JP3408481B2 - 直交変調器および直交変調方法 - Google Patents
直交変調器および直交変調方法Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/12—Modulator circuits; Transmitter circuits
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- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
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- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交変調器および
直交変調方法であって、特に、直交搬送波信号にディジ
タルベースバンド信号による直交変調を行ない、搬送デ
ィジタル信号を出力する直交変調器および直交変調方法
に関する。
直交変調方法であって、特に、直交搬送波信号にディジ
タルベースバンド信号による直交変調を行ない、搬送デ
ィジタル信号を出力する直交変調器および直交変調方法
に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル携帯電話などの無線送信部に
おいては、出力搬送ディジタル信号の周波数に等しい周
波数を有する直交搬送波信号に、送信する情報を含むデ
ィジタルベースバンド信号による直交変調を行って、出
力搬送ディジタル信号を生成し、アンテナから送信する
方式がシステムの簡素化やノイズの低減に有効である。
しかし、図９に示す最も基本的な従来の直交変調器の構
成の場合においては、局部発振部４００の発振出力信号
の周波数と、直交変調部２００から出力される出力搬送
ディジタル信号の周波数とが全く同一となるため、局部
発振部４００が送信アンテナから帰還される出力搬送デ
ィジタル信号による影響を受けて変調精度が悪化し、こ
れを防ぐために直交変調器全体を金属シールドする必要
があった。
おいては、出力搬送ディジタル信号の周波数に等しい周
波数を有する直交搬送波信号に、送信する情報を含むデ
ィジタルベースバンド信号による直交変調を行って、出
力搬送ディジタル信号を生成し、アンテナから送信する
方式がシステムの簡素化やノイズの低減に有効である。
しかし、図９に示す最も基本的な従来の直交変調器の構
成の場合においては、局部発振部４００の発振出力信号
の周波数と、直交変調部２００から出力される出力搬送
ディジタル信号の周波数とが全く同一となるため、局部
発振部４００が送信アンテナから帰還される出力搬送デ
ィジタル信号による影響を受けて変調精度が悪化し、こ
れを防ぐために直交変調器全体を金属シールドする必要
があった。
【０００３】一方、図１０に示す従来の直交変調器の構
成の場合においては、二つの局部発振部４０１，５０１
の発振出力信号の周波数が出力搬送ディジタル信号の周
波数と異なるため、上述の問題を解消することが可能に
なっていた。しかし、周波数変換部６００の非線形性の
ため、２つの局部発振器４０１，５０１の発振出力信号
の高調波が複数発生し、これら複数の高調波が周波数変
換されて出力搬送ディジタル信号の近傍にスプリアスが
発生していた。
成の場合においては、二つの局部発振部４０１，５０１
の発振出力信号の周波数が出力搬送ディジタル信号の周
波数と異なるため、上述の問題を解消することが可能に
なっていた。しかし、周波数変換部６００の非線形性の
ため、２つの局部発振器４０１，５０１の発振出力信号
の高調波が複数発生し、これら複数の高調波が周波数変
換されて出力搬送ディジタル信号の近傍にスプリアスが
発生していた。
【０００４】ここで、現在、日本のディジタル携帯電話
規格の一つであるＰＤＣ（PersonalDigital Cellula
r）方式の８００ＭＨｚ帯の端末で使用されている発振
周波数の具体例を挙げると、２つの局部発振部４０１，
５０１の発振周波数は各々、１３５ＭＨｚと７９５ＭＨ
ｚとなり、この場合の出力搬送ディジタル信号の周波数
は、９３０ＭＨｚ で最も近傍に発生するスプリアスが
１３５ＭＨｚの７倍の高調波の９４５ＭＨｚと、７９５
ＭＨｚの２倍の高調波の周波数と１３５ＭＨｚの５倍の
高調波の周波数の差の周波数の９１５ＭＨｚとなる。こ
れらのスプリアスは出力搬送ディジタル信号の帯域内ま
たは近傍に発生し、フィルタでは除去できないために隣
接する送信チャンネルや他のシステムへの干渉波となっ
てしまう。
規格の一つであるＰＤＣ（PersonalDigital Cellula
r）方式の８００ＭＨｚ帯の端末で使用されている発振
周波数の具体例を挙げると、２つの局部発振部４０１，
５０１の発振周波数は各々、１３５ＭＨｚと７９５ＭＨ
ｚとなり、この場合の出力搬送ディジタル信号の周波数
は、９３０ＭＨｚ で最も近傍に発生するスプリアスが
１３５ＭＨｚの７倍の高調波の９４５ＭＨｚと、７９５
ＭＨｚの２倍の高調波の周波数と１３５ＭＨｚの５倍の
高調波の周波数の差の周波数の９１５ＭＨｚとなる。こ
れらのスプリアスは出力搬送ディジタル信号の帯域内ま
たは近傍に発生し、フィルタでは除去できないために隣
接する送信チャンネルや他のシステムへの干渉波となっ
てしまう。
【０００５】これらの問題を解決する技術が特開平１０
−４４３７号公報に開示されている。図７は、この特開
平１０−４４３７号公報に開示された直交変調器の構成
を示す構成図である。同図において、ディジタルベース
バンド信号を発生するディジタル信号発生部１０１と、
所定の周波数を有する発振出力信号を発振する局部発振
部４０２と、前記発振出力信号を２分周する第１の２分
周器３１０と、第１の２分周器３１０に縦続接続され
て、第１の２分周器３１０の出力信号を２分周する第２
の２分周器３５０と、前記第２の２分周器３５０の出力
信号と前記発振出力信号とを用いて周波数変換を行なう
周波数変換器３２０と、前記周波数変換器３２０の出力
信号からイメージ信号を除去するＢＰＦ３３０と、前記
ＢＰＦ３３０の出力信号の周波数を２逓倍する周波数２
逓倍器２５０と、前記周波数２逓倍器の出力信号を２分
周するとともに相互位相差９０度を有する直交搬送波を
発生する第３の２分周器２４０と、前記ディジタルベー
スバンド信号により前記第３の２分周器２４０から出力
される直交搬送波信号に変調を行なう第１および第２の
乗算器２１０，２２０と、前記第１および第２の乗算器
２１０，２２０の出力信号を加算して搬送ディジタル信
号を出力する加算器２３０とを有している。
−４４３７号公報に開示されている。図７は、この特開
平１０−４４３７号公報に開示された直交変調器の構成
を示す構成図である。同図において、ディジタルベース
バンド信号を発生するディジタル信号発生部１０１と、
所定の周波数を有する発振出力信号を発振する局部発振
部４０２と、前記発振出力信号を２分周する第１の２分
周器３１０と、第１の２分周器３１０に縦続接続され
て、第１の２分周器３１０の出力信号を２分周する第２
の２分周器３５０と、前記第２の２分周器３５０の出力
信号と前記発振出力信号とを用いて周波数変換を行なう
周波数変換器３２０と、前記周波数変換器３２０の出力
信号からイメージ信号を除去するＢＰＦ３３０と、前記
ＢＰＦ３３０の出力信号の周波数を２逓倍する周波数２
逓倍器２５０と、前記周波数２逓倍器の出力信号を２分
