JP3358240B2 - Feed forward amplifier - Google Patents
Feed forward amplifierInfo
- Publication number
- JP3358240B2 JP3358240B2 JP16491693A JP16491693A JP3358240B2 JP 3358240 B2 JP3358240 B2 JP 3358240B2 JP 16491693 A JP16491693 A JP 16491693A JP 16491693 A JP16491693 A JP 16491693A JP 3358240 B2 JP3358240 B2 JP 3358240B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- distortion
- output
- pilot signal
- amplifier
- pilot
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、複数の無線周波の主信
号を増幅する高周波帯増幅器で生ずる混変調歪の補償法
として有効である、歪抽出ループと歪除去ループの２つ
の制御ループから成るフィードフォワード増幅器に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to two control loops, a distortion extraction loop and a distortion removal loop, which are effective as a method for compensating for intermodulation distortion generated in a high frequency band amplifier for amplifying a plurality of radio frequency main signals. Comprising a feed-forward amplifier.
【０００２】近年、自動車電話システムのディジタル化
に伴い、基地局の小形化，低消費電力化，低コスト化が
必要とされている。このため、基地局のRF帯増幅器に
は、複数の無線周波の主信号を１台で増幅する共通増幅
器が用いられている。この共通増幅器の具体的な構成が
前記のフィードフォワード増幅器である。このフィード
フォワード増幅器は、使用環境の変化により、構成回路
の１つの制御ループの制御の平衡性が崩れると、出力の
歪補償の効果が低下する特性を有しているので、常に２
つの制御ループの制御状態を検出して、該ループ制御を
自動的に正常状態に保つ方法が必要となる。2. Description of the Related Art In recent years, with the digitization of mobile telephone systems, there is a need for smaller base stations, lower power consumption, and lower costs. For this reason, a common amplifier that amplifies a plurality of radio frequency main signals by one unit is used as the RF band amplifier of the base station. A specific configuration of the common amplifier is the above-described feedforward amplifier. This feedforward amplifier has a characteristic that when the control balance of one control loop of the constituent circuit is lost due to a change in the use environment, the effect of output distortion compensation is reduced.
There is a need for a method of detecting the control state of two control loops and automatically keeping the loop control in a normal state.
【０００３】[0003]
【従来の技術】図３に従来のフィードフォワード増幅器
の基本構成を示す。フィードフォワード増幅器は、主増
幅器5 で発生した複数の周波数の主信号の混変調歪を抽
出する歪抽出ループ1 と該歪を除去する歪除去ループ2
の２つの自動制御ループから成る。歪抽出ループ1 は、
入力端子3 から入力した主信号がハイブリッド4 で二分
岐され、その一方は主増幅器5 で増幅され、方向性結合
器6 で其の一部が分岐されて、減衰器7 を介し電力合成
器8 へ入力される。また、二分岐された他方は遅延線9
を介し可変減衰器10, 可変移相器11へと伝達され、電力
合成器8 へ入力される。そして電力合成器8 では、入力
の二つの信号が互に振幅と遅延が等しくて位相差が 180
゜となる様に可変減衰器10,可変移相器11により振幅と
位相が設定される。従って電力合成器8 の出力は、その
主信号の成分は抑圧され、主増幅器5 にて生じた歪成分
のみとなる。次に、歪除去ループ2 では、方向性結合器
6 の出力の歪成分を含む主信号が、遅延線12を経て電力
合成器13へ入力される。また、前記歪抽出ループ1 の電
力合成器8 の出力である歪成分のみが可変減衰器14,可
変移相器15を通り、補助増幅器16で増幅されて電力合成
器13へ入力される。そして電力合成器13の出力がフィー
ドフォワード増幅器の出力17となるが、電力合成器13で
は、主増幅器5 から方向性結合器6 を介し入力する主信
号の歪成分と補助増幅器16から入力する歪成分とが互に
振幅, 遅延が等しく位相差が 180゜となる様に、可変減
衰器14,可変移相器15により設定される。従って、電力
合成器13の出力は、方向性結合器6 の出力, 即ち主増幅
器5 の出力中の歪成分が抑圧された主信号となり、主信
号と歪成分の比 D/Uが改善される。以上の様に、フィー
ドフォワード増幅器は、歪抽出ループ1 と歪除去ループ
2 の二つの自動制御ループが正常な状態に制御され設定
された時のみ、歪補償の効果が生じる。然しながら、周
囲温度の変化等の周囲環境の変化により各制御ループの
構成要素の特性に変化が有ると、その出力の歪補償の効
果は減少する。図４に従来のフィードフォワード増幅器
の構成例を示す。この従来例では、図３の基本構成に加
えて、主増幅器5 の出力に方向性結合器18が接続され
て、パイロット信号発生器19から無線周波数のパイロッ
ト信号が、方向性結合器18の出力の歪成分を含む主信号
に付加挿入されている。また、電力合成器8 の出力に
は、方向性結合器23が接続され、該方向性結合器で分岐
された電力合成器8 の出力の一部が、電力検出器24にて
検出され、その検出電圧が制御回路22へ入力される。ま
た、電力合成器13の出力には、方向性結合器20が接続さ
れ、該方向性結合器で分岐された電力合成器13の出力の
一部が、パイロット信号検出器21へ入力され、該パイロ
ット信号検出器21にて検出された出力電圧が制御回路22
へ入力される。そして此の制御回路22から、各可変減衰
器10, 14、各可変移相器11, 15へ必要な制御電圧が印加
されて、歪抽出と歪除去に必要なループ制御を行う様に
構成されている。このループ制御の動作を説明すると、
先ず、電力検出器24の検出電圧が最小となる様に可変減
衰器10、可変移相器11が制御される。これは歪抽出ルー
プ1 により主信号の抑圧度を最大とすることに相当す
る。つまり、主信号と歪の合計電力を検出して主信号を
抑圧することにより、電力検出器24の検出電圧が減少す
ることを利用している。次に、パイロット信号検出器21
の検出電圧が最小となる様に可変減衰器14、可変移相器
15が制御される。これは歪除去ループ2 で歪の除去量を
最大にしていることに相当する。主増幅器5 の出力に、
方向性結合器18を介して挿入された無線周波数のパイロ
ット信号は、主増幅器5 で生ずる歪成分と同じ経路を伝
達するので、該パイロット信号を抑圧することは歪成分
を抑圧することと同じである。ここで図５に、従来のパ
イロット信号検出器21の回路構成を示す。その動作は、
先ず、RFフィルタ25により入力の主信号の無線周波のRF
帯域を制限し、ミクサ26及び局部発振器27により、RF帯
域のパイロット信号を低周波の狭帯域フィルタ28の低周
波帯信号に変換する。その狭帯域フィルタ28により、パ
イロット信号以外の成分は除去され、検波器29によって
パイロット信号の電力が検出される。次に、図６に、パ
イロット信号の無線周波数f p とフィードフォワード増
幅器の出力のスペクトラムの例を示す。フィードフォワ
ード増幅器のループ制御は、パイロット信号を抑圧する
様に動作するが、歪除去ループ2 の劣化の不完全性によ
る振幅対周波数の偏差, 位相対周波数の偏差によって、
歪成分は、パイロット信号が所定の無線周波数 fp から
f1,f2─f4と離隔するに従い、その歪補償量が低下して
しまう。歪成分を観測しながら可変減衰器,可変移相器
を手動で調整すれば、歪特性は図６の A─A の如くな
る。なお、f1〜f2,f3〜f4は３次歪の帯域であり、f2〜f
3は主信号の帯域である。そこで従来は、図７の構成図
の如く、パイロット信号発生器を２個の31(fp1),32
(fp2) とし、その１個の信号 fp1を図６のf1〜f2の帯域
に挿入し、もう１個の信号 fp2を反対側のf3〜f4の帯域
に挿入して、フィードフォワード増幅器の出力17を、方
向性結合器20で分岐して、信号fp1を検出するパイロッ
ト検出器35と信号 fp2を検出するパイロット検出器36と
を設け、夫々にて信号 fp1,fp2の検出電圧が最小となる
様に制御していた。また、別の方法では、図示しない
が、図４におけるパイロット信号発生器19を、２個の無
線周波数 fp1,fp2として切り替えると共に、図５におけ
る局部発振器27をシンセサイザとして、其の局部発振器
27のシンセサイザの出力周波数により、 fp1±（フィル
タ28の周波数) と fp2±（フィルタ28の周波数) とに切
り替えて、信号 fp1の検出と信号 fp2の検出とを時分割
で行っていた。2. Description of the Related Art FIG. 3 shows a basic configuration of a conventional feedforward amplifier. The feedforward amplifier includes a distortion extraction loop 1 for extracting cross-modulation distortion of a main signal of a plurality of frequencies generated by the main amplifier 5 and a distortion removal loop 2 for removing the distortion.
Of two automatic control loops. The distortion extraction loop 1 is
The main signal input from the input terminal 3 is bifurcated by the hybrid 4, one of which is amplified by the main amplifier 5, a part thereof is branched by the directional coupler 6, and the power combiner 8 passes through the attenuator 7. Is input to The other of the two branches is a delay line 9
Are transmitted to the variable attenuator 10 and the variable phase shifter 11 via the, and are input to the power combiner 8. Then, in the power combiner 8, the two input signals have the same amplitude and delay, and the phase difference is 180.
The amplitude and phase are set by the variable attenuator 10 and the variable phase shifter 11 so that ゜ is obtained. Therefore, the output of the power combiner 8 has its main signal component suppressed and only the distortion component generated in the main amplifier 5. Next, in the distortion removal loop 2, the directional coupler
6 is input to the power combiner 13 through the delay line 12. In addition, only the distortion component output from the power combiner 8 of the distortion extraction loop 1 passes through the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15, is amplified by the auxiliary amplifier 16, and is input to the power combiner 13. The output of the power combiner 13 becomes the output 17 of the feedforward amplifier. In the power combiner 13, the distortion component of the main signal input from the main amplifier 5 through the directional coupler 6 and the distortion component input from the auxiliary amplifier 16 The variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 set the components so that the amplitude and delay are equal to each other and the phase difference is 180 °. Therefore, the output of the power combiner 13 becomes the output of the directional coupler 6, that is, the main signal in which the distortion component in the output of the main amplifier 5 is suppressed, and the ratio D / U between the main signal and the distortion component is improved. . As described above, the feedforward amplifier is composed of the distortion extraction loop 1 and the distortion removal loop.
The effect of distortion compensation only occurs when the two automatic control loops 2 and 3 are controlled and set to a normal state. However, if the characteristics of the components of each control loop change due to a change in the surrounding environment such as a change in the ambient temperature, the effect of distortion compensation of the output decreases. FIG. 4 shows a configuration example of a conventional feedforward amplifier. In this conventional example, in addition to the basic configuration of FIG. 3, a directional coupler 18 is connected to the output of the main amplifier 5, and a pilot signal of a radio frequency is output from a pilot signal generator 19 to the output of the directional coupler 18. Are added to the main signal containing the distortion component of A directional coupler 23 is connected to the output of the power combiner 8, and a part of the output of the power combiner 8 branched by the directional coupler is detected by a power detector 24. The detection voltage is input to the control circuit 22. A directional coupler 20 is connected to the output of the power combiner 13, and a part of the output of the power combiner 13 branched by the directional coupler is input to a pilot signal detector 21. The output voltage detected by the pilot signal detector 21 is
Is input to A necessary control voltage is applied from the control circuit 22 to each of the variable attenuators 10 and 14 and each of the variable phase shifters 11 and 15 so as to perform loop control necessary for distortion extraction and distortion removal. ing. To explain the operation of this loop control,
First, the variable attenuator 10 and the variable phase shifter 11 are controlled so that the detection voltage of the power detector 24 is minimized. This corresponds to maximizing the degree of suppression of the main signal by the distortion extraction loop 1. That is, the fact that the detection voltage of the power detector 24 decreases by detecting the total power of the main signal and the distortion and suppressing the main signal is used. Next, the pilot signal detector 21
Variable attenuator 14, variable phase shifter so that the detection voltage of
15 is controlled. This is equivalent to maximizing the distortion removal amount in the distortion removal loop 2. The output of main amplifier 5
Since the radio frequency pilot signal inserted via the directional coupler 18 transmits the same path as the distortion component generated in the main amplifier 5, suppressing the pilot signal is the same as suppressing the distortion component. is there. FIG. 5 shows a circuit configuration of a conventional pilot signal detector 21. Its behavior is
First, the radio frequency RF of the input main signal is
The band is limited, and the pilot signal in the RF band is converted into a low-frequency band signal of the low-frequency narrow-band filter 28 by the mixer 26 and the local oscillator 27. The components other than the pilot signal are removed by the narrow band filter 28, and the power of the pilot signal is detected by the detector 29. Next, FIG. 6 shows an example of a spectrum of an output of the radio frequency f p and a feed forward amplifier of the pilot signal. The loop control of the feedforward amplifier operates to suppress the pilot signal.However, due to the deviation of amplitude versus frequency and the deviation of relative frequency due to imperfect deterioration of the distortion removal loop 2,
Distortion component, the pilot signal from a predetermined radio frequency f p
As the distance from f 1 , f 2 ─f 4 increases, the distortion compensation amount decreases. If the variable attenuator and the variable phase shifter are manually adjusted while observing the distortion component, the distortion characteristic becomes as A─A in FIG. Note that f 1 to f 2 and f 3 to f 4 are bands of third-order distortion, and f 2 to f 2
3 is the band of the main signal. Therefore, conventionally, as shown in the configuration diagram of FIG. 7, two pilot signal generators 31 (f p1 ), 32
(f p2) and then, by inserting one of the signal f p1 its band of f 1 ~f 2 in FIG. 6, insert one more signal f p2 the band opposite the f 3 ~f 4 the output 17 of the feedforward amplifier, branched by the directional coupler 20, and a pilot detector 36 which detects the pilot detector 35 and the signal f p2 for detecting a signal f p1 provided, the signal f p1 at each , fp2 were controlled to be the minimum. In another method, not shown, a pilot signal generator 19 in FIG. 4, the switches as two radio frequencies f p1, f p2, as the synthesizer local oscillator 27 in FIG. 5, its local oscillator
The output frequency of 27 of the synthesizer is switched to f p1 ± a (frequency of the filter 28) f p2 ± a (frequency of the filter 28), it is performed in time division and detection of the detection signal f p2 of the signal f p1 Was.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】上記の従来例のフィー
ドフォワード増幅器の問題点を列挙すると、(1) パイロ
ット信号の検出用に局部発振器27が必要である。(2) １
周波数のパイロット信号により制御すると、歪除去ルー
プ2 の不完全性により、所要の歪帯域での歪補償量が均
一とならない。(3) ２周波数のパイロット信号 fp1,fp2
を挿入して各信号fp1, fp2を夫々検出すると、パイロッ
ト信号検出器、局部発振器として各２個を必要とし、回
路規模が大きくなる。(4) パイロット信号検出器, 局部
発振器をシンセサイザとして時分割で切り替えると、制
御アルゴリズムが複雑になる。また、パイロット信号の
無線周波数が fp1から fp2に移る時に主信号の帯域(f2
〜f3)を通過する為に、検出電圧が非常に大きな値とな
るので、此れを取り込まない様な制御としなければなら
ないという問題が挙げられる。The problems of the above-mentioned conventional feed-forward amplifier are listed below. (1) The local oscillator 27 is required for detecting the pilot signal. (2) 1
If control is performed by using a pilot signal of a frequency, the distortion compensation amount in a required distortion band will not be uniform due to imperfection of the distortion removal loop 2. (3) Two frequency pilot signals f p1 and f p2
Is inserted to detect each of the signals f p1 and f p2 , two pilot signal detectors and two local oscillators are required, and the circuit scale becomes large. (4) When the pilot signal detector and the local oscillator are switched in a time-division manner as a synthesizer, the control algorithm becomes complicated. Further, the band of the main signal when the radio frequency of the pilot signal is shifted from f p1 to f p2 (f 2
Ff 3 ), the detection voltage becomes a very large value, and there is a problem that control must be performed so as not to take in this value.
【０００５】本発明の目的は、主信号に挿入した無線周
波数のパイロット信号の検出用に特別な局部発振器を必
要とせず、２つの無線周波数のパイロット信号に対して
も１個のパイロット信号検出器にて検出可能なフィード
フォワード増幅器を実現することにある。An object of the present invention is to eliminate the need for a special local oscillator for detecting a radio frequency pilot signal inserted into a main signal, and to provide a single pilot signal detector for two radio frequency pilot signals. To realize a feedforward amplifier that can be detected by the above.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】この目的達成のための本
発明のフィードフォワード増幅器の基本構成を図１の原
理図に示す。フィードフォワード増幅器の出力B を同相
で２分岐する同相ハイブリッド37と、主増幅器5 の出力
に挿入するパイロット信号発生器(19)の出力Aを入力と
して、位相差π/2で２分岐するπ/2ハイブリッド40と、
前記同相ハイブリッド37の各出力と該π/2ハイブリッド
40の各出力とを夫々乗算する各直交検波器の役目をする
２個のミクサ38,39 と該２個のミクサの各出力を一定時
間積分する２個の低域フィルタ41,42 と該２個の低域フ
ィルタの積分出力の各直流電圧I,Qを加算する電圧加算
器43とを具え、該電圧加算器43の加算出力をパイロット
信号の検出出力として、制御回路22へ入力する。そして
其の制御回路22で、歪抽出ループ1 と歪除去ループ2 の
各可変減衰器と各可変移相器とを自動制御する制御信号
を生成するように構成する。The basic structure of the feedforward amplifier of the present invention for achieving this object is shown in the principle diagram of FIG. The in-phase hybrid 37, which branches the output B of the feedforward amplifier into two in-phase, and the output A of the pilot signal generator (19) inserted into the output of the main amplifier 5, uses the input as the input, and π / branches into two with a phase difference of π / 2. 2 hybrid 40,
Each output of the in-phase hybrid 37 and the π / 2 hybrid
The two mixers 38, 39 serving as quadrature detectors for multiplying the respective outputs of the respective mixers 40, the two low-pass filters 41, 42 for integrating the respective outputs of the two mixers for a predetermined time, and the two mixers And a voltage adder 43 for adding the DC voltages I and Q of the integrated outputs of the low-pass filters. The added output of the voltage adder 43 is input to the control circuit 22 as a pilot signal detection output. The control circuit 22 is configured to generate a control signal for automatically controlling each variable attenuator and each variable phase shifter in the distortion extraction loop 1 and the distortion removal loop 2.
【０００７】[0007]
【作用】フィードフォワード増幅器の出力B の増幅され
たRF帯域のパイロット信号は、２個のミキサ38,39 によ
って直交検波されて、夫々直流電圧I,Qに変換される。
パイロット信号の位相は、フィードフォワード増幅器の
制御ループ1,制御ループ2 の各位相状態により変化す
る。一方のミクサ38のRF入力と局部搬送波入力との位相
差がπ/2となると、該ミクサ38の出力の直流出力Iは零
となるが、この時、他方のミクサ39のRF入力と局部搬送
波入力との位相差は 0゜又は180 ゜であるので、該ミク
サ39の出力の直流出力Q は最大となる。電圧加算器43
は、２つのミクサ38,39 の直流出力I,Qを加算している
ので、其の加算出力は、パイロット信号の位相の如何に
よらず確実に検出可能となる。The pilot signal in the amplified RF band at the output B of the feedforward amplifier is subjected to quadrature detection by the two mixers 38 and 39, and converted into DC voltages I and Q, respectively.
The phase of the pilot signal changes depending on each phase state of the control loop 1 and the control loop 2 of the feedforward amplifier. When the phase difference between the RF input of one mixer 38 and the local carrier input becomes π / 2, the DC output I of the output of the mixer 38 becomes zero, but at this time, the RF input of the other mixer 39 and the local carrier Since the phase difference from the input is 0 ° or 180 °, the DC output Q of the output of the mixer 39 is maximized. Voltage adder 43
Since the DC outputs I and Q of the two mixers 38 and 39 are added, the added output can be reliably detected regardless of the phase of the pilot signal.
【０００８】[0008]
【実施例】図２に本発明の実施例のフィードフォワード
増幅器の構成を示す。２つの無線周波数31(fp1),32
(fp2) の第１，第２パイロット信号発生器の各出力を、
ハイブリッドHYB 33で合成し、その後ハイブリッドHYB
45で２分岐して、其の一方を、主増幅器5 の出力に挿入
する。次に、フィードフォワード増幅器の出力17を方向
性結合器20で分岐した出力Bと、前記パイロット信号発
生器の合成出力をハイブリッドHYB 45で２分岐した出力
の他方A とを、互に直交位相で検波する直交検波器44に
入力する。すなわち、直交検波器44の局部搬送波の生成
部40の入力端に前記ハイブリッドHYB 45で２分岐した出
力の他方A が接続されて、２つの無線周波数 fp1,fp2の
パイロット信号が入力される。その動作は、フィードフ
ォワード増幅器の出力Bの中の２つのパイロット信号
fp1, fp2の成分が、夫々直交検波器44で検波されて、２
つの直流出力I,Qに変換され、その２つの直流出力I,Qが
電圧加算器43で加算されて、其の加算した和が制御回路
22に転送される。そして制御回路22では、電力検出器24
の検出電圧の値が最小となる様な制御信号を生成して、
歪除去ループ2 の可変減衰器14, 可変移相器15を自動制
御する。そして電圧加算器43の出力である検出電圧が最
小となる為には、フィードフォワード増幅器の出力Bの
中の２つの無線周波数のパイロット信号fp1, fp2の成分
が共に小さくならなければならない。つまり、図６の説
明図において、主信号の帯域f2〜f3に対する三次歪の各
所要帯域f1〜f2,f3〜f4 における歪の補償量が均一とな
る様に制御されることになる。FIG. 2 shows the configuration of a feedforward amplifier according to an embodiment of the present invention. Two radio frequencies 31 ( fp1 ), 32
Each output of the first and second pilot signal generators of (f p2 ) is
Synthesized with hybrid HYB 33, then hybrid HYB
Two branches are performed at 45, and one of them is inserted into the output of the main amplifier 5. Next, the output B obtained by branching the output 17 of the feedforward amplifier by the directional coupler 20 and the other A of the output obtained by branching the combined output of the pilot signal generator into two by the hybrid HYB 45 are orthogonal to each other. Input to quadrature detector 44 for detection. In other words, said other A output was 2 branches in the hybrid HYB 45 is connected to the input terminal of the generator 40 of the local carrier of the orthogonal detector 44, the pilot signals of the two radio frequencies f p1, f p2 is input . Its operation consists of two pilot signals in the output B of the feedforward amplifier.
The components of f p1 and f p2 are detected by the quadrature detector 44, respectively.
Are converted into two DC outputs I and Q, and the two DC outputs I and Q are added by a voltage adder 43, and the added sum is used as a control circuit.
Transferred to 22. Then, in the control circuit 22, the power detector 24
Generates a control signal that minimizes the value of the detection voltage of
The variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 of the distortion removal loop 2 are automatically controlled. In order to minimize the detection voltage output from the voltage adder 43, both components of the pilot signals fp1 and fp2 of the two radio frequencies in the output B of the feedforward amplifier must be small. That is, in the illustration of FIG. 6, is controlled so as to compensate the amount of distortion in the band f 2 ~f each required bandwidth f 1 of the tertiary distortion for 3 ~f 2, f 3 ~f 4 of the main signal becomes uniform Will be.
【０００９】[0009]
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、フ
ィードフォワード増幅器の歪補償の周波数特性が均一で
あり,歪を最小にすることが出来て、回路構成的にも、
パイロット信号発生器と局部発振器とを２つの無線周波
数のパイロット信号に対して共通とすることが出来て、
制御アルゴリズムも複雑とならないので、フィードフォ
ワード増幅器の性能を向上すると共に回路規模を小形化
する効果が得られる。As described above, according to the present invention, the frequency characteristics of the distortion compensation of the feedforward amplifier are uniform, the distortion can be minimized, and the circuit configuration can be improved.
The pilot signal generator and the local oscillator can be common to the pilot signals of the two radio frequencies,
Since the control algorithm is not complicated, the effects of improving the performance of the feedforward amplifier and reducing the circuit scale can be obtained.
【図１】 本発明のフィードフォワード増幅器の基本構
成を示す原理図FIG. 1 is a principle diagram showing a basic configuration of a feedforward amplifier of the present invention.
【図２】 本発明の実施例のフィードフォワード増幅器
の構成図FIG. 2 is a configuration diagram of a feedforward amplifier according to an embodiment of the present invention.
【図３】 従来のフィードフォワード増幅器の基本構成
図FIG. 3 is a basic configuration diagram of a conventional feedforward amplifier.
【図４】 従来例のフィードフォワード増幅器の構成図FIG. 4 is a configuration diagram of a conventional feedforward amplifier.
【図５】 従来のパイロット信号検出回路の構成図FIG. 5 is a configuration diagram of a conventional pilot signal detection circuit.
【図６】 従来のパイロット信号周波数f p とフィード
フォワード増幅器の出力のスペクトラム例を示す図6 shows a spectrum example of the output of a conventional pilot signal frequency f p and a feed forward amplifier
【図７】 従来の２周波数のパイロット信号のフィード
フォワード増幅器の構成図FIG. 7 is a configuration diagram of a conventional two-frequency pilot signal feedforward amplifier.
１は歪抽出ループ、２は歪除去ループ、３は入力信号、
４は二分岐ハイブリッド、５は主増幅器、６は方向性結
合器、７は減衰器、８は電力合成器、９は遅延線、10は
可変減衰器、11は可変移相器、12は遅延線、13は電力合
成器、14は可変減衰器、15は可変移相器、16は補助増幅
器、17は出力信号、18は方向性結合器、19はパイロット
信号発生器、20は方向性結合器、21はパイロット信号検
出回路、22は制御回路、23は方向性結合器、24は電力検
出器、25はRFフィルタ、26はミクサ、27は局部発振器、
28は低周波の狭帯域フィルタ、29は検波器、31,32 はパ
イロット信号発生器、33は合成ハイブリッド、34は二分
岐ハイブリッド、35,36 はパイロット信号検出器、37は
同相の二分岐ハイブリッド、38,39 はミクサ、40はπ/2
位相差の二分岐ハイブリッド、41,42 は低域フィルタ、
43は電圧加算器、44は直交検波器、45は同相の二分岐ハ
イブリッドである。1 is a distortion extraction loop, 2 is a distortion removal loop, 3 is an input signal,
4 is a two-branch hybrid, 5 is a main amplifier, 6 is a directional coupler, 7 is an attenuator, 8 is a power combiner, 9 is a delay line, 10 is a variable attenuator, 11 is a variable phase shifter, and 12 is a delay. Line, 13 is a power combiner, 14 is a variable attenuator, 15 is a variable phase shifter, 16 is an auxiliary amplifier, 17 is an output signal, 18 is a directional coupler, 19 is a pilot signal generator, 20 is directional coupling , 21 is a pilot signal detection circuit, 22 is a control circuit, 23 is a directional coupler, 24 is a power detector, 25 is an RF filter, 26 is a mixer, 27 is a local oscillator,
28 is a low-frequency narrow band filter, 29 is a detector, 31 and 32 are pilot signal generators, 33 is a composite hybrid, 34 is a two-branch hybrid, 35 and 36 are pilot signal detectors, and 37 is an in-phase two-branch hybrid. , 38,39 are mixers, 40 is π / 2
Two-branch hybrid with phase difference, 41 and 42 are low-pass filters,
43 is a voltage adder, 44 is a quadrature detector, and 45 is an in-phase two-branch hybrid.
Claims (1)
幅器が発生する歪を抽出する歪抽出ループと該抽出歪を
補助増幅器を用いて増幅した後、該主増幅器出力に逆相
で注入する事によって歪み成分を除去する歪除去ループ
の二つの自動制御ループを有するフィードフォワード増
幅器に係り、該主増幅器の出力に、２分岐した無線周波のパイロット
信号の一方を挿入し、 歪み除去ループの出力から分岐した出力信号を 、前記２分岐したパイロット信号の他方を入力とする互に
直交位相の２つの局部搬送波により検波して、２つの直
流出力(I,Q) を得る直交検波器を設け 、該直交検波器の二つの直流出力(I,Q) を加算した加算出
力を前記二つの自動制御ループの制御信号を生成する制
御回路へ入力するフィードフォワード増幅器において 、該主増幅器の出力に、２つの異なる無線周波数(f p1 ,
f p2 ) の第１パイロット信号と第２パイロット信号とを
合成し其の後二分岐した複合パイロット信号の一方を挿
入し、 その分岐した他方の複合パイロット信号を前記直交検波
器の局部搬送波の生成部の入力とする際に 、前記第１パイロット信号の無線周波数(f p1 ) を主信号の
帯域(f 2 〜f 3 ) より低い周波数の三次歪の帯域(f 1 〜
f 2 ) 内に選び、 前記第２パイロット信号の無線周波数(f p2 ) を主信号の
帯域(f 2 〜f 3 ) より高い周波数の三次歪の帯域(f 3 〜
f 4 ) 内に選んだことを特徴とするフィードフォワード増
幅器。 A main amplifier for amplifying a plurality of radio frequency main signals.
A distortion extraction loop for extracting the distortion generated by the width unit and the extracted distortion
After amplification using the auxiliary amplifier, the main amplifier output
Distortion removal loop that removes distortion components by injecting with
Feed forward with two automatic control loops
A bifurcated radio frequency pilot at the output of the main amplifier
One of the signals is inserted, and the output signal branched from the output of the distortion removal loop is connected to the other of the two branched pilot signals.
Detection by two local carriers of quadrature phase
A quadrature detector for obtaining the current output (I, Q) is provided , and the sum of the two DC outputs (I, Q) of the quadrature detector is added.
Control the force to generate control signals for the two automatic control loops
In the feed-forward amplifier input to the control circuit , two different radio frequencies (f p1 ,
f p2 ) of the first pilot signal and the second pilot signal
Combine and then insert one of the two split composite pilot signals.
And the other of the split composite pilot signals is subjected to the quadrature detection.
The radio frequency (f p1 ) of the first pilot signal is used as the input of the local carrier generation unit of the transmitter.
Band (f 2 ~f 3) lower than the frequency of the third order distortion of the band (f 1 ~
f 2 ), and the radio frequency (f p2 ) of the second pilot signal is
Band (f 2 ~f 3) higher than the frequency of the third order distortion of the band (f 3 ~
f 4 )
Breadboard.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16491693A JP3358240B2 (en) | 1993-07-05 | 1993-07-05 | Feed forward amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16491693A JP3358240B2 (en) | 1993-07-05 | 1993-07-05 | Feed forward amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0722854A JPH0722854A (en) | 1995-01-24 |
| JP3358240B2 true JP3358240B2 (en) | 2002-12-16 |
Family
ID=15802297
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16491693A Expired - Fee Related JP3358240B2 (en) | 1993-07-05 | 1993-07-05 | Feed forward amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3358240B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI679440B (en) * | 2018-12-13 | 2019-12-11 | 國立成功大學 | Detection device and detection circuit thereof |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3533351B2 (en) | 1999-12-28 | 2004-05-31 | 日本無線株式会社 | Feed forward amplifier and control circuit thereof |
-
1993
- 1993-07-05 JP JP16491693A patent/JP3358240B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI679440B (en) * | 2018-12-13 | 2019-12-11 | 國立成功大學 | Detection device and detection circuit thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0722854A (en) | 1995-01-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1113574B1 (en) | Feed-foward amplifier and controller of the same | |
| US6989713B2 (en) | Predistortion circuit, low-distortion power amplifier, and control methods therefor | |
| RU2470456C2 (en) | Multiport amplifiers in communication satellites | |
| US6172560B1 (en) | Amplifier with feedforward loops for rejecting non-linear distortion | |
| US5508657A (en) | Feed forward cancellation amplifier utilizing dynamic vector control | |
| US5691668A (en) | Feedforward amplifier | |
| US20040198295A1 (en) | Adaptive feedforward noise cancellation circuit | |
| JP3361657B2 (en) | Control device and control method for feedforward amplifier | |
| US6133791A (en) | Feedforward amplifier with improved characteristics without using pilot signal | |
| US6081156A (en) | Method and apparatus for amplifying feedforward linear power using pilot tone hopping | |
| JPH01198809A (en) | Automatic adjustment circuit for feedforward amplifier | |
| KR100390073B1 (en) | Ultra-linear feedforward rf power amplifier | |
| WO1995004400A1 (en) | Adaptive feedback system | |
| US7173484B2 (en) | System and method of carrier reinjection in a feedforward amplifier | |
| WO1993019521A1 (en) | Feedforward amplifier | |
| JP3358240B2 (en) | Feed forward amplifier | |
| JPH01200807A (en) | Non-linear distortion compensating circuit | |
| JP3171924B2 (en) | Feedforward amplifier | |
| KR100371531B1 (en) | Feedforward linear power amplifier using error feedback | |
| JPH07101819B2 (en) | Distortion compensation circuit in multi-frequency simultaneous amplifier | |
| JPH0590843A (en) | Feedforward interference circuit | |
| US20040104773A1 (en) | Feed-forward-back suppressed noise circuits | |
| EP1289128B1 (en) | Feedforward amplifier, feedforward amplification method | |
| JP3764088B2 (en) | Feed forward amplifier and control circuit thereof | |
| JP4477163B2 (en) | Feedforward distortion compensation circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020910 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071011 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081011 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081011 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091011 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091011 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101011 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |