手段２でゲイン調整された速度指令値とを加算演算
して一次周波数指令値（ｆ* ）とするように構成してい
る。二次電流位相演算手段１０２では前記式（８）と式
（１１）または式（１２）に基づく推定演算を行って位
相（θ）を出力し、すべり周波数演算手段１０３では前
記式（１６）に基づく演算を行ってすべり周波数
（ｆS ）を出力する。図２は、この発明の第２の実施例
を示す誘導電動機の制御装置のブロック構成図であり、
図１の実施例と同一機能を有するものには同一符号を付
している。図２において、制御装置１１０には座標変換
手段４の出力である一次電圧指令値ｖ* と前記電流
（ｉ）とから誘導電動機Ｍ1 〜ＭN の二次電流の一次電
圧に対する位相（θ）を推定演算する二次電流位相演算
手段１１１を備えている。この二次電流位相演算手段１
１１における一次電圧指令値ｖ* と第１の実施例の電力
変換器１の出力の電圧（ｖ）とは等価である。図３は、
この発明の第３の実施例を示す誘導電動機の制御装置の
ブロック構成図であり、図１の実施例と同一機能を有す
るものには同一符号を付している。図３において、制御
装置１２０には電力変換器１の出力の電圧（ｖ）と電流
検出器１０１で検出される電流（ｉ）と積分手段３の出
力である角度指令値（φ）とから座標変換手段１２１で
座標変換された誘導電動機Ｍ1 〜ＭN の二次電流と一次
電圧とを求め、この二次電流と一次電圧に対する位相
（θ）を推定演算する二次電流位相演算手段１２２を備
えている。座標変換手段１２１で座標変換された誘導電
動機Ｍ1 〜ＭN の二次電流と一次電圧とにおいても、前
記式（１１）または式（１２）の関係式が保たれるので
第１の実施例と等価である。図４は、この発明の第４の
実施例を示す誘導電動機の制御装置のブロック構成図で
あって、図１，図３の実施例と同一機能を有するものに
は同一符号を付している。図４において、制御装置１３
０には座標変換手段４の出力である一次電圧指令値ｖ*
と電流検出器１０１で検出される電流（ｉ）と積分手段
３の出力である角度指令値（φ）とから座標変換手段１
３１で座標変換された誘導電動機Ｍ1 〜Ｍ N の二次電流
と一次電圧とを求め、この二次電流と一次電圧に対する
位相（θ）を推定演算する二次電流位相演算手段１２２
を備えている。座標変換手段１３１で座標変換された誘
導電動機Ｍ1 〜ＭN の二次電流と一次電圧とにおいて
も、前記式（１１）または式（１２）の関係式が保たれ
るので第１の実施例と等価である。図５は、この発明の
第５の実施例を示す誘導電動機の制御装置のブロック構
成図であり、図１の実施例と同一機能を有するものには
同一符号を付している。図５において、制御装置１４０
には電流検出器１０１で検出される電力変換器１の電流
（ｉ）と積分手段３の出力である角度指令値（φ）とか
ら座標変換手段１４１で座標変換された誘導電動機Ｍ1
〜ＭN の二次電流を求め、この二次電流と電圧指令値Ｖ
* とから誘導電動機Ｍ1 〜ＭN の一次電圧に対する位相
（θ）を推定演算する二次電流位相演算手段１４２を備
えている。座標変換手段１４１で座標変換された誘導電
動機Ｍ1 〜ＭN の二次電流と前記電圧指令値Ｖ* とにお
いても、前記式（１１）または式（１２）の関係式が保
たれるので第１の実施例と等価である。図６は、この発
明の第６の実施例を示す誘導電動機の制御装置のブロッ
ク構成図であり、図１の実施例と同一機能を有するもの
には同一符号を付している。図６において、制御装置１
５０には、速度指令値（ｆ**）と速度推定値（ｆE）と
に基づく調節演算を行って電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）
と一次周波数指令値（ｆ* ）とを出力する速度調節手段
１５１と、電力変換器１の出力の電圧（ｖ）と電流検出
器１０１で検出される電流（ｉ）とから誘導電動機Ｍ1
〜ＭN の二次電流の一次電圧に対する位相（θ）を推定
演算する二次電流位相演算手段１０２と、前記位相
（θ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆS ）を演
算するすべり周波数演算手段１０３とを備え、前記一次
周波数指令値（ｆ* ）から前記すべり周波数（ｆS ）を
減算演算した値を前記速度推定値（ｆE ）とするように
構成している。二次電流位相演算手段１０２では前記式
（８）と式（１１）または式（１２）に基づく推定演算
を行って位相（θ）を出力し、すべり周波数演算手段１
０３では前記式（１６）に基づく演算を行ってすべり周
波数（ｆS ）を出力する。図７は、この発明の第７の実
施例を示す誘導電動機の制御装置のブロック構成図であ
って、図２，図６の実施例と同一機能を有するものには
同一符号を付している。図７において、制御装置１６０
には速度調節手段１５１と、座標変換手段４の出力であ
る一次電圧指令値ｖ* と前記電流（ｉ）とから誘導電動
機Ｍ1 〜ＭN の二次電流の一次電圧に対する位相（θ）
を推定演算する二次電流位相演算手段１１１とを備えて
いる。この二次電流位相演算手段１１１における一次電
圧指令値ｖ* と第１の実施例の電力変換器１の出力の電
圧（ｖ）とは等価であり、この第７の実施例は全体とし
て第６の実施例と等価である。図８は、この発明の第８
の実施例を示す誘導電動機の制御装置のブロック構成図
であって、図３，図６の実施例と同一機能を有するもの
には同一符号を付している。図８において、制御装置１
７０には速度調節手段１５１と、電力変換器１の出力の
電圧（ｖ）と電流検出器１０１で検出される電流（ｉ）
と積分手段３の出力である角度指令値（φ）とから座標
変換手段１２１で座標変換された誘導電動機Ｍ1 〜ＭN
の二次電流と一次電圧とを求め、この二次電流と一次電
圧に対する位相（θ）を推定演算する二次電流位相演算
手段１２２とを備えている。座標変換手段１２１で座標
変換された誘導電動機Ｍ1 〜ＭN の二次電流と一次電圧
とにおいても、前記式（１１）または式（１２）の関係
式が保たれるので第１の実施例と等価であり、この第８
の実施例は全体として第６の実施例と等価である。図９
は、この発明の第９の実施例を示す誘導電動機の制御装
置のブロック構成図であって、図４，図６の実施例と同
一機能を有するものには同一符号を付している。図９に
おいて、制御装置１８０には速度調節手段１５１と、座
標変換手段４の出力である一次電圧指令値ｖ* と電流検
出器１０１で検出される電流（ｉ）と積分手段３の出力
