JP3361520B2 - 信号ルーチングデバイス - Google Patents

信号ルーチングデバイス

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JP3361520B2 JP50006292A JP50006292A JP3361520B2 JP 3361520 B2 JP3361520 B2 JP 3361520B2 JP 50006292 A JP50006292 A JP 50006292A JP 50006292 A JP50006292 A JP 50006292A JP 3361520 B2 JP3361520 B2 JP 3361520B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本デバイスは信号ルーチングデバイス、より特定的に
は信号を１組の出力の任意の１つに選択可能に経路指定
するためのデバイスに係る。
【０００２】
【従来の技術】
多重路スイッチのような信号ルーチングデバイスが直
流及び通常の電子周波数で使用されることは周知であ
る。しかしながら、このようなデバイスを可視、赤外及
びマイクロ波周波数で使用することは極めて困難であ
る。このようなデバイスの一例はPCT出願第PCT/GB88/00
928号（1989年６月１日付け公開第WO89/04988号）に開
示されている。このデバイスは電気光学導波路のフェー
ズドアレーに係る。該デバイスは個々の導波路に印加さ
れるバイアス電圧を変化させることにより１組の出力に
方向の制御可能な出力ビーム（主回折ローブ）を発生す
る。オペレーションモードはレーダフェーズドアレー原
理を利用する。しかしながら、このデバイスは輻射損失
が大きく、従って非効率的である。導波路の各々に入力
を備え、共通入力領域に多量の輻射を加えることが必要
である。この輻射の多くは導波路を通過しない。更に、
フェーズドアレー出力は、不要信号に対応する望ましく
ないサイドローブ（最大副回折）を含む。
【０００３】 任意の入力ラインを任意の出力ラインに切換えること
が可能な光学ゲートマトリックススイッチは、Ａ Hime
no,H Terui及びＭ Kobayashiにより“Guided Wave
Optical Gate Matrix Switch",Journal of Lightw
ave Technology,Vol.6,No.1,（1988）30〜35頁に記載
されている。マトリックススイッチはInGaAsPレーザダ
イオードゲートを高シリカ導波スプリッタ及びリコンバ
イナ回路と統合することにより構成される。該スイッチ
は波長1.35μｍの光で動作するように設計されている。
記載されている４入力４出力デバイスは全体寸法10mm×
25mmであり、予想損失は22.6dBまでである。従って、比
較的複雑であり、寸法が大きく、光学損失が高いという
欠点がある。実際に、大部分の可能な用途では出力ライ
ンに増幅器が必要であると記載されている。
【０００４】 英国特許第1525492号にはＲ Ulrichにより別の導波
路信号ルーチングデバイスが記載されている。該デバイ
スは、ｑ個の出力導波路が接続された第２の多重モード
セルフイメージング導波路にｑ個の多重モードリレー導
波路を介して接続された第１の多重モードセルフイメー
ジング導波路に連通するｑ個の入力導波路を含む。ここ
でｑは正の整数である。セルフイメージング導波路は矩
形横断面を有しており、エネルギ効率の良いビーム分割
及び再結合を提供する。リレー導波路はセルフイメージ
ング型であり、正方形横断面を有しており、移相器を含
む。
【０００５】 入力導波路の１つを通る輻射入力は、第１のセルフイ
メージング導波路内のモード分散により、ｑ個のリレー
導波路に向けられる。各リレー導波路は入力輻射の1/q
を受け取る。移相器はリレー導波路内の輻射の相対位相
を変更するために使用される。位相は、輻射が第２のセ
ルフイメージング導波路に移るときに、モード分散によ
り出力導波路の選択された１つにリコンバイナ及び向け
られるように変更される。
【０００６】 上記のように動作するデバイスの場合、第１及び第２
のセルフイメージング導波路並びにリレー導波路は適切
な長さでなければならない。長さは、 Ｌ＝4hW2/λ （１） （式中、ｈは以下に記載するような導波路の関数と共に
変化するパラメータであり、Ｗは導波路の横幅であり、
λは導波路内の輻射の波長である）により与えられる。
リレー導波路ではｈは整数である。第１及び第２のセル
フイメージング導波路ではｈは、 h1＝p1/q及びh2＝p2/q （2a）及び（2b） により与えられ、ここでｑは適宜スプリッティング又は
再結合度であり、ｑ≠１であり、p1及びp2はｑに対して
素（プライム）の整数値を有する。
【０００７】 従って、英国特許第1525492号に記載されている従来
技術デバイスはその長さが制約されるという欠点があ
る。即ち第１及び第２のセルフイメージング導波路並び
にリレー導波路は特定の長さでなければならず、従っ
て、デバイスはそれ以上短くできない最小の長さを有す
る。更に、上記のように動作するためには、デバイスは
50の導波路モードを内部に支持する必要がある。このよ
うな多数のモードを支持し得る導波路を製造することは
困難であり且つ費用がかかる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の１つの目的は、従来に代わる型の信号ルーチ
ングデバイスを提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、（ａ）輻射入力強度を１組のリレー導波路
の各々の間に分割するように配置された多重モード導波
路と、（ｂ）各リレー導波路内の輻射が各場合におい
て、他のリレー導波路内の輻射に対して可変位相を有す
るように配置された位相シフト手段と、（ｃ）リレー導
波路内の輻射が再分配されるように配置された輻射方向
転換手段とを含む信号ルーチングデバイスを提供するも
のであり、該デバイスは、多重モード導波路が基本モー
ドオペレーションのために配置された少なくとも１個の
補助導波路から入力輻射を受け取るように配置されてお
り、リレー導波路が基本モードオペレーションのための
各々配置されていることを特徴とする。
【００１０】 本発明は、（同様の導波路媒体を使用すると仮定した
場合に）従来技術のデバイスよりも短時間で構成できる
という利点がある。従来技術と異なり、リレー導波路は
基本モードオペレーション用に配置されているので、セ
ルフイメージング要件により長さを制約されない。従っ
て、設計の自由を改善し、小型にできる。多くの用途、
特に集積光信号処理では、小型のデバイスを利用できる
ことは極めて重要である。
【００１１】 更に、基本モードで１つ又は各補助導波路内を伝搬す
る輻射は多重モード導波路内のモード分散により各リレ
ー導波路の夫々の入力アパーチャにイメージング又は写
像される。こうして、各リレー導波路内の伝搬と同様に
１つ又は各補助導波路内の基本モード伝搬が可能であ
る。
【００１２】 リレー導波路及び各補助導波路は、基本モードのみを
伝搬できるように構成することにより基本モードオペレ
ーション用に配置し得、より高次のモードは減衰及び／
又は導波路から消失する。あるいは、この基本モードオ
ペレーションは、リレー及び補助導波路の各々への夫々
の入力励起の性質により、輻射伝搬の基本モードのみが
その内側で励起されるように配置し得る。その場合、リ
レー導波路は多重モード導波路により適切な入力励起が
与えられる。
【００１３】 本発明の１態様によると、多重モード導波路は第１の
このような導波路であり、輻射方向転換手段は１組の出
力ポートに接続された第２のこのような導波路を含む。
【００１４】 本発明は、対称モード励起用のみに配置された第１の
多重モード導波路に同軸状に接続された単一の補助導波
路を含み得る。あるいは、第１の多重モード導波路の対
称及び反対称モードの両方を励起するように配置された
１組の補助導波路を使用してもよい。このようなデバイ
スは、同様の断面の補助導波路、リレー導波路及び出力
ポートと、同様の寸法の第１及び第２の多重モード導波
路の組を有し得る。
【００１５】 本発明のデバイスはあるいは、輻射が多重モード導波
路を再び通過するようにリレー導波路を通って戻るよう
に配置された反射手段を含む輻射方向転換手段を含んで
もよい。
【００１６】 本発明のデバイスは順次配置された層から構成し得、
種々の導波路は実質的に平行で同一平面上に配置された
軸を有する。該デバイスはCO2レーザ輻射で使用するた
めの金属又はAl2O3,BeO,SiもしくはMacorのような材料
の中空導波路から構成し得る。あるいは、可視又は近赤
外波長で使用するためにAlxGa1-xのような半導体材料系
から構成してもよい。
【００１７】 本発明をより理解できるようにするために、添付図面
に関して単なる例示として本発明の実施態様を説明す
る。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の信号ルーチングデバイス（全体を10
として表す）の中央水平断面における平断面図を示す。
図２はデバイス10の鉛直断面図を示す。
【００１９】 ルーチングデバイス10はアルミナセラミック材料の３
つの平行表面を有するシート、即ちベースシート12、中
央シート14及びカバーシート16から形成される。
【００２０】 図１に示すように、中央シート14は厚みを切削するこ
とによりスロットが形成されている。こうして４つの入
力導波路18a〜18d、ビームスプリッタ導波路20、４つの
リレー導波路22a〜22d、リコンバイナ導波路24及び４つ
の出力導波路28a〜28dが規定される。入力、リレー及び
出力導波路は各場合において夫々集合的に18,22及び28
と呼称される。全導波路18〜28は中央シート14に切削さ
れた平坦表面により規定される側壁（図示せず）を有す
る。該導波路はカバープレート16'の下表面16及びベー
スシート12の上表面12'により夫々提供される上下壁
（図示せず）を有する。
【００２１】 ビームスプリッタ及びリコンバイナ導波路20及び24は
矩形横断面を有しており、いずれもスケール30及び32に
より示すように幅2b及び高さ2aである。ここでａ及びｂ
は本発明の態様により異なる。デバイス10ではｂ＝8aで
ある。スケール32以外にスケール34により示すように、
入力、リレー及び出力導波路18,22及び28は辺2aの正方
形断面を有する。出力導波路28は輻射出力ポートとして
機能する。全導波路18〜28は長さ2Lであり、Ｌは、 Ｌ＝2nb2/λ０ （３） により与えられ、ここでλ０はデバイス10の自由空間動
作波長であり、ｎは矩形導波路20及び24内の媒体の屈折
率である。導波路20及び24は中空であり、空気で充填さ
れているので、ｎ＝１である。
【００２２】 リレー導波路22は集合的に36として呼称する電気光学
移相器36a〜36dを含む。移相器36は長手方向末端に反射
防止膜（例えば36'）を有する。
【００２３】 ビームスプリッタ及びリコンバイナ導波路20及び24は
同軸状であり、それらの共通軸は一点鎖線38により示さ
れる。入力導波路18a〜18dは夫々のリレー導波路22a〜2
2d及び夫々の出力導波路28a〜28dと同軸状であり、即ち
入力導波路18yはリレー及び出力導波路22y及び28yに共
通な中心長手方向軸40y（ｙ＝1,b,c又はｄである）を有
する。軸40a〜40dを集合的に40として呼称する。これら
の軸は図１に軸スケール42により示すように、ビームス
プリッタ及びリコンバイナ導波路20及び24の横断面の夫
々の４分の１の中心に配置されている。
【００２４】 スケール42はビームスプリッタ及びリコンバイナ導波
路20及び24の幅（2b）の目盛りである。該スケールはこ
れらの導波路の軸38上にゼロ位置を有する。スケール位
置−3b/4,−b/4,＋b/4及び＋3b/4は夫々入力、リレー及
び出力導波路軸40a〜40dに相当する。これらの位置はス
ケール間隔−ｂ〜−b/2,−b/2〜0,0〜＋b/2及び＋b/2〜
＋ｂ（このうち−b/2及び＋b/2は図示せず）により夫々
規定されるビームスプリッタ及びリコンバイナ導波路の
４分の１の中心に配置されている。従って、軸40は導波
路20及び24の横断面を通って（空間方向に）周期的に配
置されている。
【００２５】 入力導波路18a〜18dは、軸38に垂直な面18E及び18X内
に配置された夫々の入力アパーチャ18ae〜18de及び出口
アパーチャ18ax〜18dxを有する。同様に、リレー導波路
22a〜22dは面22E及び22X内に入口アパーチャ22ae〜22de
及び出口アパーチャ22ax〜22dxを有しており、出口導波
路28a〜28dは面28E及び28X内に配置された入口アパーチ
ャ28ae〜28de及び出口アパーチャ28ax〜28dxを有する。
【００２６】 図２に示すように、移相器36の各々はその上下表面に
夫々の電極対44を有しており、電極44の各々は夫々のバ
イアス端子46を有する。図２の断面は軸40のいずれか１
本を通る図１の面に垂直な面である。
【００２７】 デバイス10の動作を分析するために、デカルト座標軸
を48及び50に示す。軸ｚはデバイスの長手方向軸38であ
る。ｘ及びｙ軸は夫々横鉛直及び横水平である。スケー
ル48及び50は夫々図１及び２の断面図のyz及びxz面を示
し、ｘ＝０及びｙ＝０はｚ軸上に位置する。
【００２８】 図３は参照導波路（図示せず）で計算した横電界強度
分布の図式を示す。この導波路は長さ8Lであり、ビーム
スプリッタ及びリコンバイナ導波路20及び24の長さの４
倍であるが、横断面は該ビームスプリッタ及びリコンバ
イナ導波路と同一である。各強度分布は、参照導波路を
通る横水平位置ｙの関数として強度Ｉを示し、ｘ＝０で
ある。これは軸70により示される。各分布は夫々のｚ値
