JP3362338B2 - 指向性受信方式 - Google Patents
指向性受信方式Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は主として補聴器に関する
ものである。 【０００２】 【従来の技術】補聴器の明瞭度を低下させる要因の一つ
として外来雑音があるが、従来の補聴器では、難聴耳の
入出力特性および周波数特性を補聴器の特性によって補
償し、信号対雑音比の更なる劣化を防ごうとするものが
主流となっている。増幅器を周波数帯域に分割し、雑音
帯域の増幅度を制御することによって雑音を抑圧してい
るものもあるが、信号帯域と重なる場合は問題となる。
この場合、マイクロホンおよびアレイの指向性によって
雑音を低減することができるが、波長に比して装置の規
模に制限があるため、指向性の尖鋭度に関しては充分で
はない。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】補聴器の明瞭度を劣化
させる外来雑音を、マイクロホンの指向特性によって除
去しようとする場合、マイクロホンアレイの大きさに対
する制限から、従来の方法では尖鋭な指向特性が得られ
ない。本発明は、この指向特性を大幅に改善するもので
ある。 【０００４】 【課題を解決するための手段】複数チャネルのマイクロ
ホンで構成される受信アレイを、眼鏡型装着具のフレー
ムもしくはヘッドホン型装着具の支持梁上に配置する。
各マイクロホンの出力をフーリエ変換して振幅スペクト
ルおよび位相スペクトルを求め、各周波数帯域ごとに次
ぎの操作を行なう。各チャネル間の位相差に任意の係数
を乗じて差を拡大し、さらに各チャネル間の振幅および
位相を補間して補間チャネル出力を計出し、補間チャネ
ルを含めたチャネル数を任意の大きさに増倍する。これ
らの出力に任意の重み関数を乗じて整相加算（正面方向
にビームをつくる場合は単に加算）し、フーリエ逆変換
して従来の増幅器入力とする。 【０００５】 【発明の実施の形態】図１は本発明の実施例を示す系統
図である。１，２，３および４のＭ１，Ｍ２，Ｍｉおよ
びＭｍ（ｉ＝１，２，…ｍ）はｍチャネルのマイクロホ
ンで、眼鏡型装着具のフレームまたはヘッドホンの支持
梁にｄなる水平距離間隔で配置され、５のマイクロホン
アレイを構成する。 【０００６】ｆｉ（ｔ）（ｉ＝１，２，…，ｍ）は各マ
イクロホンの出力で、６のフーリエ変換器によってｍチ
ャネルの周波数スペクトルＦｉ（ω）（ｉ＝１，２，
…，ｍ）に変換される。７，８，９および１０のＡ
ｉ（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）およびαｉ（ω）（ｉ
＝１，２，…ｍ）は、それぞれＦｉ（ω）（ｉ＝１，
２，…，ｍ）の振幅スペクトルおよび位相スペクトルで
ある。ここで、ωは角周波数である。これらの出力に対
して、１１では、各周波数帯域ごとに次ぎの操作を行な
う。αｉ（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）より各チャネル
間の位相差を求め、この差に任意の係数Ｋｐを乗じてチ
ャネル間の位相差を拡大し、新たな位相スペクトルβｉ
（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）を得る。周波数スペクト
ルはＧｉ（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）となり、１２，
１３，１４および１５に、その振幅スペクトルＡ
ｉ（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）および位相スペクトル
βｉ（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）を示す。次ぎに１６
では各周波数帯域ごとに、Ａｉ（ω）（ｉ＝１，２，
…，ｍ）およびβｉ（ω）（ｉ＝１，２，…ｍ）より各
チャネル間の振幅および位相を任意の数だけ補間して、
補間チャネルのスペクトルを計出し、補間チャネルを含
めたチャネル数を任意の大きさｎ＝Ｋｃｍに増倍して新
たな周波数スペクトルＨｋ（ω）（ｋ＝１，２，…，
ｎ）を得る。１７，１８，１９および２０に、その振幅
スペクトルＢｋ（ω）（ｋ＝１，２，…，ｎ）および位
相スペクトルγｋ（ω）（ｋ＝１，２，…ｎ）を示す。
次ぎに２１では各チャネルの振幅Ｂｋ（ω）（ｋ＝１，
２，…，ｎ）に任意の重み関数Ｗｋ（ｋ＝１，２，…，
ｎ）を乗じてシェーデイングを行ない、新たな周波数ス
ペクトルＪｋ（ω）（ｋ＝１，２，…，ｎ）を得る。２
２，２３，２４および２５に、その振幅スペクトルＣｋ
（ω）（ｋ＝１，２，…，ｎ）および位相スペクトルγ
ｋ（ω）（ｋ＝１，２，…，ｎ）を示す。２６では、こ
れらの入力を任意の方向に整相加算（正面方向にビーム
をつくる場合は単に加算）して指向性出力Ｊ（ω）を得
る。２７では、Ｊ（ω）をフーリエ逆変換して指向性出
力ｊ（ｔ）とし、従来の増幅器入力とする。 【０００７】直線アレイの場合について、以下に計算例
を示す。アレイ長をａｌ、マイクロホン間隔をｄ、マイ
クロホンチャネル数をｍ、音波到来方向をアレイ正面方
向より測ってθ、位相差拡大係数をＫｐ、チャネル増倍
係数をＫｃ、波長をλとする。上記よりマイクロホン間
隔ｄはｄ＝ａｌ／（ｍ−１）、増倍チャネル数ｎはｎ＝
Ｋｃｍ、増倍チャネル間隔ｓはｓ＝ａｌ・Ｋｐ／（ｎ−
１）となる。位相スペクトルβｉ（ω）は（１）式で与
えられる。 整相方位が０度のとき、加算出力の指向特性Ｒ（θ）は
各条件により下記となる。 １．無指向性マイクロホンの場合 Ｒ（θ）＝Ｒ（θ）。 ２．単一指向性マイクロホンの場合 Ｒ（θ）＝Ｒ（θ）ｃ Ｒ（θ）ｃ＝Ｒ（θ）ｏ（１＋ｃｏｓ（θ））／２……（３） ３．２次音圧傾度マイクロホンの場合 Ｒ（θ）＝Ｒ（θ）ｇ ただし、ａは音圧傾度マイクロホンの前後距離である。 ４ シェーディングを行なわない場合 Ｗｋ＝１の場合で、（２）、（３）および（４）式のＲ
（θ）ｏは（５）式となる。 【０００８】 【発明の効果】図２以降に指向特性の計算結果を示す。
図２、図３および図４は、位相差拡大係数Ｋｐ＝１、チ
ャネル増倍係数Ｋｃ＝１の場合で、それぞれ無指向性素
子、単一指向性素子および２次音圧傾度素子を用いてい
る。これに対して図５、図６および図７では、Ｋｐ＝
５、Ｋｃ＝５として指向幅を減少させている。上記指向
幅の改善に対して、図８、図９および図１０では、さら
にシェーデイングを追加してサイドローブを減衰させて
いる。しかし、これによって指向幅が若干増加するた
め、図１１、図１２および図１３では、さらにＫｐ＝
８、Ｋｃ＝８として再び指向幅を減少させている。ここ
でアレイ長ａｌ＝１５ｃｍ，マイクロホンチャネル数ｍ
＝２、周波数ｆ＝１０００Ｈｚ、波長λ＝３４ｃｍ，２
次音圧傾度素子のセンサー間前後距離ａ＝５ｃｍであ
る。また、シェーデイング係数Ｗｋ＝０．５４＋０．４
６ｃｏｓ（π（２ｋ−ｎ−１）／（ｎ−１））である。
「図２、図３および図４」と「図５、図６および図７」
並びに「図８、図９および図１０」と「図１１、図１２
および図１３」を比較すると、ＫｐおよびＫｃを大きく
することによって指向幅が大幅に減少していることが分
かる。ヘッドホン型装着具のようにマイクロホンを上下
方向にも配列できる場合は、同様にして、さらに垂直方
向の指向特性についても改善することが可能である。
ものである。 【０００２】 【従来の技術】補聴器の明瞭度を低下させる要因の一つ
として外来雑音があるが、従来の補聴器では、難聴耳の
入出力特性および周波数特性を補聴器の特性によって補
償し、信号対雑音比の更なる劣化を防ごうとするものが
主流となっている。増幅器を周波数帯域に分割し、雑音
帯域の増幅度を制御することによって雑音を抑圧してい
るものもあるが、信号帯域と重なる場合は問題となる。