である角度指令値（φ）とから座標変換手段１３１で座
標変換された誘導電動機Ｍ1 〜ＭN の二次電流と一次電
圧とを求め、この二次電流と一次電圧に対する位相
（θ）を推定演算する二次電流位相演算手段１２２とを
備えている。座標変換手段１３１で座標変換された誘導
電動機Ｍ1 〜ＭN の二次電流と一次電圧とにおいても、
前記式（１１）または式（１２）の関係式が保たれるの
で第１の実施例と等価であり、この第９の実施例は全体
として第６の実施例と等価である。図１０は、この発明
の第１０の実施例を示す誘導電動機の制御装置のブロッ
ク構成図であって、図５，図６の実施例と同一機能を有
するものには同一符号を付している。図１０において、
制御装置１９０には速度調節手段１５１と、電流検出器
１０１で検出される電力変換器１の電流（ｉ）と積分手
段３の出力である角度指令値（φ）とから座標変換手段
１４１で座標変換された誘導電動機Ｍ1 〜ＭN の二次電
流を求め、この二次電流と電圧指令値Ｖ* とから誘導電
動機Ｍ1 〜ＭN の一次電圧に対する位相（θ）を推定演
算する二次電流位相演算手段１４２とを備えている。座
標変換手段１４１で座標変換された誘導電動機Ｍ1 〜Ｍ
N の二次電流と前記電圧指令値Ｖ* とにおいても、前記
式（１１）または式（１２）の関係式が保たれるので第
１の実施例と等価であり、この第１０の実施例は全体と
して第６の実施例と等価である。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention described below
Has the same function as the conventional example shown in FIG.
Are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted. Figure 1
1 is a block diagram of an induction motor control device according to a first embodiment of the present invention.
It is a block diagram. In FIG. 1, the control device 100
The output voltage (v) of the power converter 1 and the current detector 1
Induction motor M from the current (i) detected by 011~ M
NEstimate the phase (θ) of the secondary current with respect to the primary voltage
The secondary current phase calculation means 102 and the phase (θ)
And the slip frequency (fS) Is calculated
Slip frequency calculation means 103 and the slip frequency
(FS) And the speed command value (f**) To speed
Addition of the speed command value gain-adjusted by the adjusting means 2
Then, the primary frequency command value (f*) Is configured as
It In the secondary current phase calculating means 102, the above equation (8) and the equation
By performing the estimation calculation based on (11) or (12),
The phase (θ) is output and the slip frequency calculation means 103 outputs
Slip frequency calculated by notation (16)
(FS) Is output. FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention.
It is a block configuration diagram of a control device of the induction motor,
Components having the same functions as those of the embodiment of FIG.
is doing. In FIG. 2, the control device 110 has coordinate transformations.
Primary voltage command value v, which is the output of the means 4.*And the current
(I) and induction motor M1~ MNPrimary current of secondary current of
Secondary current phase calculation to estimate the phase (θ) with respect to pressure
Means 111 are provided. This secondary current phase calculation means 1
Primary voltage command value v in 11*And the power of the first embodiment
It is equivalent to the voltage (v) at the output of the converter 1. Figure 3
The induction motor control device according to the third embodiment of the present invention
2 is a block diagram showing the same function as that of the embodiment of FIG. 1. FIG.