周するとともに相互位相差９０度を有する直交搬送波を
発生する第３の２分周器２４０と、前記ディジタルベー
スバンド信号により前記第３の２分周器２４０から出力
される直交搬送波信号に変調を行なう第１および第２の
乗算器２１０，２２０と、前記第１および第２の乗算器
２１０，２２０の出力信号を加算して搬送ディジタル信
号を出力する加算器２３０とを有している。
【０００６】上記構成を有する直交変調器は、次のよう
に動作する。すなわち、局部発振部４０２からの発振出
力信号の周波数を第１の２分周器３１０で１／２倍の周
波数にし、さらに、第２の２分周器３５０で１／２倍の
周波数にして周波数変換器３２０に入力する。周波数変
換器３２０において、前記４分周された信号と局部発振
部４０２から直接入力された発振出力信号とを用いて周
波数変換を行なう。周波数変換器３２０としては、図５
のダブルバランスドミキサを用いる。前記４分周された
信号と発振出力信号を、各々次式のよう表せば、
に動作する。すなわち、局部発振部４０２からの発振出
力信号の周波数を第１の２分周器３１０で１／２倍の周
波数にし、さらに、第２の２分周器３５０で１／２倍の
周波数にして周波数変換器３２０に入力する。周波数変
換器３２０において、前記４分周された信号と局部発振
部４０２から直接入力された発振出力信号とを用いて周
波数変換を行なう。周波数変換器３２０としては、図５
のダブルバランスドミキサを用いる。前記４分周された
信号と発振出力信号を、各々次式のよう表せば、
【０００７】
【数１】
【０００８】周波数変換器３２の出力ＬＯ（ｔ）は、次
式で表される（なお、簡単のためにダブルバランスドミ
キサの利得を１とする）。
式で表される（なお、簡単のためにダブルバランスドミ
キサの利得を１とする）。
【０００９】
【数２】
【００１０】この結果、（５／４）ωosc， （３／４）
ωosc の２つの周波数成分が発生する。ここで、ＰＤＣ
の例と同様に出力ディジタル搬送波信号の周波数を９３
０ＭＨｚとすれば、局部発振部４０２で１２４０ＭＨｚ
の発振出力信号が出力されて、第１の２分周器３１０に
入力される。第１の２分周器３１０において、周波数が
２分周された６２０ＭＨｚの信号が出力され、さらに、
第２の２分周器３５０においても、周波数が２分周され
て３１０ＭＨｚの信号が出力される。第２の２分周器３
５０の出力信号と局部発振部４０２から直接入力される
周波数が１２４０ＭＨｚの信号が周波数変換器３２に入
力され、周波数変換されて９３０ＭＨｚの周波数成分と
１５５０ＭＨｚの周波数成分とをもつ信号が得られる。
これら搬送波信号の周波数と、イメージ信号との周波数
の間隔は６２０ＭＨｚである。
ωosc の２つの周波数成分が発生する。ここで、ＰＤＣ
の例と同様に出力ディジタル搬送波信号の周波数を９３
０ＭＨｚとすれば、局部発振部４０２で１２４０ＭＨｚ
の発振出力信号が出力されて、第１の２分周器３１０に
入力される。第１の２分周器３１０において、周波数が
２分周された６２０ＭＨｚの信号が出力され、さらに、
第２の２分周器３５０においても、周波数が２分周され
て３１０ＭＨｚの信号が出力される。第２の２分周器３
５０の出力信号と局部発振部４０２から直接入力される
周波数が１２４０ＭＨｚの信号が周波数変換器３２に入
力され、周波数変換されて９３０ＭＨｚの周波数成分と
１５５０ＭＨｚの周波数成分とをもつ信号が得られる。
これら搬送波信号の周波数と、イメージ信号との周波数
の間隔は６２０ＭＨｚである。
【００１１】そして、ＢＰＦ３３０により１５５０ＭＨ
ｚの周波数成分をもったイメージ信号を除去して、直交
搬送波の周波数である９３０ＭＨｚの周波数成分のみを
取り出す。次に、周波数２逓倍器２５０において、前記
ＢＰＦ３３０の出力信号から周波数を２倍した１８６０
ＭＨｚの信号が出力し、第３の２分周器２５０で周波数
が２分周するとともに、相互位相差９０度を有する９３
０ＭＨｚの直交搬送波信号を発生し、第１および第２の
乗算器２１０，２２０にてディジタル信号発生部１から
出力されるディジタルベースバンド信号により直交変調
を行ない、第１および第２の乗算部２１０，２２０の出
力信号を加算器２３０で加算して出力搬送ディジタル信
号を出力する。各部の動作周波数の関係は図８に示す。
ｚの周波数成分をもったイメージ信号を除去して、直交
搬送波の周波数である９３０ＭＨｚの周波数成分のみを
取り出す。次に、周波数２逓倍器２５０において、前記
ＢＰＦ３３０の出力信号から周波数を２倍した１８６０
ＭＨｚの信号が出力し、第３の２分周器２５０で周波数
が２分周するとともに、相互位相差９０度を有する９３
０ＭＨｚの直交搬送波信号を発生し、第１および第２の
乗算器２１０，２２０にてディジタル信号発生部１から
出力されるディジタルベースバンド信号により直交変調
を行ない、第１および第２の乗算部２１０，２２０の出
力信号を加算器２３０で加算して出力搬送ディジタル信
号を出力する。各部の動作周波数の関係は図８に示す。
【００１２】この従来例の構成によれば、局部発振部４
０２から出力される発振出力信号を第１および第２の２
分周器３１０，３５０で１／４倍の周波数に分周し、発
振出力信号の周波数から発振出力信号の１／４倍の周波
数を減算した周波数となる。すなわち、発振出力信号の
周波数の３／４倍の周波数の信号が出力搬送ディジタル
信号となり、発振出力信号の周波数とは異なる周波数に
することができるため、局部発振部４０２がアンテナか
ら帰還される出力搬送ディジタル信号による影響を受け
て変調精度が悪化するという問題は発生しない。また、
周波数変換器３２０の非線形性のため、局部発振部４０
２の発振出力信号および１／４倍の周波数に分周された
信号の高調波が複数発生し、これら複数の高調波が周波
数変換されて出力搬送ディジタル信号の近傍に発生する
スプリアスは、出力搬送ディジタル信号と同じ周波数を
有することになるため、スプリアスによる干渉波の問題
も回避される。
０２から出力される発振出力信号を第１および第２の２
分周器３１０，３５０で１／４倍の周波数に分周し、発
振出力信号の周波数から発振出力信号の１／４倍の周波
数を減算した周波数となる。すなわち、発振出力信号の
周波数の３／４倍の周波数の信号が出力搬送ディジタル
信号となり、発振出力信号の周波数とは異なる周波数に
することができるため、局部発振部４０２がアンテナか
ら帰還される出力搬送ディジタル信号による影響を受け
て変調精度が悪化するという問題は発生しない。また、
周波数変換器３２０の非線形性のため、局部発振部４０
２の発振出力信号および１／４倍の周波数に分周された
信号の高調波が複数発生し、これら複数の高調波が周波
数変換されて出力搬送ディジタル信号の近傍に発生する
スプリアスは、出力搬送ディジタル信号と同じ周波数を
有することになるため、スプリアスによる干渉波の問題
も回避される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
方法には、次のような問題点がある。図７の直交変調器
２０１では、第３の２分周器２４０において、周波数を
２分周するとともに相互位相差９０度を有する直交搬送
波を発生させるには周波数変換を行なったあとに搬送デ
ィジタル信号の２倍の周波数にする周波数２逓倍器２５
が必要となる。通常は、図５に示すダブルバランスドミ
キサの二組の入力端子に、同一の周波数を入力すること