この場合、マイクロホンおよびアレイの指向性によって
雑音を低減することができるが、波長に比して装置の規
模に制限があるため、指向性の尖鋭度に関しては充分で
はない。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】補聴器の明瞭度を劣化
させる外来雑音を、マイクロホンの指向特性によって除
去しようとする場合、マイクロホンアレイの大きさに対
する制限から、従来の方法では尖鋭な指向特性が得られ
ない。本発明は、この指向特性を大幅に改善するもので
ある。 【０００４】 【課題を解決するための手段】複数チャネルのマイクロ
ホンで構成される受信アレイを、眼鏡型装着具のフレー
ムもしくはヘッドホン型装着具の支持梁上に配置する。
各マイクロホンの出力をフーリエ変換して振幅スペクト
ルおよび位相スペクトルを求め、各周波数帯域ごとに次
ぎの操作を行なう。各チャネル間の位相差に任意の係数
を乗じて差を拡大し、さらに各チャネル間の振幅および
位相を補間して補間チャネル出力を計出し、補間チャネ
ルを含めたチャネル数を任意の大きさに増倍する。これ
らの出力に任意の重み関数を乗じて整相加算（正面方向
にビームをつくる場合は単に加算）し、フーリエ逆変換
して従来の増幅器入力とする。 【０００５】 【発明の実施の形態】図１は本発明の実施例を示す系統
図である。１，２，３および４のＭ１，Ｍ２，Ｍｉおよ
びＭｍ（ｉ＝１，２，…ｍ）はｍチャネルのマイクロホ
ンで、眼鏡型装着具のフレームまたはヘッドホンの支持
梁にｄなる水平距離間隔で配置され、５のマイクロホン
アレイを構成する。 【０００６】ｆｉ（ｔ）（ｉ＝１，２，…，ｍ）は各マ
イクロホンの出力で、６のフーリエ変換器によってｍチ
ャネルの周波数スペクトルＦｉ（ω）（ｉ＝１，２，
…，ｍ）に変換される。７，８，９および１０のＡ
ｉ（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）およびαｉ（ω）（ｉ
＝１，２，…ｍ）は、それぞれＦｉ（ω）（ｉ＝１，
２，…，ｍ）の振幅スペクトルおよび位相スペクトルで
ある。ここで、ωは角周波数である。これらの出力に対
して、１１では、各周波数帯域ごとに次ぎの操作を行な
う。αｉ（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）より各チャネル
間の位相差を求め、この差に任意の係数Ｋｐを乗じてチ
ャネル間の位相差を拡大し、新たな位相スペクトルβｉ
（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）を得る。周波数スペクト
ルはＧｉ（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）となり、１２，
１３，１４および１５に、その振幅スペクトルＡ
ｉ（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）および位相スペクトル
βｉ（ω）（ｉ＝１，２，…，ｍ）を示す。次ぎに１６
では各周波数帯域ごとに、Ａｉ（ω）（ｉ＝１，２，
…，ｍ）およびβｉ（ω）（ｉ＝１，２，…ｍ）より各
チャネル間の振幅および位相を任意の数だけ補間して、
補間チャネルのスペクトルを計出し、補間チャネルを含
めたチャネル数を任意の大きさｎ＝Ｋｃｍに増倍して新
たな周波数スペクトルＨｋ（ω）（ｋ＝１，２，…，
ｎ）を得る。１７，１８，１９および２０に、その振幅
スペクトルＢｋ（ω）（ｋ＝１，２，…，ｎ）および位
相スペクトルγｋ（ω）（ｋ＝１，２，…ｎ）を示す。
次ぎに２１では各チャネルの振幅Ｂｋ（ω）（ｋ＝１，
２，…，ｎ）に任意の重み関数Ｗｋ（ｋ＝１，２，…，
ｎ）を乗じてシェーデイングを行ない、新たな周波数ス
ペクトルＪｋ（ω）（ｋ＝１，２，…，ｎ）を得る。２
２，２３，２４および２５に、その振幅スペクトルＣｋ
（ω）（ｋ＝１，２，…，ｎ）および位相スペクトルγ