The same symbols are attached to the items. In FIG. 3, control
The device 120 includes a voltage (v) and a current at the output of the power converter 1.
The current (i) detected by the detector 101 and the output of the integrating means 3
From the angle command value (φ) which is the force, the coordinate conversion means 121
Induction motor M with coordinate conversion1~ MNSecondary current and primary
Voltage and the phase for this secondary current and primary voltage
A secondary current phase calculation means 122 for estimating and calculating (θ) is provided.
I am. Induction electric power whose coordinate is converted by the coordinate converting means 121.
Motivation M1~ MNThe secondary current and primary voltage of
Since the relational expression of the expression (11) or the expression (12) is maintained,
It is equivalent to the first embodiment. FIG. 4 shows a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 1 is a block diagram of an induction motor control device showing an embodiment.
To have the same function as the embodiment of FIGS.
Are given the same reference numerals. In FIG. 4, the control device 13
0 is the primary voltage command value v which is the output of the coordinate conversion means 4.*
And current (i) detected by the current detector 101 and integration means
The coordinate conversion means 1 from the angle command value (φ) which is the output of 3
Induction motor M whose coordinates are converted in 311~ M NSecondary current
And the primary voltage are calculated, and for this secondary current and primary voltage
Secondary current phase calculating means 122 for estimating and calculating the phase (θ)
Is equipped with. Invitations whose coordinates have been transformed by the coordinate transformation means 131.
Conductive motive M1~ MNAt the secondary current and the primary voltage of
Also, the relational expression of the formula (11) or the formula (12) is maintained.
Therefore, it is equivalent to the first embodiment. FIG. 5 shows the invention.
Block structure of control device for induction motor showing fifth embodiment
It is a diagram and has the same function as the embodiment of FIG.
The same reference numerals are attached. In FIG. 5, the control device 140
Is the current of the power converter 1 detected by the current detector 101.
(I) and the angle command value (φ) which is the output of the integrating means 3
Induction motor M whose coordinates are converted by the coordinate conversion means 1411
~ MNOf the secondary current and the voltage command value V
*Induction motor M1~ MNPhase for primary voltage
A secondary current phase calculating means 142 for estimating and calculating (θ) is provided.
I am. Induction electric power whose coordinate is converted by the coordinate converting means 141
Motivation M1~ MNSecondary current and the voltage command value V*Toni
However, the relational expression of the equation (11) or the equation (12) is retained.
It is equivalent to that of the first embodiment because it sags. Figure 6
A block diagram of an induction motor controller according to a sixth embodiment of the present invention.
2 is a block diagram showing the same function as that of the embodiment of FIG.
Are denoted by the same reference numerals. In FIG. 6, the control device 1
50 is the speed command value (f**) And the estimated speed value (fE)When
The voltage vector command value (V*)
And primary frequency command value (f*) Speed control means to output and
151, output voltage (v) and current detection of power converter 1
The induction motor M from the current (i) detected by the device 1011
~ MNThe phase (θ) of the secondary current with respect to the primary voltage
Secondary current phase calculating means 102 for calculating, and the phase
From (θ), the slip frequency of the induction motor (fS)
And a slip frequency calculating means 103 for calculating
Frequency command value (f*) To the slip frequency (fS)
The value obtained by the subtraction calculation is used as the speed estimation value (fE) To
I am configuring. In the secondary current phase calculation means 102,
Estimating calculation based on (8) and formula (11) or formula (12)
Is performed to output the phase (θ), and slip frequency calculation means 1
In 03, the slip circumference is calculated by performing the calculation based on the above equation (16).
Wave number (fS) Is output. FIG. 7 shows a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block configuration diagram of an induction motor control device showing an example.
Therefore, the one having the same function as the embodiment of FIGS.
The same reference numerals are attached. In FIG. 7, the control device 160
Are output from the speed adjusting means 151 and the coordinate converting means 4.
Primary voltage command value v*And induction current from the current (i)
Machine M1~ MNPhase (θ) of the secondary current with respect to the primary voltage
And secondary current phase calculation means 111 for estimating and calculating
There is. The primary power in this secondary current phase calculation means 111
Pressure command value v*And the output power of the power converter 1 of the first embodiment.
The pressure (v) is equivalent, and this seventh embodiment as a whole
And is equivalent to the sixth embodiment. FIG. 8 shows the eighth aspect of the present invention.
Block diagram of an induction motor control device showing an embodiment of
And having the same function as the embodiment of FIGS.
Are denoted by the same reference numerals. In FIG. 8, the control device 1
70 includes a speed adjusting means 151 and an output of the power converter 1.
Voltage (v) and current (i) detected by the current detector 101
And the angle command value (φ) which is the output of the integrating means 3 from the coordinates
Induction motor M whose coordinates have been converted by the conversion means 1211~ MN
The secondary current and primary voltage of the
Secondary current phase calculation to estimate the phase (θ) with respect to pressure
And means 122. Coordinates in the coordinate conversion means 121
Converted induction motor M1~ MNSecondary current and primary voltage
Also in, the relationship of the above formula (11) or formula (12)
Since the equation is maintained, it is equivalent to the first embodiment.
