JP3388754B2 - バーストで送信された信号の受信と検索の方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 I.発明の分野 本出願は、「拡散スペクトルマルチプルアクセス通信
システムのための多重パス検索処理装置」の名称の、出
願日1994年９月30日の、係属中の米国特許出願番号08/3
16,177号の、部分的継続出願である。本発明は、一般的
に、拡散スペクトル通信システムに関し、より具体的に
は、セルラ電話通信システムの中の信号処理に関する。

II.関連技術の説明 セルラ電話通信システム、個人通信システムと無線地
域ループ・システムのような無線電話システムの中で、
多くのユーザーは、無線電話システムと交信するために
無線チャンネル上で通信する。無線チャンネル上の通信
は、限られた周波数のスペクトルの中で、多数のユーザ
ーが利用できる種々のマルチプルアクセス技術の一つで
ある可能性がある。これ等のマルチプルアクセス技術
は、時分割マルチプルアクセス、周波数分割マルチプル
アクセス（FDMA）、と符号分割マルチプルアクセス（CD
MA）とから成る。CDMA技術は、多くの利点を有し、該シ
ステムの例は、“衛星あるいは地上中継装置を使用す
る、拡散スペクトルマルチプルアクセス通信システム”
の名称の、1990年２月13日に、K.Gilhousen他に与えら
れ、本発明の譲受人に譲渡され、本出願の中で引用で組
み込まれている、米国特許第4,901,307号の中で説明さ
れている。

該特許の中で、マルチプルアクセス技術は、各々がト
ランシーバを有する多数の移動電話システムのユーザー
が、CDMA拡散スペクトル通信信号を使用する衛星中継装
置あるいは地上基地局を経由して交信する場合を開示し
ている。CDMA通信を使用するに当たって、周波数スペク
トルを再利用された多重時間を利用することができるの
で、システム内のユーザーの容量を増加させることがで
きる。

米国特許第4,901,307号の中で開示されているCDMA変
調技術は、衛星あるいは地上チャンネルを利用する通信
システムの中で使用されている狭域帯変調技術と比較し
て、多くの利点を提供している。地上チャンネルには、
特に多重パス信号に関する通信システム上での独特の問
題がある。CDMAの技術を利用することで、例えばフェー
ジングのような多重パスの悪影響を最少限度に抑える一
方で、該技術の利点を最大限に発揮させて地上チャンネ
ルの独特の問題を克服できる。

米国特許第4,901,307号で開示されているCDMA技術
は、遠隔単位衛星通信の中のリンクの双方向に対してコ
ヒーレント変調と復調の使用を想定している。従って、
該特許の中に開示されているものは、衛星から遠隔装置
リンクと基地局から遠隔装置リンクに対する、コヒーレ
ント位相基準値としての搬送信号のパイロットしての使
用である。しかし、地上のセルラ環境の中では、多重パ
スのフェージングの激しさが、チャンネルの位相の中断
を生み、また同時に、遠隔装置からのパイロット搬送信
号を送信するのに必要な電力は、遠隔装置から基地局へ
のリンクのためのコヒーレント復調技術の利用を妨げ
る。“CDMAセルラ電話システムの中で信号波形を作り出
すためのシステムと方法」の名称の、1990年６月25日に
発行され、本発明の譲受人に譲渡され、開示事項が引用
で組み込まれている、米国特許第5,103,459号は、非コ
ヒーレント変調と復調技術をを利用して、遠隔装置から
基地局へのリンクの中の多重パスの悪影響を克服する手
段を提供している。

CDMAセルラ電話システムの中で、全ての基地局で同じ
周波数帯を通信に使用できる。基地局の受信機で、現場
経路の線と建物に反射したもう一つの経路のような分離
できる多重パスは、向上されたモデムの性能のために組
み合わされたダイバーシティーとすることができる。処
理利得を作り出すCDMA波形の特性は、また同じ周波数帯
を占める信号と識別するのに使用される。更に、経路の
遅れの差がPNチップ継続時間を超えることを条件とし
て、高速擬似ノイズ（PN）変調で、同じ信号の多数の異
なる伝搬経路を分離することができる。約1MHzの速度の
PNチップが、CDMAシステムの中に使用されている場合
は、拡散周波数帯の幅のシステム・データ伝送速度に対
する比と等しい全拡散スペクトル処理利得を、１マイク
ロ秒以上異なる遅れを有する経路に対して使用すること
ができる。１マイクロ秒の経路の遅れ差分は、約300メ
ートルの経路の距離の差分に対応する。都会の環境は、
一般的に１マイクロ秒以上の差分経路遅れを作り出す。

地上チャンネルの多重パス特性は、受信機を進行する
複数の独特の伝搬経路を有する信号を作り出す。多重チ
ャンネルの一つの特性は、チャンネルを経由して送信さ
れる信号の中の時間の広がりである。例えば、理想的な
インパルスが多重パスチャンネル上で送信された場合、
受信された信号は、パルスの流れのようになる。多重パ
スチャンネルのもう一つの特性は、チャンネルを経由す
る各経路が、それぞれ異なる減衰要素の原因となる可能
性があることである。例えば、理想的なインパルスが多
重チャンネル上で送信された場合、受信されたパルスの
流れの各パルスは、一般的に、他の受信されたパルスと
は異なる信号強度を有する。更に別の多重パスチャンネ
ルの特性はチャンネルを通して各々のパスが信号上で異
なる位相を生じさせうるということである。例えば、理
想的なインパルスが多重チャンネル上で送信された場
合、受信されたパルスの流れの各パルスは、一般的に、
他の受信されたパルスとは異なる信号位相を有する。

無線チャンネルの中では、多重パスは、例えば、建
物、樹木、車両、と人のような、環境の中の障害物から
の信号の反射により作られる。一般的に、無線チャンネ
ルは、多重パスを作り出す構造物の相対的な動きによる
時間の変化する多重パスチャンネルである。例えば、理
想的なインパルスが、時間の変化する多重パスチャンネ
ル上で送信された場合、受信されたパルスの流れは、理
想的なインパルスが送信された時間と相関関係を持って
時間の場所、減衰と位相で変化する。

チャンネルの多重パス特性は、信号のフェージングに
現れる可能性がある。フェージングは、多重パスチャン
ネルの位相合わせ特性の結果である。フェージングは、
マルチパス・ベクトルが破壊的に加わって、何れの個々
のベクトルより小さい受信された信号を作りだしたとき
に起こる。例えば、サイン波が、一番目のパスが減衰係
数のXdB、Θラジアンの移相時間遅れのδを有し、二番
目のパスが減衰係数のXdB、Θ＋πのラジアンの移相時
間遅れのδを有する、２個のパスを有する多重パスチャ
ンネルを経由して送信された場合、チャンネルの出力側
では、全く受信されない。

在来の無線電話システムで使用されているアナログFM
変調のような狭域周波数帯変調システムでは、無線チャ
ンネル内の多重パスの存在は、結果として深刻な多重パ
ス・フェージングを生ずる。しかし、広域周波数帯CDMA
に就いて前記で指摘されているとおり、復調過程で、異
なるパスを識別することができる。この識別は、多重パ
ス・フェージングの過酷さを大幅に減少させるばかりで
なく、CDMAに利点を提供する。

ダイバーシティーは、フェージングの悪影響を最小限
度に抑える取り組みの一つである。従って、システムが
フェージングを減らせることができるような一部のダイ
バーシティーの形式が提供されることが望ましい。ダイ
バーシティーには主に三つのタイプがある：即ち、時間
ダイバーシティー、周波数ダイバーシティーと空間／パ
スダイバーシティーである。

時間ダイバーシティーは、反復、時間インターリーブ
（交互配置）とまた冗長度を導入するエラー修正と検出
符号化の使用で最も良く得ることができる。本発明を構
成しているシステムは、時間ダイバーシティーの一つの
形態としてこれ等の技術の各々に使用することができ
る。

その固有の広域周波数体の性質により、CDMAは、信号
エネルギーを広い周波数帯にわたって拡散することで、
周波数ダイバーシティーの形態を提供する。従って、周
波数選択性フェージングは、CDMAの信号周波数帯のほん
の一部にしか影響を与えない。

空間とパスのダイバーシティーは、２箇所あるいはそ
れ以上の局を経由する遠隔装置から同時リンクを経由し
て信号パスを提供し、また単一の基地局で、２本あるい
はそれ以上の間隔を置いたアンテナ・エレメントを使用
することで得られる。更に、パス・ダイバーシティー
は、前記で解説されている通り、個々に受信され処理さ
れる、異なる伝搬遅れで信号を到着させることによる拡
散スペクトル処理を通しての多重パス環境を活用するこ
とで得られる。パス・ダイバーシティーの例は、何れも
本発明の譲受人に譲渡された、1992年３月21日に発行さ
れた、“CDMAセルラ電話システムの中のソフト・ハンド
オフ”の名称の、米国特許番号第5,101,501号とまた199
2年４月28日に発行された、“CDMAセルラ電話システム
の中のダイバーシティー受信機”の名称の、米国特許番
号第5,109,390号の中で示されている。

フェージングの悪影響は、更に、送信出力を制御する
ことでCDMAシステムの中である程度まで制御できる。基
地局と遠隔装置の出力制御のためのシステムは、本発明
の譲受人に譲渡された、1991年10月８日に発行された、
“CDMAセルラ移動電話システムの中の送信出力を制御す
るための方法と装置”の名称の、米国特許番号第5,056,
109号の中で開示されている。

米国特許第4,901,307号の中で開示されている様なCDM
Aの技術は、異なるPNシーケンスが割り当てられている
各遠隔装置ユーザーでの比較的長いPNシーケンスの使用
を想定している。ゼロ以外の経常的桁送りに対する異な
るPNシーケンスとPNシーケンスの自己相関との間の相関
関係は、双方がゼロに近い平均値を持っているので、受
信したときユーザーの異なる信号を識別できる。（自己
相関と相関関係は、ゼロ平均値を得るために、“1"から
得る論理“0"と“−1"から得る論理“1"あるいは同様の
マッピングを必要とする。） しかし、該PN信号は、直交配列ではない。相関関係
は、シーケンス長全部にわたって必ずゼロに平均となる
が、情報ビット時間のような短い時間間隔に対しては、
相関関係は、二項分布の確率変数である。従って、信号
は、それがあたかも同じ電力スペクトル密度に於ける広
域周波数帯ガウス・ノイズであるかのような極めて似た
方法で相互干渉する。従って、他のユーザーの信号、あ
るいは相互干渉ノイズは、最終的に達成可能な容量を制
限する。

ｎの全ての電力２に対する、各長さｎの直交二進シー
ケンスの一組のｎを構成することができることは公知の
技術である。S.W.Golomb他、Prentice−Hall,Inc.1964
年、頁45−64の「空間応用デジタル通信」を参照。事
実、直交二進シーケンスのセットが、大部分の長さが４
の倍数であり200以下であることがまた知られている。
作り出すことが容易であるこのシーケンスの集合は、ま
たアダマールマトリックスとして知られているウォルシ
ュ関数と呼ばれる。

ウォルシュ関数の順序ｎは、帰納的に次のように定義
することができる： ここで,W'は、Ｗ、とＷ（１）＝|0|の論理的補数示して
いる。従って、次の通りとなる、 ウォルシュ記号、シーケンスあるいは符号は、ウォル
シュ関数マトリックスの行の一つである。ウォルシュの
順序ｎには、各々が長さｎの、ウォルシュ・チップのシ
ーケンスｎが含まれている。各ウォルシュ符号は、ウォ
ルシュ符号がある行に対応するウォルシュ指数が数（１
からｎまで）を指す対応するウォルシュ指数を有してい
る。例えば、上記のｎ＝８ウォルシュ関数マトリックス
に対して、全てゼロの行は、ウォルシュ指数１に対応
し、ウォルシュ符号０、０、０、０、１、１、１、１は
ウォルシュ指数５に対応する。

ウォルシュ関数マトリックスの順序ｎ（また他の長さ
ｎの直交関数）は、ビットｎの間隔にわたって、全ての
セットの中の全ての個となるシーケンスの間の相関関係
がゼロである特性を有する。これは、各シーケンスが他
の各々のシーケンスと丁度ビットの半分異なることに注
目することで理解できる。常にすべてゼロを含む１個の
シーケンスがあることと、また他の全てのシーケンスが
半分１で半分０を含んでいることに注意しなければなら
ない。半分１で半分０の代わりに全て論理ゼロから成る
ウォルシュ記号は、ウォルシュ・ゼロ記号と呼ばれる。

遠隔装置から基地局への逆のリンク・チャンネル上で
は、位相基準値を提供するパイロット信号は存在しな
い。従って、低いEb/No（ビット当りエネルギー／ノイ
ズ電力密度）を有するフェージングチャンネル上の高品
質のリンクを提供する方法が必要である。逆リンク上の
ウォルシュ関数変調は、64ウォルシュ符号にマッピング
された６符号シンボルのセットにわたってコヒーレント
を有する64進法の変調の得る簡単な方法である。地上チ
ャンネルの特性は、位相の変化速度が比較的低いという
ことである。従って、チャンネル上の位相の変化の速度
と比較して短いウォルシュ符号長を選択することで、一
つのウォルシュ符号の長さにわたるコヒーレント復調は
可能である。

逆リンク・チャンネル上では、ウォルシュ符号は、遠
隔装置から送信される情報により決定される。例えば、
３ビット情報記号は、上記に記載されている８シーケン
スのＷ（８）にマッピングすることができる。ウォルシ
ュの符号化された記号の元の情報符号の概算への“逆マ
ッピング”は、高速アマダール変換（FHT）受信機の中
で達成することができる。好ましい“逆マッピング”あ
るいは選択処理は、できるだけ近い復号を行うためのデ
コーダに提供することができるソフト決定データを作り
出す。

FHTは、“逆マッピング”を実行するのに使用され
る。FHTは、可能なウォルシュ・シーケンスの各々を有
する受信されたシーケンスと相関関係を有する。ソフト
決定データとしての長さで作られた最も近い相関関係値
を選択するらめに、選択回路が使用される。

ダイバーシティーの拡散スペクトル受信機あるいは
“レーキ”受信機設計は、フェージングの影響を最小限
度に抑える多重データ受信機から成る。一般的に、各デ
ータ受信機は、多重アンテナの使用を通して、かあるい
はチャンネルの多重パスの特性により、異なるパスを進
行した信号を復調するために割り当てられる。直交信号
発信方法で変調された信号の復調の中で、各データ受信
機は、各々がFHTを使用する可能なマッピング値を有す
る受信された信号と相関関係を有する。各データ受信機
のFHTの出力は結合されてから、選択回路が、復調され
たソフト決定符号を作り出すための最も大きな結合され
たFHT出力を基礎とする、最も近い相関関係値を選択す
る。

米国特許第5,103,459号に記載されたシステムでは、
呼び出し信号は、その時にレート1/3順方向エラー訂正
エンコーダによって28,800シンボル／秒の出力ストリー
ムに変換される9600ビット／秒の情報源として始まる。
これらのシンボルは、4800のウォルシュ記号／秒を形成
するために１度に６つにグループ化され、各ウォルシュ
記号は、音長が64のウォルシュチップである64の直交ウ
ォルシュ関数の中の１つを選択する。ウォルシュチップ
は、ユーザに特有なPNシーケンス発生器で変調される。
その時、ユーザに特有なPN変調データは、それの中の１
つが同相（Ｉ）チャネルPNシーケンスで変調され、それ
の１つが直角位相（Ｑ）チャネルPNシーケンスで変調さ
れる２つの信号に分割される。Ｉチャネル変調およびＱ
チャネル変調の両方は、ウォルシュチップ当たりのPNチ
ップに1.2288MHzのPN拡散レートを与える。Ｉ変調デー
タおよびＱ変調データは、通信するために結合されたオ
フセット直角位相シフトキーイング（OQPSK）である。

上記で参照された米国特許第4,901,307号に記載され
たCDMAセルラーシステムでは、各基地局は、限られた地
理上の領域にカバレージを与え、そのカバレージ領域内
の遠隔装置をセルラーシステム交換器を介して公衆電話
交換網（PSTN）に結合する。遠隔装置が新しい基地局の
カバレージ領域に移動する場合、ユーザの呼び出しの経
路割り当ては新しい基地局に転送される。基地局−遠隔
装置間の信号伝送経路は順方向リンクと呼ばれ、遠隔装
置−基地局間の信号伝送経路は逆方向リンクと呼ばれ
る。

前述のように、PNチップ間隔は、結合されるために２
つのパスが有しなければならない最小分離を規定する。
別個のパスを復調することができる前に、受信信号にお
けるパスの相対到達時間（あるいはオフセット）は、最
初に決定されねばならない。チャネルエレメントモデム
は、一連の可能性のあるパスオフセットによって“探
索”し、各可能性のあるパスオフセットで受信されたエ
ネルギーを測定することによってこの機能を実行する。
可能性のあるオフセットに関連したエネルギーが所定の
閾値を超えるならば、信号復調エレメントはそのオフセ
ットに割り当てられる。このパスオフセットにある信号
は、そのそれぞれのオフセットで他の復調エレメントの
助力で加算することができる。サーチャ復調エレメント
エネルギーレベルに基づいた復調エレメントの割り当て
方法および装置は、本発明の譲受人に譲渡され、1993年
10月28日に出願された名称が「多重信号を受信できるシ
ステムにおける復調エレメント割り当て」である同時係
属の米国特許出願第08/144,902号に開示されている。ダ
イバーシティー受信機あるいはレイク受信機は、全ての
パスは結合信号が減少される前に一緒に衰えなければな
らないために、活発なディジタルリンクを提供する。

図１は、単一の遠隔装置から基地局に到達する典型的
な信号セットを示している。垂直軸は、デシベル（dB）
スケールの受信電力を示している。水平軸は、多重パス
遅延による信号の到達時間の遅延を示している。ページ
に通じる軸（図示せず）は時間のセグメントを示してい
る。ページの共通面の各信号スパイクは、異なる時間に
遠隔装置によって通信されるが，共通時間に到達する。
異なる時間に遠隔装置によって通信される。共通面にお
いて、右側のピークは、左側のピークよりも早い時間に
遠隔装置によって通信される。例えば、最も左側のピー
クスパイク２は、最新の通信信号に相当する。各信号ス
パイク２〜７は、異なるパスを移動するので、異なる時
間遅れおよび異なる振幅応答を示す。スパイク２〜７に
よって示された６つの異なる信号スパイクは厳しい多重
パス環境を示している。典型的な都市環境はより少ない
使えるパスを生じる。システム雑音の最低限度は、より
低いエネルギーレベルを有するピークおよびディップに
よって示される。サーチャエレメントの務めは、可能性
のある復調エレメント割り当てに対する信号スパイク２
〜７の水平軸によって測定されるような遅延を識別する
ことにある。復調エレメントの務めは、結合するための
多重パスピークのセットを単一の出力に復調することに
ある。そのうちには移動できるようなこのピークを追跡
することも、多重パスピークに一度割り当てられた復調
エレメントの務めである。

水平軸は、PNオフセットの単位を有するものとみなす
こともできる。任意の所与の時間で、基地局は、その各
々が異なるパスを移動し、他のものと異なる遅延を有す
ることができるいろいろな信号を単一の遠隔装置から受
信する。遠隔装置の信号はPNシーケンスで変調される。
PNシーケンスのコピーは基地局でも発生される。基地局
で、各多重パスは、そのタイミングに整列されたPNシー
ケンスコードで個別に復調される。水平軸座標は、この
座標の信号を復調するために使用されるPNコードオフセ
ットに対応するものとみなすことができる。

多重パスピークの各々は各多重パスピークの一様でな
い尾根によって示されるような時間の関数として振幅が
変化することに注目されたい。示された制限時間では、
多重パスピークにはいかなる主要な変化もない。より拡
大された時間範囲にわたって、多重パスピークは消え、
新しいピークが時間が進むにつれて形成される。このピ
ークは、遠隔装置が基地局のカバレージ領域内の付近を
移動する時にパス距離が変化するようなオフセットにも
遅かれ早かれ低下できる。各復調エレメントは、それに
割り当てられた小さい信号の変動を追跡する。探索処理
の務めは、基地局によって受信されるような現在の多重
パス環境の記録を生成することにある。

典型的な無線電話通信方式では、遠隔装置送信機は、
可変速度フォーマットの音声情報符号化されるボコーダ
処理システムを使用できる。例えば、データレートは、
音声操作の切れ目により低下することができる。より低
いデータレートは、遠隔装置通信によって引き起こされ
る他のユーザに対する混信のレベルを減少する。受信機
で、その他の受信機に関連して、ボコーダ処理システム
は音声情報を再構成するために使用される。音声情報に
加えて、非音声情報のみあるいは２つの混合が遠隔装置
によって通信される。

この環境での用途に適しているボコーダは、1994年12
月23日に出願され、本発明の譲受人に譲渡された名称が
「可変速度ボコーダ」の同時係属の米国特許出願第08/3
63,170号に記載されている。このボコーダは、20ミリ秒
（ms）フレームの間の音声操作に基づいて、４つの異な
る速度、例えば、約8,000ビット／秒（bps）、4,000bp
s、2,000bpsおよび1,000bpsの音声情報符号化データの
ディジタルサンプルから生成する。ボコーダデータの各
フレームは、9,600bps、4,800bps、2,400bpsおよび1,20
0bpsのデータフレームのようなオーバーヘッドビットで
フォーマット化される。9,600bpsのフレームに相当する
最高速度データフレームは“全速度”フレームと呼ば
れ、4,800bpsのデータフレームは“1/2速度”フレーム
と呼ばれ、2,400bpsのデータフレームは“1/4速度”フ
レームと呼ばれ、1,200bpsのデータフレームは“1/8速
度”フレームと呼ばれる。符号化処理あるいはフレーム
フォーマッティング処理のいずれでも速度情報はデータ
に含まれていない。遠隔装置が全速度よりも小さい速度
でデータを通信する時に、遠隔装置通信信号のデューテ
ィサイクルはデータ速度と同じである。例えば、1/4速
度の信号は、遠隔装置から1/4時間のみ通信される。他
の3/4時間中、いかなる信号も遠隔装置から通信されな
い。

遠隔装置はデータバーストランダム化器を含んでい
る。データバーストランダム化器は、どの時間中に遠隔
装置が通信し、どの時間中に遠隔装置が所与の通信信号
のデータ速度、遠隔装置に固有な識別番号、および時刻
を通信しないかを決定する。全速度よりも小さい速度で
操作される場合、遠隔装置内のデータバーストランダム
化器は、伝送バースト内にアクティブ時限を疑似ランダ
ムに分配する。対応するデータバーストランダム化器は
基地局内にも含まれるので、基地局は時刻および遠隔装
置に固有な識別番号に基づいて疑似ランダム分配を再作
成できるが、基地局は、推測的に、通信信号のデータ速
度に気づかない。

1/8速度時限は、いわゆる相応の時限群を決定する。1
/4速度で作動する遠隔装置は、相応の群時限および他の
疑似ランダム分配期間セット中に通信する。全速度で作
動する遠隔装置は連続して通信する。このように、通信
信号のデータ速度に関係なく、相応の群に対応する時限
は、対応する遠隔装置が信号を通信する時に対応するの
は確実である。データバーストランダム化器の更なる詳
細は、1994年８月16日に出願され、本発明の譲受人に譲
渡された名称が「データバーストランダム化器」の同時
係属米国特許出願第08/291,647号に記載されている。

実際の音声伝送データのためのシステム資源を保持す
るために、遠隔装置は各フレームに対するレートを通信
しない。したがって、受信機は、受信機関連ボコーダが
音声情報を適切に再構成できるようにデータが受信信号
に基づいて符号化され、通信される速度を決定しなけれ
ばならない。バーストデータが送信機から速度情報を受
信しないで符号化された速度を測定する方法は、1994年
４月26日に出願され、本発明の譲受人に譲渡された名称
が「通信受信機の通信可変速度のデータ速度を測定する
方法および装置」の同時係属の米国特許出願第08/233,5
70号に開示されている。上記の特許出願に開示されてい
るデータ速度の測定方法は、信号が受信された後に実行
されるので、データ情報は探索処理中に使用可能でな
い。

基地局で、各個別遠隔装置の信号は受信された呼び出
し信号の全体から識別されねばならない。基地局で受信
された遠隔装置の信号を復調するシステムおよび方法
は、例えば、米国特許第5,103,459号に開示されてい
る。図２は、米国特許第5,103,459号に記載された、逆
方向リンクの遠隔装置信号を復調する基地局装置のブロ
ック図である。

典型的な従来の基地局は、複数の別個のサーチャエレ
メントおよび復調エレメントを備えている。サーチャエ
レメントおよび復調エレメントはマイクロプロセッサに
よって制御される。この典型的な実施例では、高システ
ム収容能力を保持するために、システムの各遠隔装置は
パイロット信号を通信しない。逆方向リンク上にパイロ
ット信号がないことによって、遠隔装置信号が受信でき
る全ての可能な時間オフセットの調査を行うのに必要な
時間は増加する。一般的には、パイロット信号は、トラ
フィックで生じる信号よりも高出力で通信されるので、
受信トラフィックチャネル信号に比較して受信パイロッ
ト信号の信号対雑音比は増加する。それに反して、理想
的には、各遠隔装置は、あらゆる他の遠隔装置から受信
された出力レベルに等しい出力レベルで到達するので、
低い信号対雑音比を有する逆方向リンク信号を通信す
る。さらに、パイロットチャネルは既知のデータシーケ
ンスを通信する。パイロット信号がない場合、探索処理
はどのデータが通信できたかの全ての可能性を調べなけ
ればならない。

図２は、典型的な従来の基地局の実施例を示してい
る。図２の基地局は、CDMA逆方向リンク遠隔装置信号14
を受信する１つ以上のアンテナ12を有する。一般的に
は、都市基地局のカバレージ領域はセクタと呼ばれる３
つのサブ領域に分割される。セクタ当たり２つのアンテ
ナに関しては、典型的な基地局は全部で６つの受信アン
テナを有している。受信信号は、受信信号のＩチャネル
およＱチャネルを量子化し、これらの信号を信号線18を
介してチャネルエレメントモデム20に通信するアナログ
受信機16によってベースバンドにダウン変換される。典
型的な基地局は、チャネルエレメントモデム20のような
多重チャネルエレメントモデム（図２に図示せず）を備
えている。各チャネルエレメントモデム20は単一ユーザ
をサポートする。好ましい実施例では、チャネルエレメ
ントモデム20は、４つの復調エレメント22および８つの
サーチャ26を備えている。マイクロプロセッサ34は、復
調エレメント22およびサーチャ26の作動を制御する。各
復調エレメント22およびサーチャ26のユーザPNコード
は、このチャネルエレメントモデム20に割り当てられた
遠隔装置のユーザPNコードにセットされる。マイクロプ
ロセッサ34は、復調エレメント22の割り当てに適してい
る多重パス信号ピークを含みそうな探索ウィンドウと呼
ばれるオフセットのセットによってサーチャ26を進め
る。各オフセットに関しては、サーチャ26は、このオフ
セットで得るエネルギーをマイクロプロセッサ34に報告
する。その時に復調エレメント22は、サーチャ26によっ
て識別されたパスにマイクロプロセッサ34で割り当てら
れる。一旦復調エレメント22の中の１つがその割り当て
られたオフセットでこの信号上にロックすると、その
時、パスが失われるまでかあるいはパスがマイクロプロ
セッサ34によって新しいパスに割り当てられるまで、マ
イクロプロセッサ34からの監視なしにそれ自体でこのパ
スを追跡する。