ｋ（ω）（ｋ＝１，２，…，ｎ）を示す。２６では、こ
れらの入力を任意の方向に整相加算（正面方向にビーム
をつくる場合は単に加算）して指向性出力Ｊ（ω）を得
る。２７では、Ｊ（ω）をフーリエ逆変換して指向性出
力ｊ（ｔ）とし、従来の増幅器入力とする。 【０００７】直線アレイの場合について、以下に計算例
を示す。アレイ長をａｌ、マイクロホン間隔をｄ、マイ
クロホンチャネル数をｍ、音波到来方向をアレイ正面方
向より測ってθ、位相差拡大係数をＫｐ、チャネル増倍
係数をＫｃ、波長をλとする。上記よりマイクロホン間
隔ｄはｄ＝ａｌ／（ｍ−１）、増倍チャネル数ｎはｎ＝
Ｋｃｍ、増倍チャネル間隔ｓはｓ＝ａｌ・Ｋｐ／（ｎ−
１）となる。位相スペクトルβｉ（ω）は（１）式で与
えられる。 整相方位が０度のとき、加算出力の指向特性Ｒ（θ）は
各条件により下記となる。 １．無指向性マイクロホンの場合 Ｒ（θ）＝Ｒ（θ）。 ２．単一指向性マイクロホンの場合 Ｒ（θ）＝Ｒ（θ）ｃ Ｒ（θ）ｃ＝Ｒ（θ）ｏ（１＋ｃｏｓ（θ））／２……（３） ３．２次音圧傾度マイクロホンの場合 Ｒ（θ）＝Ｒ（θ）ｇ ただし、ａは音圧傾度マイクロホンの前後距離である。 ４ シェーディングを行なわない場合 Ｗｋ＝１の場合で、（２）、（３）および（４）式のＲ
（θ）ｏは（５）式となる。 【０００８】 【発明の効果】図２以降に指向特性の計算結果を示す。
図２、図３および図４は、位相差拡大係数Ｋｐ＝１、チ
ャネル増倍係数Ｋｃ＝１の場合で、それぞれ無指向性素
子、単一指向性素子および２次音圧傾度素子を用いてい
る。これに対して図５、図６および図７では、Ｋｐ＝
５、Ｋｃ＝５として指向幅を減少させている。上記指向
幅の改善に対して、図８、図９および図１０では、さら
にシェーデイングを追加してサイドローブを減衰させて
いる。しかし、これによって指向幅が若干増加するた
め、図１１、図１２および図１３では、さらにＫｐ＝
８、Ｋｃ＝８として再び指向幅を減少させている。ここ
でアレイ長ａｌ＝１５ｃｍ，マイクロホンチャネル数ｍ
＝２、周波数ｆ＝１０００Ｈｚ、波長λ＝３４ｃｍ，２
次音圧傾度素子のセンサー間前後距離ａ＝５ｃｍであ
る。また、シェーデイング係数Ｗｋ＝０．５４＋０．４
６ｃｏｓ（π（２ｋ−ｎ−１）／（ｎ−１））である。
「図２、図３および図４」と「図５、図６および図７」
並びに「図８、図９および図１０」と「図１１、図１２
および図１３」を比較すると、ＫｐおよびＫｃを大きく
することによって指向幅が大幅に減少していることが分
かる。ヘッドホン型装着具のようにマイクロホンを上下
方向にも配列できる場合は、同様にして、さらに垂直方
向の指向特性についても改善することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の系統図。
【図２】、
【図３】および
【図４】位相拡大係数Ｋｐ＝１、チヤネル増倍係数Ｋｃ
＝１の場合の指向特性。 【図５】、 【図６】および 【図７】Ｋｐ＝５、Ｋｃ＝５として指向幅を減少させた
場合の指向特性。 【図８】、 【図９】および 【図１０】Ｋｐ＝５、Ｋｃ＝５として指向幅を減少さ
せ、さらに各チャネル出力にシェーデイングを施してサ
イドローブを減衰させた場合の指向特性。 【図１１】、 【図１２】および 【図１３】シェーデイングによって若干増加した指向幅
をＫｐ＝８、Ｋｃ＝８とすることによって、再び減少さ
せた場合の指向特性。 【符号の簡単な説明】 １，２，３，４…マイクロホン ５…マイクロホンアレイ ６…フーリエ変換部 ７，８，９，１０…振幅および位相スペクトル １１…位相差拡大部 １２，１３，１４，１５…位相差拡大後のスペクトル １６…チヤネル増倍部 １７，１８，１９，２０…チヤネル増倍後のスペクトル ２１…シェーデイング部 ２２，２３，２４，２５…シェーデイング後のスペクト
ル ２６…整相加算部 ２７…フーリエ逆変換部
＝１の場合の指向特性。 【図５】、 【図６】および 【図７】Ｋｐ＝５、Ｋｃ＝５として指向幅を減少させた