This embodiment is equivalent to the sixth embodiment as a whole. Figure 9
Is a control device for an induction motor showing a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block configuration diagram of the storage device, which is the same as the embodiment of FIGS. 4 and 6.
Those having one function are designated by the same reference numeral. In Figure 9
In the control device 180, the speed adjusting means 151 and the seat
The primary voltage command value v which is the output of the standard conversion means 4.*And current detection
Current (i) detected by generator 101 and output of integrating means 3
And the angle command value (φ) which is
The converted induction motor M1~ MNSecondary current and primary current
Pressure and the phase for this secondary current and primary voltage
The secondary current phase calculating means 122 for estimating and calculating (θ)
I have it. Guidance coordinate-transformed by the coordinate transformation means 131
Electric motor M1~ MNAlso in the secondary current and primary voltage of
The relational expression of the formula (11) or the formula (12) is maintained.
Is equivalent to the first embodiment, and this ninth embodiment is
Is equivalent to the sixth embodiment. FIG. 10 shows the present invention.
Of an induction motor controller according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing the same functions as those of the embodiment of FIGS.
The same reference numerals are given to those that do. In FIG.
The controller 190 includes a speed adjusting means 151 and a current detector.
The current (i) of the power converter 1 detected by 101 and the integrator
Coordinate conversion means from the angle command value (φ) output from the stage 3
Induction motor M whose coordinates are converted in 1411~ MNSecondary power
Current and voltage command value V*And from induction
Motivation M1~ MNEstimate the phase (θ) with respect to the primary voltage of
And a secondary current phase calculating means 142 for calculating. seat
Induction motor M whose coordinates are converted by the mark conversion means 1411~ M
NSecondary current and the voltage command value V*And also in the above
Since the relational expression of Expression (11) or Expression (12) is maintained,
The tenth embodiment is equivalent to the first embodiment.
This is equivalent to the sixth embodiment.
【発明の効果】このの発明によれば、前記Ｎ台の誘導電
動機全体の二次電流の一次電圧に対する位相（φ）を推
定演算し、この位相（φ）から前記誘導電動機のすべり
周波数（ｆS ）を演算して該Ｎ台の誘導電動機全体に対
するすべり周波数の補正を行うようにしているので、該
Ｎ台の誘導電動機間の速度のばらつきを小さくでき、前
記速度指令値（ｆ**）により近い速度で運転することが
できる。According to the present invention, the phase (φ) of the secondary current of all the N induction motors with respect to the primary voltage is estimated and calculated, and the slip frequency (f) of the induction motor is calculated from this phase (φ). Since S ) is calculated to correct the slip frequency for the N induction motors as a whole, variations in speed between the N induction motors can be reduced, and the speed command value (f ** ) can be reduced. Can drive at a closer speed.
【図１】この発明の第１の実施例を示す誘導電動機の制
御装置のブロック構成図FIG. 1 is a block configuration diagram of a control device for an induction motor showing a first embodiment of the present invention.
【図２】この発明の第２の実施例を示す誘導電動機の制
御装置のブロック構成図FIG. 2 is a block configuration diagram of a control device for an induction motor showing a second embodiment of the present invention.
【図３】この発明の第３の実施例を示す誘導電動機の制
御装置のブロック構成図FIG. 3 is a block configuration diagram of a control device for an induction motor showing a third embodiment of the present invention.
【図４】この発明の第４の実施例を示す誘導電動機の制
御装置のブロック構成図FIG. 4 is a block configuration diagram of an induction motor control device showing a fourth embodiment of the present invention.
【図５】この発明の第５の実施例を示す誘導電動機の制
御装置のブロック構成図FIG. 5 is a block configuration diagram of an induction motor control device showing a fifth embodiment of the present invention.
【図６】この発明の第６の実施例を示す誘導電動機の制
御装置のブロック構成図FIG. 6 is a block configuration diagram of an induction motor control device showing a sixth embodiment of the present invention.
【図７】この発明の第７の実施例を示す誘導電動機の制
御装置のブロック構成図FIG. 7 is a block configuration diagram of an induction motor control device showing a seventh embodiment of the present invention.
【図８】この発明の第８の実施例を示す誘導電動機の制
御装置のブロック構成図FIG. 8 is a block configuration diagram of a control device for an induction motor showing an eighth embodiment of the present invention.
【図９】この発明の第９の実施例を示す誘導電動機の制
御装置のブロック構成図FIG. 9 is a block configuration diagram of an induction motor control device showing a ninth embodiment of the present invention.
【図１０】この発明の第１０の実施例を示す誘導電動機
の制御装置のブロック構成図FIG. 10 is a block configuration diagram of an induction motor control device showing a tenth embodiment of the present invention.
【図１１】従来例を示す誘導電動機の制御装置のブロッ
ク構成図FIG. 11 is a block configuration diagram of a control device for an induction motor showing a conventional example.
