JP3392774B2 - Ａｆｃ回路、キャリア再生回路および受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、衛星デジタルテレ
ビジョン放送などで使用されるＡＦＣ回路、キャリア再
生回路および受信装置に係わり、特に低ＣＮ比時でも、
キャリアを確実に再生するＡＦＣ回路、キャリア再生回
路および受信装置に関する。

【０００２】［発明の概要］衛星を使用したデジタル伝
送では、降雨減衰などによるＣＮ比の劣化を考慮し、多
値化数の異なる変調方式を時分割で適応的に伝送し、低
ＣＮ比時においても、ある程度のデータ伝送を可能とす
るような階層化伝送方式が提案されている。このような
伝送方式では、低ＣＮ比時において多値化数が多い変調
波の期間から、キャリア再生に必要な基準信号を得るこ
とが極めて困難であるため、通常のキャリア再生方法で
ある、連続的にキャリア再生を行うキャリア再生方法を
使用することができない。

【０００３】そこで、本発明は、低ＣＮ比時でも、ある
程度のＣＮ比の基準キャリア信号を得ることが可能な多
値化数の少ない、例えばＢＰＳＫ変調方式やＱＰＳＫ変
調方式で変調された変調信号を周期的に配置し、間欠的
に位相、周波数誤差情報を取り出すことで、キャリア再
生を実現しようとするものである。さらに、間欠的に位
相誤差信号を観測する方法では、ある一定周期の周波数
で、同等の位相誤差信号が得られるため、本来のキャリ
ア周波数とは異なった周波数に見かけ上、同期してしま
う、いわゆる擬似同期現象が発生する。この現象を回避
するために、一定期間に多値化数の少ない、例えばＢＰ
ＳＫ変調方式やＱＰＳＫ変調方式で変調された変調信号
を設定し、擬似同期状態では、信号位相が一定方向に回
転することを利用し、本来のキャリア周波数との差の周
波数を観測することにより、ＶＣＯ（電圧制御発振器）
などを制御し、所望の周波数に同期させることができる
ようにするものである。

【０００４】

【従来の技術】従来、多値化数の多い変調信号を連続的
に伝送する方式または多値化数を時分割で変化させる伝
送方式では、連続的にキャリア再生を行うと、ＣＮ比が
低下したとき、多値化数の多い変調期間で、安定したキ
ャリア再生信号を得ることができなくなってしまうこと
から、たとえ多値化数の少ない変調信号が存在しても、
安定的に復調することが困難であった。

【０００５】さらに、このような変調信号において、多
値化数の少ない期間のみを使用して間欠的にキャリア再
生を行う方式では、間欠的に位相を観測することによっ
て生じる擬似同期の問題があることから、広い周波数引
き込み範囲を実現することができない。このため、周波
数変換部を含む伝送系において、非常に高い周波数安定
精度が要求されため、受信装置が高価なものになってし
まう。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】これらのことから、多
値化数が異なる変調信号を時分割で伝送する方式では、
従来のキャリア再生方式を用いた場合、ＣＮ比が低いと
きのキャリア再生が困難になってしまう。

【０００７】そこで、多値化数の少ない変調期間のみで
位相を測定し、ＶＣＯまたはＮＣＯ（数値制御発振器）
を制御する方式も考えられるが、間欠的に位相を観測す
ることに起因する擬似同期現象のため、広い周波数引き
込み範囲を実現することができないという問題があっ
た。

【０００８】本発明は上記事情に鑑み、請求項１、２で
は、入力信号中に含まれるキャリア再生に供することが
可能な基準信号または多値化数の少ない変調信号期間が
短いときにも、また入力信号のＣＮ比が０ｄＢ程度と極
めて雑音が多い場合にも、疑似同期などが発生しないよ
うにしながら、前記入力信号間の周波数差をゼロにする
ことができるＡＦＣ回路を提供することを目的としてい
る。

【０００９】請求項３、４では、多値化数の異なる変調
信号を時分割で伝送し、これを受信再生する際、ＣＮ比
が０ｄＢ程度と極めて低いときでも、間欠的に得られる
位相、周波数誤差情報を用いてキャリア同期を行い、こ
れによって広い周波数引き込み範囲で安定的にキャリア
信号を再生することができるキャリア再生回路を提供す
ることを目的としている。

【００１０】請求項５〜８では、一定時間間隔でキャリ
ア再生に供する基準信号期間または多値化数の少ないデ
ジタル変調信号期間を設けたデジタル変調信号を受信再
生する際、ＣＮ比が０ｄＢ程度と極めて低いときでも、
間欠的に得られる位相、周波数誤差情報を用いてキャリ
ア同期を行い、これによって広い周波数引き込み範囲で
安定的にキャリア信号を再生し、デジタル変調信号に含
まれている情報を再生することができる受信装置を提供
することを目的としている。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明は、請求項１では、２つの入力信号間の周波
数差を検出し、この検出結果に基づき、前記各入力信号
間の周波数差をゼロにするＡＦＣ回路において、前記入
力信号間の位相差を検出し、この位相差信号波形に現れ
る周期波形の自己相関を演算する第１自己相関演算部
と、前記第１自己相関演算部から出力される自己相関波
形を複数フレームに渡って平均化する平均化処理部と、
前記平均化処理部から出力される波形の一部の期間を抽
出し、抽出した波形の自己相関を演算する第２自己相関
演算部と、前記第２自己相関演算部から出力される信号
を入力して、前記第２自己相関演算部と同じ処理を行
う、縦続接続されたｎ個（ｎは０または自然数）の自己
相関演算部と、前記第１自己相関演算部を含む複数の自
己相関演算部の最終段の自己相関演算部から出力される
相関波形のピーク数をカウントし、このカウント結果に
基づき、前記入力信号位相を回転させて、前記入力信号
間の周波数差をゼロにする周波数差補正部とを備えたこ
とを特徴としている。

【００１２】請求項２では、２つの入力信号間の周波数
差を検出し、この検出結果に基づき、前記各入力信号間
の周波数差をゼロにするＡＦＣ回路において、前記入力
信号間の位相差を検出し、この位相差信号波形に現れる
周期波形の自己相関を演算する第１自己相関演算部と、
前記第１自己相関演算部から出力される自己相関波形を
複数フレームに渡って平均化する平均化処理部と、前記
平均化処理部から出力される波形の一部の期間を抽出
し、抽出した波形の自己相関を演算する第２自己相関演
算部と、前記第２自己相関演算部から出力される信号を
入力して、前記第２自己相関演算部と同じ処理を行う、
縦続接続されたｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関
演算部と、前記第１自己相関演算部を含む複数の自己相
関演算部の最終段の自己相関演算部から出力される相関
波形の平均周期に基づき、前記入力信号位相を回転させ
て、前記入力信号間の周波数差をゼロにする周波数差補
正部とを備えたことを特徴としている。