により周波数２逓倍器２５０を実現する。しかし、ダブ
ルバランスドミキサに同一の周波数を入力した場合は、
二組の入力端子に入力される信号の位相差に応じて出力
に直流オフセット電圧が発生するため、直流阻止コンデ
ンサが必須となる。
方法には、次のような問題点がある。図７の直交変調器
２０１では、第３の２分周器２４０において、周波数を
２分周するとともに相互位相差９０度を有する直交搬送
波を発生させるには周波数変換を行なったあとに搬送デ
ィジタル信号の２倍の周波数にする周波数２逓倍器２５
が必要となる。通常は、図５に示すダブルバランスドミ
キサの二組の入力端子に、同一の周波数を入力すること
により周波数２逓倍器２５０を実現する。しかし、ダブ
ルバランスドミキサに同一の周波数を入力した場合は、
二組の入力端子に入力される信号の位相差に応じて出力
に直流オフセット電圧が発生するため、直流阻止コンデ
ンサが必須となる。
【００１４】さらに、少なくとも３つの２分周器３１
０，３５０，２４０を必要とする。このため、ＩＣのペ
レットサイズが増大するという問題がある。
０，３５０，２４０を必要とする。このため、ＩＣのペ
レットサイズが増大するという問題がある。
【００１５】また、周波数変換器３２０と周波数逓倍器
２５０との間に挿入されるＢＰＦ３３０は、通常、ＩＣ
外部に接続されるが、周波数２逓倍器２５０の入力信号
の周波数とアンテナから出力される出力搬送ディジタル
信号の周波数とが全く同一となる。このため、周波数２
逓倍器２５０の入力端子にアンテナから出力搬送ディジ
タル信号が帰還され、直交搬送波の位相が不安定とな
り、変調精度が悪化するという問題が新たに発生する。
これらの問題は、特に、小型軽量が要求される携帯端末
において顕著となる。
２５０との間に挿入されるＢＰＦ３３０は、通常、ＩＣ
外部に接続されるが、周波数２逓倍器２５０の入力信号
の周波数とアンテナから出力される出力搬送ディジタル
信号の周波数とが全く同一となる。このため、周波数２
逓倍器２５０の入力端子にアンテナから出力搬送ディジ
タル信号が帰還され、直交搬送波の位相が不安定とな
り、変調精度が悪化するという問題が新たに発生する。
これらの問題は、特に、小型軽量が要求される携帯端末
において顕著となる。
【００１６】本発明は、かかる事情にかんがみてなされ
たものであり、回路構成が簡単でＩＣ化した場合にペレ
ットサイズを小さくすることができるとともに、アンテ
ナから出力搬送ディジタル信号がＢＰＦ接続端子に帰還
されても変調精度が悪化しない直交変調器および直交変
調方法の提供を目的とする。
たものであり、回路構成が簡単でＩＣ化した場合にペレ
ットサイズを小さくすることができるとともに、アンテ
ナから出力搬送ディジタル信号がＢＰＦ接続端子に帰還
されても変調精度が悪化しない直交変調器および直交変
調方法の提供を目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、請求項１にかかる発明は、ディジタルベースバンド
信号を発生するディジタル信号発生部、Ｎを自然数とし
て、搬送ディジタル信号の周波数の４／（２Ｎ＋１）倍
の周波数を有する発振出力信号を発振する局部発振部、
前記発振出力信号の周波数を（２Ｎ＋１）／２倍する周
波数変換部、この周波数変換部の出力信号を２分周する
とともに相互位相差９０度を有する直交搬送波信号を生
成する第１の２分周器と，前記ディジタルベースバンド
信号により前記直交搬送波信号に変調を行なう第１およ
び第２の乗算器と，これら第１および第２の乗算器の出
力信号を加算して搬送ディジタル信号を出力する加算器
により構成される直交変調部とを具備する構成としてあ
る。
め、請求項１にかかる発明は、ディジタルベースバンド
信号を発生するディジタル信号発生部、Ｎを自然数とし
て、搬送ディジタル信号の周波数の４／（２Ｎ＋１）倍
の周波数を有する発振出力信号を発振する局部発振部、
前記発振出力信号の周波数を（２Ｎ＋１）／２倍する周
波数変換部、この周波数変換部の出力信号を２分周する
とともに相互位相差９０度を有する直交搬送波信号を生
成する第１の２分周器と，前記ディジタルベースバンド
信号により前記直交搬送波信号に変調を行なう第１およ
び第２の乗算器と，これら第１および第２の乗算器の出
力信号を加算して搬送ディジタル信号を出力する加算器
により構成される直交変調部とを具備する構成としてあ
る。
【００１８】また、請求項２にかかる発明は、請求項１
に記載の直交変調器において、前記周波数変換部は、自
然数Ｎが１のとき、所定の周波数を有した局部発振部の
発振出力信号を２分周する第２の２分周器と、この第２
の２分周器に縦続接続された周波数変換器とを有し、前
記周波数変換器は、前記発振出力信号と前記第２の２分
周器の出力信号を用いて周波数変換を行ない、前記発振
出力信号の周波数と前記第２の２分周器の出力信号の周
波数とを加算して得られる周波数の信号を出力する構成
としてある。
に記載の直交変調器において、前記周波数変換部は、自
然数Ｎが１のとき、所定の周波数を有した局部発振部の
発振出力信号を２分周する第２の２分周器と、この第２
の２分周器に縦続接続された周波数変換器とを有し、前
記周波数変換器は、前記発振出力信号と前記第２の２分
周器の出力信号を用いて周波数変換を行ない、前記発振
出力信号の周波数と前記第２の２分周器の出力信号の周
波数とを加算して得られる周波数の信号を出力する構成
としてある。
【００１９】さらに、請求項３にかかる発明は、請求項
１に記載の直交変調器において、前記周波数変換器は、
自然数Ｎが２以上のとき、Ｎ段の周波数変換器が縦続接
続されるとともに、１段目の周波数変換器は所定の周波
数を有した局部発振部の発振出力信号を２分周する第２
の２分周器と接続され、前記発振出力信号と前記第２の
２分周器の出力信号を用いて周波数変換を行い、前記発
振出力信号の周波数と、前記第２の２分周器の出力信号
の周波数とを加算して得られる周波数の信号を出力し、
２段目以降Ｎ段目の周波数変換器は、各々、前記発振出
力信号と前段の周波数変換器の出力信号を用いて周波数
変換を行ない、前記発振出力信号の周波数と前段の周波
数変換器の出力信号の周波数とを加算して得られる周波
数の信号を出力する構成としてある。
１に記載の直交変調器において、前記周波数変換器は、
自然数Ｎが２以上のとき、Ｎ段の周波数変換器が縦続接
続されるとともに、１段目の周波数変換器は所定の周波
数を有した局部発振部の発振出力信号を２分周する第２
の２分周器と接続され、前記発振出力信号と前記第２の
２分周器の出力信号を用いて周波数変換を行い、前記発
振出力信号の周波数と、前記第２の２分周器の出力信号
の周波数とを加算して得られる周波数の信号を出力し、
２段目以降Ｎ段目の周波数変換器は、各々、前記発振出
力信号と前段の周波数変換器の出力信号を用いて周波数
変換を行ない、前記発振出力信号の周波数と前段の周波
数変換器の出力信号の周波数とを加算して得られる周波
数の信号を出力する構成としてある。
【００２０】さらに、請求項４にかかる発明は、前記請
求項２に記載の直交変調器において、前記周波数変換部
は、所定のバンドパスフィルターを備え、このバンドパ
スフィルターは、前記１段目の周波数変換器から出力さ
れた信号を入力するとともに、所定のイメージ信号を除
去しつつ前記直交変調部へ出力する構成としてある。ま
た、請求項５にかかる発明は、前記請求項３に記載の直
交変調器において、前記周波数変換部は、所定のバンド
パスフィルターを備え、このバンドパスフィルターは、
前記Ｎ段目の周波数変換器から出力された信号を入力す
るとともに、所定のイメージ信号を除去しつつ前記直交
変調部へ出力する構成としてある。
求項２に記載の直交変調器において、前記周波数変換部
は、所定のバンドパスフィルターを備え、このバンドパ
スフィルターは、前記１段目の周波数変換器から出力さ
れた信号を入力するとともに、所定のイメージ信号を除
去しつつ前記直交変調部へ出力する構成としてある。ま
た、請求項５にかかる発明は、前記請求項３に記載の直
交変調器において、前記周波数変換部は、所定のバンド
パスフィルターを備え、このバンドパスフィルターは、
前記Ｎ段目の周波数変換器から出力された信号を入力す
るとともに、所定のイメージ信号を除去しつつ前記直交
変調部へ出力する構成としてある。
【００２１】上記構成において本発明にかかる直交変調
器は、ディジタル信号発生部と、局部発振部と、直交変
調部と、周波数変換部とにより構成されている。ここ
で、前記周波数変換部は、局部発振部が発振した搬送デ
ィジタル信号の周波数の４／（２Ｎ＋１）倍の周波数を
有する発振出力信号を入力し、この発振出力信号の周波
数を（２Ｎ＋１）／２倍するとともに、前記直交変調部
に出力する。そして、直交変調部は、第１の２分周器に
て周波数変換部が出力した出力信号を２分周するととも
に、相互位相差９０度を有する直交搬送波信号を生成す
る。また、直交変調部は、第１および第２の乗算器にて
前記ディジタルベースバンド信号に基づいて前記直交搬
送波信号の変調を行なう。そして、加算器において前記
第１および第２の乗算器の出力信号を加算して搬送ディ
ジタル信号を出力する。
器は、ディジタル信号発生部と、局部発振部と、直交変
調部と、周波数変換部とにより構成されている。ここ
で、前記周波数変換部は、局部発振部が発振した搬送デ
ィジタル信号の周波数の４／（２Ｎ＋１）倍の周波数を
有する発振出力信号を入力し、この発振出力信号の周波
数を（２Ｎ＋１）／２倍するとともに、前記直交変調部
に出力する。そして、直交変調部は、第１の２分周器に
て周波数変換部が出力した出力信号を２分周するととも
に、相互位相差９０度を有する直交搬送波信号を生成す
る。また、直交変調部は、第１および第２の乗算器にて
前記ディジタルベースバンド信号に基づいて前記直交搬
送波信号の変調を行なう。そして、加算器において前記
第１および第２の乗算器の出力信号を加算して搬送ディ
ジタル信号を出力する。
【００２２】ここで、上述した周波数変換部は、自然数
Ｎが１のとき、所定の周波数を有した局部発振部の発振
出力信号を２分周する第２の２分周器と、前記第２の２
分周器に周波数変換器が縦続接続されており、前記周波
数変換器において前記発振出力信号と前記第２の２分周
器の出力信号を用いて周波数変換を行なうとともに、前
記発振出力信号の周波数と前記第２の２分周器の出力信
号の周波数とを加算して得られる周波数の信号を出力し
ている。
Ｎが１のとき、所定の周波数を有した局部発振部の発振
出力信号を２分周する第２の２分周器と、前記第２の２
分周器に周波数変換器が縦続接続されており、前記周波
数変換器において前記発振出力信号と前記第２の２分周
器の出力信号を用いて周波数変換を行なうとともに、前
記発振出力信号の周波数と前記第２の２分周器の出力信
号の周波数とを加算して得られる周波数の信号を出力し
ている。
【００２３】また、周波数変換部の他の態様として、前
記周波数変換器は、自然数Ｎが２以上のとき、Ｎ段の周
波数変換器を縦続接続させる。かかる場合、１段目の周
波数変換器は、前記発振出力信号と前記第２の２分周器
の出力信号を用いて周波数変換を行い、前記発振出力信
号の周波数と前記第２の２分周器の出力信号の周波数と
を加算して得られる周波数の信号を出力し、２段目以降
Ｎ段目の周波数変換器は、各々、前記発振出力信号と前
段の周波数変換器の出力信号を用いて周波数変換を行な
い前記発振出力信号の周波数と前段の周波数変換器の出
力信号の周波数とを加算して得られる周波数の信号を出
力する。そして、周波数変換部から直交変調部へ信号を
出力するにあたり、所定のバンドパスフィルターを備え
させる。これにより、周波数変換器から出力された信号
のイメージ信号を除去して、前記直交変調部へ出力す
る。
記周波数変換器は、自然数Ｎが２以上のとき、Ｎ段の周
波数変換器を縦続接続させる。かかる場合、１段目の周
波数変換器は、前記発振出力信号と前記第２の２分周器
の出力信号を用いて周波数変換を行い、前記発振出力信
号の周波数と前記第２の２分周器の出力信号の周波数と
を加算して得られる周波数の信号を出力し、２段目以降
Ｎ段目の周波数変換器は、各々、前記発振出力信号と前
段の周波数変換器の出力信号を用いて周波数変換を行な
い前記発振出力信号の周波数と前段の周波数変換器の出
力信号の周波数とを加算して得られる周波数の信号を出
力する。そして、周波数変換部から直交変調部へ信号を
出力するにあたり、所定のバンドパスフィルターを備え
させる。これにより、周波数変換器から出力された信号
のイメージ信号を除去して、前記直交変調部へ出力す
る。
【００２４】このように、直交搬送波信号にディジタル
ベースバンド信号による直交変調を行ない搬送ディジタ
ル信号を出力する手法は必ずしも実体のある装置に限ら
れる必要はなく、その方法としても機能することは容易
に理解できる。このため、請求項６にかかる発明は、直
交搬送波信号にディジタルベースバンド信号による直交
変調を行ない搬送ディジタル信号を出力する直交変調方
法であって、ディジタルベースバンド信号を発生するデ
ィジタル信号発生工程と、搬送ディジタル信号の周波数
の４／（２Ｎ＋１）倍の周波数を有する発振出力信号を
発振する局部発振工程と、前記発振出力信号の周波数を
（２Ｎ＋１）／２倍する周波数変換工程と、この周波数
変換工程にて出力された出力信号を２分周するとともに
相互位相差９０度を有する直交搬送波信号を生成する第
１の２分周工程と、前記ディジタルベースバンド信号に
より前記直交搬送波信号に変調を行なう第１および第２
の乗算工程と、これら第１および第２の乗算工程にて出
力された出力信号を加算して搬送ディジタル信号を出力
する加算工程とにより構成される直交変調工程とを具備
する構成としてある。すなわち、必ずしも実体のある直
交変調器に限らず、その方法としても有効であることに
相違はない。
ベースバンド信号による直交変調を行ない搬送ディジタ
ル信号を出力する手法は必ずしも実体のある装置に限ら
れる必要はなく、その方法としても機能することは容易
に理解できる。このため、請求項６にかかる発明は、直
交搬送波信号にディジタルベースバンド信号による直交
変調を行ない搬送ディジタル信号を出力する直交変調方
法であって、ディジタルベースバンド信号を発生するデ
ィジタル信号発生工程と、搬送ディジタル信号の周波数
の４／（２Ｎ＋１）倍の周波数を有する発振出力信号を
発振する局部発振工程と、前記発振出力信号の周波数を
（２Ｎ＋１）／２倍する周波数変換工程と、この周波数
変換工程にて出力された出力信号を２分周するとともに
相互位相差９０度を有する直交搬送波信号を生成する第
１の２分周工程と、前記ディジタルベースバンド信号に
より前記直交搬送波信号に変調を行なう第１および第２
の乗算工程と、これら第１および第２の乗算工程にて出
力された出力信号を加算して搬送ディジタル信号を出力