【図１２】誘導電動機のＬ形等価回路図FIG. 12 is an L-shaped equivalent circuit diagram of the induction motor.
１…電力変換器、２…速度調整手段、３…積分手段、４
…座標変換手段、１０，１００，１１０，１２０，１３
０，１４０，１５０，１６０、１７０，１８０，１９０
…制御装置、１０１…電流検出器、１０２，１１１，１
２２，１４２…二次電流位相演算手段、１０３…すべり
周波数演算手段、１２１，１３１，１４１…座標変換手
段、１５１…速度調節手段、Ｍ1 〜ＭN …誘導電動機。1 ... Power converter, 2 ... Speed adjusting means, 3 ... Integrating means, 4
... Coordinate conversion means 10, 100, 110, 120, 13
0,140,150,160,170,180,190
... Control device, 101 ... Current detector, 102, 111, 1
22,142 ... secondary current phase calculating means, 103 ... slip frequency calculating unit, 121, 131, 141 ... coordinate conversion unit, 151 ... speed adjusting unit, M 1 ~M N ... induction motor.
Claims (10)
数指令値（ｆ* ）の積分演算値である角度指令値（φ）
とから座標変換して得られる一次電圧指令値（ｖ* ）に
基づいた電力変換器の出力により駆動されるＮ台（Ｎ＝
１、２、・・・）の誘導電動機の制御装置において、 前記電力変換器の出力の電圧（ｖ）と電流（ｉ）とから
前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に対する位相
（θ）を推定演算する二次電流位相演算手段と、 前記位相（θ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆ
S ）を演算するすべり周波数演算手段と、 前記すべり周波数（ｆS ）と前記誘導電動機の速度指令
値（ｆ**）とを加算演算して新たな一次周波数指令値
（ｆ* ）とすることを特徴とする誘導電動機の制御装
置。1. An angle command value (φ) which is an integrated operation value of a voltage vector command value (V * ) and a primary frequency command value (f * ).
And N units driven by the output of the power converter based on the primary voltage command value (v * ) obtained by coordinate conversion (N =
1, 2, ...) In the induction motor controller, the phase (θ) of the secondary current of the induction motor with respect to the primary voltage is calculated from the voltage (v) and the current (i) of the output of the power converter. A secondary current phase calculation means for estimating and calculating, and a slip frequency (f of the induction motor from the phase (θ).
S ) for calculating the slip frequency, and the slip frequency (f S ) and the speed command value (f ** ) of the induction motor are added to calculate a new primary frequency command value (f * ). An induction motor control device characterized by:
数指令値（ｆ* ）の積分演算値である角度指令値（φ）
とから座標変換して得られる一次電圧指令値（ｖ* ）に
基づいた電力変換器の出力により駆動されるＮ台（Ｎ＝
１、２、・・・）の誘導電動機の制御装置において、 前記電力変換器の出力の電流（ｉ）と一次電圧指令値
（ｖ* ）とから前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に
対する位相（θ）を推定演算する二次電流位相演算手段
と、 前記位相（θ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆ
S ）を演算するすべり周波数演算手段と、 前記すべり周波数（ｆS ）と前記誘導電動機の速度指令
値（ｆ**）とを加算演算して新たな一次周波数指令値
（ｆ* ）とすることを特徴とする誘導電動機の制御装
置。2. An angle command value (φ) which is an integrated operation value of a voltage vector command value (V * ) and a primary frequency command value (f * ).
And N units driven by the output of the power converter based on the primary voltage command value (v * ) obtained by coordinate conversion (N =
1, 2, ...) In the controller of the induction motor, the phase of the output current of the power converter (i) and the primary voltage command value (v * ) with respect to the primary voltage of the secondary current of the induction motor. A secondary current phase calculating means for estimating and calculating (θ), and a slip frequency (f of the induction motor from the phase (θ).
S ) for calculating the slip frequency, and the slip frequency (f S ) and the speed command value (f ** ) of the induction motor are added to calculate a new primary frequency command value (f * ). An induction motor control device characterized by:
数指令値（ｆ* ）の積分演算値である角度指令値（φ）
とから座標変換して得られる一次電圧指令値（ｖ* ）に
基づいた電力変換器の出力により駆動されるＮ台（Ｎ＝
１、２、・・・）の誘導電動機の制御装置において、 前記電力変換器の出力の電圧（ｖ）と電流（ｉ）と角度
指令値（φ）とから座標変換をした電圧値（ｖ' ）と電
流値（ｉ' ）とを演算する座標変換手段と、 前記電圧値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）とから前記誘導電
動機の二次電流の一次電圧に対する位相（φ）を推定演
算する二次電流位相演算手段と、 前記位相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆ
S ）を演算するすべり周波数演算手段と、 前記すべり周波数（ｆS ）と前記誘導電動機の速度指令
値（ｆ**）とを加算演算して新たな一次周波数指令値
（ｆ* ）とすることを特徴とする誘導電動機の制御装
置。3. An angle command value (φ) which is an integrated operation value of a voltage vector command value (V * ) and a primary frequency command value (f * ).
And N units driven by the output of the power converter based on the primary voltage command value (v * ) obtained by coordinate conversion (N =
1, 2, ...) In the induction motor controller, a voltage value (v ′ ) obtained by coordinate conversion from the voltage (v), the current (i) and the angle command value (φ) of the output of the power converter. ) And a current value (i ' ) for coordinate transformation, and a phase (φ) of the secondary current of the induction motor with respect to the primary voltage is estimated from the voltage value (v ' ) and the current value (i ' ). A secondary current phase calculating means for calculating the slip frequency (f) of the induction motor from the phase (φ).
S ) for calculating the slip frequency, and the slip frequency (f S ) and the speed command value (f ** ) of the induction motor are added to calculate a new primary frequency command value (f * ). An induction motor control device characterized by:
数指令値（ｆ* ）の積分演算値である角度指令値（φ）
とから座標変換して得られる一次電圧指令値（ｖ* ）に
基づいた電力変換器の出力により駆動されるＮ台（Ｎ＝
１、２、・・・）の誘導電動機の制御装置において、 前記電力変換器の出力の電流（ｉ）と一次電圧指令値
（ｖ* ）と角度指令値（φ）とから座標変換をした電圧
値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）とを演算する座標変換手段
と、 前記電圧値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）とから前記誘導電
動機の二次電流の一次電圧に対する位相（φ）を推定演
算する二次電流位相演算手段と、 前記位相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆ
S ）を演算するすべり周波数演算手段と、 前記すべり周波数（ｆS ）と前記誘導電動機の速度指令
値（ｆ**）とを加算演算して新たな一次周波数指令値
（ｆ* ）とすることを特徴とする誘導電動機の制御装
置。4. An angle command value (φ) which is an integrated operation value of a voltage vector command value (V * ) and a primary frequency command value (f * ).
And N units driven by the output of the power converter based on the primary voltage command value (v * ) obtained by coordinate conversion (N =
1, 2, ...) In the induction motor controller, the voltage obtained by coordinate conversion from the current (i) of the output of the power converter, the primary voltage command value (v * ), and the angle command value (φ). the value (v ') and current (i') and the coordinate transformation means for computing the voltage value (v ') and current (i') because the phase for the primary voltage of the secondary current of the induction motor ( and a secondary current phase calculating means for estimating and calculating a slip frequency (f) of the induction motor from the phase (φ).
S ) for calculating the slip frequency, and the slip frequency (f S ) and the speed command value (f ** ) of the induction motor are added to calculate a new primary frequency command value (f * ). An induction motor control device characterized by:
数指令値（ｆ* ）の積分演算値である角度指令値（φ）
とから座標変換して得られる一次電圧指令値（ｖ* ）に
基づいた電力変換器の出力により駆動されるＮ台（Ｎ＝
１、２、・・・）の誘導電動機の制御装置において、 前記電力変換器の出力の電流（ｉ）と角度指令値（φ）
とから座標変換をした電流値（ｉ' ）を演算する座標変
換手段と、 前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と前記電流値（ｉ' ）
とから前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に対する位
相（φ）を推定演算する二次電流位相演算手段と、 前記位相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆ
S ）を演算するすべり周波数演算手段と、 前記すべり周波数（ｆS ）と前記誘導電動機の速度指令
値（ｆ**）とを加算演算して新たな一次周波数指令値
（ｆ* ）とすることを特徴とする誘導電動機の制御装
置。5. An angle command value (φ) which is an integrated operation value of a voltage vector command value (V * ) and a primary frequency command value (f * ).
And N units driven by the output of the power converter based on the primary voltage command value (v * ) obtained by coordinate conversion (N =
1, 2, ...) Induction motor controller, the output current (i) of the power converter and the angle command value (φ)
Coordinate conversion means for calculating a current value (i ' ) which is coordinate-converted from and, the voltage vector command value (V * ) and the current value (i ' )
And a secondary current phase calculating means for estimating and calculating a phase (φ) of the secondary current of the induction motor with respect to the primary voltage, and a slip frequency (f) of the induction motor from the phase (φ).
S ) for calculating the slip frequency, and the slip frequency (f S ) and the speed command value (f ** ) of the induction motor are added to calculate a new primary frequency command value (f * ). An induction motor control device characterized by:
数指令値（ｆ* ）の積分演算値である角度指令値（φ）
とから座標変換して得られる一次電圧指令値（ｖ* ）に
基づいた電力変換器の出力により駆動されるＮ台（Ｎ＝
１、２、・・・）の誘導電動機の制御装置において、 速度指令値（ｆ**）と速度推定値（ｆE ）とに基づく調
節演算を行って前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と一次
周波数指令値（ｆ* ）とを出力する速度調節手段と、 前記電力変換器の出力の電圧（ｖ）と電流（ｉ）とから
前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に対する位相
（θ）を推定演算する二次電流位相演算手段と、 前記位相（θ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆ
S ）を演算するすべり周波数演算手段と、 前記一次周波数指令値（ｆ* ）から前記すべり周波数
（ｆS ）を減算演算した値を前記速度推定値（ｆE ）と
することを特徴とする誘導電動機の制御装置。6. An angle command value (φ) which is an integrated operation value of a voltage vector command value (V * ) and a primary frequency command value (f * ).
And N units driven by the output of the power converter based on the primary voltage command value (v * ) obtained by coordinate conversion (N =
1, 2, ...) Induction motor control device performs adjustment calculation based on the speed command value (f ** ) and the speed estimated value (f E ) to obtain the voltage vector command value (V * ). A phase (θ) with respect to the primary voltage of the secondary current of the induction motor based on the speed adjusting means for outputting the primary frequency command value (f * ) and the voltage (v) and the current (i) of the output of the power converter. Secondary current phase calculating means for estimating and calculating the slip frequency (f) of the induction motor from the phase (θ).
And a slip frequency calculating means for calculating S ), and a value obtained by subtracting the slip frequency (f S ) from the primary frequency command value (f * ) as the estimated speed value (f E ). Electric motor controller.
数指令値（ｆ* ）の積分演算値である角度指令値（φ）
とから座標変換して得られる一次電圧指令値（ｖ* ）に
基づいた電力変換器の出力により駆動されるＮ台（Ｎ＝
１、２、・・・）の誘導電動機の制御装置において、 速度指令値（ｆ**）と速度推定値（ｆE ）とに基づく調
節演算を行って前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と一次
周波数指令値（ｆ* ）とを出力する速度調節手段と、 前記電力変換器の出力の電流（ｉ）と一次電圧指令値
（ｖ* ）とから前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に
対する位相（θ）を推定演算する二次電流位相演算手段
と、 前記位相（θ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆ
S ）を演算するすべり周波数演算手段と、 前記一次周波数指令値（ｆ* ）から前記すべり周波数
（ｆS ）を減算演算した値を前記速度推定値（ｆE ）と
することを特徴とする誘導電動機の制御装置。7. An angle command value (φ) which is an integrated operation value of a voltage vector command value (V * ) and a primary frequency command value (f * ).
And N units driven by the output of the power converter based on the primary voltage command value (v * ) obtained by coordinate conversion (N =
1, 2, ...) Induction motor control device performs adjustment calculation based on the speed command value (f ** ) and the speed estimated value (f E ) to obtain the voltage vector command value (V * ). A speed adjusting means for outputting a primary frequency command value (f * ), a current (i) at the output of the power converter, and a primary voltage command value (v * ) for the primary voltage of the secondary current of the induction motor. Secondary current phase calculation means for estimating and calculating the phase (θ), and the slip frequency (f of the induction motor from the phase (θ).
And a slip frequency calculating means for calculating S ), and a value obtained by subtracting the slip frequency (f S ) from the primary frequency command value (f * ) as the estimated speed value (f E ). Electric motor controller.
数指令値（ｆ* ）の積分演算値である角度指令値（φ）
とから座標変換して得られる一次電圧指令値（ｖ* ）に
基づいた電力変換器の出力により駆動されるＮ台（Ｎ＝
１、２、・・・）の誘導電動機の制御装置において、 速度指令値（ｆ**）と速度推定値（ｆE ）とに基づく調
節演算を行って前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と一次
周波数指令値（ｆ* ）とを出力する速度調節手段と、 前記電力変換器の出力の電圧（ｖ）と電流（ｉ）と角度
指令値（φ）とから座標変換をした電圧値（ｖ' ）と電
流値（ｉ' ）とを演算する座標変換手段と、 前記電圧値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）とから前記誘導電
動機の二次電流の一次電圧に対する位相（φ）を推定演
算する二次電流位相演算手段と、 前記位相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆ
S ）を演算するすべり周波数演算手段と、 前記一次周波数指令値（ｆ* ）から前記すべり周波数
（ｆS ）を減算演算した値を前記速度推定値（ｆE ）と
することを特徴とする誘導電動機の制御装置。8. An angle command value (φ) which is an integrated operation value of a voltage vector command value (V * ) and a primary frequency command value (f * ).
And N units driven by the output of the power converter based on the primary voltage command value (v * ) obtained by coordinate conversion (N =
1, 2, ...) Induction motor control device performs adjustment calculation based on the speed command value (f ** ) and the speed estimated value (f E ) to obtain the voltage vector command value (V * ). A speed adjusting unit that outputs a primary frequency command value (f * ), a voltage value (v) that is coordinate-converted from the voltage (v), the current (i), and the angle command value (φ) of the output of the power converter. ' ) And the current value (i ' ), and the phase (φ) of the secondary current of the induction motor with respect to the primary voltage from the coordinate conversion means and the voltage value (v ' ) and the current value (i ' ). Secondary current phase calculating means for estimating and calculating the slip frequency (f of the induction motor from the phase (φ).
And a slip frequency calculating means for calculating S ), and a value obtained by subtracting the slip frequency (f S ) from the primary frequency command value (f * ) as the estimated speed value (f E ). Electric motor controller.