でプロットされ、ｚ値は参照導波路に沿って2Lの間隔で
配置されている。
【００２９】 長手方向スケール72上に示すようにｚ＝０のとき、強
度分布曲線74は参照導波路の一端の初期条件を示す。曲
線74は横スケール76上に示すようにｙ＝−3b/4を中心と
する最大値74aを有する。最大値74aは入力導波路18の基
本モード（正弦波の半サイクル）として伝搬する輻射に
等価であり、入力導波路18aに対応する位置に配置され
ている。最大値74aの領域以外では曲線74はゼロであ
る。
【００３０】 最大値74aは一定の光学位相を有する。該最大値は参
照導波路の入力励起として扱われる。該最大値は参照導
波路の多重モード励起を生じる。追って詳述するよう
に、励起される参照導波路モードは長手方向ｚに異なる
伝搬定数を有する。従って、それらの位相相互間の関係
はｚとともに変化する。同相入力最大値74aはｚ＝０で
参照導波路のモードの線形結合に分解され、これらのモ
ードはｚの増加に伴って変化する強度分布を生じ、モー
ド相互の干渉の変化を示す。
【００３１】 ｚ＝０における同相入力最大値74aはｚ＝2Lで分布78
に変化する。この分布は、全部が同様の位相を有する訳
ではなく、入力、リレー及び出力導波路軸40に対応する
位置に中心を有する４つの最大値78a〜78dを有してお
り、即ちそれらの中心は夫々ｙ＝−3b/4,−b/4,＋b/4及
び＋3b/4に位置する。最大値の隣接対（例えば78a及び7
8b）の間で曲線78はゼロになる。最大値78a〜78dの位相
は夫々−π/4,π,0,−π/4である。
【００３２】 ｚ＝4Lにおいて横強度分布はｙ値−3b/4及び＋3b/4を
中心とする２つの最大値80a及び80bを有する曲線80によ
り示される。最大値80a及び80bは同様の位相ではない。
ｚ＝6Lにおいて分布は４つの最大値82a〜82dを有する曲
線82により示される。曲線82上の隣接する最大値の間で
強度はゼロである。最大値82a〜82dは夫々最大値78a〜7
8dと厳密に同様にｙ寸法に配置されている。一方曲線78
及び82に沿う輻射位相変化は異なる。従って、曲線82に
より示される強度分布はｚ＝8Lで単一の最大値強度分布
曲線84をもたらす。これは、ｚが同様に変化する間に曲
線78及び80の間で最大値が４つから２つに変化するのに
似ており、別の位相条件に起因する。
【００３３】 曲線84の単一の最大値84aはスケール86上に示すよう
にｙ＝＋3b/4を中心とする。それ以外では曲線84はゼロ
である。これは、中心ｙ＝０位置に関する曲線74の反転
に相当する。
【００３４】 ｚ＝2Lで最大値78a〜78dの各々に適切な夫々の位相シ
フトが適用されるならば、それらの位相は最大値82a〜8
2dの位相に等しくなる。この場合、曲線84の強度分布は
8Lでなく参照導波路の長さ4Lで曲線74の強度分布から誘
導される。従って、78の位相を82の位相に変化させるこ
とにより、ｙ＝−3b/4の単一入力をｍ＝＋3b/4で単一出
力を生じるように配置しても良い。同様に、最大値74a
は、最大値78a〜78dにおける適切な位相変化により位置
ｙ＝−3b/4,−b/4及び＋b/4のいずれか１つで個々の最
大値（図示せず）を生じるように配置し得ることが理解
されよう。更にこれを拡張することにより、入力（ｚ＝
０）位置ｙ＝−3b/4,−b/4,＋b/4及び＋3b/4のいずれか
１つにおける単一の一定位相最大値は出力（ｚ＝4L）位
置ｙ＝−3b/4,−b/4,＋b/4又は＋3b/4のいずれか１つに
おける単一最大値に変換できることが理解されよう。こ
れは厳密にデバイス10により実行されることである。
【００３５】 図１に戻ると、輻射はコヒーレントソース（図示せ
ず）から入力導波路18のいずれか１つの入力アパーチャ
に入射する。輻射は選択された入力導波路（例えば18
a）の基本モードを励起するように配置される。入力導
波路18は基本モードの輻射伝搬のみを支持しても良い。
あるいは、入力導波路18はより高次のモードの輻射伝搬
を支持することが可能であり、その場合、入力輻射は基
本モードのみを励起するように構成される。輻射は出口
アパーチャ18axに到達するまで入力導波路18aに沿って
伝搬する。こうしてビームスプリッタ導波路20の左端に
一定位相の半サイクル正弦波最大値が生じる。この最大
値は軸40aを中心とする。この最大値は図３に関して説
明したように、ビームスプリッタ導波路20の長さ2Lによ
り４つの最大値に分割される。ビームスプリッタ導波路
20はリレー導波路の出口アパーチャ18axの基本モードを
入口アパーチャ22ae〜22deにイメージングする。従っ
て、リレー導波路22の各々は最大値78a〜78dの夫々に対
応する強度の入力を受け取る。電気光学移相器36には、
これらの最大値の各々を生じさせる位相シフトを輻射に
導入するように、夫々のバイアス電圧が印加される。こ
うしてビームスプリッタ導波路20の右端（出力）を通る
位相変化は曲線78の変化からリコンバイナ導波路24の左
端（入力）における曲線82の変化に変換する。リコンバ
イナ導波路24はリレー導波路出口アパーチャ22ax〜22dx
から出力導波路出口アパーチャ28dxにイメージングする
基本モードを生成する。従って、（最大値84aに対応す
る）非ゼロ強度がｙ＝＋3b/4で出力導波路28dに入力さ
れる。他の出力導波路28a〜28cはゼロ強度を受け取る。
リコンバイナ導波路はリレー導波路からの輻射を出力導
波路に方向転換させるための手段として機能する。
【００３６】 移相器36のバイアス電圧を変えることにより、該電圧
により導入される位相変化は、入力導波路18のいずれか
１つにおける基本モード輻射を出力導波路28のいずれか
１つに変換できるように選択し得る。
【００３７】 ルータ10の動作に必要な位相シフトは、次式：
【数１】 の写像マトリックス（矩形マトリックス）を使用して計
算し得、ここでEa,Eb,Ec及びEdは夫々導波路18a〜d,22a
〜ｄ又は28a〜ｄ内の電界複素振幅を表す。矩形マトリ
ックスは導波路18内の電界を導波路22へ、又は導波路22
内の電界を導波路28へ写像する。従って、添字“in"を
有する列マトリックスは前者の場合には導波路18及び後
者の場合には導波路22を意味する。同様に添字“out"を
有する列マトリックスは導波路22又は28を意味する。得
られる結果を表１に示す。
【００３８】 デバイス10は、所望のルーチングが表１に与える４つ
の互いに相入れる組み合わせのうちの１つの全部又は一
部を形成するという条件で、２つ以上の信号を入力導波
路18から出力導波路28に同時に経路指定するために使用
し得る。更に、位相シフトを適当に選択すると、入力導
波路18の１つからの単一入力は分割され、２個、又は４
個全ての出力導波路28に経路指定し得る。出力ビームを
受け取ることのできる２つの出力導波路28の組み合わせ
は28aと28d又は28bと28cである。これらのルーチングを
得るために必要な位相シフトも表１に示す。
【００３９】 表１に与える必要な位相シフトは相対的であることに
留意されたい。例えば、１組の位相シフト−π/2,π,0,
＋π/2は−π/2＋g,π＋g,g,＋π/2＋ｇであっても良
く、ここでｇは任意の値をとり得る。一方、経路指定さ
れたビームの位相は使用されるｇの値と共に変化する。
１つの位相シフトはゼロ又は位相が相対変化する適切な
一定値となるように常に調整し得るので、所与の各位相
シフトに共通のランダム位相を加えるこの付加的自由度
は、実際に、厳密に言えば必要ない４つの可変移相器を
使用する。リレー導波路の数をＮとするなら、Ｎ−１個
の移相器が必要である。
【表１】
【００４０】 移相器36に印加すべきバイアス電圧は、該変調器の材
料及び自由空間動作波長λ０に依存する。デバイス10は
アルミナから構成されるため、λ０が10.59μｍである
ようなCO2レーザ輻射での使用に適している。適切な導
波路寸法パラメータは2b＝3mm及び2a＝0.375mm（何故な
らばｂ＝8a）である。デバイス10は中空であり、従って
式（３）においてｎ＝１である。従って、式（３）は Ｌ＝2b2/λ０ （４） で表し得る。
【００４１】 2b＝3mm及びλ０＝10.59μｍならば、Ｌ＝1.5×3/1.0
59×10-2mm即ちＬ＝425mmである。
【００４２】 従って、ビームスプリッタ及びリコンバイナ導波路20
及び24の長さ（2L）はいずれの場合も950mmである。デ
バイスは4250mmの長さ（10L）を有する。
【００４３】 入力、リレー及び出力導波路（18,22,28）の長さはデ
バイス10の動作にさほど影響しない（欠点を無視でき
る）ことに留意すべきである。これらの長さは設計及び
説明を簡単にするために2Lに選択した。長さ2Lはこれら
の導波路に特に重要ではない。
【００４４】 次に、矩形導波路（例えば導波路20及び24）の理論的
伝搬特徴を分析する。導波路は高さ2a、幅2bを有してお
り、複素誘電定数εを有する均質誘電材料の壁により結
合されていると仮定する。更に、これらの壁は高反射性
であり、伝搬導波路モードをさほど減衰しないと仮定す
る。導波路は夫々ｘ、ｙ及びｚ軸に平行な高さ、幅及び
長さ寸法を有する。導波路はEHmn型の正規化直線偏波モ
ードを有する。点（x,y,z）における第mn番目のモードE
Hmnの電界寄与Emn（x,y,z）は、Appl.Opt.Vol.15,No.
5、1334−1340頁、1976年５月刊中でLaakmannらにより
次のように計算されている。
【数２】
【００４５】 なお式中、ｍはｘ軸に沿う電界従属性に関するモード
番号であり、ｎはｙ軸に沿う電界依存性に関するモード
番号であり、ｚはｚ軸に沿う距離であり、γmn＝（βmn
＋ｉαmn）即ちmn番目のモードの伝搬定数であり、βmn
及びαmnはmn番目のモードの位相及び減衰係数であり、
“sin"の上の“cos"は、前者が偶数モード番号（適宜の
ｍ又はｎについて）に適用され、後者が奇数モード番号
に適用されることを示す。
【００４６】 位相係数βmnは下式により与えられる。
【数３】
【００４７】 式（6.1）中の括弧内の負の項が、これは実際に満た
されるものであるが１（近軸輻射近似）に比較して小さ
い場合、式（6.1）に二項定理を使用すると次式：
【数４】 のように書き直すことができ、ここでa,b,m及びｎは上
記に定義した通りであり、γは導波路内に伝搬する輻射
の波長である。
【００４８】 式（５）は矩形導波路の全直線偏波モードから得られ
る電界の寄与を表す。これは、各モードの電界の寄与が
導波路の側壁即ちｙ＝＋ｂ及び−ｂ（軸38上でｙ＝０）
においてゼロであるという基準に基づいて計算される。
これは反射壁を有する導波路20及び24で満たされる。必
ずしも全ての矩形導波路が所与の入力により励起される
訳ではない。デバイス10の場合、導波路18〜28の高さは
等しく、2aである。入力を供給するために選択される任
意の入力正方形断面導波路18は、その基本又は最低次モ
ードEHS 11の形態の励起を供給する。これは矩形断面ビ
ームスプリッタ導波路20の種々のEHmnモードに結合され
る。従って、入力EHS 11モードはEHmnモードと夫々の複
素乗法係数Amnとの一次結合に分解される。これは、 EHS 11＝ΣAmn・EHmn （７） により表される。
【００４９】 本質的にAmn振幅結合係数は、該当する入力導波路18
がビームスプリッタ導波路20に入る入口アパーチャにお
ける電界を表すフーリエ級数の係数である。EHmnモード
は相互に直交しており、従って、係数Amnは下式：
【数５】 の型の重複積分から計算することができる。
【００５０】 式（５）〜（８）から、励起された矩形導波路モード
の振幅係数がb/aの関数としてどのように変化するかを
計算することができる。比b/aは中心導波路と入力導波
路との幅の比である。図４はb/aに伴う|Amn|2の変化を
示す。これは、ビームスプリッタ導波路の幅と高さとの
比を変化させることによりパワー結合に及ぼす影響を示
す。便宜上、図４はデバイス軸38の周囲に同軸状に配置
された入力導波路（図示せず）からビームスプリッタ導
波路20へのモードパワー結合を示す。図４はｍ＝１且つ
ｎが奇数である場合以外はAmn＝０であることを示す。
これは、励起条件の軸対称性による。従って、励起され
るモードは対称モードEH11,EH13,EH15等のみである。導
波路高さの一致により、これらの励起条件下ではｍ＞１
のモードは励起されない。
【００５１】 より低次のEHmn導波路モードのいくつかの形態を図５
に電界振幅分布として示す。これらは計算により得られ
たものであり、擬三次元型のグラフＡ〜Ｆとして示す。
便宜上、Ｇに示す座標軸は図１の軸30に関して回転す
る。軸x,y及びｚは上記と同様に多重モード導波路20内
の横鉛直、横水平及び長手方向に対応する。グラフＡ〜
Ｆは、A:EH11;B:EH21;C:EH31;D:EG12;E:EH13;F:EH22の
モードに対応する。
【００５２】 これらのうちでA,C及びＥは対称モードであり、B,D及
びＦは反対称モードである。これを説明するために、図
１のｘ軸の夫々正及び負の部分における電界振幅分布を
夫々Ｅ（ｘ）及びＥ（−ｘ）であると仮定する。Ｅ（ｘ
＝０）はｚ軸30上に位置する。Ｅ（ｙ）及びＥ（−ｙ）
はｙ軸に関する同値であるとする。
【００５３】 対称モードでは、 Ｅ（ｘ）＝Ｅ（−ｘ）且つＥ（ｙ）＝Ｅ（−ｙ） （9.1） である。
【００５４】 反対称モードでは、 Ｅ（ｘ）＝−Ｅ（−ｘ） （9.2） 及び Ｅ（ｙ）＝−Ｅ（−ｙ） （9.3） の一方又は両方が適用される。
【００５５】 図４に示すように、ビームスプリッタ導波路20が同軸
励起され且つb/a＝３であるとき、モードEH11,EH13,EH
15及びEH17のみが励起される。これらのモードは夫々近
似相対パワー0.52,0.33,0.13及び0.02を有する。b/a＝
６のとき、モードEH11〜EH1,13は0.27〜0.02の夫々の相
対パワーで励起される。
【００５６】 ビームスプリッタ導波路20の同軸励起は対称モードし
か励起しないが、位相シフトを導入するために移相器36
を使用する場合には、対称及び半対称モードの両方がリ
コンバイナ導波路24で励起されることに留意されたい。
【００５７】 図６は、入力導波路18の軸40がｚ軸38から変位する効
果を示す。同図はｍ＝１及びｎ＝1,2,3及び４の場合の
導波路モードEHmnの相対振幅Amnを示す。変位ゼロ即ち
軸38及び40が一致しているとき、反対称モードEH12及び
EH14はゼロ振幅を有する。EH11及びEH13の対称モードは
0.5よりも大きい相対振幅を有する。変位が増加するに
つれて、EH11及びEH13は振幅が減少し、EH12及びEH14は
増加する。EH12の最大値はb/2の変位で生じる。b/4及び
3b/4の変位にはEH14の正負の最大値が生じる。このこと
から明らかなように、相対モード振幅は入力導波路軸が
ビームスプリッタ導波路20の軸であるデバイス軸38から
変位するに従って変化する。
【００５８】 一方、ビームスプリッタ導波路の横（ｙ）寸法に関し
て周期的位置に接続された入力導波路18は（リレー導波
路入口に）多数の周期的に配置された最大値を発生する
ことが理解されよう。図１中、導波路18はビームスプリ
ッタ導波路20の夫々の４分の１の中心に配置された軸40
を有する。各入力導波路は４つの最大値78a〜78dを生成
することが可能である。より一般的に、長手方向にＮ個
の等しいサブ区画に純理論的に分割されたビームスプリ
ッタ導波路では、軸38から変位したこのようなサブ区画
に同軸状の入力導波路は、ビームスプリッタ導波路20の
右端に8L/Nの間隔で周期的に配置されたＮ個の最大値を
生成する。従って、デバイス10は任意数の入力に適応で
きる。これらの入力がビームスプリッタ導波路に入る場
合、これらの入力はビームスプリッタ導波路軸からずれ
た空間的に周期的な位置に導波路軸又は中心を有してい
なければならない。位置周期性又は対応するサブ区画の
純理論数Ｎは、リレー及び出力導波路の必要数を決定す
る。
【００５９】 本発明は比較的低い分割度、即ちＮが小さい値である
ことを必要とするルーチングデバイスの場合に、多重モ
ード導波路20及び24が支持しなければならないモード数
が少ないという利点がある。例えば、図３に示す電界分
布は、７の最低次モード即ちEH11〜EH17を使用して実質
的に完全に説明できる。従って、デバイス（例えばデバ
イス10）は、Ｎ＝４及び導波路の幅対高さの比b/a＝８
では、７の最低次モードのみを支持すればよい。一般
に、必要なモードは2Nの最低次モードの領域にある。従
来技術では50モードのセルフイメージング導波路伝搬が
必要であり、導波路の設計を著しく制約していた。
【００６０】 次に図７は、全体として100により表す本発明の信号
ルーチングデバイスの変形例を示す。図７中、上記と等
価の部分は同一参照符号にプレフィクス100を付ける。
デバイス10及び100は多数の類似点があるので、デバイ
ス10との相違点のみについてデバイス100を説明する。
【００６１】 デバイス100は主デバイス中心軸138に同軸状の単一入
力導波路101を有する。入力導波路101は、同様に軸138
に同軸状のビームスプリッタ導波路103に入る（又は連
通する）。ビームスプリッタ導波路103の横断面は図１
の対応する導波路20と同一（2a×2b）であるが、長さは
比較的小さくL/2である。
【００６２】 デバイス100はリレー導波路122a〜122d、リコンバイ
ナ導波路124、出力導波路128a〜128d及び電気光学移相
器136a〜136dを含み、これらは図１中の同様の参照符号
を付した対応部分と同等の配置、整列及び寸法を有す
る。
【００６３】 デバイス100は次のように動作する。図６に示すよう
に、入力導波路101は軸138からオフセットゼロであるの
で、ビームスプリッタ導波路103の対称モード（EH1n,n
は奇数）のみが励起される。入力導波路のオフセットが
ゼロであるならば、EH12及びEH14のような反対称モード
の振幅はゼロである。式（３）〜（６）に基づいて分析
することにより、103のような矩形多重モード導波路に
入力される軸方向基本モード（EH11）は距離2L/NでＮ個
の最大値に分割されることが理解されよう。これは多重
モード導波路が必要とされる数の明瞭な最大値を生成す
るために十分な対称モードを励起するために十分広いこ
とを条件とする。このためには、（上記に定義したよう
な）b/a即ち多重モードビームスプリッタ導波路の幅／
高さの比が十分であることを必要とする。デバイス100
においてb/aは８であり、この値は有効相対振幅が0.05
よりも大きい場合にｎ＝15までのEH1nモード（ｎは奇
数）を励起するために十分な値以上である。ｎが奇数で
あり１〜15の範囲であるようなモードは８個存在する。
【００６４】 ビームスプリッタ導波路103では、長さ2L/NはL/2であ
り、従って、Ｎ＝４である。従って、入力導波路101か
ら入力される基本EH11モードはリレー導波路122a〜122d
の夫々の入口において４個の等しい強度の最大値に分割
される。その後、デバイス10について上述したように、
出力導波路128a〜128dの１つにおいて導波路124中でリ
コンバイナを生成するために移相器136a等により位相シ
フトが加えられる。
【００６５】 デバイス100は、本発明が単一入力しか必要としない
用途に短縮された形で実施できることを示している。
【００６６】 以上、中空導波路に関して本発明を説明したが、固体
半導体材料導波路を使用してもよい。例えば、Nd−YAG
レーザ輻射は３元半導体材料系AlxGa1-xAsのリッジ導波
路で使用するのに適している。金属マイクロ波導波路を
使用してもよい。
【００６７】 図８は、３元半導体材料系AlxGa1-xAsのリッジ導波路
150の積層構造を示す断面図である。導波路150は本発明
の集積光学デバイスで使用されるリレー導波路である。
該導波路は、エピタキシャル成長デバイスで通常使用さ
れるような種類のn+GaAsの基板ウェーハ152を含む。ウ
ェーハ152は前面153及び後面（図示せず）を有する。基
板ウェーハ152はその前面153に上向きに順次、 ａ）厚さ2.0μｍのn+GaAs層154、 ｂ）厚さ1.0μｍのn+Al0.05Ga0.95As層156、 ｃ）厚さ0.4μｍのn+Al0.2Ga0.8As層158、 ｄ）導波路コア層である厚さ2.0μｍのn-GaAs層160、 ｅ）厚さ0.95μｍのn-Al0.2Ga0.8As層162、 ｆ）厚さ0.05μｍのn-HaAsキャップ層164 を支持している。
【００６８】 層154〜162中のドーパントレベルを図８に示す。更
に、導波路150は基板ウェーハ152の後面にNi/Ge/Auのオ
ーミックコンタクト（図示せず）を含む。更に、キャッ
プ層164の上にはTi/Pd/Auから形成されるショットキー
コンタクト166が配置される。図８に示すように、導波
路150のリッジは幅2.6μｍであり、ショットキーコンタ
クト166は幅1.0μｍである。
【００６９】 オーミックコンタクト及びショットキーコンタクト16
6を介して導波路150に電圧を印加すると、層152〜158は
導通し、層160〜164に電界が生成される。ポッケルス効
果（直線電気光学効果）により、層160〜164の屈折率は
印加電界に比例して変化する。従って、輻射を伝搬させ
る材料即ち導波路コア層の屈折率が変化し、位相シフト
が導入される。
【００７０】 本発明の多重入力及び単一入力ルータデバイスのいず
れも、上記層構造を使用してNd−YAGレーザからの輻射
と共に使用するように構成し得る。デバイスの選択に適
切な寸法を表２に与える。いずれの場合も全入力、リレ
ー及び出力正方形導波路は幅2.6μｍである。更に、移
相器の電極を形成する全ショットキーコンタクト166は
幅１μｍ及び長さ6.0mmである。これらのコンタクトは
リレー導波路の上表面上に中心を有する。
【００７１】 Nd−YAGレーザからの輻射で使用するための本発明の
ルータデバイスの選択のために適切な寸法
【表２】
【００７２】 上記ルータデバイス10,100は、直線リレー導波路22,1
22内に透過型移相器26,136を含む。透過型移相器が適切
でない場合もあると考えられる。このような場合には、
可動ミラーのような反射型移相器が適切であろう。
【００７３】 図９は、反射型移相器を含み且つ10及び100のような
デバイスで使用するのに適切な１組のリレー導波路180
を概略的に示す。リレー導波路180の組を個々に180a〜1
80dとして示す。これらの導波路はスプリッタ導波路182
とリコンバイナ導波路184との間の接続部を提供する。
導波路180は固定ミラー186と１組の可動ミラー188を含
み、電気機械的アクチュエータ190及び既知の型の回路
（図示せず）に関連している。可動ミラー188及びアク
チュエータ190を夫々個々に188a〜188d及び190a〜190d
と呼称する。
【００７４】 導波路180内の輻射ビームは固定ミラー186から反射さ
れ、夫々の可動ミラー188に到達し、再び反射され、リ
コンバイナ導波路184に到達する。関連する電気機械的
アクチュエータ190を使用して夫々の可動ミラー188を移
動させることにより、位相シフトが輻射ビームに導入さ
れる。
【００７５】 このようなリレー導波路180はあらゆる状況で適用で
きる訳ではない。まず第１の理由として、導波路180は
相互に交差する。中空導波路技術では、オペレーション
の幅に比較して導波路寸法が大きい場合には、案内壁が
破損しても減衰の大幅な増加は起こらない。従って、中
空導波路ではこのような交差は許容可能である。しかし
ながら、全導波路技術に適用できる訳ではない。第２
に、１μｍ以下の正確な移動を実現することが可能な電
気機械的アクチュエータは容易に入手可能である。しか
しながら、このようなアクチュエータを中空導波路に組
み込むことはできるが、積層半導体技術では容易に適用
できない。
【００７６】 次に図10は、星状カプラの形態の本発明のデバイスを
概略的に示す。星状カプラは全体として200により示
す。該カプラは４つの入力／出力導波路202a〜202d（集
合的に202）、多重モード導波路204、及び４つのリレー
導波路206a〜206d（集合的に206）を含む。リレー導波
路206の端部には反射表面208が配置され、該導波路は夫
々の移相器210a〜210d（集合的に210）を含む。入力／
出力補助導波路202には光通信ネットワーク（図示せ
ず）からの光ファイバ212a〜212d（集合的に212）が挿
入されている。ファイバ212は入力／出力導波路202との
間で励起の送受を行うように適当に配置されている。多
重モード導波路204は高さ2a、幅2b及び長さ2Lである。
【００７７】 デバイス200は図１及び２のデバイス10のほぼ２分の
１で、反射表面208が付加されている。該デバイスは次
のように動作する。光学励起を提供する入力輻射は、夫
々の光ファイバ212を介して励起を受け取った入力／出
力導波路202の１つから多重モード導波路204に到達す
る。入力輻射は入力／出力導波路内を基本モードで伝搬
する。多重モード導波路204内にこの輻射のモード分散
が生じ、輻射は距離2L後に実質的に等しい強度の４本の
ビームに分割される。４本のビームの各々はリレー導波
路206a〜206dに入射し、該導波路206a〜206dの基本モー
ドを励起する。ビームは夫々の移相器210を通過し、反
射表面208で反射されることにより方向転換される。ビ
ームは次に再び夫々の移相器210を通過し、多重モード
導波路204に再入射して再びこれを通過する。移相器210
は夫々の長さの２倍に対応する位相シフトを適用する。
多重モード導波路204内で再びモード分散が生じる。移
相器210により適切な組の位相シフトが４本のビームに
適用されるならば、入力／出力補助導波路の選択された
１つに入射するように適当に配置された単一の出力ビー
ムを形成し得る。あるいは、別の位相シフト組では、各
々入力／出力導波路202の夫々の１つに入射するように
適当に配置された実質的に等強度の４本の別々のビーム
を形成し得る。個々の各ビームは入力／出力導波路の夫
々の１つの基本モードで伝搬する。ビームは次に導波路
202に移り、ファイバ212を励起する。
【００７８】 従って、入力即ち前進方向では、星状カプラ200の導
波路202,204,206はデバイス10の入力、多重モード及び
リレー導波路18,20及び22と同様に夫々動作する。次に
出力即ち戻り方向では、表面208で反射後、導波路206,2
04及び202はデバイス10のリレー、第２の多重モード及
び出力導波路22,24及び28と同様に夫々動作する。
【００７９】 AlGaAsでリッジ導波路形の多重モード導波路を含むデ
バイスを製造し、試験を行った。図11は、このようなデ
バイスの１つの清浄出力面で測定した出力強度分布を示
す。リッジ導波路デバイスは８個の入力導波路と、１個
の多重モード導波路と、８個の出力導波路とを含む。入
力及び出力導波路は正方形断面2a×2aを有しており、多
重モード導波路は矩形横断面2a×2b及び長さ2Lを有す
る。入力及び出力導波路は多重モード導波路幅の夫々の
８分の１の中心に配置された中心軸を有する。従って、
これらの軸はｙ＝−7b/8,−5b/8,−3b/8,−b/8,＋b/8,
＋3b/8,＋5b/8及び＋7b/8でｙ軸48（図１参照）の等価
軸と交差する。従って、デバイスは図１に関して説明し
たデバイスの８路型の２分の１に等価である。
【００８０】 グラフ230はｙ＝−7b/8に関連するその入力導波路に
沿ってリッジ導波路デバイスに注入される単一入力ビー
ムの出力強度分布を示す。同様に、グラフ232〜242は、
夫々ｙ＝−5b/8,y＝−3b/8,y＝−b/8,y＝＋b/8,y＝＋3b
/8,y＝＋5b/8及びｙ＝＋7b/8に関連する入力導波路に注
入される単一入力ビームの出力強度を示す。各グラフ
は、夫々の入力ビームがほぼ同一強度の８個の出力ビー
ムに分割されていることを示す。出力ビーム強度の変化
はデバイス製造における僅かな精度不良の結果である。
【００８１】 図１〜11に関する以上の説明は、矩形導波路の幅寸法
の位置に信号ルーチングを達成できることを示すもので
ある。例えば図３中、最大値74a及び84aは導波路幅を通
ってｙ軸に平行に相互に相対的に横方向に変位する。ビ
ームスプリッタ及びリコンバイナ導波路が2aよりも十分
大きい高さを有するように製造される場合、これらの導
波路は上述したｙ寸法以外にｘ寸法にも多重モード構造
を有する。特に、高さ及び幅2b＝4a並びに長さ2Lの正方
形断面ビームスプリッタ導波路は、その入力端のｙ＝−
3b/4の入力導波路基本EH11モードを、その出力端の16個
の基本モード最大値に変換する。これらの最大値は４×
４の正方形アレーとして配置される。この場合、図１〜
11の１次元モード（ｍ＝1,n＝1,3,5...）の代わりに２
次元導波路モードEHmn（m,n＝1,3,5...）が励起され
る。相互に垂直な図３の２つの型を検討すると、入力及
び出力の適切な位置と位相制御とにより、２次元でより
複雑なルーチングが可能であることが明らかである。
【００８２】 正方形導波路に関する以上の説明は、矩形導波路にも
あてはまる。中心からずれて適当に配置された入力と幅
2bの幅寸法とを有するビームスプリッタ導波路における
Ｋ個の強度最大値へのビーム分割は、 LK＝16b2/λＫ （10） により表される距離LKで生じる。
【００８３】 ビームスプリッタ導波路がＪ個の強度最大値への分割
を必要とする幅2aの直角幅寸法を有する場合、これは LJ＝16a2/λＪ （11） により与えられる長さLJで生じる。
【００８４】 同一長さの導波路の相互に直交する横寸法にＪ及びＫ
個の強度最大値への同時分割が必要とされる場合、導波
路断面寸法b/aは、LJ及びLKを等しくし且つ のような平方根をとることにより与えられる。
【００８５】 従って、矩形ビームスプリッタ導波路では4a2λの距
離でｂが3a/2に等しい時に強度最大値の９×４アレーへ
のビーム分割が生じる。
【００８６】 ２次元信号ルーチングデバイスの一部として配置され
た正方形又は矩形ビームスプリッタ導波路を図10の反射
表面208に等価の反射鏡と併用してもよいし、又は同一
寸法のリコンバイナ導波路と併用してもよい。 ［図面の簡単な説明］
【図１】 夫々本発明の信号ルーチングデバイスの平断面図及び
側断面図である。
【図２】 夫々本発明の信号ルーチングデバイスの平断面図及び
側断面図である。
【図３】 多重モード導波路内の多数の長手方向位置における電
界強度分布を示す。
【図４】 多重モード導波路のアスペクト比の関数として導波路
モードに結合する輻射パワーの変化を示す。
【図５】 導波路モードの斜視図である。
【図６】 同軸位置からの入力導波路の変位の関数として多重モ
ード導波路におけるモード振幅の変化を示す。
【図７】 対称モードオペレーション用に配置された同軸入力導
波路及びビーム分割導波路を含む本発明のルーチングデ
バイスの平断面図である。
【図８】 半導体材料から形成される本発明のデバイスのリレー
導波路の積層構造を概略的に示す。
【図９】 別のリレー導波路構造を概略的に示す。
【図１０】 星状カプラの形態の本発明のデバイスを概略的に示
す。
【図１１】 リッジ導波路ビームスプリッタデバイスから得られる
結果を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭52−32347（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−63917（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−259615（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−171115（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−166211（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭47−32472（ＪＰ，Ｂ１) 米国特許4950045（ＵＳ，Ａ) 米国特許4087159（ＵＳ，Ａ) 国際公開89／4988（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G02F 1/00 - 1/035 G02F 1/29 - 1/313 G02B 6/12 - 6/14

Claims (13)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】入力信号を１組の入力導波路（18）のうち
    の任意の１つから１組の出力導波路（28）のうちの任意
    の１つ以上にルーチングするように構成された信号ルー
    チングデバイス（10）であって、 （ａ）前記１組の入力導波路（18）を１組のリレー導波
    路（22）に接続し、任意の入力導波路（18）から入力さ
    れた輻射強度を、それぞれのリレー導波路（22）に入力
    する成分に分割するように構成された、第１の多重モー
    ド導波路（20）と、 （ｂ）リレー導波路（22）内の分割された輻射成分に作
    用して、相互に可変の位相を提供するように構成され
    た、位相シフト手段（36）と、 （ｃ）前記１組のリレー導波路（22）を前記１組の出力
    導波路（28）に接続し、リレー導波路（22）から出て来
    る輻射を出力導波路（28）間で再分配するように構成さ
    れた、第２の多重モード導波路（24）とを含み、 （ｄ）第１の多重モード導波路（20）が、入力導波路
    （18）中を基本モードで伝搬する輻射が多重モード導波
    路内でのモード分散によって各リレー導波路上にイメー
    ジングされるような長さを有し、 （ｅ）入力導波路（18）とリレー導波路（22）が基本モ
    ードのみの伝播を行うように構築されているため、ある
    いは動作の際に輻射源から入力導波路（18）への入力励
    起、およびその結果生じる第１の多重モード導波路（2
    0）からリレー導波路（22）への入力励起が、それぞれ
    輻射の基本モードのみがその中を伝播するようなものと
    なるように構成された輻射源から入力信号が導出される
    ために、輻射の基本モードのみがその中を伝播するよう
    に入力導波路（18）とリレー導波路（22）が構成されて
    いることを特徴とする信号ルーチングデバイス。
  2. 【請求項２】入力信号を１つの入力導波路（101）から
    １組の出力導波路（128）のうちの任意の１つ以上にル
    ーチングするように構成された信号ルーチングデバイス
    （100）であって、 （ａ）前記入力導波路（101）に接続された入力端と１
    組のリレー導波路（122）に接続された出力端とを有
    し、前記入力導波路（101）から入力された輻射強度
    を、それぞれのリレー導波路（122）に入力する成分に
    分割するように構成された、第１の多重モード導波路
    （103）と、 （ｂ）リレー導波路（122）内の分割された輻射成分に
    作用して、相互に可変の位相を提供するように構成され
    た、位相シフト手段と、 （ｃ）前記１組のリレー導波路（122）を前記１組の出
    力導波路（128）に接続し、リレー導波路（122）から出
    て来る輻射を出力導波路（128）間で再分配するように
    構成された、第２の多重モード導波路（124）とを含
    み、 （ｄ）入力導波路（101）とリレー導波路（122）が基本
    モードの伝播のみを行うように構築されているため、あ
    るいは動作の際に輻射源から入力導波路（101）への入
    力励起、およびその結果生じる第１の多重モード導波路
    （103）からリレー導波路（122）への入力励起が、それ
    ぞれ輻射の基本モードのみがその中を伝播するようなも
    のとなるように構成された輻射源から入力信号が導出さ
    れるために、輻射の基本モードのみがその中を伝播する
    ように入力導波路（101）とリレー導波路（122）が構成
    されており、 （ｅ）入力導波路（101）が、多重モード導波路の入力
    端の中心で第１の多重モード導波路（103）に接続され
    ており、 （ｆ）第１の多重モード導波路（20）が、入力導波路
    （101）とリレー導波路（122）と第１の多重モード導波
    路（103）の相対的な寸法および相対的な位置決めと共
    同して、入力導波路（101）中を伝播する輻射が第１の
    多重モード導波路の対称モード（103）のみを励起し、
    当該対称モードが第１の多重モード導波路（103）内の
    輻射経路に沿ったモード分散によって各リレー導波路
    （122）の基本モードのみを励起するような長さを有す
    る ことを特徴とする信号ルーチングデバイス。
  3. 【請求項３】入力信号を１組の結合導波路（202）のう
    ちの任意の１つから１組の出力（212）のうちの１つ以
    上にルーチングするように構成された信号ルーチングデ
    バイス（200）であって、 （ａ）前記１組の結合導波路（202）を１組のリレー導
    波路（206）に接続し、任意の結合導波路から入力され
    た輻射強度を、それぞれのリレー導波路（206）に入力
    する成分に分割するように構成された、多重モード導波
    路（204）と、 （ｂ）リレー導波路（206）内の分割された輻射成分に
    作用して、相互に可変の位相を提供するように構成され
    た、位相シフト手段（210）と、 （ｃ）前記リレー導波路（206）から出て来る輻射が前
    記１組の出力（212）間で再分配されるようにするため
    の方向転換手段（208）とを含み、 （ｄ）多重モード導波路（204）が、結合導波路（202）
    中を基本モードで伝搬する輻射が多重モード導波路内で
    のモード分散によって各リレー導波路上にイメージング
    されるような長さを有し、 （ｅ）結合導波路（202）とリレー導波路（206）が基本
    モードのみの伝播を行うように構築されているために、
    あるいは動作の際に輻射源から結合導波路（202）への
    入力励起、およびその結果生じる多重モード導波路（20
    4）からリレー導波路（206）への入力励起が、それぞれ
    輻射の基本モードのみがその中を伝播するようなものと
    なるように構成された輻射源から入力信号が導出される
    ために、輻射の基本モードのみがその中を伝播するよう
    に結合導波路（202）とリレー導波路（206）が構成され
    ており、 （ｆ）方向転換手段が、リレー導波路（206）から出て
    来る輻射を、リレー導波路（206）と多重モード導波路
    （204）の２度目の通過のために戻させるように配置さ
    れたミラー（208）であり、 （ｇ）結合導波路（202）から多重モード導波路（204）
    に入力される輻射強度が、位相シフト手段により課され
    る位相変更と多重モード導波路を通って戻る輻射のモー
    ド分散とによって、前記１組の結合導波路（202）のう
    ちの１つ以上に戻るようにルーチングされるようにデバ
    イスが構成されている ことを特徴とする信号ルーチングデバイス。
  4. 【請求項４】（ａ）前記入力導波路（18）とリレー導波
    路（22）と出力導波路（28）の組が、同じ断面であり、 （ｂ）第１と第２の多重モード導波路（20、24）が、同
    じ寸法である ことを特徴とする請求項１または２に記載のデバイス。
  5. 【請求項５】位相シフト手段（36）が透過型であること
    を特徴とする請求項１、２、３、または４に記載のデバ
    イス。
  6. 【請求項６】デバイスが次々に配設された層（12、14、
    16）から構築され、導波路（18、20、22、24、28）が、
    ほぼ平行で且つ同一平面上に配置された軸（38、40）を
    有することを特徴とする前記請求項のいずれか一項に記
    載のデバイス。
  7. 【請求項７】デバイスが中空セラミック材料で構築さ
    れ、CO2レーザ輻射で使用されることを特徴とする前記
    請求項のいずれか一項に記載の信号ルーチングデバイ
    ス。
  8. 【請求項８】位相シフト手段（188、190）が反射型であ
    ることを特徴とする請求項１、２、３、または４に記載
    のデバイス。
  9. 【請求項９】導波路が、基板（152）から直立するリッ
    ジ導波路（150）であることを特徴とする請求項１、
    ２、３、または４に記載のデバイス。
  10. 【請求項１０】３元半導体材料系のものであることを特
    徴とする請求項９に記載のデバイス。
  11. 【請求項１１】半導体材料系がAlxGa1-xAsであることを
    特徴とする請求項10に記載のデバイス。
  12. 【請求項１２】位相シフト手段が電気光学式であること
    を特徴とする請求項９から11のいずれか一項に記載のデ
    バイス。
  13. 【請求項１３】リレー導波路が２次元アレイに配置さ
    れ、第１の多重モード導波路が２次元ビーム分割を行う
    ように配置されることを特徴とする請求項１または２に
    記載のデバイス。
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