する加算工程とにより構成される直交変調工程とを具備
する構成としてある。すなわち、必ずしも実体のある直
交変調器に限らず、その方法としても有効であることに
相違はない。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。 [第一の実施形態]図１は、本発明の第一の実施形態に係
る直交変調器を示す構成図である。同図において、本発
明の第一の実施形態に係る直交変調器は、Ｎを自然数と
し、例えばＮが１のとき、ディジタルベースバンド信号
を発生するディジタル信号発生部１と、搬送ディジタル
信号の周波数の４／３倍の周波数を有する発振出力信号
を発振する局部発振部４と、発振出力信号の周波数を３
／２倍する周波数変換部３と、周波数変換部３の出力信
号を２分周して相互位相差９０度の直交搬送波信号を生
成する第１の２分周器２４と、ディジタルベースバンド
信号により直交搬送波信号に変調を行なう第１および第
２の乗算器２１，２２と、第１および第２の乗算器２
１，２２の出力信号を加算して搬送ディジタル信号を出
力する加算器２３により構成される直交変調部２とを有
している。
て図面を参照して詳細に説明する。 [第一の実施形態]図１は、本発明の第一の実施形態に係
る直交変調器を示す構成図である。同図において、本発
明の第一の実施形態に係る直交変調器は、Ｎを自然数と
し、例えばＮが１のとき、ディジタルベースバンド信号
を発生するディジタル信号発生部１と、搬送ディジタル
信号の周波数の４／３倍の周波数を有する発振出力信号
を発振する局部発振部４と、発振出力信号の周波数を３
／２倍する周波数変換部３と、周波数変換部３の出力信
号を２分周して相互位相差９０度の直交搬送波信号を生
成する第１の２分周器２４と、ディジタルベースバンド
信号により直交搬送波信号に変調を行なう第１および第
２の乗算器２１，２２と、第１および第２の乗算器２
１，２２の出力信号を加算して搬送ディジタル信号を出
力する加算器２３により構成される直交変調部２とを有
している。
【００２６】また、周波数変換部３は、局部発振部４の
出力信号の周波数を２分周する第２の２分周器３１と、
局部発振部４から直接入力された発振出力信号と第２の
２分周器３１の出力信号を用いて周波数変換を行なうと
ともに、局部発振部４の発振出力信号の周波数と第２の
２分周器３１の出力信号の周波数を加算して得られる周
波数の信号を出力する第１の周波数変換器３２と、この
周波数変換器３２の出力信号からイメージ信号を除去す
るバンドパスフィルター（以下、ＢＰＦ）３３とを有し
ている。
出力信号の周波数を２分周する第２の２分周器３１と、
局部発振部４から直接入力された発振出力信号と第２の
２分周器３１の出力信号を用いて周波数変換を行なうと
ともに、局部発振部４の発振出力信号の周波数と第２の
２分周器３１の出力信号の周波数を加算して得られる周
波数の信号を出力する第１の周波数変換器３２と、この
周波数変換器３２の出力信号からイメージ信号を除去す
るバンドパスフィルター（以下、ＢＰＦ）３３とを有し
ている。
【００２７】次に、図１に示す本発明の第一の実施形態
に係る直交変調器の動作について説明する。局部発振部
４から出力される所定の周波数を有する発振出力信号
が、第１の２分周器３１で発振出力信号の周波数の１／
２倍の周波数に分周される。そして、第１の周波数変換
器３２において、前記２分周された信号と局部発振部４
から直接入力された発振出力信号とを用いて周波数変換
を行なう。ここで、第１の周波数変換器３２として図５
のダブルバランスドミキサを用いる。前記発振出力信号
と前記第２の２分周器３１の出力信号を、各々次式で表
せば、
に係る直交変調器の動作について説明する。局部発振部
４から出力される所定の周波数を有する発振出力信号
が、第１の２分周器３１で発振出力信号の周波数の１／
２倍の周波数に分周される。そして、第１の周波数変換
器３２において、前記２分周された信号と局部発振部４
から直接入力された発振出力信号とを用いて周波数変換
を行なう。ここで、第１の周波数変換器３２として図５
のダブルバランスドミキサを用いる。前記発振出力信号
と前記第２の２分周器３１の出力信号を、各々次式で表
せば、
【００２８】
【数３】
【００２９】第１の周波数変換器３２の出力ＬＯ１
（ｔ）は、次式で表すことができる（なお、簡単のため
にダブルバランスドミキサ利得を１とする）。
（ｔ）は、次式で表すことができる（なお、簡単のため
にダブルバランスドミキサ利得を１とする）。
【００３０】
【数４】
【００３１】この結果、（３／２）ωosc， （１／２）
ωosc の２つの周波数成分が発生する。ここで、従来例
と同様に、出力ディジタル搬送波信号の周波数を９３０
ＭＨｚとすれば、局部発振部４で１２４０ＭＨｚの発振
出力信号が出力されて、第２の２分周器３１に入力され
る。
ωosc の２つの周波数成分が発生する。ここで、従来例
と同様に、出力ディジタル搬送波信号の周波数を９３０
ＭＨｚとすれば、局部発振部４で１２４０ＭＨｚの発振
出力信号が出力されて、第２の２分周器３１に入力され
る。
【００３２】第２の２分周器３１において２分周された
周波数６２０ＭＨｚの信号と局部発振部４から直接入力
される周波数１２４０ＭＨｚの信号が、第１の周波数変
換器３２に入力されると、周波数変換されて１８６０Ｍ
Ｈｚの周波数成分と６２０ＭＨｚの周波数成分をもつ信
号が得られ、これら搬送波信号の２倍の周波数とイメー
ジ信号の周波数の間隔は１２４０ＭＨｚとなる。ここ
で、ＢＰＦ３３により６２０ＭＨｚの周波数成分をもっ
たイメージ信号を除去して直交搬送波の２倍の周波数で
ある１８６０ＭＨｚの周波数成分のみを取り出す。第１
の２分周器２４は、前記ＢＰＦ３３の出力信号の周波数
を２分周するとともに、相互位相差９０度の９３０ＭＨ
ｚの直交搬送波信号を発生する。
周波数６２０ＭＨｚの信号と局部発振部４から直接入力
される周波数１２４０ＭＨｚの信号が、第１の周波数変
換器３２に入力されると、周波数変換されて１８６０Ｍ
Ｈｚの周波数成分と６２０ＭＨｚの周波数成分をもつ信
号が得られ、これら搬送波信号の２倍の周波数とイメー
ジ信号の周波数の間隔は１２４０ＭＨｚとなる。ここ
で、ＢＰＦ３３により６２０ＭＨｚの周波数成分をもっ
たイメージ信号を除去して直交搬送波の２倍の周波数で
ある１８６０ＭＨｚの周波数成分のみを取り出す。第１
の２分周器２４は、前記ＢＰＦ３３の出力信号の周波数
を２分周するとともに、相互位相差９０度の９３０ＭＨ
ｚの直交搬送波信号を発生する。
【００３３】ここで、Ｄ型フリップフロップは、入力さ
れるクロック信号と反転クロック信号のデューティー比
率が５０％であれば、マスター出力信号とスレーブ出力
信号が正確に９０度の相互位相差をもつことから９０度
移相器として広く利用されており、このＤ型フリップフ
ロップの特性により、第１の２分周器２４の出力から相
互位相差９０度の２信号が取り出されることになる。ま
た、第１および第２の乗算部２１，２２は、ディジタル
信号発生部１から出力されるディジタルベースバンド信
号により直交変調を行ない、加算器２３は、第１および
第２の乗算部２１，２２の出力信号を加算して搬送ディ
ジタル信号を出力する。
れるクロック信号と反転クロック信号のデューティー比
率が５０％であれば、マスター出力信号とスレーブ出力
信号が正確に９０度の相互位相差をもつことから９０度
移相器として広く利用されており、このＤ型フリップフ
ロップの特性により、第１の２分周器２４の出力から相
互位相差９０度の２信号が取り出されることになる。ま
た、第１および第２の乗算部２１，２２は、ディジタル
信号発生部１から出力されるディジタルベースバンド信
号により直交変調を行ない、加算器２３は、第１および
第２の乗算部２１，２２の出力信号を加算して搬送ディ
ジタル信号を出力する。
【００３４】各部の動作周波数の関係を図２に示す。局
部発振部４から出力される発振出力信号は、第２の２分
周器３１で１／２倍の周波数に分周され、そして、第１
の周波数変換器３２にて発振出力信号の周波数と、発振
出力信号の１／２倍の周波数とが加算された周波数が出
力され、さらに、第１の２分周器２４で１／２倍の周波
数に２分周される。すなわち、発振出力信号の周波数の
３／４倍の周波数が搬送ディジタル信号の周波数とな
り、発振出力信号の周波数とは異なる周波数であるた
め、局部発振部４がアンテナから帰還される出力搬送デ
ィジタル信号による影響を受けて変調精度が悪化すると
いう問題は発生しないこととなる。
部発振部４から出力される発振出力信号は、第２の２分
周器３１で１／２倍の周波数に分周され、そして、第１
の周波数変換器３２にて発振出力信号の周波数と、発振
出力信号の１／２倍の周波数とが加算された周波数が出
力され、さらに、第１の２分周器２４で１／２倍の周波
数に２分周される。すなわち、発振出力信号の周波数の
３／４倍の周波数が搬送ディジタル信号の周波数とな
り、発振出力信号の周波数とは異なる周波数であるた
め、局部発振部４がアンテナから帰還される出力搬送デ
ィジタル信号による影響を受けて変調精度が悪化すると
いう問題は発生しないこととなる。
【００３５】また、第１の周波数変換器３２の非線形性
のため、局部発振部４の発振出力信号および１／２倍の
周波数に分周された信号の高調波が複数発生し、これら
複数の高調波が周波数変換されて出力搬送ディジタル信
号の近傍に発生するスプリアスは、出力搬送ディジタル
信号と同じ周波数を有することになるため、スプリアス
による干渉波の問題も回避されることになる。
のため、局部発振部４の発振出力信号および１／２倍の
周波数に分周された信号の高調波が複数発生し、これら
複数の高調波が周波数変換されて出力搬送ディジタル信
号の近傍に発生するスプリアスは、出力搬送ディジタル
信号と同じ周波数を有することになるため、スプリアス
による干渉波の問題も回避されることになる。
【００３６】さらに、周波数変換部３の出力信号の周波
数が搬送ディジタル信号の周波数の２倍になるため、周
波数２逓倍器が必要がなくなる。このため、直流オフセ
ット電圧の除去のために直流阻止コンデンサを配設する
必要がなく、また、２つの２分周器３１，２４しか必要
としないため、ＩＣのペレットサイズを縮小することが
可能になる。
数が搬送ディジタル信号の周波数の２倍になるため、周
波数２逓倍器が必要がなくなる。このため、直流オフセ
ット電圧の除去のために直流阻止コンデンサを配設する
必要がなく、また、２つの２分周器３１，２４しか必要
としないため、ＩＣのペレットサイズを縮小することが
可能になる。
【００３７】さらに、アンテナから出力搬送ディジタル
信号がＢＰＦ接続端子に帰還されても変調精度が悪化し
ない。
信号がＢＰＦ接続端子に帰還されても変調精度が悪化し
ない。
【００３８】[第二の実施形態]図３は、本発明の第二の
実施形態に係る直交変調器を示す構成図である。図３に
おいて本発明の第二の実施形態に係る直交変調器は、Ｎ
を自然数とし、例えばＮが２のとき、図１に示す第一の
実施形態における局部発振部４に替えて、搬送ディジタ
ル信号の周波数の４／５倍の周波数を有する発振出力信
号を発振する局部発振部７と、発振出力信号の周波数を
５／２倍する周波数変換部３ａとを有している。また、
周波数変換部３ａは、図１に示す第一の実施形態におけ
る周波数変換部３の第１の周波数変換器３２と、ＢＰＦ
３３との間に第１の周波数変換器３２の出力信号と局部
発振部７の発振出力信号とを用いて周波数変換を行なう
第２の周波数変換器３４を有している。
実施形態に係る直交変調器を示す構成図である。図３に
おいて本発明の第二の実施形態に係る直交変調器は、Ｎ
を自然数とし、例えばＮが２のとき、図１に示す第一の
実施形態における局部発振部４に替えて、搬送ディジタ
ル信号の周波数の４／５倍の周波数を有する発振出力信
号を発振する局部発振部７と、発振出力信号の周波数を
５／２倍する周波数変換部３ａとを有している。また、
周波数変換部３ａは、図１に示す第一の実施形態におけ
る周波数変換部３の第１の周波数変換器３２と、ＢＰＦ
３３との間に第１の周波数変換器３２の出力信号と局部
発振部７の発振出力信号とを用いて周波数変換を行なう
第２の周波数変換器３４を有している。
【００３９】図３に示す本発明の第二の実施形態に係る
直交変調器では、図１に示す第一の実施形態と同様に、
第１の周波数変換器３２の出力信号には、局部発振部７
の発振出力信号の周波数と、第２の２分周器３１の出力
信号の周波数とを加算および減算して得られる（３／
２）ωosc， （１／２）ωosc の２つの周波数成分が含
まれる。次に、第２の周波数変換器３４として、例え
ば、入力差動対トランジスタのエミッタ間を容量結合し
た図６のダブルバランスドミキサを用いて周波数変換を
行なう。
直交変調器では、図１に示す第一の実施形態と同様に、
第１の周波数変換器３２の出力信号には、局部発振部７
の発振出力信号の周波数と、第２の２分周器３１の出力
信号の周波数とを加算および減算して得られる（３／
２）ωosc， （１／２）ωosc の２つの周波数成分が含
まれる。次に、第２の周波数変換器３４として、例え
ば、入力差動対トランジスタのエミッタ間を容量結合し
た図６のダブルバランスドミキサを用いて周波数変換を
行なう。
【００４０】図６のダブルバランスドミキサの場合、入
力差動対トランジスタのトランスコンダクタンスは、低
い周波数の入力信号に対しては小さく、高い周波数の入
力信号に対しては大きくなるという特性を有する。この
ため、第１の周波数変換器３２の出力信号を入力差動対
トランジスタに入力すれば、局部発振部７の発振出力信
号の周波数と、第２の２分周器３１の出力信号の周波数
とを加算して得られる（３／２）ωoscの周波数成分に
対してのみ高い利得での周波数変換を行なうことができ
る。ここで、上述の理由から前記発振出力信号の周波数
と第２の２分周器３１の出力信号の周波数とを減算して
得られる（１／２）ωoscの周波数成分は無視できるた
め、前記発振出力信号と前記第１の周波数変換器３２の
出力信号を、各々次式で表せば、
力差動対トランジスタのトランスコンダクタンスは、低
い周波数の入力信号に対しては小さく、高い周波数の入
力信号に対しては大きくなるという特性を有する。この
ため、第１の周波数変換器３２の出力信号を入力差動対
トランジスタに入力すれば、局部発振部７の発振出力信
号の周波数と、第２の２分周器３１の出力信号の周波数
とを加算して得られる（３／２）ωoscの周波数成分に
対してのみ高い利得での周波数変換を行なうことができ
る。ここで、上述の理由から前記発振出力信号の周波数
と第２の２分周器３１の出力信号の周波数とを減算して
得られる（１／２）ωoscの周波数成分は無視できるた
め、前記発振出力信号と前記第１の周波数変換器３２の
出力信号を、各々次式で表せば、
【００４１】
【数５】
【００４２】第２の周波数変換器３４の出力ＬＯ２
（ｔ）は、次式で表される（なお、簡単のためダブルバ
ランスドミキサの利得を１とする）。
（ｔ）は、次式で表される（なお、簡単のためダブルバ
ランスドミキサの利得を１とする）。
【００４３】
【数６】
【００４４】この結果、（５／２）ωosc， （１／２）
ωosc の２つの周波数成分が発生する。ここで、ＢＰＦ
３３により（１／２）ωoscの周波数成分をもったイメ
ージ信号を除去して直交搬送波信号の２倍の周波数であ
る（５／２）ωoscの周波数成分のみを取り出して、第
１の２分周器２４に入力する。これ以降の動作は、図１
に示す第一の実施形態の場合と同様である。各部の動作
周波数の関係を図４に示す。
ωosc の２つの周波数成分が発生する。ここで、ＢＰＦ
３３により（１／２）ωoscの周波数成分をもったイメ
ージ信号を除去して直交搬送波信号の２倍の周波数であ
る（５／２）ωoscの周波数成分のみを取り出して、第
１の２分周器２４に入力する。これ以降の動作は、図１
に示す第一の実施形態の場合と同様である。各部の動作
周波数の関係を図４に示す。
【００４５】同図においては、局部発振部７から出力さ
れる発振出力信号を第２の２分周器３１で１／２倍の周
波数に分周し、第１の周波数変換器３２で発振出力信号
の周波数と発振出力信号の１／２倍の周波数を加算した
周波数が出力され、また、第２の周波数変換器３４で発
振出力信号の周波数と発振出力信号の３／２倍の周波数
を加算した周波数が出力され、さらに、第１の２分周器
２４で１／２倍の周波数に２分周されることとなる。す
なわち、発振出力信号の周波数の５／４倍の周波数が搬
送ディジタル信号の周波数となり、発振出力信号の周波
数とは異なる周波数であるため、局部発振部７がアンテ
ナから帰還される出力搬送ディジタル信号による影響を
受けて変調精度が悪化するという問題は発生しない。
れる発振出力信号を第２の２分周器３１で１／２倍の周
波数に分周し、第１の周波数変換器３２で発振出力信号
の周波数と発振出力信号の１／２倍の周波数を加算した
周波数が出力され、また、第２の周波数変換器３４で発
振出力信号の周波数と発振出力信号の３／２倍の周波数
を加算した周波数が出力され、さらに、第１の２分周器
２４で１／２倍の周波数に２分周されることとなる。す
なわち、発振出力信号の周波数の５／４倍の周波数が搬
送ディジタル信号の周波数となり、発振出力信号の周波
数とは異なる周波数であるため、局部発振部７がアンテ
ナから帰還される出力搬送ディジタル信号による影響を
受けて変調精度が悪化するという問題は発生しない。
【００４６】また、上述した第一の実施形態の場合と同
様に、出力搬送ディジタル信号の近傍に発生するスプリ
アスは、出力搬送ディジタル信号と同じ周波数を有する
ことになるため、スプリアスによる干渉波の問題も回避
され、さらに、直流オフセット電圧の除去のための直流
阻止コンデンサを配設する必要がなく、２つの２分周器
３１，２４しか必要としないため、ＩＣのペレットサイ
ズを縮小することが可能である。また、アンテナから出
力搬送ディジタル信号がＢＰＦ接続端子に帰還されても
変調精度が悪化しない。
様に、出力搬送ディジタル信号の近傍に発生するスプリ
アスは、出力搬送ディジタル信号と同じ周波数を有する
ことになるため、スプリアスによる干渉波の問題も回避
され、さらに、直流オフセット電圧の除去のための直流
阻止コンデンサを配設する必要がなく、２つの２分周器
３１，２４しか必要としないため、ＩＣのペレットサイ
ズを縮小することが可能である。また、アンテナから出
力搬送ディジタル信号がＢＰＦ接続端子に帰還されても
変調精度が悪化しない。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、従
来例のもつアンテナから帰還される出力搬送ディジタル
信号の影響を受けて変調精度が悪化することがなく、ま
た、出力搬送ディジタル信号の近傍のスプリアスを抑圧
できるという効果がある。これら従来例のもつ効果に加
え、搬送ディジタル信号の周波数の２倍の周波数を発生
させる周波数２逓倍器が必要なく、また、２つの２分周
器しか必要としないため、ＩＣのペレットサイズを縮小
することが可能である。さらに、アンテナから出力搬送
ディジタル信号がＢＰＦ接続端子に帰還されても変調精
度が悪化しないという効果を有する。
来例のもつアンテナから帰還される出力搬送ディジタル
信号の影響を受けて変調精度が悪化することがなく、ま
た、出力搬送ディジタル信号の近傍のスプリアスを抑圧
できるという効果がある。これら従来例のもつ効果に加
え、搬送ディジタル信号の周波数の２倍の周波数を発生
させる周波数２逓倍器が必要なく、また、２つの２分周
器しか必要としないため、ＩＣのペレットサイズを縮小
することが可能である。さらに、アンテナから出力搬送
ディジタル信号がＢＰＦ接続端子に帰還されても変調精
度が悪化しないという効果を有する。
【図１】本発明の第一の実施形態に係る直交変調器を示
す構成図である。
す構成図である。
【図２】本発明の第一の実施形態に係る直交変調器にお
ける各部の動作周波数関係を示す図である。
ける各部の動作周波数関係を示す図である。
【図３】本発明の第二の実施形態に係る直交変調器を示
す構成図である。
す構成図である。
【図４】本発明の第二の実施形態に係る直交変調器にお
ける各部の動作周波数関係を示す図である。
ける各部の動作周波数関係を示す図である。
【図５】周波数変換器の第１の実施例を示す回路図。
【図６】周波数変換器の第２の実施例を示す回路図。
【図７】従来の直交変調器１を示す構成図である。
【図８】従来の直交変調器１における各部の動作周波数
関係を示す図である。
関係を示す図である。
【図９】従来の直交変調器２を示す構成図である。
【図１０】従来の直交変調器３を示す構成図である。
１ ディジタル信号発生部
２ 直交変調部
２１ 第１の乗算器
２２ 第２の乗算器
２３ 加算器
２４ 第１の２分周器
２５ 周波数２逓倍器
３ 周波数変換部
３１ 第２の２分周器
３２ 第１の周波数変換器
３３ バンドパスフィルター
３４ 第２の周波数変換器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−177186（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−170301（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−137845（ＪＰ，Ａ)
特開 平11−68863（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−303059（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−317002（ＪＰ，Ａ)
特開 平11−168519（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/36
H04L 27/10
H04L 27/18
Claims (6)
- 【請求項１】 ディジタルベースバンド信号を発生する
ディジタル信号発生部、 Ｎを自然数として搬送ディジタル信号の周波数の４／
（２Ｎ＋１）倍の周波数を有する発振出力信号を発振す