数指令値（ｆ* ）の積分演算値である角度指令値（φ）
とから座標変換して得られる一次電圧指令値（ｖ* ）に
基づいた電力変換器の出力により駆動されるＮ台（Ｎ＝
１、２、・・・）の誘導電動機の制御装置において、 速度指令値（ｆ**）と速度推定値（ｆE ）とに基づく調
節演算を行って前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と一次
周波数指令値（ｆ* ）とを出力する速度調節手段と、 前記電力変換器の出力の電流（ｉ）と一次電圧指令値
（ｖ* ）と角度指令値（φ）とから座標変換をした電圧
値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）とを演算する座標変換手段
と、 前記電圧値（ｖ' ）と電流値（ｉ' ）とから前記誘導電
動機の二次電流の一次電圧に対する位相（φ）を推定演
算する二次電流位相演算手段と、 前記位相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆ
S ）を演算するすべり周波数演算手段と、 前記一次周波数指令値（ｆ* ）から前記すべり周波数
（ｆS ）を減算演算した値を前記速度推定値（ｆE ）と
することを特徴とする誘導電動機の制御装置。9. An angle command value (φ) which is an integrated operation value of a voltage vector command value (V * ) and a primary frequency command value (f * ).
And N units driven by the output of the power converter based on the primary voltage command value (v * ) obtained by coordinate conversion (N =
1, 2, ...) Induction motor control device performs adjustment calculation based on the speed command value (f ** ) and the speed estimated value (f E ) to obtain the voltage vector command value (V * ). Coordinate conversion was performed from the speed adjusting means for outputting the primary frequency command value (f * ), the output current (i) of the power converter, the primary voltage command value (v * ), and the angle command value (φ). voltage value (v ') and current (i') and the coordinate transformation means for computing and the voltage value (v ') and current (i') because the phase for the primary voltage of the secondary current of the induction motor Secondary current phase calculating means for estimating and calculating (φ), and a slip frequency (f of the induction motor from the phase (φ).
And a slip frequency calculating means for calculating S ), and a value obtained by subtracting the slip frequency (f S ) from the primary frequency command value (f * ) as the estimated speed value (f E ). Electric motor controller.
波数指令値（ｆ* ）の積分演算値である角度指令値
（φ）とから座標変換して得られる一次電圧指令値（ｖ
* ）に基づいた電力変換器の出力により駆動されるＮ台
（Ｎ＝１、２、・・・）の誘導電動機の制御装置におい
て、 速度指令値（ｆ**）と速度推定値（ｆE ）とに基づく調
節演算を行って前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と一次
周波数指令値（ｆ* ）とを出力する速度調節手段と、 前記電力変換器の出力の電流（ｉ）と角度指令値（φ）
とから座標変換をした電流値（ｉ' ）を演算する座標変
換手段と、 前記電圧ベクトル指令値（Ｖ* ）と前記電流値（ｉ' ）
とから前記誘導電動機の二次電流の一次電圧に対する位
相（φ）を推定演算する二次電流位相演算手段と、 前記位相（φ）から前記誘導電動機のすべり周波数（ｆ
S ）を演算するすべり周波数演算手段と、 前記一次周波数指令値（ｆ* ）から前記すべり周波数
（ｆS ）を減算演算した値を前記速度推定値（ｆE ）と
することを特徴とする誘導電動機の制御装置。10. A primary voltage command value (v) obtained by coordinate conversion from a voltage vector command value (V * ) and an angle command value (φ) which is an integral operation value of a primary frequency command value (f * ).
In the controller of the N (N = 1, 2, ...) Induction motors driven by the output of the power converter based on * ), the speed command value (f ** ) and the speed estimation value (f E ) And a speed adjusting means for outputting the voltage vector command value (V * ) and the primary frequency command value (f * ) by performing the adjustment calculation based on the above, and the current (i) and the angle command of the output of the power converter. Value (φ)
Coordinate conversion means for calculating a current value (i ' ) which is coordinate-converted from and, the voltage vector command value (V * ) and the current value (i ' )
And a secondary current phase calculating means for estimating and calculating a phase (φ) of the secondary current of the induction motor with respect to the primary voltage, and a slip frequency (f) of the induction motor from the phase (φ).
And a slip frequency calculating means for calculating S ), and a value obtained by subtracting the slip frequency (f S ) from the primary frequency command value (f * ) as the estimated speed value (f E ). Electric motor controller.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP03598296A JP3412383B2 (en) | 1996-02-23 | 1996-02-23 | Induction motor control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03598296A JP3412383B2 (en) | 1996-02-23 | 1996-02-23 | Induction motor control device |
Publications (2)
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| JP03598296A Expired - Fee Related JP3412383B2 (en) | 1996-02-23 | 1996-02-23 | Induction motor control device |
Country Status (1)
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|---|---|---|---|---|
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1996
- 1996-02-23 JP JP03598296A patent/JP3412383B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JPH09233880A (en) | 1997-09-05 |
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