図２のシステムに関しては、各復調エレメント22およ
びサーチャ26は、ウォルシュ記号の期間に等しい時限中
に１つのFHT変換を実行できる１つのFHTプロセッサ52を
含む。FHTプロセッサは、ウォルシュ記号毎に１つの値
がFHTからの入力であり、１つのシンボル値がFHTからの
出力である意味で“実時間”に連動するように連結され
る。したがって、急速な探索処理を実現できるために、
１つ以上のサーチャ26は使用されねばならない。サーチ
ャ26の各々は、実行する探索の結果を供給してマイクロ
プロセッサ34に戻す。マイクロプロセッサ34は、到来信
号への復調エレメント22の割り当てで使用するためのこ
れらの結果を表にする。

図２において、ただ一つの復調エレメント22の内部構
造が示されているが、サーチャ26にもまた適用されるこ
とを理解すべきである。チャネルエレメントモデムの各
復調エレメント22あるいはサーチャ26は、対応するＩの
PNシーケンス発生器およびＱのPNシーケンス発生器36、
38並びに特定の遠隔装置を選択するために使用されるユ
ーザに固有なPNシーケンス発生器40を有する。ユーザに
固有なPNシーケンス出力40は、ＩのPNシーケンス発生器
およびＱのPNシーケンス発生器36および38の出力に対し
てXORゲート42および44によって排他的ORにされ、逆拡
散変調器46に供給されるPN−ＩのシーケンスおよびPN−
Ｑのシーケンスを生じる。PN発生器36、38、40のタイミ
ング基準は、割り当てられた信号のオフセットに調整さ
れるので、逆拡散変調器46は、受信ＩおよびＱのチャネ
ルアンテナサンプルを割り当て信号オフセットに準じた
PN−ＩのシーケンスおよびPN−Ｑのシーケンスに相関さ
せる。ウォルシュチップ当たり４つのPNチップに対応す
る逆拡散変調器出力の中の４つは加算され、アキューム
レータ48および50によって単一のウォルシュチップを形
成する。その時、累積されたウォルシュチップは、高速
アダマール変換（FHT）プロセッサ52へ入力される。１
つのウォルシュチップに対応する64のチップが受信され
ると、FHTプロセッサ52は64のウォルシュチップのセッ
トを64の可能の通信ウォルシュ記号の各々に相関させ、
64のソフト決定データのエントリマトリックスを出力す
る。したがって、FHTプロセッサ52の出力は、結合器28
によって他の割り当てられた復調エレメントの中の復調
エレメントと結合される。結合器28の出力は、このプロ
セッサが最初に通信されたウォルシュ記号を正確に識別
するという確信によって重み付けられた“ソフト決定”
復調シンボルである。したがって、ソフト決定データ
は、更なる処理のために順方向エラー訂正デコーダ29に
送られ、元の呼び出し信号を取り出す。その時に、この
呼び出し信号は、呼び出しを公衆電話交換網（PSTN）32
に経路選択するT1あるいはE1のようなディジタルリンク
30を介して送信される。

各復調エレメント22と同様に、各サーチャ26は、ウォ
ルシュ記号の期間に等しい時限中に１つのFHT変換を実
行できるFHTプロセッサに関する復調データパスを含ん
でいる。サーチャ26は、その出力がいかに使用されるか
の点および時間追跡ができない点で復調エレメント22と
異なるだけである。処理された各オフセットに関して
は、各サーチャ26は、アンテナサンプルを逆拡散変調
し、アンテナサンプルをFHT変換への入力であるウォル
シュチップに累積し、FHT変換を実行し、サーチャがオ
フセットにあるウォルシュ記号の各々に対する最大FHT
出力エネルギーを加算することによってこのオフセット
の相関エネルギーを検出する。最終合計は報告されたマ
イクロプロセッサ34に戻される。通常、各サーチャ26
は、マイクロプロセッサ34によってグループとして他の
サーチャとともに探索ウィンドウによってステップさ
れ、各々はPNチップの半分だけその近くから分離され
る。このように、十分な相関エネルギーは、サーチャが
正確なパスのオフセットと相関させないためにパスが見
失われないことを確実にするために1/4チップの各最大
の可能なオフセットエラーに存在する。探索ウィンドウ
によってサーチャ26をシーケンス化された後、マイクロ
プロセッサ34は、報告された結果を評価し、前述の同時
係属の米国特許出願第08/144,902号に記載されているよ
うな復調エレメントの割り当てに対する強いパスを探
す。

多重パス環境は、遠隔装置のように絶えず変化してい
て、他の反射物体は、基地局カバレージ領域内を動き回
る。実行されなければならないサーチャの数は、有効パ
スが復調エレメントによって適切な使用ができるように
十分迅速に多重パスを探す必要性によってセットされ
る。一方、必要とされる復調エレメントの数は、通常、
そのうちに任意の点で有用であると分かったパス数の関
数である。これらの要求を満たすために、図２のシステ
ムは、４つの復調エレメントの全部およびチャネルエレ
メントモデム当たり８つのサーチャのために使用される
４つの復調器集積回路（IC）に対して２つのサーチャ26
および１つの復調エレメント22を有する。これらの12の
処理エレメントの各々は全復調データパスを含み、集積
回路で実行するのに比較的大きな高価な領域量をとるFH
Tプロセッサを含む。４つの復調器ICに加えて、チャネ
ルエレメントモデムも、６つのICチップの全部に対する
変調器ICおよび順方向エラー訂正デコーダICを有する。
高性能で高価なマイクロプロセッサは、復調エレメント
およびサーチャを管理し、調整する必要がある。図２で
実行されるように、これらの回路は、完全に独立してお
り、マイクロプロセッサ34の綿密な誘導を必要とし、正
しいオフセットをシーケンス化し、FHT出力を処理す
る。あらゆるウォルシュ記号マイクロプロセッサ34は、
FHT出力を処理するための割り込みを受信する。この割
り込みレートのみは高出力マイクロプロセッサの使用を
必要とする。

モデムに必要とされる６つのICがより少ないマイクロ
プロセッサ支援を必要とする単一のICに減少され、それ
によってモデムの直接のICコストおよび広いレベルの製
造コストを減少し、より低コストのマイクロプロセッサ
（あるいは交互に同時にいくつかのチャネルエレメント
モデムを支援する単一の高出力マイクロプロセッサ）に
移動できるならば、そのことは有利なことである。IC製
造工程の収縮機能サイズに頼り、６つのチップを一緒に
単一のダイに配置するだけでは十分でない。基本的なサ
ーチャのアーキテクチャは、実に費用効果的な単一のチ
ップモデムにために再設計される必要がある。前述のこ
とから、より低いコストで、よりアーキテクチャ的に有
効な方法で拡散スペクトル呼び出し信号を復調できる信
号受信・処理装置の要求があることは明らかであるべき
である。

本発明は、受信呼び出し信号の多重パスを潜在的に含
む多数のオフセットを迅速に評価できる前述あるいは単
一の集積サーチャプロセッサのような実時間サーチャの
セットを使用できる。

本発明は、未知の可変速度で通信され、出力制御に委
ねられる多重パス信号を探索する方法である。

発明の概要 本発明は、未知の可変速度で通信され、出力制御に委
ねられる多重パス信号を探索する方法である。探索する
方法は、データを含むために既知の時間に探索処理を同
期化させるいかなる試みも行われない点で線形である。
探索処理は、出力制御グループ境界に整列されるので、
正確な出力推定を行うことができる。

図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的および長所は、同じ参照文字が全
体に相応して識別する図面とともに実行されるときに下
記に詳述される詳細の説明からより明らかになる。

図面の簡単な説明 図１は、典型的な厳しい多重パス信号条件を示し、 図２は、従来の通信網復調システムのブロック図、 図３は、本発明により構成された典型的なCDMA電気通
信システムを示し、 図４は、本発明により構成されたチャネルエレメント
モデムのブロック図、 図５は、サーチャプロセッサのブロック図、 図６は、第１のオフセットを使用するアンテナサンプ
ルバッファの円形特性を示し、 図７は、図６の第１のオフセットの第２の累算のため
のアンテナサンプルの円形特性を示し、 図８は、第２のオフセットのためのアンテナサンプル
バッファの円形特性を示し、 図９は、いかにサーチャが時間の関数として受信機入
力を処理するかを示すグラフ、 図10は、サーチャフロントエンドのブロック図、 図11は、サーチャ逆拡散変調器のブロック図、 図12は、サーチャ結果プロセッサのブロック図、 図13は、サーチャ順序制御ロジックのブロック図、 図14は、図５に示された処理シーケンスを示し、図13
に示された所定の制御ロジックエレメントの対応状態を
示すタイミング図、 図15は、サーチャプロセッサの代替のブロック図であ
る。

好ましい実施の形態の説明 デジタル無線電話システム内で電話呼を処理するため
の方法およびシステムに関する以下の記述においては、
希望の結果を達成するために実行されるプロセスおよび
ステップに対するさまざまな言及が行われた。このよう
な言及が人間の行為または思想を記述するのではなく、
電気信号、電磁信号、および電荷、光信号またはその組
み合わせを処理するシステムを含むさまざまなシステム
および特にそれらのシステムの運転、修正および変換を
目的としたものであることが理解されるべきである。こ
のようなシステムの根本にあるのは、多くの場合「メモ
リ」と呼ばれる、原子的または超原子的な荷電粒子のハ
ードディスク媒体上、またはシリコン、ガリウム砒素、
またはその他の半導体をベースにした集積回路媒体上で
の配置および編成によって情報を記憶するさまざまな情
報記憶装置の使用、および多くの場合「マイクロプロセ
ッサ」と呼ばれる、このような電気信号と電磁信号およ
び電荷に呼応してその条件および状態を変化させるさま
ざまな情報処理装置の使用である。光エネルギーまたは
特殊な光特性を備える粒子またはその組み合わせを記憶
し、処理するメモリおよびマイクロプロセッサも企図さ
れ、その使用は記述される本発明の運用と一貫してい
る。

本発明は、多岐に渡るデータ伝送アプリケーションで
実現でき、図３に図解される実施例では、システム制御
装置および交換機（BSC＆Ｓ）102がインタフェース機能
および制御機能を実行し、基地局106を通して遠隔装置1
04との呼の通信を可能にする音声伝送およびデータ伝送
のためのシステム100内で実現される。BSC＆Ｓ 102
は、遠隔装置104への送信および遠隔装置104からの送信
のために、公衆電話交換網（PSTN）108と基地局106の間
の呼の経路選択を制御する。

図４では、CDMA法および上記に参照される特許に記述
されるデータ・フォーマットに従って動作する基地局の
基幹施設のチャネル要素モデム110A−110Nおよびそれ以
外の要素を図解する。複数のアンテナ112が、受信され
た逆リンク信号114をアナログ送信機受信機（トランシ
ーバー）116に提供する。アナログ・トランシーバー116
は、逆リンク信号114をベースバンドにダウン変換し、
上記に定義されるCDMA受信信号の８倍のPNチップ速度で
ベースバンド波形をサンプリングする。アナログ・トラ
ンシーバー116は、デジタル・アンテナ・サンプル118を
チャネル要素モデム110A−110Nに提供する。各チャネル
要素モデム110A−110Nが、基地局とのアクティブな通信
が設立された１つの遠隔装置に割り当てられる。各チャ
ネル要素モデム110A−110Nの構造はほぼ同一である。

チャネル要素モデム110Aがアクティブな呼に割り当て
られると、復調器フロント・エンド122および統合型検
索プロセッサ128は、上記に参照された特許および特許
明細書に記述されるPNシーケンスを使用して、対応する
遠隔装置からの信号を、逆リンク信号114に含まれる複
数の呼信号から隔離する。チャネル要素モデム110Aは、
復調器フロント・エンド122が使用することができる多
重パス信号を識別するために、単独統合型検索プロセッ
サ128を具備する。実施例では、時分割されたFHTプロセ
ッサ・エンジン120は、統合型検索プロセッサ128および
復調器フロント・エンド122の両方にサービスを提供す
る。FHTプロセッサ・エンジン120および関係する最大検
出ブロック160を共有する以外に、統合型検索プロセッ
サ128は、スタンドアロン式、自己制御式で、自蔵式で
ある。検索構造は、「スペクトラム拡散多元接続システ
ム用多重パス検索プロセッサ」と題する1994年９月30日
に提出され、本発明の譲受け人に譲渡された、係属中の
米国特許出願番号第08/316,177合号に詳説される。

FHTプロセッサ・エンジン120は、復調プロセスの核で
ある。実施例では、FHTプロセッサ・エンジン120は、受
信されたウォルシュ記号値を、遠隔装置によって送信さ
れた可能性があるウォルシュ記号のそれぞれと相互に関
連付ける。FHTプロセッサ・エンジン120は可能性がある
ウオルッシュ記号のそれぞれに対応する相関エネルギー
を出力し、ここでさらに高い相関エネルギーレベルはそ
のウオルッシュ・インデックスに対応する記号が遠隔装
置によって通信されるさらに高い尤度に対応する。それ
から、最大検出ブロック160が、64 FHT変換エネルギー
出力の最大を決定する。最大相関エネルギーおよび最大
検出ブロック160からの対応するウォルシュ・インデッ
クス、およびFHTプロセッサ・エンジン120から出力され
る64の相関エネルギーのそれぞれが、さらなる信号処理
のためにパイプライン化された復号器プロセッサ126に
渡される。最大相関エネルギーおよび最大検出ブロック
160からの対応するウォルシュ・インデックスは、統合
型検索プロセッサ128に渡し戻される。

パイプライン化された復号器プロセッサ126は、さま
ざまなオフセットで受信された信号データを時間調節
し、１つの復号化された「ソフト決定」信号記号ストリ
ームに結合する。さらに、パイプライン化された復号器
プロセッサ126は、受信される信号の電力レベルを計算
する。受信される電力レベルから、出力制御表示が作成
され、遠隔装置に遠隔装置の送信電力を引き上げるか、
引き下げるように命令する。出力制御表示は、遠隔装置
による受信のために、基地局送信済み信号に表示を追加
する変調器140を通して渡される。この出力制御ループ
は、上記に参照される米国特許第5,056,109号に記述さ
れる方法で動作する。

パイプライン化された復号器プロセッサ126からのソ
フト決定記号ストリームはデインターリーバ／順方向エ
ラー訂正デコーダ130に出力され、そこでデインターリ
ーブされ、復号化される。チャネル要素マイクロプロセ
ッサ136は、復号手順全体を監督し、マイクロプロセッ
サ・バス・インタフェース134を介して、デインターリ
ーバ／順方向エラー訂正デコーダ130から回復されたデ
ータを入手する。それから、データは、呼をPSTN 108
を介して接続するBSC＆Ｓ 102に、デジタル迂回中継リ
ンク121を通って転送される。

順方向リンク・データ経路は、逆方向リンクのために
正に存在する機能の逆のように多くを進む。信号は、BS
C＆Ｓ 102を介してPSTN108からデジタル迂回中継リン
ク121へ提供される。デジタル迂回中継121は、チャネル
要素マイクロプロセッサ136を介して入力をエンコーダ
／インターリーバー138に提供する。データを符号化お
よびインターリーブした後、エンコーダ／インターリー
バー138は、データを変調器140に渡し、データはそこで
前記に参照された特許に開示されるように変調される。
変調器140の出力は、送信加算器142に渡され、そこで、
ベースバンドからアップ変換され、アナログ送受信機11
6で増幅される前に、他のチャネル要素モデム110B−110
Nに出力に加算される。加算方法は、1994年９月30日に
提出され、本発明の譲受け人に譲渡された「複数のデジ
タル波形の加算のためのシリアル・リンク方式の相互接
続」と題する係属中の米国特許出願番号第08/316,156号
に開示される。上記に参照される特許出願に提示される
ように、チャネル要素モデム110A−110Nのそれぞれに対
応する送信加算器は、放送のためにアナログ・トランシ
ーバー116に提供される結局は最終合計を生み出すデイ
ジー・チェーン方式でカスケードすることができる。

図５には、統合型検索プロセッサ128を構成する要素
が示されている。検索プロセスの中心は、前述したよう
に、統合型検索プロセッサ128と復調器フロント・エン
ド122（図５には図示されていない）の間で共有される
時分割式FHTプロセッサ・エンジン120である。FHTプロ
セッサ・エンジン120は、図２のFHTプロセッサ52の32倍
の速さの速度でウォルシュ記号変換を実行する。この高
速変換機能によって、チャネル要素モデム110の時分割
動作が可能になる。

好ましい実施例では、FHTプロセッサ・エンジンは、
６段階バタフライ・ネットワークを使用して構築され
る。前記に詳細に説明されるように、次数ｎのウォルシ
ュ関数は、以下に示すように帰納的に定義することがで
きる。

この場合、W'はＷの論理補数で、Ｗ（１）＝０である。

好ましい実施の形態では,n＝６であるウォルシュ・シ
ーケンスが作成されるため、６段階バタフライ・トレリ
スが１つの送信されたウォルシュ記号の64のウォルシュ
・チップを、考えられる64のウォルシュ・シーケンスに
相互に関連付けるために使用される。FHTプロセッサ・
エンジン120の構造および運用方法は、1993年12月22日
に提出され、本発明の譲受け人に譲渡された「高速アダ
マール変換を実行するための方法および装置」と題する
係属中の米国特許出願番号第08/173,460号に詳説され
る。

そのリアルタイム・スレーブ式の相対物の32倍の処理
能力を持つFHTプロセッサの利点を獲得するために、FHT
プロセッサ・エンジン120には、処理するための高速入
力データが提出されなければならない。アンテナ・サン
プル・バッファ172は、この必要性を満たすために特に
作られた。アンテナ・サンプル・バッファ172は、循環
するように読み書きされる。

検索プロセスは、単独オフセット検索の集合にグルー
プ化される。再考レベルのグループ化はアンテナ検索集
合である。各アンテナ検索集合は、複数の検索ウインド
ウから構成される。通常、アンテナ検索集合内の各検索
ウインドウは同様に実行される検索グループであり、こ
こで、アンテナ検索における各検索ウインドウは別のア
ンテナからデータを受信する。各検索ウインドウは、一
連の検索レーキから構成される。検索レーキは、ウオル
ッシュ記号の期間に同等な時間内に実行される連続検索
オフセットの集合である。各検索レーキは、レーキ要素
の集合から構成される。各レーキ要素は、指定されたオ
フセットでの単独検索を表す。

検索プロセスの始めに、チャネル要素マイクロプロセ
ッサ136は、アンテナ検索集合の一部である可能性があ
る検索ウィンドウを指定するパラメータを送信する。検
索ウィンドウの幅は、PNチップ単位で指定される。検索
ウィンドウを完了するために必要とされる検索レーキの
数は、検索ウィンドウに指定されるPNチップの数に応じ
て変化する。検索レーキあたりのレーキ要素の数は、チ
ャネル要素マイクロプロセッサ136によって指定される
か、あるいはなんらかの時間定数に固定できる。

再び、単独遠隔装置から基地局に到達した信号の例示
的な集合を示す図１を参照すると、検索ウィンドウ、検
索レーキ、およびレーキ要素の関係性はさらに明確にな
る。図１の垂直軸は、デシベル（dB）単独で受信される
力を表す。水平軸は、多重パス遅延のための信号の到着
時間の遅延を表す。ページに入り込む軸（図示されてい
ない）は、時間のセグメントを表す。ページの共通面で
の各信号スパイクは同時に到着するが、異なった時間に
遠隔装置によって送信されていた。

水平軸は、PNチップ・オフセットの単位を持つものと
して考えることができる。任意の指定された時間に、基
地局は、そのそれぞれが異なった経路を移動し、他の信
号とは異なった遅延となる可能性がある、単独の遠隔装
置からのさまざまな信号を知覚する。遠隔装置の信号
は、PNシーケンスによって変調される。PNシーケンスの
コピーも基地局で作成される。基地局では、各多重パス
信号が個々に変調されるならば、各信号のタイミングに
合わせられるPNシーケンス・コードが必要になるだろ
う。これらの合わせられたPNシーケンスのそれぞれは、
遅延のため、基地局でのゼロ・オフセット基準から遅れ
ることになるだろう。合わせられたPNシーケンスがゼロ
・オフセット基地局基準から遅延するPNチップの数は、
水平軸に写像できるだろう。

図１では、時間セグメント10は、処理対象のPNチップ
・オフセットの検索ウィンドウ集合を表す。時間セグメ
ント10は、検索レーキ時間セグメント９のような、５つ
の異なった検索レーキに分割される。各検索レーキは、
代わりに、検索される実際のオフセットを表す多くのレ
ーキ要素から構成される。例えば、図１では、各検索レ
ーキは、矢印８で示されるレーキ要素のような８個の異
なったレーキ要素から構成される。

単独レーキ要素を矢印８に示されるように処理するに
は、そのオフセットでの時間でのサンプルの集合が必要
とされる。例えば、矢印８によって示されるレーキ要素
を処理するために、逆拡散プロセスは、時間を経てペー
ジに戻る矢印８によって示されるオフセットでのサンプ
ルの集合を必要とする。PNシーケンスは、サンプルが到
着した時間および処理が希望されるオフセットを注記す
ることによって決定できる。希望のオフセットは到着時
間と結合され、受信されたサンプルと相互関係が付けら
れる対応するPNシーケンスを決定することができる。

レーキ要素が逆拡散されるに従って、受信アンテナ・
サンプルおよびPNシーケンスは、経時的に一連の値を介
して実行される。受信されたアンテナ・サンプルが図１
に示されるすべてのオフセットに対し同じであり、スパ
イク２−７が同時に到着する例示的な多重パスピークを
示し、逆拡散プロセスによってだけ識別されることに注
意する。

上記の好ましい実施の形態では、各レーキ要素は、時
間にして1/2分の1PNチップだけ、先行するレーキ要素か
らずれている。つまり、矢印８に対応するレーキ要素
が、図示された分割面から始めて相互関係が付けられ、
時間で前方に（図示されるページの中に）移動していく
と、矢印８に対応するレーキ要素の左側にあるレーキ要
素は、図示された分割面から時間で1/2チップ遅れて開
始するサンプルを使用するだろう。時間のこの進行によ
って、１つの共通した検索レーキ中の各レーキ要素を同
じPNシーケンスに相互関係付けることができる。

各遠隔装置は、地上環境での経路遅延のため、ある
量、遅延した基地局の送信済み信号を受信する。同じＩ
およびＱ PN短コードおよびユーザPN長コードの作成
も、遠隔装置で実施されている。遠隔装置は、それが基
地局から知覚する時間基準に基づいて時間基準を作成す
る。遠隔装置は、時間基準信号をそのＩおよびＱ PN短
コードおよびユーザPN長コード作成ジェネレータとして
使用する。したがって、基地局で遠隔装置から受信され
る情報信号は、基地局と遠隔装置の間の信号経路の往復
の遅延分、遅延する。したがって、検索プロセスで使用
されるPNジェネレータのタイミングが基地局でのゼロ・
オフセット時間基準に従属する場合、ジェネレータの出
力は、つねに、対応する信号が遠隔局から受信される前
に入手できる。

OQPSK信号では、Ｉチャネル・データおよびＱチャネ
ル・データは、互いに時間にして1/2チップだけずれて
いる。したがって、実施例で使用されるOQPSK逆拡散に
は、２倍のチップ速度でサンプリングされたデータが必
要となる。また、検索プロセスは、半分のチップ速度で
サンプリングされたデータを用いて最適に動作する。１
つの検索レーキ内の各レーキ要素は、前のレーキ要素か
ら1/2チップ分ずれている。1/2チップのレーキ要素解像
度によって、多重パスピーク信号が、検出されずに省略
されることがないことが確実になる。以上の理由から、
図５のアンテナ・サンプル・バッファ172は、２倍のPN
チップ速度でサンプリングされたデータを記憶する。

データ分に相当する１ウォルシュ記号が、単独レーキ
要素を処理するために、アンテナ・サンプル・バッファ
172から読み出される。継続するレーキ要素ごとに、デ
ータ分に相当する１ウォルシュ記号が、前にレーキ要素
から1/2PNチップ分ずれているアンテナ・サンプル・バ
ッファ172から読み出される。各レーキ要素は、検索レ
ーキ中の各レーキ要素のために、逆拡散器178によっ
て、PNシーケンス・バッファから読み出される同じPNシ
ーケンスで逆拡散される。

アンテナ・サンプル・バッファ172は、ウォルシュ記
号２個分の深さであり、検索プロセスを通して継続的か
つ繰り返し読み出され、書き込まれる。各検索レーキ内
で、時間で最新のオフセットを有するレーキ要素が最初
に処理される。最新のオフセットは、遠隔装置から基地
局までもっとも長い信号経路を移動してきた信号に相当
する。検索器が検索レーキの処理を開始する時間は、検
索レーキで最新のオフセットを有するレーキ要素に結び
ついたウォルシュ信号境界に調和される。オフセット・
ウォルシュ記号境界と呼ばれる時間ストローブは、必要
とされるサンプルのすべてがアンテナ・サンプル・バッ
ファ172で利用できるもっとも早い時間を示し、検索プ
ロセスは検索レーキ内の最初のレーキ要素を開始するこ
とができる。

アンテナ・サンプル・バッファ172の動作は、その循
環性の性質を注記することによってもっとも容易に図解
される。図６には、アンテナ・サンプル・バッファ172
の動作の説明図が示される。図６では、濃い円400がア
ンテナ・サンプル・バッファ172自体と考えられる。ア
ンテナ・サンプル・バッファ172には、データ分に相当
する２個のウォルシュ記号のメモリ位置が含まれる。書
込みポインタ406は、リアルタイムで示される方向でア
ンテナ・サンプル・バッファ172の回りを循環し、書込
みポインタ406が、サンプル分に相当する２個のウォル
シュ信号が検索器フロント・エンド174に渡される時間
内で、２個のウォルシュ記号の深さのアンテナ・サンプ
ル・バッファ172の回りを回転することを意味する。サ
ンプルが書込みポインタ406によって示されるメモリ位
置に従ってアンテナ・サンプル・バッファ172の中に書
き込まれるにつれて、以前に記憶された値は重ね書きさ
れる。実施例では、２個のウォルシュ記号のそれぞれに
64のウォルシュ・チップが含まれ、各ウォルシュ・チッ
プに4PNチップが含まれ、各PNチップが２回サンプリン
グされるため、アンテナ・サンプル・バッファ172には1
024のアンテナ・サンプルが含まれる。

検索プロセスの動作は、別々の「タイム・スライス」
に分割される。好ましい実施例では、１つのタイム・ス
ライスはウォルシュ記号期間の1/32に等しい。ウォルシ
ュ記号あたり32のタイム・スライスの選択は、使用可能
なクロック周波数およびFHTを実行するために必要とさ
れるクロック・サイクルの数から引き出される。１つの
ウォルシュ記号のFHTを実行するには、64のクロック・
サイクルが必要とされる。好ましい実施例では、PNチッ
プ周波数の８倍で実行するクロックが使用可能で、必要
なパフォーマンス・レベルを提供する。64の必要とされ
るクロックで乗算される８倍のPNチップ速度は、データ
相当分の２個のウォルシュ・チップを受信するのに要す
る時間に同等である。バッファの各半分には64個のウォ
ルシュ・チップがあるので、１個の完全なウォルシュ記
号を読み込むには、32個のタイム・スライスが必要とな
る。

図６では、濃い円400の外側の同心孤の集合が、アン
テナ・サンプル・バッファ172を使った読書き動作を表
す。（濃い円内の孤は説明を補助するために使用され、
読取り動作や書込み動作には相当しない。）各孤は、１
つのタイム・スライスの間の読取り動作または書込み動
作を表す。円の中心にもっとも近い孤は時間で最初に発
生し、それぞれの連続孤は時間矢印414によって示され
る連続的にタイム・スライスで後で発生する動作を表
す。同心孤のそれぞれが、濃い円400によって表される
アンテナ・サンプル・バッファ172のセクションに対応
する。濃い円400の中心から同心孤のそれぞれの端点ま
で引かれた半径を想像するならば、半径と濃い円400の
交差の間の濃い円400の部分が、アクセスされたメモリ
位置を表すだろう。例えば、図示される最初のタイム・
スライス動作の間に、16個のアンテナ・サンプルが孤40
2Aによって表されるアンテナ・サンプル・バッファ172
に書き込まれる。

図６、７および８では、実例となる検索ウィンドウの
ための以下の検索パラメータが仮定される。

検索ウィンドウ幅＝24 PNチップ 検索オフセット＝24 PNチップ 蓄積する記号数＝２ 検索レーキあたりのレーキ要素数＝24 また、図６では、アンテナ・サンプル・バッファ172
が、孤402Aによって示される書込みの前の有効データ分
の１個のほぼ完全なウォルシュ記号を含むと仮定する。
それ以降のタイム・スライスの間、孤402Bおよび孤402C
に対応する書込みが発生する。時間相当分の１個のウォ
ルシュ記号の間に使用できる32個のタイム・スライスの
間に、書込み動作が、その大部分が図示されていない孤
402Aから孤402FFまで継続する。

孤402Aから402FFによって表される32個のタイム・ス
ライスは、１つの検索レーキを完了するために使用され
る時間に相当する。上記に指定されるパラメータを使用
して、検索レーキはゼロ・オフセット基準つまり「リア
ル・タイム」から24 PNチップ・オフセットを開始し、
24個のレーキ要素を含む。24 PNチップ・オフセット
は、（24 PNチップ・オフセットを半分のアンテナ・サ
ンプル・バッファ172内のチップの256総数で割って、18
0度で掛けることによって計算される）孤402Aによって
示される最初の書込みの始まりからの濃い円400の回り
の回転16.875度に相当する、16.875度の孤は、孤412に
よって描かれる。24個のレーキ要素は、その大部分が図
示されていない孤404A−404Xによって示される読取りに
対応する。孤404Aに対応する最初の読取りは、データの
隣接する集合が使用できるように402Cに対応する書込み
のしばらく後の検索オフセットで開始する。404Bのよう
な各連続読取りは、時間の1/2 PNチップに相当する単
独メモリ位置分、前の読取りからずれる。図示される検
索レーキの間、読取りは、左回りに傾斜する孤404A−40
4Xによって示される初期の時間オフセットに向かって移
動し、時間は書込みポインタ表示406として反対の回転
方向で進行する。孤404Aから404Xによって表される24の
読取りは、孤418によって示される孤を横切る。読取り
の初期サンプルに向かう進行には、各レーキが実行され
るのに従って１つの検索ウィンドウ内で継ぎ目のない検
索を提供するという優位点がある。この優位点は、本明
細書の後半に詳細に説明される。

孤404Aから404Xに対応する読取りのそれぞれは、デー
タ相当分の１個のウォルシュ記号を逆拡散器178まで通
過する。したがって、読取りは濃い円400を180度横切る
ことに相当する。図６に図示される検索レーキでは、孤
402FFに対応する最後の書込みおよび孤404Xに対応する
最後の読取りが、隣接する有効なデータを保証するため
の共通のメモリ位置を含まないことに注意する。しかし
ながら、仮設を立てるのであれば、読取りおよび書込み
のパターンが継続するのであれば、それらは実際には交
差し、有効なデータはこの条件では提供されないだろ
う。

大部分の信号方式条件では、時間相当分の１個のウォ
ルシュ記号の間に収集されるデータ相当分の１個のレー
キ要素の結果では多様な信号の位置についての正確な情
報を与えるのに十分ではない。これらのケースでは、検
索レーキは複数回、反復できる。共通オフセットでの連
続検索レーキのレーキ要素の結果は、本書後半に詳細に
説明されるように検索結果プロセッサ162によって蓄積
される。この場合、上記に指定される検索パラメータ
が、各オフセットで蓄積する記号数が２個であることを
示す。図７では、データの次の連続ウォルシュ記号のた
めに同じオフセットで反復される図６の検索レーキが示
される。アンテナ・サンプル・バッファ172には、図７
に示される検索レーキの間の処理に必要とされるデータ
が図６に示される検索レーキの間に書き込まれるよう
に、データ相当分の２個のウォルシュ記号が含まれるこ
とに注意する。この構成では、互いに180度離れたメモ
リ位置が同じPNオフセットを表す。

図６および図７でに２個の蓄積された検索レーキを完
了した後に、検索プロセスは検索ウィンドウ内の次のオ
フセットに前進する。前進の量は、処理された検索レー
キの幅に等しく、この場合12 PNチップである。検索パ
ラメータに指定されるように、検索ウィンドウ幅は24
PNチップである。ウィンドウの幅は、検索ウィンドウを
完了するためにどのくらいの数の検索レーキ・オフセッ
トが必要とされるのかを決定する。この場合には、24
PNチップ・ウィンドウ幅をカバーするには、２つの異な
ったオフセットが必要とされる。ウィンドウ幅は、孤41
2によって図８に示される。この検索ウィンドウの第２
オフセットは、前の検索レーキの最後のオフセットに続
くオフセットで開始し、孤430Aによって示される最初の
書込みの始まりの位置によて設定される各目ゼロ・オフ
セット・ポイントまで継続する。再び、その大部分が図
示されていない孤432A−432Xによって示される検索レー
キ内には24個のレーキ要素がある。再び、32の書込み
が、孤430A−430FFによって示される。したがって、孤4
30FFによって示される最後の書込み、および孤432Xによ
って示される最後の読取りは、アンテナ・サンプル・バ
ッファ172内で互いに隣接する。

図８に示される検索レーキは、検索パラメータによっ
て各記号が２回蓄積されることが指定されているため、
図６の検索レーキが図７で繰り返されるように、アンテ
ナ・サンプル・バッファ172の反対側で繰り返される。
第２検索レーキの２回目の蓄積の完了時に、統合型検索
プロセッサ128が別の検索ウィンドウを開始するのに使
用できる。それ以降の検索ウィンドウには新しいオフセ
ットが設定されるか、あるいは新しいアンテナまたは両
方を指定する。

図８では、バッファの読取り半分と書込み半分の間の
境界の位置がラベル436でマークされる。図６では、境
界がラベル410でマークされる。ラベル410および436に
対応する時間でのポイントを示す信号は、オフセット・
ウォルシュ信号ストローブと呼ばれ、サンプル分の新し
いウォルシュ記号が使用できることも示す。ウィンドウ
内の検索レーキが初期のオフセットに向かって進むにつ
れて、バッファの読取り半分および書込み半分の間の境
界が図８に図示されるように左回りにロック・ステップ
でねじれる。現在の検索ウィンドウの完了後、処理され
ているオフセット内の大きな変更が希望される場合、オ
フセット・ウォルシュ記号ストローブは、円の円周の大
部分前進する。

図９は、検索器処理をさらに図で説明する検索タイム
ラインである。時間は水平軸に沿ってウォルシュ記号単
位でプロットされる。アンテナ・サンプル・バッファ17
2アドレスおよびPNシーケンス・バッファ176アドレス
は、やはりウォルシュ記号の単位で垂直軸に沿って示さ
れる。アンテナ・サンプル・バッファ172は２個のウォ
ルシュ記号分の深さなので、アンテナ・サンプル・バッ
ファ172アドレス指定は、一様なウォルシュ記号境界上
で重なり合うが、図解の目的で、図９では互いの上に折
り重なる前のアドレスが示されている。サンプルは、そ
れらが得られた時間から直接取られたアドレスでアンテ
ナ・サンプル・バッファに書込まれるので、アンテナ・
サンプル・バッファ172内への書込みポインタ181はまっ
すぐな45度の傾斜線である。処理されているオフセット
は、アンテナ・サンプル・バッファ174内のベース・ア
ドレスに写像し、１つのレーキ要素のサンプルのウォル
シュ記号の読取りを開始する。レーキ要素は、図９で、
ほぼ垂直の読取りポインタ線セグメント192として描か
れる。各レーキ要素は、垂直軸に参照される高さで１ウ
ォルシュ記号、および水平軸に参照されるウォルシュ記
号の1/32に写像する。

検索レーキ内でのレーキ要素間の垂直ギャップは、FH
Tプロセッサ・エンジン120を使用するために検索プロセ
スに割り込む変調器フロント・エンド122によって引き
起こされる。変調器フロント・エンド122はリアルタイ
ムで動作し、処理のためのデータの現在の集合または待
ち行列に入れられた集合を得るたびに、FHTプロセッサ
・エンジン120を第１優先順位で使用する。したがっ
て、通常、FHTプロセッサ・エンジン120の使用は、復調
器フロント・エンド122によって変調されているPNオフ
セットに対応する各ウォルシュ記号境界での復調器フロ
ント・エンド120に与えられる。

図９には、図６、７および８に示されるのと同じ検索
レーキが図示される。例えば、検索レーキ194には24個
のレーキ要素があり、そのそれぞれが図６の読取り孤40
4A−404Xへの１つに対応する。図９では、検索レーキ19
4に対し、ポインタ410がオフセット・ウォルシュ記号ス
トローブが図６の類似したポインタに対応することを示
す。現在のサンプルを読み取るために、各レーキ要素は
書込みポインタ181の下になくてはならない。１つの検
索レーキでのレーキ要素の下方傾斜は、初期サンプルへ
のステップを示す。検索レーキ195は、図７に示される
検索レーキに対応し、検索レーキ196は、図８に示され
る検索レーキに対応する。

上記パラメータによって定義される検索ウィンドウ内
では、検索レーキには32個の使用可能なタイム・スライ
スがあっても、検索レーキあたり24個のレーキ要素だけ
が指定される。各レーキ要素は、１つのタイム・スライ
ス内で処理できる。しかし、検索レーキ中に使用可能な
タイム・スライスの数に一致させるために、検索レーキ
あたりのレーキ要素の数を32に増加するのは実際的には
不可能である。復調器フロント・エンド122は、FHTプロ
セッサの使用可能なタイム・スライスのいくつかを使用
する。また、読取りプロセスは、前進オフセットでの有
効データでバッファを満たすために書込みプロセスを待
機しなければならないので、レーキ前進に結びついた時
間遅延もある。また、オフセット・ウォルシュ記号スト
ローブを遵守した後、１つのタイム・スライス処理境界
に同期するにはある程度のマージンも必要とされる。こ
れらすべての要因は、実際的に、単独の検索レーキで処
理できるレーキ要素の数を制限する。復調器フロント・
エンド122に１個の復調要素しか割り当てられていない
ために、復調器フロント・エンドが検索レーキあたりに
１回だけしかFHTプロセッサ・エンジンに割り込まない
場合など、いくつかのケースでは、検索レーキあたりの
レーキ要素数を増加することができる。したがって、好
ましい実施例では、検索レーキあたりのレーキ要素数
は、チャネル要素マイクロプロセッサ136によって制御
可能である。代替の実施例では、検索レーキあたりのレ
ーキ要素数は固定した時間定数とすることができる。

また，入力端におけるソースアンテナとサンプルバッ
ファとの間におけるスイッチング時，又はサーチャ間の
サーチウインド開始点又は幅を変える時に，重要なオー
バーヘッド遅延が存在できる。もしも一つのレーキ（ra
ke）が特別セットのサンプルを必要とし，異なるアンテ
ナのための次のレーキがオーバラップする部分のバッフ
アを使用する必要がある場合，次のレイクは，新しいア
ンテナソース用のサンプルの完全なウオルシュ記号が利
用できるポイントにおいて，次のオフセットウオルシュ
記号境界が発生するまで，処理を延期しなければならな
い。図９において，サーチレイク198はサーチレイク197
とは異なるアンテナからのデータを処理する。水平ライ
ン188は新しいアンテナ入力サンプルに対応した記憶位
置を指示する。サーチレイク197と198はいかなる共通の
記憶位置をも利用しないことに留意する。

全ての時刻スライスのために，サンプルの二つのウオ
ルシュチップがサンプルバッフアに書き込まれ，サンプ
ルの一つの全フオルシュ記号がサンプルバッフアから読
み出され得る。好ましい実施の形態において，各時刻ス
ライスの間に64クロック周期が存在する。サンプルの全
ウオルシュチップは４セットのサンプル；オンタイムＩ
チャンネルサンプル，遅いＩチャンネルサンプル，オン
タイムＱチャンネルサンプル及び遅いＱチャンネルサン
プル，により構成される。好ましい実施の形態におい
て，各サンプルは４ビットである。それゆえに，クロッ
ク毎に64ビットがアンテナサンプルバッフア172から必
要とされる。単一ポートRAMを使用して，最も直接のバ
ッフア設計はワード幅を128ビットに倍加し，独立的に
読み／書きができる奇数と偶数のウオルシュチップバッ
フア168と170に分割し，二つの64ビットワイド（wide）
と64ワードに分割する。より少ない頻度でのバッフアへ
の書き込みは，それから読取りの間に多重化され，連続
するクロック周期上の二つのバンク（banks）間でトグ
ルする。

偶数と奇数のウオルシュチップバッフア168,170から
読み取られた該ウオルシュチップサンプルは，物理的な
RAM語配列に対して任意の配列を有する。それ故に，最
初に読み込まれた時刻スライス時に，両半分は，現在の
オフセット配列を伴う単一のウオルシュチップが得られ
るところの二つのウオルシュチップ幅ウインドを形成す
るために，逆拡散変調器（despreader）178に読み込ま
れる。偶数のウオルシュチップサーチオフセットに関し
て，第一の読取りのための偶数及び奇数のウオルシュチ
ップバッフアアドレスは，同じである。奇数のウオルシ
ュチップオフセットに関して，第一の読取りのための偶
数アドレスは，サンプルバッフアの奇数半分から開始す
る連続ウオルシュチップを供するために奇数アドレスか
らの一つにより進められる。逆拡散変調器178により必
要とされる付加的なウオルシュチップは単一のウオルシ
ュチップバッフアからの読みだしによりそこへ送られる
ことができる。それから連続する読取りは，処理されて
いる現在のオフセットに並べられたウオルシュチップの
データを引き出すための更新された二つのウオルシュチ
ップ幅ウインドが常に存在することを確実にする。

図５を再び参照して，サーチレーキにおける各レイク
要素に関して,PNシーケンスバッフア（sequence buffe
r）176からの同じウオルシュ記号が逆拡散変調処理にお
いて利用される。ある時刻スライスの全てのクロック周
期に関して,4対のPN−Ｉ′とPN−Ｑ′が必要とされる。
単一ポートRAMを使用して，ワード幅は倍加され，そし
てたびたび半分から読みだされる。それから時刻スライ
ス毎に必要とされるPNシーケンスバッフア176への単一
の書き込みは読みだしのためには使用されない１周期上
で遂行される。

サーチする処理が現在の時刻から遅れた二つのウオル
シュ記号までサーチするPNオフセットを特定できること
から,PN連続データの４つのウオルシュ記号量が蓄積さ
れねばならない。好ましい実施の形態において,PNシー
ケンスバッフア176は16ビットRAMにより128ワードであ
る。開始オフセットが２ウオルシュ記号により変えられ
得ることから，及び開始オフセットが選択されると,PN
シーケンスの１ウオルシュ記号量が意味を修正ために必
要であり，データの３ウオルシュ記号量が逆拡散変調処
理のために必要であることから,4ウオルシュ記号が要求
される。同じPNシーケンスが反復して利用されることか
ら,PNシーケンスバッフア176の中のデータは単一のサー
チレーキに対応する逆拡散変調処理の間上書きはされ得
ない。それ故に，メモリの付加的なウオルシュ記号量
は，それが生成される時にPNシーケンスデータを蓄える
ことが必要である。

PNシーケンスバッフア176とアンテナサンプルバッフ
ア172の両方に書き込まれるデータは，サーチャーフロ
ントエンド174により供給される。サーチャフロントエ
ンド174のブロック図は図10に示される。サーチャフロ
ントエンド174は短コードＩとQPN発生器202,206と長コ
ード両者PN発生器204を含んでいる。短コードＩとQPN発
生器202,206と長コード利用者発生器204による出力値は
昼間の時刻により一部分決定される。各基地局は時刻信
号を形成するためのGPSタイミングのような普遍的なタ
イミング標準を持っている。各基地局はまたそのタイミ
ング信号を大気中に遠隔ユニットに送信する。基地局に
おいて，タイミング符合は，それが普遍的な符合に合致
されることから，ゼロオフセットを持つといわれる。

長コード利用者PN発生器204の出力は必然的に，それ
ぞれXORゲート208と210により短コードＩとQPN発生器20
2,206の出力を伴うXOR′ｄである。（この同じ処理はま
た遠隔ユニット中で遂行され，該出力は遠隔ユニットの
送信信号を変調するために使用される。）XORゲート208
と210の出力は直並列シフトレジスタ212に蓄積される。
直並列シフトレジスタ212はPNシーケンスバッフア176の
幅まで該シーケンスを緩衝する。直並列シフトレジスタ
212の出力はそれからゼロオフセット符合時刻から取ら
れたアドレスでPNシーケンスバッフア176に書き込まれ
る。このように，サーチャフロントエンド174はPNシー
ケンスバッフア176にPNシーケンスデータを供する。

またサーチャフロントエンド174はアンテナサンプル
をアンテナサンプルバッフア172に供する。受信サンプ
ル118はMUX216を経て複数のアンテナの一つから選択さ
れる。MUX216から選択された受信サンプルはラッチ218
に送られ，そこでそれらは減らされ，該サンプルの1/4
がサーチ処理中での利用のために選択される。受信サン
プル118はアナログ送受信機116（図４）によるPNチップ
レートを８回サンプルされている。サーチするアルゴリ
ズムの中での処理は1/2チップレートで取られるサンプ
ル用に設計される。それゆえに，受信サンプルの1/4の
みがアンテナサンプルバッフア172に送られる必要があ
る。

ラッチ218の出力はアンテナサンプルバッファ172の幅
までサンプルをバッファリングする直列に並列桁送りレ
ジスター214に送られる。その後サンプルはやはりゼロ
オフセット基準時間から取られるアドレスにおいて偶数
と奇数のウォルシュチップバッファ168、170に書き込ま
れる。この方法で逆拡散変調器178がPNシーケンスに対
して公知のオフセットでアンテナサンプルデータを整列
させることができる。

図５に戻って、時間スライスにおける各クロックサイ
クルに対して、逆拡散変調器178はアンテナサンプルバ
ッファ172からアンテナサンプルのウォルシュチップ
と、PNシーケンスバッファ176から対応する組のPNシー
ケンス値を取り、MUX124を通してＩとＱチャネルのウォ
ルシュチップをFHTプロセッサーエンジン120に出力す
る。

図11は逆拡散変調器178の詳細なブロック図である。
偶数のウォルシュチップラッチ220と奇数のウォルシュ
チップラッチ222が各々偶数ウォルシュチップバッファ1
68と奇数ウォルシュチップバッファ170からデータをラ
ッチする。MUXバンク224が偶数と奇数のウォルシュチッ
プラッチ220、222によって提示されるサンプルの値のあ
る２個のウォルシュチップから使用すべきサンプルのウ
ォルシュチップを抽出する。MUX選択論理226は処理中の
レーキ成分のオフセットに基づいて選択されたウォルシ
ュチップの境界を限定する。ウォルシュチップはOQPSK
逆拡散変調器XORバンク228に出力される。

PNシーケンスバッファ176からのPNシーケンス値はPN
シーケンスラッチ234によってラッチされる。バレルシ
フタ232は処理中のレーキ成分のオフセットに基づいてP
Nシーケンスラッチ234の出力を回転させ、PNシーケンス
をOQPSK逆拡散変調器XORバンク228に送り、XORバンク22
8はPNシーケンスに基づいてアンテナサンプルを暫定的
に逆変換する。XORされた値は次に逆拡散変調されたOQP
SKにおいて合計操作を行う加算器ツリー230を通して合
計され、４つの逆拡散変調されたチップの出力を合計し
てFHTプロセッサーエンジン120に対する入力用のウォル
シュチップを形成する。

また図５に戻って、FHTプロセッサーエンジン120は受
け取った64個のウォルシュチップをMUX124を通して逆拡
散変調器178から取り、６段階の蝶形格子を使用して、
これら64個の入力サンプルを64のクロックサイクル時間
スライス内の64のウォルシュ関数の各々と相関させる。
MAX検出器160を使用してFHTプロセッサーエンジン120か
ら出力される相関エネルギーの最大のものを見つけるこ
とができる。MAX検出器160の出力は統合型検索処理装置
128の一部である検索結果処理装置162に送られる。

検索結果処理装置162は図12に詳細に示されている。
また検索結果処理装置162は時分割方式で機能する。検
索結果処理装置162に提供される制御信号はパイプライ
ン遅延され、FHTプロセッサーエンジン120に対するウォ
ルシュチップの入力開始からの２つの時間スライス遅延
と調和し、最大のエネルギー出力を得る。上述のよう
に、選ばれたオフセットの結果が処理される前にデータ
の価値を持つ多数のウォルシュ記号が累積されることを
一組の検索窓パラメーターが指定することができる。図
６、７、８、９の例において使用されるパラメーターで
は、累積するシンボルの数は２である。検索結果処理装
置162は他の機能と共に合計機能も果たす。

検索結果処理装置162は連続的なウォルシュ記号に関
して合計をしながら、検索レーキ内の各々のレーキ成分
に対する累積総数を記憶しなければならない。これらの
累積総数はウォルシュ記号累算RAM240に記憶される。各
々の検索レーキの結果は各レーキ成分のためにmax検出
器160から総和器242に入力される。総和器242は現在の
結果をウォルシュ記号累算RAM240から入手した対応する
中間値と合計する。各レーキ成分用の最終的なウォルシ
ュ記号累算と同時に、中間結果がウォルシュ記号累算RA
M240から読み出され、総和器242によってそのレーキ成
分からの最後のエネルギーと合計され、そのレーキ成分
オフセット用の最終的な検索結果を生じさせる。検索結
果は次に後述するように、この時点までの検索で見い出
された最良の結果と比較される。

上述の“DEMODULATION ELEMENT ASSIGNMENT IN
Ａ SYSTEM CAPABLE OF RECEIVING MULTIPLE SIGN
ALS"（多重信号を受信することができるシステムにおけ
る復調成分の割当）と題された、係属中の米国特許出願
番号第08/144,902号において、好ましい実施例は最良の
検索結果に基づいて復調成分を割り当てる。本好ましい
実施例では、８つの最良結果が最良結果レジスタ250に
記憶される。（他の実施例ではそれ以下またはそれ以上
の数の結果を記憶することができる。）中間結果レジス
タ164がピーク値とそれらの対応する順位を記憶する。
現在の検索結果エネルギーが中間結果レジスタ164内の
エネルギー値の少なくとも１つを超える場合、検索結果
処理装置制御論理254が中間結果レジスタ164内の８番目
の最良結果を捨て、新しい結果をその適切な順位、PNオ
フセット、及びレーキ成分結果に対応するアンテナと共
に挿入する。それより低い順位の結果全てが１順位だけ
「降格」される。該かる分類機能を提供する多数の方法
が当分野で公知である。それらの１つを本発明の範囲内
で使用することができるであろう。

検索結果処理装置162は基本的にコンパレーター244と
前エネルギーラッチ246から成るローカルピークフィル
ターを有している。ローカルピークフィルターは可能化
された場合、たとえば検索結果エネルギーが別な方法で
含まれる資格があっても、検索結果がローカル多重パス
ピークを表わさない限り、中間結果レジスタ164が更新
されるのを防止する。この方法で、ローカルピークフィ
ルターは強くて幅広い「不鮮明な」多重パスが中間結果
レジスタ164に多数の記入をするのを防ぎ、復調に対し
てそれより良い候補を作ることができる弱いが明確な多
重パスの余地を残さない。

ローカルピークフィルターの実装は簡単である。以前
のレーキ成分合計のエネルギー値が前エネルギーラッチ
246に記憶される。コンパレーター244によって現在のレ
ーキ成分合計が記憶された値と比較される。コンパレー
ター244の出力はその２つの入力のいずれが大きいか、
またいずれが検索結果処理装置制御論理254においてラ
ッチされるかを指示する。以前のサンプルが局部最大を
表わしていれば、上述のように、検索結果処理装置制御
論理254は前のエネルギー結果を中間結果レジスタ164に
記憶されたデータと比較する。ローカルピークフィルタ
ーがチャネル成分マイクロプロセッサー136によって不
能化されていれば、中間結果レジスタ164との比較が常
に可能化される。検索窓境界において最初または最後の
レーキ成分が傾斜を持っていれば、なおその上に境界エ
ッジ値をピークとして考慮できるように傾斜ラッチが設
定される。

このローカルピークフィルターの簡単な実装は検索レ
ーキ内の初期のシンボルに向けて読みを進めることで促
進される。図６、７、８、９に示すように、検索レーキ
内で、各レーキ成分は早い時間に到着した信号に向けて
進む。この進行は検索窓内で、検索レーキの最後のレー
キ成分と次の検索レーキの最初のレーキ成分が隣接して
ずらされていることを意味する。従って、ローカルピー
クフィルター操作を変更する必要がなく、コンパレータ
ー244の出力は検索レーキ境界を超えて有効である。

検索窓の処理の終了時に、中間結果レジスタ164に記
憶された値はチャネル成分マイクロプロセッサー136に
よって読み取ることができる最良結果レジスタ250に送
信される。このような検索結果処理装置162は、図２の
システムにおいて各レーキ成分結果を別個に処理する必
要があったチャネル成分マイクロプロセッサー136から
の作業負荷の大部分を取っている。

いままでのセクションは統合型検索処理装置128の処
理データパスに焦点を当てており、生アンテナサンプル
118が最良結果レジスタ250の出力において如何にして要
約多重パス報告書に翻訳されるかを詳述してきた。以下
のセクションでは検索処理データパス内の各成分が如何
にして制御されるかについて詳述する。

図５の検索制御ブロック166が図13において詳細に示
されている。上述のように、チャネル成分マイクロプロ
セッサー136は、アンテナ選択バッファ348に記憶される
検索用アンテナ群を含む検索パラメーターセット、検索
オフセットバッファ308に記憶される開始オフセット、
レーキ幅バッファ312に記憶される検索レーキ毎のレー
キ成分数、検索幅バッファ314に記憶される検索窓の
幅、ウォルシュ記号累積バッファ316に記憶される累積
すべきウォルシュ記号数、及び制御ワードバッファ346
に記憶される制御ワードを指定する。

検索オフセットバッファ308に記憶される開始オフセ
ットは８番目のチップ分解能と共に指定される。開始オ
フセットは検索器前端174において図10のラッチ218によ
り10分の１を取ることによってどのサンプルが除去され
るかを制御する。この実施例では、２つのウォルシュ記
号幅のアンテナサンプルバッファ172のため、開始オフ
セットの最大値は２つのウォルシュ記号より小さなPNチ
ップの半分である。

ここまで検索を行うための総括的な輪郭について開示
してきた。実際には、幾つかのクラスの予め定義された
検索がある。遠隔装置が始めにシステムにアクセスしよ
うとする時、その装置はウォルシュゼロシンボルを使用
して、序文と呼ばれるビーコン信号を送る。ウォルシュ
ゼロシンボルは上述のように半分の１と０の代わりに全
ての論理的ゼロを含むウォルシュ記号である。序文の検
索を行う時、検索器はアクセスチャネルでウォルシュゼ
ロシンボルビーコン信号を送ってくる遠隔装置を捜す。
序文検索に対する検索結果はウォルシュゼロシンボル用
のエネルギーである。捕捉モードアクセスチャネル検索
を実施する時、max検出器160は検出された最大出力エネ
ルギーに関わらず、ウォルシュゼロシンボル用のエネル
ギーを出力する。制御ワードバッファ346に記憶されて
いる制御ワードは序文検索が行われている時を指示する
序文ビットを含む。

上述のように、好ましい実施例の電力制御機構は各遠
隔装置から受け取る信号レベルを測定し、電力制御指示
を作成して遠隔装置に遠隔装置の電力を上下させるよう
指令する。電力制御機構はトラフィックチャネル操作中
に電力制御群と呼ばれる一組のウォルシュ記号に関して
作用する。（トラフィックチャネル操作はアクセスチャ
ネル操作の次に行われ、進行中の通話の間の操作を意味
する。）１つの電力制御群内のウォルシュ記号は遠隔装
置において同じ電力制御指示指令を用いて伝達される。

更に上述したように、本発明の好ましい実施例では、
遠隔装置によって伝達される信号はトラフィックチャネ
ル操作中の可変率のものである。データを送信するため
に遠隔装置が使用する率は、検索プロセスの間基地局で
は解らない。連続シンボルが累算される時、その累算中
に送信器がゲートオフされないことは避けられないこと
である。電力制御群内のウォルシュ記号は一群としてゲ
ートされ、好ましい実施例における電力制御群から成る
６つのウォルシュ記号が全てゲートオンされるか、ある
いは全てがゲートオフされることを意味する。

このように、検索パラメーターがトラフィックチャネ
ル操作中に複数のウォルシュ記号が累算されることを指
定する場合、検索プロセスは１つの電力制御群内で開始
または終了するように各検索レーキを整列させなければ
ならない。制御ワードバッファ346に記憶された制御ワ
ードは電力制御群整列ビットを含む。１に設定された電
力制御群整列ビットがトラフィックチャネル検索を指示
すると、検索プロセスは次のオフセットウォルシュ記号
境界ではなく、次の電力制御群境界に同期する。

制御ワードバッファ346に記憶された制御ワードは更
に、図８に関連して上述したように、ピーク検出フィル
ターイネーブルビットを含む。

検索器は制御ワードの連続/1ステップビットの設定に
従い、連続または１ステップモードで操作する。１ステ
ップモードでは、検索が行われた後、統合型検索処理装
置128が未使用状態に戻り、更なる指示を待つ。連続モ
ードでは、統合型検索処理装置128が常に検索を行い、
時間チャネル成分マイクロプロセッサー136によってそ
の結果が入手できることを合図されると、統合型検索処
理装置128は次の検索を始める。

検索制御ブロック166は統合型検索処理装置128が実施
する探索プロセスを制御するために使用されるタイミン
グ信号を作り出す。検索制御ブロック166は短コードI/Q
PN発生器202、206及び長コードユーザーPN発生器204
にゼロオフセットタイミング基準を送り、デシメータラ
ッチ218にイネーブル信号を、また検索器前端174内のMU
X216に選択信号を送る。検索制御ブロック166はPNシー
ケンスバッファ176及び偶数と奇数のウォルシュチップ
バッファ168、170用の読取り／書込みアドレスを提供す
る。また、逆拡散変調器178の操作を制御するために現
在のオフセットを出力する。更に、検索制御ブロック16
6はFHTプロセッサーエンジン120用の時間スライスタイ
ミング基準を提供し、FHT入力MUX124を制御することに
よって、検索プロセスもしくは復調プロセスがFHTプロ
セッサーエンジン120を使用するかどうかを決定する。
更に、検索制御ブロック166はある内部タイミングスト
ローブの幾つかのパイプライン遅延されたものを図12の
検索結果処理装置制御論理254に提供し、制御論理がウ
ォルシュ記号累算数に対するオフセットのレーキを横切
って検索結果を合計できるようにする。検索制御ブロッ
ク166は最良結果レジスタ250に記憶された累積エネルギ
ー値を対応するパイプラインオフセットとアンテナ情報
を提供する。

図13において、システム時間カウント342はゼロオフ
セット時間基準の従属装置として作動されている。上記
において詳述したように、好ましい実施例では、システ
ムクロックがPNチップ率の８倍で進む。ウォルシュ記号
内に256のPNチップがあり、電力制御群毎に全体で６×2
56×８＝12,288のシステムクロックに対して電力制御群
内に６つのウォルシュ記号がある。従って好ましい実施
例では、システム時間カウント342は12,288のシステム
クロックをカウントする14ビットのカウンターから構成
される。検索器前端174内の図10の短コードI/Q PN発生
器202、206及び長コードユーザーPN発生器204に対する
入力基準はシステム時間カウント342から取られる。
（長コードユーザーPN発生器204の出力は約50日間繰り
返さないそれより長いシステム幅基準に基づいている。
それより長いシステム幅基準は探索プロセスによって制
御されず、予め設定された値として作用する。予め設定
された値に基づく連続操作はシステム時間カウント342
によって制御される。）PNシーケンスバッファ176及び
偶数と奇数のウォルシュチップバッファ168、170用のア
ドレスはシステム時間カウント342から取られる。シス
テム時間カウント342は各時間スライスの開始時にラッ
チ328によってラッチされる。ラッチ328の出力はアドレ
スMUX330、332、334を介して選択され、それらはこれら
のバッファが時間スライス内で後に書き込まれる時に、
現在の時間スライスに対応する書込みアドレスを提供す
る。

オフセット累算器310は現在処理中のレーキ成分のオ
フセットを追跡する。探索オフセットバッファ308に記
憶されている開始オフセットは各探索窓の開始時にオフ
セット累算器310にロードされる。オフセット累算器310
は各レーキ成分と共に減算される。更なる累算のために
繰り返されるべき各探索レーキの終了時に、レーキ幅バ
ッファ312に記憶された探索レーキ毎のレーキ成分の数
がオフセット累算器に加算し直され、探索レーキ内の最
初のオフセットにそれが基準として戻される。この方法
で、探索プロセスが別のウォルシュシンボル累算のため
に同じ探索レーキを再度掃引する。探索プロセスが最後
のウォルシュシンボル累算に関する現在の探索レーキの
掃引を完了した場合、オフセット累算器310は、繰り返
しレーキMUX304の“−1"入力の選択により、１だけ減算
され、それにより次の探索レーキ内の最初のレーキ成分
のオフセットが作り出される。

オフセット累算器310の出力は常に処理中の現在のレ
ーキ成分の出力を表わし、こうして逆拡散変調器178に
対するデータ入力を制御するために使用される。オフセ
ット累算器310の出力は加算器336、338によってシステ
ム時間カウント342の時間スライスタイミング出力に加
算され、レーキ成分に対応する時間スライス内でアドレ
スシーケンスを発生させる。加算器336、338の出力はア
ドレスMUX330、332を介して選択され、アンテナサンプ
ルバッファ172に読取りアドレスを提供する。

更に、オフセット累算器310の出力はコンパレーター3
26によってシステム時間カウント342の出力と比較さ
れ、アンテナサンプルバッファ172が探索プロセスを開
始するのに充分有効なデータを持っていることを示すオ
フセットウォルシュシンボルストローブを形成する。

探索レーキカウント320は現在の探索レーキ内で処理
すべき残りのレーキ成分数を追跡する。探索レーキカウ
ント320には探索窓の開始時に探索幅バッファ314に記憶
されている探索窓の幅がロードされる。探索レーキカウ
ント320は各探索レーキの最後のウォルシュシンボル累
算処理が完了した後増分される。それが最終カウントに
達した時には、探索窓内の全てのオフセットが処理され
ている。現在の探索窓の終わりが近づいていることを示
すために、探索レーキカウント320の出力が総和器324に
よってレーキ幅バッファ312の出力と合計される。探索
窓指示の終わりは、現在の探索窓のために必要な中味を
中断することなく、次の探索窓のための準備にアンテナ
サンプルバッファ172に別のアンテナからデータサンプ
ルが充填され始める時間をマークする。

チャネル成分マイクロプロセッサー136が探索窓を指
定する時、それは探索窓が複数のアンテナのために実行
されることを指定することができる。このような場合に
は、一連のアンテナからのサンプルを用いて同じ探索窓
パラメーターが繰り返される。該かる一群の探索窓はア
ンテナ探索セットと呼ばれる。アンテナ探索セットがチ
ャネル成分マイクロプロセッサー136によって指定され
る場合、アンテナセットはアンテナ選択バッファ348に
記憶された値によってプログラムされる。アンテナ探索
セットの完了後、チャネル成分マイクロプロセッサー13
6に警告が出される。

レーキ成分カウント318は現在の探索レーキ内の処理
のために残されるレーキ成分の数を含む。レーキ成分カ
ウント318は処理された各レーキ成分ごとに一度増分さ
れ、探索プロセスが未使用状態にある時、あるいは探索
レーキの完了と同時に、レーキ幅バッファ312の出力が
ロードされる。

ウオルシュ記号蓄積カウント322は現在の検索レーキ
用に蓄積するために残されたウオルシュ記号の数をカウ
ントする。探索プロセスが未使用状態にある時、あるい
は最終のウォルシュシンボル累算に対する探索レーキ掃
引の完了後、カウンターにウォルシュシンボル数がロー
ドされ、ウォルシュシンボル累算バッファ316に記憶さ
れたように累算する。そうでなければ、カウンタは各探
索レーキの完了時に増分される。

入力有効カウント302は、入力アンテナもしくはデシ
メータ整列が変化する時はいつでもロードされる。入力
有効カウント302には探索プロセスがレーキ幅バッファ3
12の出力に基づいて探索レーキを処理するために必要と
する最低数のサンプル（つまり、１つのウォルシュシン
ボル＋サンプルの値を持つ１つのレーキ幅）がロードさ
れる。アンテナサンプルがアンテナサンプルバッファ17
2に書き込まれる度に、入力有効カウント302が増分され
る。入力有効カウント302が最終カウントに達した時、
探索プロセスを開始できるようにする可能化信号を送
る。更に、入力有効カウント302は連続探索窓のオフセ
ットがデータの連続処理を許さない場合に探索処理を避
けるための機構も提供する。

探索プロセスは未使用状態、同期状態または活動状態
のいずれかで機能する。探索器整列制御350は現在の状
態を維持する。統合探索処理装置128はチャネル成分モ
デム110がリセットされた時、未使用状態に初期化され
る。未使用状態の間に、探索制御ブロック166内の全て
のカウンター及び累算器はそれらの連合する探索パラメ
ーターを上述のようにロードする。チャネル成分マイク
ロプロセッサー136が探索プロセスに制御ワードを介し
て連続または１ステップ探索を開始するよう指令を出す
と、統合探索処理装置128は同期状態に移動する。

同期状態では、探索プロセスは常にオフセットされた
ウォルシュシンボル境界を待ち受ける。アンテナサンプ
ルバッファ172内のデータがまだ有効でなければ、ある
いは電力制御群整列ビットが設定されてウォルシュシン
ボルが電力制御群境界ではない場合、統合探索処理装置
128は、次のオフセットされたウォルシュシンボル境界
に関して適当な条件が満たされるまで同期状態のままで
ある。適当に可能化されたオフセットウォルシュシンボ
ルにより、探索プロセスは活動状態に移動することがで
きる。

統合探索処理装置128はそれが探索レーキを処理して
しまうまで活動状態に留まり、処理を完了した時には通
常同期状態に戻る。統合探索処理装置128が１ステップ
モードにある場合には、それは探索窓内の最後の探索レ
ーキに対する最後のウォルシュシンボル累算に対して最
後のレーキ成分を完了した後、活動状態から未使用状態
に進むことができる。その後統合探索処理装置128はチ
ャネル成分マイクロプロセッサー136が別の探索を開始
するのを待つ。その代わりに、統合探索処理装置128が
連続モードにある場合には、この時点で統合探索処理装
置128は新しい探索パラメーターセットをロードし、同
期状態に戻って新しい探索において処理すべき初期オフ
セットにおいてオフセットウォルシュシンボルを待つ。
活動状態はアンテナデータサンプルが処理される唯一の
状態である。未使用状態もしくは同期状態では、探索プ
ロセスは単にシステム時間カウント342で時間の追跡を
し、PNシーケンスバッファ176とアンテナサンプルバッ
ファ172への書込みを続けるので、探索プロセスが活動
状態に移動しない時、これらのバッファを使用する準備
が整っている。

図14は、図９に示した探索レーキ196等の探索窓にお
ける第２の探索レーキの最初のウォルシュシンボル累算
を示す例示的なタイミング図である。ゼロオフセット基
準システム時間クロックに対する参照として、第３のウ
ォルシュシンボルが32の時間スライスに分割されてい
る。ウォルシュシンボル３に対応するオフセットウォル
シュシンボル境界指示が、アンテナサンプルバッファ17
2がそのオフセットにおいて有効なサンプルで処理する
準備が整っていることを示す時、探索器状態372は同期
から活動状態に変化する。次に利用できる時間スライス
の間、探索レーキの最初のレーキ成分が処理される。復
調器前端122が時間スライス374において“D"で示される
ようにFHTプロセッサーエンジン120を使用しない限り、
探索プロセスは各時間スライスを使用して、時間スライ
ス374において“S"で示されるように、レーキ成分を処
理し続ける。探索プロセスはレーキ内の全てのレーキ成
分の処理を完了し、ウォルシュシンボル４に対応する次
のオフセットウォルシュシンボル境界の前に、同期状態
に戻る。更に、探索レーキカウント状態362が完全な探
索レーキの処理が完了したことを示す最終状態に達する
まで、探索レーキカウント状態362が活動状態の間に増
分されるのが示されている。オフセットカウント状態36
4はレーキ成分に対応する各時間スライスの間に増分さ
れるのが示されており、それを時間スライスの間にサン
プルバッファオフセット読取りアドレスを引き出すため
に使用することができる。最良結果レジスタ366に対す
るオフセットカウントとしてオフセットカウント状態36
4はパイプラインに遅延される。オフセットカウント368
は最終のウォルシュシンボル累算370通過と同時に増分
される。

このように、１つの統合探索処理装置の構成は、アン
テナサンプルをバッファリングし、時分割された変換処
理装置を利用することによって、探索パラメーターセッ
トによって構成されるように探索を通して別個に結果を
整理して分析し、復調成分再割り当てのために使用すべ
き最良のパスに関する要約報告書を提示することができ
る。これは制御マイクロプロセッサーの探索に関連する
作業負荷を減少させ、より価格の安いマイクロプロセッ
サーを使用することができるようにし、更に１つのICに
関して完全なチャネル成分モデムを可能にすることによ
って直接的なICの費用を減少させる。

ここで説明する全般的な原則を別の通信機構を使用す
るシステムに使用することができる。上記の説明はパイ
ロット信号を利用できない場合の、逆方向リンク信号の
受信に基づいている。好適態様の順方向リンクに関して
は、基地局がパイロット信号を発信する。パイロット信
号とは公知のデータを持つ信号であり、こうしてどのデ
ータが送信されたかを決定するために使用されるFHTプ
ロセスが必要ではない。本発明を具体化するために、パ
イロット信号から成る信号を受信するための統合探索処
理装置はFHTプロセッサーエンジン120もしくは最大検出
機能を含まないであろう。例えば、図５のFHTプロセッ
サーエンジン120及び最大検出160ブロックは図15に示す
ような簡単な累算器125と置き換えることができるであ
ろう。パイロット信号が利用できる場合の探索操作は、
上述のような捕捉モードアクセスチャネル探索操作に類
似している。

様々な方法で探索を行うために、上述の探索構造を使
用することができる。最も効率的な探索は直線的探索で
ある。直線的探索は遠隔装置が送信中である確率に関わ
らず潜在的な時間オフセットを順に直線的に探索するこ
とによって行われる。遠隔装置の信号を探索する場合、
基地局が予想される適用範囲を知っていなければならな
い。例えば、典型的な基地局はほぼ50キロメートルの範
囲をカバーし、好適態様では350マイクロセカンドもし
くはほぼ430 PNチップの往復遅延を意味する。更に、
信号が間接的なパスを取る場合のマルチパス環境では、
遠隔装置の信号は直接的パス伝播の２倍程度遅延される
かもしれず、探索をほぼ1000の異なるPNオフセットのセ
ットに亙って実施しなければならないことを意味する。
一旦遠隔装置の信号が検索され復調中であると、遠隔装
置の概算距離が解り、多数の有効なマルチパス信号が検
出されることを確実にするために探索される必要がある
起こりうるPNオフセットが大いに減少される。

電力制御群に関する所定の探索において、所定のPNオ
フセットにおいて信号を検出することができない理由が
３つある。まず第一に、所定のPNオフセットに如何なる
信号も到達できないからである。遠隔装置は幾つかのマ
ルチパス信号を提供するかもしれないが、作られるマル
チパス信号の数は探索される全てのオフセットのほんの
小さな部分にすぎない。このように、探索されるオフセ
ットの大部分は正確に検出しきい値を超えるエネルギー
結果を作り出さない。なぜならどの遠隔装置の信号もそ
のオフセットに存在しないからである。

第二に、信号は所定のPNオフセットで到達するかもし
れないが、大部分の探索積分時間の間に変動する。上述
したように、無線チャネルのマルチパス特徴は信号フェ
ージングを結果的に生じる。フェージングはマルチパス
チャネルの位相同期特性の結果である。マルチパススペ
クトルが破壊的に加算される時にフエードが発生し、個
々のベクトルより小さな受信信号を発生させる。このよ
うに、探索が行われる時に長期に亙って有効な信号がた
またま深いフェードにある場合、如何なる信号も探索プ
ロセスによって検出されない。

第三に、遠隔装置の送信器が問題の時限の間ゲートオ
フされるという事実がなければ、信号は所定のPNオフセ
ットに到達したであろう。上述のように、好適態様で
は、遠隔装置はバースト信号を作り出す。遠隔装置はデ
ータの可変率フレームを作り出す可変率ボコーダから成
る。データバーストランダマイザーが遠隔装置が送信す
る時限、及び送信される信号のデータ率を仮定して、遠
隔装置が送信しない時限、数を識別する特定の遠隔装置
及び一日の時間を決定する。全速度以下で操作する時、
遠隔装置内のデータバーストランダマイザーは送信バー
スト内の実時限を疑似乱数的に分配する。基地局が一日
の時間と数を識別する特定の遠隔装置に基づいて疑似乱
数的分配を再形成することができるが、探索プロセスの
間速度情報は入手できないように、対応するデータバー
ストランダマイザーが更に基地局に具備される。上記に
おいて特記したように、８番目の速度時限がいわゆる相
応の群の時限を決定する。この方法で、送信される信号
のデータ速度に関わらず、相応の群に対応する各時限が
確かに対応する遠隔装置が信号を送信する時間に対応す
る。他の全ての時限の間、遠隔装置は対応する符合化率
に応じて送信してもよいし、しなくてもよい。

有効な電力測定を得るために直線的探索が指定される
と、上記において詳述したように、１つの電力制御群を
開始／終了させるために探索プロセスは探索統合時間
（つまり、１つの探索オフセットにおけるウォルシュ累
算の数）を制限する。１つの電力制御群内でのみ統合す
る探索は電力制御群境界と同期するように言われる。所
定のオフセットにおける探索プロセスが電力制御群境界
に関わりなく累積され、遠隔装置が全速度以下で送信し
ていた場合、遠隔装置の信号がゲートオンされる電力制
御群に対応する有効な探索結果が、遠隔装置の信号がゲ
ートオフされる次の電力制御群の間に累積されるノイズ
と合計されてよい。遠隔装置の信号がゲートオフされる
電力制御群に対応する探索結果の総計は、そうでなけれ
ば遠隔装置の信号がゲートオンされる電力制御の間に累
積される貴重な結果を改悪する。

探索の１つの方法は相応する群に対応するこれらの電
力制御群のみを探索することであろう。もしも相応する
群のみの探索が実施されたとしても、探索プロセス及び
復調成分割り当てプロセスは、累積されるエネルギーが
検出しきい値を超えないが、実際には信号がチャネルの
予想できないフェージング特徴のためにオフセットに存
在する状況を処理することができなければならない。従
って、もっと効率的な機構は全ての電力制御群が相応す
る群に対応しているかどうかに関わらず、全ての電力制
御群内にエネルギーを累積することである。探索におい
て相応する群に対応しないエネルギーが検出された場
合、相応する群のみの探索に基づいて発生されるであろ
うもの以上に、付加的な有効データポイントが発生す
る。

上述のように、序文探索とトラフィックチャネル操作
の間に実施される探索は異なっている。遠隔装置が始め
にシステムにアクセスしようとする時、遠隔装置はウォ
ルシュゼロシンボルを使用して序文と呼ばれるビーコン
信号を送る。ウォルシュゼロシンボルは、上述のよう
に、半分の１と０の代わりに全ての論理的ゼロを含むウ
ォルシュシンボルである。序文探索が実施される時、探
索器はアクセスチャネルでウォルシュゼロシンボルビー
コン信号を送信している遠隔装置を捜す。好適態様で
は、序文の送信は常に全速度であり、決してゲートオフ
されない。従って、序文探索中には、出力制御境界との
同期は必要でない。

スペクトラム拡散多重アクセス通信システムに対して
ここで特に説明しない多くの構成があるが、それらにも
本発明を適用することができる。例えば、ウォルシュ符
号化及びFHT復号化の代わりに他の符合化／復号化手段
を使用できる。好適態様の上述の説明は、当業者が本発
明を使用できるようにするために為された。これらの態
様に対する幾多の修正も当業者には容易に自明であろう
し、ここで定義された全般的な原則も発明的能力を使用
せずに他の態様に適用できるであろう。このように、本
発明はここで示された態様に限定されず、ここで開示さ
れた原則及び新規の特徴と矛盾しない幅広い範囲と調和
すべきものである。

フロントページの続き (72)発明者 レビン、 ジェフリー・エー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92130、サン・ディエゴ、マエストロ・ コート 12549 (72)発明者 イーストン、 ケニス・ディー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92126、サン・ディエゴ、ナンバー217、 カレ・クリストバル 7379 (56)参考文献 特許3040484（ＪＰ，Ｂ２) 特表 平９−506234（ＪＰ，Ａ) 特表 平９−510855（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−501349（ＪＰ，Ａ) 特表 平８−508152（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H04B 7/26

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】共通の周波数帯域を共有する拡散スペクト
   ル呼出信号のグループから成る信号を受信し、ここにお
   いて前記拡散スペクトル呼出信号の各々が固定された長
   さのグループの中で一連の記号に符号化された一連のビ
   ットから成り、ここにおいて一連の前記記号が電力制御
   グループにグループ化されており、ここにおいて共通の
   電力制御グループの中の各記号が共通の電力レベルで送
   信され、またここにおいて前記電力制御グループがバー
   ストで送信され、及びゼロオフセット基準値時間からの
   パス遅れ時間オフセットに於ける呼出信号強度を決定す
   るために前記グループの中から前記呼出信号の一つを分
   離する，方法であって， PNシーケンス・バッファーの中にPNシーケンス・データ
   ・ビットを保存する； 受信された呼出信号サンプルのセットを、制限されたサ
   イズを有するサンプル・バッファーの中に保存する； 一番目の逆拡散された出力を作るために、前記PNシーケ
   ンス・バッファーからのPNシーケンス・データ・ビット
   の一番目のセットで一番目のパス遅れ時間に対応する前
   記サンプルバッファーからの一番目の固定された長さの
   前記受信された呼出信号サンプルを逆拡散する； 及び 二番目の逆拡散された出力を作るために，前記PNシーケ
   ンス・バッファーからのPNシ・一ケンス・データ・ビッ
   トの前記一番目のセットで二番目のパス遅れ時間に対応
   する前記サンプルバッファーからの呼出信号サンプルの
   前記受信されたセットの二番目の固定された長さのセッ
   トを、逆拡散する； ここにおいて，前記二番目の固定された長さの呼出信号
   サンプルのセットは、オーバーラッピングしない呼出信
   号サンプルのセットは別として、前記一番目の固定され
   た長さのセットの呼出信号サンプルと同じ呼出信号サン
   プルから成り、またここにおいて前記受信された呼出信
   サンプルのセットの長さは、前記一番目と二番目の固定
   された長さの呼出信号サンプルのセットの固定された長
   さの分数であり、 ここにおいて，前記一番目と２番目の固定された長さの
   呼出信号サンプルのセットを保存する前記段階と、及び
   前記一番目と二番目の固定された長さの呼出信号サンプ
   ルのセットを逆拡散する前記段階が、前記呼出信号の前
   記一つが前記電力制御グループの一つを具備するか否か
   にかかわらず実行される， 段階を含むことを特徴とする上記方法。
2. 【請求項２】請求項１に記載された方法において，前記
   一番目の固定された長さの呼出信号サンプルは呼出信号
   サンプルの一つのウォルシュ記号を含むことを特徴とす
   る前記方法。
3. 【請求項３】請求項１に記載された方法において，一番
   目の受信された呼出信号サンプルのセットを保存する前
   記段階は，呼出し信号サンプルの二つのウォルシュ記号
   を保存することを含むことを特徴とする前記方法。
4. 【請求項４】請求項１に記載された方法において，二番
   目の受信された呼出信号サンプルのセットを保存する前
   記段階は，呼出し信号サンプルの二つのPNチップを保存
   することを含むことを特徴とする前記方法。
5. 【請求項５】請求項１に記載された方法は，さらに，付
   加的なパス遅れ時間に従って前記サンプルバッファから
   付加的な固定された長さの呼出信号サンプルの複数のセ
   ットを逆拡散することを含むことを特徴とする，前記方
   法。
6. 【請求項６】請求項５に記載された方法は，さらに，前
   記一番目のパス遅れ，二番目のパス遅れ及び付加的なパ
   ス遅れに従って，復調されたエネルギー値のセットを測
   定することを含むことを特徴とする，前記方法。
7. 【請求項７】請求項６に記載された方法は，さらに，復
   調されたエネルギー値のセットからの少なくとも一つの
   最大復調エネルギー値の検出を含むことを特徴とする，
   前記方法。
8. 【請求項８】請求項７に記載された方法は，さらに，前
   記した少なくとも一つの最大復調エネルギー値に基づい
   て,1セットのフインガを割り当てることを含むことを特
   徴とする，前記方法。