る局部発振部、 前記発振出力信号の周波数を（２Ｎ＋１）／２倍する周
波数変換部と、 この周波数変換部の出力信号を２分周するとともに相互
位相差９０度を有する直交搬送波信号を生成する第１の
２分周器と，前記ディジタルベースバンド信号により前
記直交搬送波信号に変調を行なう第１および第２の乗算
器と，前記第１および第２の乗算器の出力信号を加算し
て搬送ディジタル信号を出力する加算器により構成され
る直交変調部と、 を具備することを特徴とする直交変調器。 - 【請求項２】 前記請求項１に記載の直交変調器におい
て、 前記周波数変換部は、自然数Ｎが１のとき、所定の周波
数を有した局部発振部の発振出力信号を２分周する第２
の２分周器と、 この第２の２分周器に縦続接続された周波数変換器とを
有し、 前記周波数変換器は、前記発振出力信号と前記第２の２
分周器の出力信号を用いて周波数変換を行ない、前記発
振出力信号の周波数と、前記第２の２分周器の出力信号
の周波数とを加算して得られる周波数の信号を出力する
ことを特徴とする直交変調器。 - 【請求項３】 前記請求項１に記載の直交変調器におい
て、 前記周波数変換器は、自然数Ｎが２以上のとき、Ｎ段の
周波数変換器が縦続接続されるとともに、１段目の周波
数変換器は所定の周波数を有した局部発振部の発振出力
信号を２分周する第２の２分周器と接続され前記発振出
力信号と前記第２の２分周器の出力信号を用いて周波数
変換を行い、前記発振出力信号の周波数と、前記第２の
２分周器の出力信号の周波数とを加算して得られる周波
数の信号を出力し、２段目以降Ｎ段目の周波数変換器
は、各々、前記発振出力信号と前段の周波数変換器の出
力信号を用いて周波数変換を行ない、前記発振出力信号
の周波数と前段の周波数変換器の出力信号の周波数とを
加算して得られる周波数の信号を出力することを特徴と
する直交変調器。 - 【請求項４】 前記請求項２に記載の直交変調器におい
て、 前記周波数変換部は、所定のバンドパスフィルターを備
え、 このバンドパスフィルターは、前記１段目の周波数変換
器から出力された信号を入力するとともに、所定のイメ
ージ信号を除去しつつ前記直交変調部へ出力することを
特徴とする直交変調器。 - 【請求項５】 前記請求項３に記載の直交変調器におい
て、 前記周波数変換部は、所定のバンドパスフィルターを備
え、 このバンドパスフィルターは、前記Ｎ段目の周波数変換
器から出力された信号を入力するとともに、所定のイメ
ージ信号を除去しつつ前記直交変調部へ出力することを
特徴とする直交変調器。 - 【請求項６】 直交搬送波信号にディジタルベースバン
ド信号による直交変調を行ない搬送ディジタル信号を出
力する直交変調方法であって、 ディジタルベースバンド信号を発生するディジタル信号
発生工程と、 Ｎを自然数として搬送ディジタル信号の周波数の４／
（２Ｎ＋１）倍の周波数を有する発振出力信号を発振す
る局部発振工程と、 前記発振出力信号の周波数を（２Ｎ＋１）／２倍する周
波数変換工程と、 この周波数変換工程にて出力された出力信号を２分周す
るとともに、相互位相差９０度を有する直交搬送波信号
を生成する２分周工程と、 前記ディジタルベースバンド信号により前記直交搬送波
信号に変調を行なう第１および第２の乗算工程と、 これら第１および第２の乗算工程にて出力された出力信
号を加算して搬送ディジタル信号を出力する加算工程に
より構成される直交変調工程とを具備することを特徴と
する直交変調方法。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP2000025150A JP3408481B2 (ja) | 2000-02-02 | 2000-02-02 | 直交変調器および直交変調方法 |
| US09/775,927 US7346123B2 (en) | 2000-02-02 | 2001-02-02 | Quadrature modulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000025150A JP3408481B2 (ja) | 2000-02-02 | 2000-02-02 | 直交変調器および直交変調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001217891A JP2001217891A (ja) | 2001-08-10 |
| JP3408481B2 true JP3408481B2 (ja) | 2003-05-19 |
Family
ID=18551046
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000025150A Expired - Fee Related JP3408481B2 (ja) | 2000-02-02 | 2000-02-02 | 直交変調器および直交変調方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP3408481B2 (ja) |
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| TWI508429B (zh) * | 2012-07-24 | 2015-11-11 | Mstar Semiconductor Inc | 本地振盪源產生器與相關通訊系統及本地振盪源產生方法 |
Family Cites Families (8)
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|---|---|---|---|---|
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| US5434887A (en) * | 1992-08-25 | 1995-07-18 | Nec Corporation | Quadrature modulation circuit for use in a radio transmitter |
| US5535247A (en) * | 1993-09-24 | 1996-07-09 | Motorola, Inc. | Frequency modifier for a transmitter |
| CN1082301C (zh) * | 1994-09-10 | 2002-04-03 | 三星电子株式会社 | 数字无线电收发机 |
| DE19618333A1 (de) * | 1996-05-07 | 1997-11-13 | Lindenmeier Heinz | Schaltungsanordnung zur Funktionsprüfung mobiler Rundfunkempfangsanlagen |
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- 2000-02-02 JP JP2000025150A patent/JP3408481B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-02-02 US US09/775,927 patent/US7346123B2/en not_active Expired - Fee Related
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