【００１３】請求項３では、受信信号を直交復調して得
られるＩ軸側ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド
信号よりキャリア信号を再生するキャリア再生回路にお
いて、再生キャリア信号によって受信信号を直交復調し
て得られた前記Ｉ軸側ベースバンド信号、前記Ｑ軸側ベ
ースバンド信号より再生キャリア信号と受信信号の位相
差を検出し、この位相差信号波形に現れる周期波形の自
己相関を演算する第１自己相関演算部と、前記第１自己
相関演算部から出力される自己相関波形を複数フレーム
に渡って平均化する平均化処理部と、前記平均化処理部
から出力される波形の一部の期間を抽出し、抽出した波
形の自己相関を演算する第２自己相関演算部と、前記第
２自己相関演算部から出力される信号を入力して、前記
第２自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接続された
ｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関演算部と、前記
第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の最終
段の自己相関演算部から出力される相関波形のピーク数
をカウントし、このカウント結果に基づき、前記入力信
号位相を回転させて、前記入力信号間の周波数差をゼロ
にする周波数差補正部とを備えたことを特徴としてい
る。

【００１４】請求項４では、受信信号を直交復調して得
られるＩ軸側ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド
信号よりキャリア信号を再生するキャリア再生回路にお
いて、再生キャリア信号によって受信信号を直交復調し
て得られた前記Ｉ軸側ベースバンド信号、前記Ｑ軸側ベ
ースバンド信号より再生キャリア信号と受信信号の位相
差を検出し、この位相差信号波形に現れる周期波形の自
己相関を演算する第１自己相関演算部と、前記第１自己
相関演算部から出力される自己相関波形を複数フレーム
に渡って平均化する平均化処理部と、前記平均化処理部
から出力される波形の一部の期間を抽出し、抽出した波
形の自己相関を演算する第２自己相関演算部と、前記第
２自己相関演算部から出力される信号を入力して、前記
第２自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接続された
ｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関演算部と、前記
第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の最終
段の自己相関演算部から出力される相関波形の平均周期
に基づき、前記入力信号位相を回転させて、前記入力信
号間の周波数差をゼロにする周波数差補正部とを備えた
ことを特徴としている。

【００１５】請求項５では、受信信号を直交復調して得
られるＩ軸側ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド
信号とに基づき、キャリア信号を再生するとともに、前
記Ｉ軸側ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号
とを復号して情報を再生する受信装置において、基準信
号期間または多値化数の少ない変調信号期間に、周波数
非同期状態になっているとき、受信信号の位相変化を観
測して得られる位相変化曲線に現れる周期波形の自己相
関を演算する第１自己相関演算部と、前記第１自己相関
演算部から出力される自己相関波形を複数フレームに渡
って平均化する平均化処理部と、前記平均化処理部から
出力される波形の一部の期間を抽出し、抽出した波形の
自己相関を演算する第２自己相関演算部と、前記第２自
己相関演算部から出力される信号を入力して、前記第２
自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接続されたｎ個
（ｎは０または自然数）の自己相関演算部と、前記第１
自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の最終段の
自己相関演算部から出力される相関波形のピーク数をカ
ウントし、このカウント結果より離調周波数を推定し、
この推定動作で得られる離調周波数情報に基づき、再生
キャリア周波数を制御する制御部とを備えたことを特徴
としている。

【００１６】請求項６では、請求項５に記載の受信装置
において、キャリア信号を再生するのに供せられる前記
Ｉ軸側ベースバンド信号と、前記Ｑ軸側ベースバンド信
号に予め位相回転を与えることで信号周波数にオフセッ
トを付加し、前記周波数オフセットを付加したＩ軸側ベ
ースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号から受信信
号の位相変化を観測することにより、所望の周波数に対
する、前記第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演
算部の最終段の自己相関演算部から出力される相関波形
のピーク数にオフセットを与え、所望の周波数より低い
離調周波数を推定することを特徴としている。

【００１７】請求項７では、受信信号を直交復調して得
られるＩ軸側ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド
信号とに基づき、キャリア信号を再生するとともに、前
記Ｉ軸側ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号
とを復号して情報を再生する受信装置において、基準信
号期間または多値化数の少ない変調信号期間に、周波数
非同期状態になっているとき、受信信号の位相変化を観
測して得られる位相変化曲線に現れる周期波形の自己相
関を演算する第１自己相関演算部と、前記第１自己相関
演算部から出力される自己相関波形を複数フレームに渡
って平均化する平均化処理部と、前記平均化処理部から
出力される波形の一部の期間を抽出し、抽出した波形の
自己相関を演算する第２自己相関演算部と、前記第２自
己相関演算部から出力される信号を入力して、前記第２
自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接続されたｎ個
（ｎは０または自然数）の自己相関演算部と、前記第１
自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の最終段の
自己相関演算部から出力される相関波形の平均周期より
離調周波数を推定し、この推定動作で得られる離調周波
数情報に基づき、再生キャリア周波数を制御する制御部
とを備えたことを特徴としている。

【００１８】請求項８では、請求項７に記載の受信装置
において、キャリア信号を再生するのに供せられる前記
Ｉ軸側ベースバンド信号と、前記Ｑ軸側ベースバンド信
号に予め位相回転を与えることで信号周波数にオフセッ
トを付加し、前記周波数オフセットを付加したＩ軸側ベ
ースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号から受信信
号の位相変化を観測することにより、所望の周波数に対
する、前記第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演
算部の最終段の自己相関演算部から出力される相関波形
の平均周期にオフセットを与え、所望の周波数より低い
離調周波数を推定することを特徴としている。

【００１９】上記の構成において、請求項１、２では、
入力信号間の位相差を検出し、この位相差信号波形に現
れる周期波形の自己相関を第１自己相関演算部で演算
し、第１自己相関演算部から出力される自己相関波形を
平均化処理部で、複数フレームに渡って平均化してノイ
ズの影響を軽減する。第２自己相関演算部では、平均化
処理部から出力される波形の一部の期間を抽出するとと
もに抽出した波形の自己相関を演算する。第２自己相関
演算部から出力される信号を入力して、第２自己相関演
算部と同じ処理を行う、縦続接続されたｎ個（ｎは０ま
たは自然数）の自己相関演算部において、自己相関演算
を繰り返し行うことで自己相関波形に現れる周期波形の
基本波成分を強調するとともにＳＮ比を改善し、第１自
己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の最終段の自
己相関演算部から出力される相関波形のピーク数をカウ
ントし、このカウント結果に基づき、入力信号位相を回
転させて、入力信号間の周波数差をゼロにする。あるい
は第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の最
終段の自己相関演算部から出力される相関波形の平均周
期に基づき、入力信号位相を回転させて、入力信号間の
周波数差をゼロにする。これにより、入力信号中に含ま
れるキャリア再生に供することが可能な基準信号または
多値化数の少ない変調信号期間が短いときにも、また入
力信号に含まれるノイズが非常に多いときにも、疑似同
期などが発生しないようにしながら、入力信号に同期し
たキャリア信号を再生する。

【００２０】請求項３、４では、受信信号を直交復調し
て得られるＩ軸側ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバ
ンド信号よりキャリア信号を再生するキャリア再生回路
において、再生キャリア信号で受信信号を復調して得ら
れたＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド信号
より再生キャリア信号と受信信号の位相差を検出し、こ
の位相差信号波形に現れる周期波形の自己相関を第１自
己相関演算部で演算し、第１自己相関演算部から出力さ
れる自己相関波形を平均化処理部で、複数フレームに渡
って平均化して、ノイズの影響を軽減し、第２自己相関
演算部において、平均化処理部から出力される波形の一
部の期間を抽出するとともに抽出した波形の自己相関を
演算する。第２自己相関演算部から出力される信号を入
力して、第２自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接
続されたｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関演算部
において、自己相関演算を繰り返し行うことで自己相関
波形に現れる周期波形の基本波成分を強調するとともに
ＳＮ比を改善し、第１自己相関演算部を含む複数の自己
相関演算部の最終段の自己相関演算部から出力される相
関波形のピーク数をカウントし、このカウント結果に基
づき、再生キャリア信号の周波数を制御し、受信信号と
再生キャリア信号との間の周波数差をゼロにする。ある
いは第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の
最終段の自己相関演算部から出力される相関波形の平均
周期に基づき、再生キャリア信号の周波数を制御し、受
信信号と再生キャリア信号との間の周波数差をゼロにす
る。これにより、多値化数の異なる変調信号を時分割で
伝送し、これを受信再生する際、ＣＮ比が０ｄＢ程度の
極めて低いときでも、間欠的に得られる位相、周波数誤
差情報を用いてキャリア同期を行い、これによって広い
周波数引き込み範囲で、安定的にキャリア信号を再生す
る。

【００２１】請求項５、７では、基準信号期間または多
値化数の少ない変調信号期間に、周波数非同期状態にな
っているとき、受信信号の位相変化を観測して得られる
位相変化曲線に現れる周期波形の自己相関を第１自己相
関演算部で演算し、第１自己相関演算部から出力される
自己相関波形を平均化処理部で、複数フレームに渡って
平均化して、ノイズの影響を軽減し、第２自己相関演算
部において、平均化処理部から出力される波形の一部の
期間を抽出するとともに抽出した波形の自己相関を演算
し、第２自己相関演算部から出力される信号を入力し
て、第２自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接続さ
れたｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関演算部にお
いて、自己相関演算を繰り返し行うことで自己相関波形
に現れる周期波形の基本波成分を強調するとともにＳＮ
比を改善し、第１自己相関演算部を含む複数の自己相関
演算部の最終段の自己相関演算部から出力される相関波
形のピーク数をカウントし、このカウント結果に基づ
き、あるいは第１自己相関演算部を含む複数の自己相関
演算部の最終段の自己相関演算部から出力される相関波
形の平均周期に基づき、離調周波数を推定し、この推定
動作で得られる離調周波数情報に基づき、再生キャリア
周波数を制御する。これにより、一定時間間隔でキャリ
ア再生に供する基準信号期間または多値化数の少ないデ
ジタル変調信号期間を設けたデジタル変調信号を受信再
生する際、ＣＮ比が０ｄＢ程度と極めて低いときでも、
間欠的に得られる位相、周波数誤差情報を用いてキャリ
ア同期を行い、これによって広い周波数引き込み範囲
で、安定的にキャリア信号を再生し、デジタル変調信号
に含まれている情報を再生する。

【００２２】請求項６、８では、受信信号の位相変化を
観測するのに供せられる直交復調後のＩ軸側ベースバン
ド信号、およびＱ軸側ベースバンド信号に周波数オフセ
ットを与えることで、所望の周波数に対する請求項５、
７に記載の第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演
算部の最終段の自己相関演算部から出力される相関波形
のピーク数あるいは、第１自己相関演算部を含む複数の
自己相関演算部の最終段の自己相関演算部から出力され
る相関波形の平均周期にオフセットを与え、所望の周波
数より低い離調周波数を推定する。これにより、一定時
間間隔でキャリア再生に供する基準信号期間または多値
化数の少ないデジタル変調信号期間を設けたデジタル変
調信号を受信再生する際、ＣＮ比が０ｄＢ程度と極めて
低いときでも、間欠的に得られる位相、周波数誤差情報
を用いて広い周波数引き込み範囲で、安定的にキャリア
信号を再生し、デジタル変調信号に含まれている情報を
再生する。

【００２３】

【発明の実施の形態】《発明の基本説明》まず、本発明
によるＡＦＣ回路、キャリア再生回路および受信装置の
詳細な説明に先だって、本発明によるＡＦＣ回路、キャ
リア再生回路および受信装置の基本原理について説明す
る。

【００２４】一般的に、多値化数が異なる変調信号を時
分割で伝送する伝送方法では、従来のキャリア再生方式
を用いると、低ＣＮ比時にキャリア再生が困難であるこ
とから、本発明では、次に述べるような手法でキャリア
再生を行う。

【００２５】すなわち、本発明によるＡＦＣ回路、キャ
リア再生回路および受信装置では、多値化数の少ない期
間のみを使って信号の位相を測定し、ＶＣＯまたはＮＣ
Ｏ（数値制御発振器）を制御することで、低ＣＮ比時に
おいても安定したキャリア再生を行おうとするものであ
る。しかしながら、この場合、受信する変調信号の位相
と、再生したキャリア信号の位相とを間欠的に測定する
ことから、擬似同期現象が発生してしまうことがあり、
周波数引き込み範囲を広くすることができない。

【００２６】そこで、変調波中に既知のパターンで変調
された比較的長さが短い信号ＳＹＮＣ（同期信号）を入
れ、広い範囲、例えば２ＭＨｚの範囲でＶＣＯまたはＮ
ＣＯの発振周波数をスイープさせ、同期信号ＳＹＮＣが
受信できた周波数でスイープを停止させることで、粗調
ＡＦＣを行うとともに、変調波中に、ある程度の長さを
持つ多値化数が少ない期間（例えばＢＰＳＫ信号区間）
を設け、この期間内で、受信した変調信号の周波数と、
ＶＣＯまたはＮＣＯの局部発振信号の周波数との差（周
波数差）を求め、多重自己相関関数方式で周波数差を解
析し、この解析結果に基づいて、ＶＣＯまたはＮＣＯを
制御することにより、広い周波数引き込み範囲を持つＡ
ＦＣ機能を実現し、低ＣＮ比時においても、広帯域な引
き込み特性で、擬似同期現象が発生しないようにしなが
ら、正確なキャリア信号を再生する。

【００２７】《発明の実施の形態》図１は、本発明によ
るＡＦＣ回路の実施の形態を示すブロック図、図２は、
図１に示すＡＦＣ回路を内蔵した本発明による受信回路
の一例を示すブロック図、図３は、図２の受信回路で受
信されるデジタル伝送信号のフォーマットの一例を示す
説明図である。

【００２８】初めに、図３を用いてこの実施の形態にお
けるデジタル伝送信号を説明する。このデジタル伝送信
号では、先頭のブロックを除いて多値化信号期間である
信号Ｄとキャリア位相同期用に供するＢＰＳＫ信号期間
である信号Ｃで構成される１ブロックを複数集めて１フ
レームを構成する。

【００２９】１ブロックのシンボル数を、例えば２０４
シンボルとし、これら各ブロックのうち、１つ目のブロ
ックでは、先頭の、例えば２０シンボルがＵＷ（ユニー
クワード）でＢＰＳＫ変調された同期信号ＳＹＮＣにさ
れ、この同期信号ＳＹＮＣに続く１８４（２０４−２０
＝１８４）シンボルが伝送すべき情報でＢＰＳＫ変調さ
れる。

【００３０】また、２つ目以降のブロックでは、先頭の
シンボルから、例えば２００シンボルまで、伝送すべき
情報でＱＰＳＫ変調または８ＰＳＫ変調され、最後の４
シンボルは位相同期用として伝送すべき情報で、ＢＰＳ
Ｋ変調される。

【００３１】次に、図３に示したデジタル伝送信号を受
信する本発明による受信回路について図２を参照して説
明する。

【００３２】この図に示す受信回路１は、図３に示した
フォーマットのデジタル伝送信号を受信するアンテナ２
と、このアンテナ２によって得られたデジタル変調信号
を周波数変換してＩＦ信号を生成するＯＤＵ３と、この
ＯＤＵ３から出力されるＩＦ信号を直交復調してＩ軸側
ベースバンド信号とＱ軸側ベースバンド信号とを生成し
ながら、Ｉ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド
信号に含まれる１ブロック目の同期信号ＳＹＮＣを検出
するために、例えば２ＭＨｚの範囲で低い周波数側から
スイープを行う粗調ＡＦＣブロック４と、この粗調ＡＦ
Ｃブロック４から出力されるＩ軸側ベースバンド信号、
Ｑ軸側ベースバンド信号に含まれる１ブロック目の同期
信号ＳＹＮＣ（信号Ａ）、およびそれに続く１８４シン
ボルのＢＰＳＫ信号（信号Ｂ，Ｃ）を用いて位相の変化
より離調周波数を検出し微調キャリア信号を再生する微
調ＡＦＣブロック５と、この微調ＡＦＣブロック５から
出力されるＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバン
ド信号の各ブロック毎のＢＰＳＫ信号（信号Ｃ）を使用
して、これらＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバ
ンド信号の微小な周波数ずれおよび位相ずれを検出、制
御するＡＰＣブロック６とを備えている。

【００３３】そして、アンテナ２によってデジタル伝送
信号が受信され、ＯＤＵ３からＩＦ信号が出力されてい
るとき、粗調ＡＦＣブロック４によって、ＩＦ信号を直
交復調してＩ軸側ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバ
ンド信号とを生成しながら、Ｉ軸側ベースバンド信号、
Ｑ軸側ベースバンド信号に含まれる１ブロック目の同期
信号ＳＹＮＣを検出するために、例えば２ＭＨｚの範囲
で低い周波数側からスイープを行ってＩＦ信号の粗調キ
ャリア信号を再生するとともに、微調ＡＦＣブロック５
によってＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド
信号に含まれる信号Ａ、信号Ｂおよび信号Ｃから成る１
ブロック目のＢＰＳＫ信号期間より離調周波数を検出
し、これらＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバン
ド信号の微調キャリア信号を再生する。そして、ＡＰＣ
ブロック６によって微調ＡＦＣブロック５から出力され
るＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド信号の
各ブロック毎の信号ＣのＢＰＳＫ信号に基づき、再生キ
ャリア信号の位相を調整して、これらＩ軸側ベースバン
ド信号、Ｑ軸側ベースバンド信号の位相を制御し、これ
によって得られた周波数ずれ、位相ずれが無いＩ軸側ベ
ースバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド信号を信号復調部
（図示は省略する）に供給する。

【００３４】粗調ＡＦＣブロック４は、ＶＣＯまたはＮ
ＣＯなどの可変周波数発振器を有し、ＳＹＮＣ検知信号
が入力されていない場合には、ＶＣＯまたはＮＣＯの発
振周波数を、例えば２ＭＨｚの範囲で、低い周波数側か
らスイープさせながら、局部発振信号を生成し、ＳＹＮ
Ｃ検知信号が入力された時点でスイープを停止させるス
イープジェネレータ回路７と、このスイープジェネレー
タ回路７から出力される局部発振信号を使用してＯＤＵ
３から出力されるＩＦ信号を直交復調し、Ｉ軸側ベース
バンド信号とＱ軸側ベースバンド信号とを生成する直交
復調回路８と、この直交復調回路８から出力されるＩ軸
側ベースバンド信号に対し、ナイキスト特性を与えてイ
メージ除去や波形整形などを行うナイキストフィルタ回
路９と、このナイキストフィルタ回路９から出力される
Ｉ軸側ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換してデジタル化さ
れたＩ軸側ベースバンド信号を生成するＡ／Ｄ変換回路
１１と、直交復調回路８から出力されるＱ軸側ベースバ
ンド信号に対し、ナイキスト特性を与えてイメージ除去
や波形整形などを行うナイキストフィルタ回路１０と、
このナイキストフィルタ回路１０から出力されるＱ軸側
ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換してデジタル化されたＱ
軸側ベースバンド信号を生成するＡ／Ｄ変換回路１２
と、これらのＡ／Ｄ変換回路１１、１２から出力される
Ｉ軸側ベースバンド信号とＱ軸側ベースバンド信号とに
含まれているデータと予め登録されているユニークワー
ド（デジタル伝送信号の同期信号ＳＹＮＣに使用されて
いるユニークワードと同じユニークワード）とを比較
し、ユニークワードと一致するデータを検出したとき、
１ブロック目にある同期信号ＳＹＮＣを検出したことを
示すＳＹＮＣ検知信号を生成し、これをスイープジェネ
レータ回路７に供給するフレーム同期検出回路１３とを
備えている。

【００３５】そして、受信回路１の電源が投入された直
後などのように、デジタル伝送信号のキャリアを再生し
ていない非同期状態にあるときには、例えば２ＭＨｚの
範囲で、発振周波数を低い周波数側からスイープさせ、
このスイープ動作で生成された局部発振信号に基づき、
ＯＤＵ３から出力されるＩＦ信号を直交復調させて、Ｉ
軸側ベースバンド信号とＱ軸側ベースバンド信号とを生
成させるとともに、これらＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ
軸側ベースバンド信号にナイキスト特性を与えて、イメ
ージ除去や波形整形などを行った後、デジタル化して微
調ＡＦＣブロック５に供給する。また、この動作と並行
し、デジタル化されたＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側
ベースバンド信号より得られるデータがユニークワード
と一致したとき、フレームの先頭ブロックにある同期信
号ＳＹＮＣを検出したことを示すＳＹＮＣ検知信号を生
成し、このときの発振周波数を固定し、この発振周波数
の局部発振信号を粗調キャリア信号として使用して、Ｉ
Ｆ信号の直交復調動作、ナイキストフィルタ特性付与動
作、Ａ／Ｄ変換動作を継続し、これによって得られたデ
ジタル化されたＩ軸側ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベー
スバンド信号とを微調ＡＦＣブロック５に供給する。

【００３６】この際、この受信回路１で受信されるデジ
タル伝送信号では、同期信号ＳＹＮＣが既知のパターン
（ユニークワード）でＢＰＳＫ変調されていることか
ら、低ＣＮ比時においても、再生キャリア信号の周波数
がある程度の周波数範囲の中であれば、キャリア同期が
完全に確立されていなくても、同期信号ＳＹＮＣを検出
することが可能であり、この同期信号ＳＹＮＣの検出を
基準として、ある程度の周波数誤差の範囲内で、キャリ
ア同期を確立させることができる。

【００３７】また、微調ＡＦＣブロック５は、粗調ＡＦ
Ｃブロック４から出力されるデジタル化されたＩ軸側ベ
ースバンド信号とＱ軸側ベースバンド信号とに基づき、
これらＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド信
号の位相を微調整する微調ＡＦＣ回路１４を備えてお
り、粗調ＡＦＣブロック４から出力されるＩ軸側ベース
バンド信号、Ｑ軸側ベースバンド信号に含まれる信号
Ａ、信号Ｂおよび信号Ｃから成る１ブロック目の２０４
シンボルの期間のＢＰＳＫ信号より離調周波数を検出
し、これらＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバン
ド信号の微調キャリア信号を再生しながら、Ｉ軸側ベー
スバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド信号の位相を微調整
して、周波数ずれをほぼゼロにした状態でＡＰＣブロッ
ク６に供給する。

【００３８】また、ＡＰＣブロック６は、微小な周波数
誤差、および位相誤差を除くのに必要な局部発振信号を
生成するとともに、入力されている位相誤差信号の値に
応じて発振周波数を変更、固定する複素ＮＣＯ回路２０
と、この複素ＮＣＯ回路２０から出力される局部発振信
号に基づき、微調ＡＦＣブロック５から出力される、周
波数偏差がほぼゼロにされたＩ軸側ベースバンド信号、
Ｑ軸側ベースバンド信号の位相を回転させる位相制御用
位相回転回路２１と、この位相制御用位相回転回路２１
から出力される位相調整済みＩ軸側ベースバンド信号に
含まれる各ブロック毎の信号ＣのＢＰＳＫ信号の振幅と
Ｑ軸側ベースバンド信号に含まれる各ブロック毎の信号
ＣのＢＰＳＫ信号の振幅とのアークタンジェントを演算
して、位相誤差信号を生成する位相検出回路２２と、こ
の位相検出回路２２から出力される位相誤差信号に含ま
れているノイズなどを除去した後、複素ＮＣＯ回路２０
に供給して、この複素ＮＣＯ回路２０から出力される局
部発振信号の周波数および位相を制御するフィルタ回路
２３とを備えている。

【００３９】そして、微調ＡＦＣブロック５から出力さ
れる、周波数偏差がほぼゼロにされたＩ軸側ベースバン
ド信号に含まれる各ブロック毎の信号ＣのＢＰＳＫ信号
の振幅と、Ｑ軸側ベースバンド信号に含まれる各ブロッ
ク毎の信号ＣのＢＰＳＫ信号の振幅のアークタンジェン
トを演算して、位相誤差信号を生成した後、この位相誤
差信号のノイズ成分を除去するとともに、この位相誤差
信号の値がゼロになるように、局部発振信号を生成し
て、微調ＡＦＣブロック５から出力される、周波数偏差
がほぼゼロにされたＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベ
ースバンド信号の位相を回転させ、位相誤差信号の値が
ゼロになるように、局部発振信号の位相および周波数を
調整しながら、微調ＡＦＣブロック５から出力される、
周波数偏差がほぼゼロにされたＩ軸側ベースバンド信
号、Ｑ軸側ベースバンド信号の位相を調整して、位相調
整済みのＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド
信号を信号復調部に供給する。

【００４０】これにより、微調ＡＦＣブロック５から出
力されるＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド
信号が微小な周波数誤差を含んでいても、これを検出し
て、僅かな周波数誤差、僅かな位相誤差を補正し、完全
なキャリア同期を確立させる。

【００４１】次に、図１を用いてこの実施の形態におけ
る微調ＡＦＣ回路１４について詳細に説明する。図１に
示す微調ＡＦＣ回路１４は、多重自己相関関数方式によ
る微調ＡＦＣ回路のうち、３重自己相関演算の場合を示
している。

【００４２】図１に示す微調ＡＦＣ回路１４は、局部発
振信号を生成するとともに、入力されている周波数差信
号に応じて発振周波数を変更、固定する複素ＮＣＯ回路
１００と、この複素ＮＣＯ回路１００から出力される局
部発振信号に基づき、粗調ＡＦＣブロック４から出力さ
れるデジタル化されたＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側
ベースバンド信号の位相を回転させる位相回転回路１０
１と、回転されたＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベー
スバンド信号に周波数オフセットを与える位相回転回路
１０２と、この位相回転回路１０２にオフセット周波数
データに基づく局部発振信号を与える複素ＮＣＯ回路１
０３と、位相回転回路１０２から出力される図３に示し
た信号ＢのＢＰＳＫ信号期間（搬送波周波数同期用）の
Ｉ軸側ベースバンド信号の振幅とＱ軸側ベースバンド信
号の振幅とのアークタンジェントを演算して位相差信号
を生成する位相検出回路１０４とを備えている。

【００４３】また、この微調ＡＦＣ回路１４は、位相検
出回路１０４から出力される位相差信号の自己相関を求
めて自己相関係数信号を生成する第１自己相関演算回路
１０５と、この第１自己相関演算回路１０５から出力さ
れる自己相関係数信号を複数フレームにわたって平均化
して雑音の影響を軽減する積分回路１０６と、この積分
回路１０６から出力される雑音を軽減された自己相関係
数信号の一部の期間を抽出する有効データ抽出回路およ
び抽出された有効データの自己相関係数を演算する自己
相関演算回路を備えた第２自己相関演算回路１０７と、
有効データ抽出回路と自己相関演算回路とを備え第２自
己相関演算回路１０７から出力される自己相関係数信号
に対して第２自己相関演算回路１０７と同じ演算を行う
第３自己相関演算回路１０８とを備えている。

【００４４】さらに、この微調ＡＦＣ回路１４は、第３
自己相関演算回路１０８から出力される高次の相関波形
に現れるピークをカウントするカウンタ回路１０９と、
このカウント値に対応した周波数差信号（周波数デー
タ）を生成する周波数データ生成ＲＯＭ１１０と、この
周波数データ生成ＲＯＭ１１０から出力される周波数差
信号からオフセット周波数データを減算して複素ＮＣＯ
回路１００に供給する減算回路１１１とを備えている。

【００４５】そして、最初に、複素ＮＣＯ回路１００か
ら出力される局部発振信号の周波数をゼロとして粗調Ａ
ＦＣブロック４から出力されるデジタル化されたＩ軸側
ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド信号の位相を回
転させ、位相回転後のＩ軸側ベースバンド信号とＱ軸側
ベースバンド信号とをＡＰＣブロック６に供給しなが
ら、位相回転後のＩ軸側ベースバンド信号とＱ軸側ベー
スバンド信号に、さらに周波数オフセットを与え、周波
数オフセット付与後のＩ軸側ベースバンド信号の振幅と
Ｑ軸側ベースバンド信号の振幅とのアークタンジェント
を演算して位相差信号を生成した後、この位相差信号の
多重自己相関を求めて高次の相関係数信号を生成すると
ともに、この相関係数信号の相関ピークの数をカウント
して周波数差信号を生成し、さらに予め付加した周波数
オフセット分を差し引いた結果の周波数差信号の値がゼ
ロになるように局部発振信号の周波数を調整し、周波数
差信号の値がゼロになった時点で局部発振信号の周波数
を固定する。

【００４６】次に、図４以下の図面を参照してこの実施
の形態の作用を説明する。図４は、粗調ＡＦＣブロック
４から出力され、位相回転回路１０１で位相を回転され
たデジタル化されたＩ軸側ベースバンド信号の振幅とＱ
軸側ベースバンド信号の振幅とのアークタンジェントを
演算して求められる位相の変化の例を示している。ここ
では、アークタンジェントの演算結果において第２象限
と第３象限に生じた結果を１８０度回転させ、第２象限
と第４象限に、第３象限を第１象限に重ねて、ＢＰＳＫ
変調に起因した１８０度の位相不確定性を排除してい
る。

【００４７】この例ではシンボルレートは２０．００Ｍ
ｂａｕｄであり、離調周波数は１００ｋＨｚとした。ま
た、雑音は含まれない例である。この位相回転回路１０
１で位相が回転された、デジタル化されたＩ軸側ベース
バンド信号とＱ軸側ベースバンド信号は、位相回転回路
１０２において、オフセット周波数データに基づく局部
発振信号を与える複素ＮＣＯ回路１０３の出力信号によ
って周波数オフセットを与えられる。

【００４８】位相検出回路１０４では、位相回転回路１
０２で周波数オフセットを付加されたＩ軸側ベースバン
ド信号の振幅とＱ軸側ベースバンド信号の振幅とのアー
クタンジェントが演算されて位相差信号が生成される。
その位相差信号の例を図５に示す。

【００４９】位相検出回路１０４はアークタンジェント
の演算結果において第２象限と、第３象限に生じた結果
を１８０度、回転させて、第２象限を第４象限に、第３
象限を第１象限に重ねて、ＢＰＳＫ変調に起因する１８
０度の位相不確定性を排除する機能も有しているものと
する。また図５の例は、図４で示す例に５００ｋＨｚの
周波数オフセットを与えた例である。

【００５０】さらに、図５の例において、微調ＡＦＣブ
ロック１４の入力信号のＣＮ比が０ｄＢの場合について
図６に示す。図６に示すように、ＣＮ比が０ｄＢ程度ま
で低くなると、図５に見られる周期的波形の周期はほと
んど判別がつかないことが分かる。位相検出回路１０４
から出力される位相差信号は、第１自己相関演算回路１
０５に供給され、この第１自己相関演算回路１０５によ
って自己相関演算が行われる。その自己相関演算結果を
図７に示す。図７は、図６で示した位相差信号の自己相
関演算結果である。本実施の形態における自己相関演算
は有限のシンボル長に対して行うため、移動量が大きく
なるにつれ、積分期間が短くなり、相関係数は小さくな
っている。

【００５１】第１自己相関演算回路１０５の出力信号で
ある自己相関係数信号は積分回路１０６でアベレージ積
分方式などの時系列加算方式などを使用して、何回か積
分して雑音の影響が軽減される。図８は、８回の平均を
行って雑音の影響を軽減した例を示している。積分回路
１０６で雑音の影響が軽減された自己相関係数信号、あ
るいは、雑音の影響を軽減する前の第１自己相関演算回
路１０７の出力信号では、自己相関演算における移動量
ゼロの相関係数において、自己相関係数波形に生じてい
る周期波形の振幅に比べて大きなピークが生じている。
一般に、ガウス雑音のような不規則信号の自己相関係数
波形では、移動量ゼロの相関係数に大きなピークが生じ
て、それ以外の移動量では、相関係数が小さくなる。す
なわち、移動量ゼロの点における相関係数のピークは、
雑音成分に起因する部分が大きい。

【００５２】そこで、第２自己相関演算回路１０７にお
いて、積分回路１０６の出力信号である自己相関係数信
号は、まず、移動量ゼロの点のデータが削除され、残り
の部分の信号について自己相関演算が行われる。図９
は、図８の波形の信号を入力として第２自己相関演算回
路１０７から出力される自己相関係数波形を示してい
る。第２自己相関演算結果の自己相関係数波形は、第１
自己相関演算結果に比べ、周期波形成分が強調され、雑
音成分が抑制される。第２自己相関演算回路１０７の出
力信号は、第３自己相関演算回路１０８にて、第２自己
相関演算回路と同じ処理がなされ、さらに、雑音成分が
抑制されて出力される。図４〜図１０の例では、ＣＮ比
が０ｄＢ程度であるため、第２自己相関演算ですでに十
分に雑音が抑制されており、第２自己相関演算結果と第
３自己相関演算結果の間では大きな改善は見られない。

【００５３】図１０は、第３自己相関演算回路１０８の
出力信号の例を示している。第３自己相関演算回路１０
８から出力される高次の自己相関係数信号は、カウンタ
回路１０９において、その波形に現れる相関ピークの数
がカウントされ、そのカウント数に変換される。カウン
タ回路１０９から出力されたカウント数は、周波数デー
タ生成ＲＯＭ１１０で、カウント数に対応した周波数差
信号に変換される。周波数データ生成ＲＯＭ１１０から
出力された周波数差信号は、減算回路１１１で位相回転
回路１０２で付加された分のオフセット周波数データが
減算された後に複素ＮＣＯ回路１００に供給され、この
周波数差信号の値がゼロになるように、局部発振信号の
周波数を調整し、周波数差信号の値がゼロになった時点
で、局部発振信号の周波数を固定する。

【００５４】このように、この実施の形態によれば、微
調ＡＦＣ回路１４は、位相検出回路１０４に入力される
Ｉ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側ベースバンド信号に周
波数オフセットを与えることにより、周波数差の絶対値
は計測できるが、その極性が判定できない自己相関関数
方式でも所望の周波数より低い離調周波数を推定するこ
とができるとともに、自己相関演算を複数回繰り返し行
うことで、０ｄＢ程度の極めて低いＣＮ比の受信環境下
においても、確実に離調周波数を検出することができ
る。

【００５５】また、上述したように、この微調ＡＦＣ回
路１４によれば、一定時間間隔でキャリア再生に供する
基準信号期間または多値化数の少ないデジタル変調信号
期間を設けたデジタル変調信号を受信再生する際、ＣＮ
比が極めて低いときでも、間欠的に得られる位相、周波
数誤差情報を用いて広い周波数引き込み範囲で、安定的
にキャリア信号を再生し、デジタル変調信号に含まれて
いる情報を再生することができる。

【００５６】《他の実施の形態》図１１は、本発明によ
るＡＦＣ回路の他の実施の形態を示すブロック図であ
る。なお、図１に示したＡＦＣ回路と同一構成部分に
は、同一符号を付してその説明は省略する。

【００５７】図１に示した微調ＡＦＣ回路１４は、周波
数差補正部として、第３自己相関演算回路１０８から出
力される相関波形のピーク数をカウントするカウンタ回
路１０９を用いて、このカウント結果に基づき、入力信
号位相を回転させて周波数差をゼロにするようにした
が、図１１に示す微調ＡＦＣ回路１４は、カウンタ回路
１０９に代え周波数差補正部として、第３自己相関演算
回路１０８から出力される相関波形の平均周期を求める
周期検出回路１２０を設け、求められた平均周期に基づ
き、入力信号位相を回転させて周波数差をゼロにするよ
うにしたものである。

【００５８】すなわち、第３自己相関演算回路１０８か
ら出力される高次の自己相関係数信号は、周期検出回路
１２０において、その波形のゼロクロスの間隔、または
相関ピークの間隔の計測により相関波形の周期が検出さ
れ、周期データに変換される。周期検出回路１２０から
出力された周期データは、周波数データ生成ＲＯＭ１１
０で、周期データに対応した周波数データに変換され
る。そして、周波数データ生成ＲＯＭ１１０から出力さ
れた周波数差信号は、減算回路１１１で位相回転回路１
０２で付加された分のオフセット周波数データが減算さ
れた後に複素ＮＣＯ回路１００に供給され、この周波数
差信号の値がゼロになるように、局部発振信号の周波数
を調整し、周波数差信号の値がゼロになった時点で、局
部発振信号の周波数を固定する。

【００５９】このように構成することによっても、前述
した実施の形態と同様に、微調ＡＦＣ回路１４は、位相
検出回路１０４に入力されるＩ軸側ベースバンド信号、
Ｑ軸側ベースバンド信号に周波数オフセットを与えるこ
とにより、周波数差の絶対値は計測できるが、その極性
が判定できない自己相関関数方式でも所望の周波数より
低い離調周波数を推定することができるとともに、自己
相関演算を複数回繰り返し行うことで、０ｄＢ程度の極
めて低いＣＮ比の受信環境下においても、確実に離調周
波数を検出することができる。さらに、この微調ＡＦＣ
回路１４によれば、一定時間間隔でキャリア再生に供す
る基準信号期間または多値化数の少ないデジタル変調信
号期間を設けたデジタル変調信号を受信再生する際、Ｃ
Ｎ比が極めて低いときでも、間欠的に得られる位相、周
波数誤差情報を用いて広い周波数引き込み範囲で、安定
的にキャリア信号を再生し、デジタル変調信号に含まれ
ている情報を再生することができる。

【００６０】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｃ
Ｎ比が０ｄＢを下回るような、非常に低ＣＮ比の受信状
況においても、受信信号のキャリア周波数と、キャリア
再生回路における再生キャリア信号としての局部発振器
出力信号の周波数との間の周波数偏差を正確に推定で
き、推定した離調周波数情報を基に局部発振器の発振周
波数を制御することで、受信信号のキャリア周波数と、
再生キャリア信号の周波数を同一とするＡＦＣ機能を実
現できる。

【００６１】また、周期的に挿入された多値化数の少な
い変調期間を用いて、受信信号と、再生キャリア信号と
の位相差を検出し、得られた位相差情報を基にキャリア
再生を行うことに起因して発生する本来の周波数とは異
なる周波数に同期してしまう、いわゆる擬似同期現象を
回避することができ、安定で高精度なキャリア再生回路
および受信装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による多重自己相関関数方式の微調ＡＦ
Ｃ回路の実施の形態を示すブロック図である。

【図２】本発明による受信装置の実施の形態を示すブロ
ック図である。

【図３】本発明によるＡＦＣ回路、キャリア再生回路お
よび受信装置で使用されるデジタル伝送信号のフォーマ
ット例を模式的に示す説明図である。

【図４】図１の微調ＡＦＣ回路における、位相回転回路
１０１から出力されるＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側
ベースバンド信号からアークタンジェントを計算し、さ
らにＢＰＳＫ変調による位相不確定性を除去するため、
位相面の第２，第４象限を１８０度回転させ、第１，第
３象限に重ね合わせて得られた位相差信号の一例（シン
ボル周波数は２０．００Ｍｂａｕｄで離調周波数は１０
０ｋＨｚ）を示す説明図である。

【図５】図４に示す位相差を持つ信号について、位相回
転回路１０２によって、周波数オフセットを付加された
後、位相検出回路にてＩ軸側ベースバンド信号、Ｑ軸側
ベースバンド信号からアークタンジェントを計算し、さ
らにＢＰＳＫ変調による位相不確定性除去後の位相差信
号の一例（オフセット周波数５００ｋＨｚ）を示す説明
図である。

【図６】受信信号のＣＮ比が０ｄＢの場合の図５の位相
差信号の一例を示す説明図である。

【図７】図６の位相差信号を入力信号として、第１自己
相関演算回路の出力信号である自己相関係数波形の一例
を示す説明図である。

【図８】図７に示すような、第１自己相関演算回路の出
力信号である自己相関係数波形について、積分回路の出
力信号である、複数フレームに渡って平均化し、ノイズ
を軽減した自己相関係数波形の一例（８フレーム平均）
を示す説明図である。

【図９】図８に示した自己相関係数波形に対し第２自己
相関演算回路において、ピークを生じている移動量ゼロ
の点のデータを除外し、さらに自己相関演算を行った結
果の第２自己相関係数波形の一例を示す説明図である。

【図１０】図９に示した第２自己相関係数波形に対し第
３自己相関演算回路にて得られた第３自己相関係数波形
の一例を示す説明図である。

【図１１】本発明による多重自己相関関数方式の微調Ａ
ＦＣ回路の他の実施の形態を示すブロック図である。

【符号の説明】

１ 受信回路（受信装置） ２ アンテナ ３ ＯＤＵ ４ 粗調ＡＦＣブロック ５ 微調ＡＦＣブロック ６ ＡＰＣブロック ７ スイープジェネレータ回路（キャリア再生回路） ８ 直交復調回路 ９ ナイキストフィルタ回路 １０ ナイキストフィルタ回路 １１ Ａ／Ｄ変換回路 １２ Ａ／Ｄ変換回路 １３ フレーム同期検出回路 １４ 微調ＡＦＣ回路 ２０ 複素ＮＣＯ回路（ＡＦＣ回路、キャリア再生回
路、周波数差補正部） ２１ 位相制御用位相回転回路 ２２ 位相検出回路 ２３ フィルタ回路 １００ 複素ＮＣＯ回路 １０１ 位相回転回路 １０２ 位相回転回路 １０３ 複素ＮＣＯ回路 １０４ 位相検出回路 １０５ 第１自己相関演算回路 １０６ 積分回路（平均化処理部） １０７ 第２自己相関演算回路 １０８ 第３自己相関演算回路 １０９ カウンタ回路 １１０ 周波数データ生成ＲＯＭ １１１ 減算回路 １２０ 周期検出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−200081（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−22030（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−32507（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−33752（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−125705（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−224420（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−98432（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H04L 7/00

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２つの入力信号間の周波数差を検出し、
   この検出結果に基づき、前記各入力信号間の周波数差を
   ゼロにするＡＦＣ回路において、 前記入力信号間の位相差を検出し、この位相差信号波形
   に現れる周期波形の自己相関を演算する第１自己相関演
   算部と、 前記第１自己相関演算部から出力される自己相関波形を
   複数フレームに渡って平均化する平均化処理部と、 前記平均化処理部から出力される波形の一部の期間を抽
   出し、抽出した波形の自己相関を演算する第２自己相関
   演算部と、 前記第２自己相関演算部から出力される信号を入力し
   て、前記第２自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接
   続されたｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関演算部
   と、 前記第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の
   最終段の自己相関演算部から出力される相関波形のピー
   ク数をカウントし、このカウント結果に基づき、前記入
   力信号位相を回転させて、前記入力信号間の周波数差を
   ゼロにする周波数差補正部と、 を備えたことを特徴とするＡＦＣ回路。
2. 【請求項２】 ２つの入力信号間の周波数差を検出し、
   この検出結果に基づき、前記各入力信号間の周波数差を
   ゼロにするＡＦＣ回路において、 前記入力信号間の位相差を検出し、この位相差信号波形
   に現れる周期波形の自己相関を演算する第１自己相関演
   算部と、 前記第１自己相関演算部から出力される自己相関波形を
   複数フレームに渡って平均化する平均化処理部と、 前記平均化処理部から出力される波形の一部の期間を抽
   出し、抽出した波形の自己相関を演算する第２自己相関
   演算部と、 前記第２自己相関演算部から出力される信号を入力し
   て、前記第２自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接
   続されたｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関演算部
   と、 前記第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の
   最終段の自己相関演算部から出力される相関波形の平均
   周期に基づき、前記入力信号位相を回転させて、前記入
   力信号間の周波数差をゼロにする周波数差補正部と、 を備えたことを特徴とするＡＦＣ回路。
3. 【請求項３】 受信信号を直交復調して得られるＩ軸側
   ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号よりキャ
   リア信号を再生するキャリア再生回路において、 再生キャリア信号によって受信信号を直交復調して得ら
   れた前記Ｉ軸側ベースバンド信号、前記Ｑ軸側ベースバ
   ンド信号より再生キャリア信号と受信信号の位相差を検
   出し、この位相差信号波形に現れる周期波形の自己相関
   を演算する第１自己相関演算部と、 前記第１自己相関演算部から出力される自己相関波形を
   複数フレームに渡って平均化する平均化処理部と、 前記平均化処理部から出力される波形の一部の期間を抽
   出し、抽出した波形の自己相関を演算する第２自己相関
   演算部と、 前記第２自己相関演算部から出力される信号を入力し
   て、前記第２自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接
   続されたｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関演算部
   と、 前記第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の
   最終段の自己相関演算部から出力される相関波形のピー
   ク数をカウントし、このカウント結果に基づき、前記入
   力信号位相を回転させて、前記入力信号間の周波数差を
   ゼロにする周波数差補正部と、 を備えたことを特徴とするキャリア再生回路。
4. 【請求項４】 受信信号を直交復調して得られるＩ軸側
   ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号よりキャ
   リア信号を再生するキャリア再生回路において、 再生キャリア信号によって受信信号を直交復調して得ら
   れた前記Ｉ軸側ベースバンド信号、前記Ｑ軸側ベースバ
   ンド信号より再生キャリア信号と受信信号の位相差を検
   出し、この位相差信号波形に現れる周期波形の自己相関
   を演算する第１自己相関演算部と、 前記第１自己相関演算部から出力される自己相関波形を
   複数フレームに渡って平均化する平均化処理部と、 前記平均化処理部から出力される波形の一部の期間を抽
   出し、抽出した波形の自己相関を演算する第２自己相関
   演算部と、 前記第２自己相関演算部から出力される信号を入力し
   て、前記第２自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接
   続されたｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関演算部
   と、 前記第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の
   最終段の自己相関演算部から出力される相関波形の平均
   周期に基づき、前記入力信号位相を回転させて、前記入
   力信号間の周波数差をゼロにする周波数差補正部と、 を備えたことを特徴とするキャリア再生回路。
5. 【請求項５】 受信信号を直交復調して得られるＩ軸側
   ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号とに基づ
   き、キャリア信号を再生するとともに、前記Ｉ軸側ベー
   スバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号とを復号して
   情報を再生する受信装置において、 基準信号期間または多値化数の少ない変調信号期間に、
   周波数非同期状態になっているとき、受信信号の位相変
   化を観測して得られる位相変化曲線に現れる周期波形の
   自己相関を演算する第１自己相関演算部と、 前記第１自己相関演算部から出力される自己相関波形を
   複数フレームに渡って平均化する平均化処理部と、 前記平均化処理部から出力される波形の一部の期間を抽
   出し、抽出した波形の自己相関を演算する第２自己相関
   演算部と、 前記第２自己相関演算部から出力される信号を入力し
   て、前記第２自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接
   続されたｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関演算部
   と、 前記第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の
   最終段の自己相関演算部から出力される相関波形のピー
   ク数をカウントし、このカウント結果より離調周波数を
   推定し、この推定動作で得られる離調周波数情報に基づ
   き、再生キャリア周波数を制御する制御部と、 を備えたことを特徴とする受信装置。
6. 【請求項６】 請求項５に記載の受信装置において、 キャリア信号を再生するのに供せられる前記Ｉ軸側ベー
   スバンド信号と、前記Ｑ軸側ベースバンド信号に予め位
   相回転を与えることで信号周波数にオフセットを付加
   し、前記周波数オフセットを付加したＩ軸側ベースバン
   ド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号から受信信号の位相
   変化を観測することにより、所望の周波数に対する、前
   記第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の最
   終段の自己相関演算部から出力される相関波形のピーク
   数にオフセットを与え、所望の周波数より低い離調周波
   数を推定することを特徴とする受信装置。
7. 【請求項７】 受信信号を直交復調して得られるＩ軸側
   ベースバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号とに基づ
   き、キャリア信号を再生するとともに、前記Ｉ軸側ベー
   スバンド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号とを復号して
   情報を再生する受信装置において、 基準信号期間または多値化数の少ない変調信号期間に、
   周波数非同期状態になっているとき、受信信号の位相変
   化を観測して得られる位相変化曲線に現れる周期波形の
   自己相関を演算する第１自己相関演算部と、 前記第１自己相関演算部から出力される自己相関波形を
   複数フレームに渡って平均化する平均化処理部と、 前記平均化処理部から出力される波形の一部の期間を抽
   出し、抽出した波形の自己相関を演算する第２自己相関
   演算部と、 前記第２自己相関演算部から出力される信号を入力し
   て、前記第２自己相関演算部と同じ処理を行う、縦続接
   続されたｎ個（ｎは０または自然数）の自己相関演算部
   と、 前記第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の
   最終段の自己相関演算部から出力される相関波形の平均
   周期より離調周波数を推定し、この推定動作で得られる
   離調周波数情報に基づき、再生キャリア周波数を制御す
   る制御部と、 を備えたことを特徴とする受信装置。
8. 【請求項８】 請求項７に記載の受信装置において、 キャリア信号を再生するのに供せられる前記Ｉ軸側ベー
   スバンド信号と、前記Ｑ軸側ベースバンド信号に予め位
   相回転を与えることで信号周波数にオフセットを付加
   し、前記周波数オフセットを付加したＩ軸側ベースバン
   ド信号と、Ｑ軸側ベースバンド信号から受信信号の位相
   変化を観測することにより、所望の周波数に対する、前
   記第１自己相関演算部を含む複数の自己相関演算部の最
   終段の自己相関演算部から出力される相関波形の平均周
   期にオフセットを与え、所望の周波数より低い離調周波
   数を推定することを特徴とする受信装置。