場合の指向特性。 【図８】、 【図９】および 【図１０】Ｋｐ＝５、Ｋｃ＝５として指向幅を減少さ
せ、さらに各チャネル出力にシェーデイングを施してサ
イドローブを減衰させた場合の指向特性。 【図１１】、 【図１２】および 【図１３】シェーデイングによって若干増加した指向幅
をＫｐ＝８、Ｋｃ＝８とすることによって、再び減少さ
せた場合の指向特性。 【符号の簡単な説明】 １，２，３，４…マイクロホン ５…マイクロホンアレイ ６…フーリエ変換部 ７，８，９，１０…振幅および位相スペクトル １１…位相差拡大部 １２，１３，１４，１５…位相差拡大後のスペクトル １６…チヤネル増倍部 １７，１８，１９，２０…チヤネル増倍後のスペクトル ２１…シェーデイング部 ２２，２３，２４，２５…シェーデイング後のスペクト
ル ２６…整相加算部 ２７…フーリエ逆変換部
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】受信アレイを構成する複数マイクロホンの
フーリエ変換出力について、各出力間の位相差を拡大
し、さらに各出力間の補間出力を計出した後、これら出
力の加算出力を得る機能を有する指向性受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11400299A JP3362338B2 (ja) | 1999-03-18 | 1999-03-18 | 指向性受信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11400299A JP3362338B2 (ja) | 1999-03-18 | 1999-03-18 | 指向性受信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000270391A JP2000270391A (ja) | 2000-09-29 |
| JP3362338B2 true JP3362338B2 (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=14626610
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11400299A Expired - Fee Related JP3362338B2 (ja) | 1999-03-18 | 1999-03-18 | 指向性受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3362338B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8767975B2 (en) | 2007-06-21 | 2014-07-01 | Bose Corporation | Sound discrimination method and apparatus |
| US8611554B2 (en) | 2008-04-22 | 2013-12-17 | Bose Corporation | Hearing assistance apparatus |
| US9078077B2 (en) | 2010-10-21 | 2015-07-07 | Bose Corporation | Estimation of synthetic audio prototypes with frequency-based input signal decomposition |
-
1999
- 1999-03-18 JP JP11400299A patent/JP3362338B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000270391A (ja) | 2000-09-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |