JP3340190B2 - 判断フィードバック等化方法およびその装置 - Google Patents
判断フィードバック等化方法およびその装置Info
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- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、変化する歪チャンネ
ルに伝送される情報記号のブロック伝送のための判断フ
ィードバック等化方法およびその方法に関する。
ルに伝送される情報記号のブロック伝送のための判断フ
ィードバック等化方法およびその方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】時間的に瞬時に変化する歪チャンネルを
通しての情報符号のブロック伝送は、無線周波数チャン
ネルをフェージングする周波数−選択のような、受信端
できびしい抑制を負う。このため、これら伝送される情
報符号の適切な受信および適切なデコーディングを可能
にする。情報符号は、論理変量の値、もしくはデジタル
化されたアナログ変量の値のいずれかを含む信号として
理解される。
通しての情報符号のブロック伝送は、無線周波数チャン
ネルをフェージングする周波数−選択のような、受信端
できびしい抑制を負う。このため、これら伝送される情
報符号の適切な受信および適切なデコーディングを可能
にする。情報符号は、論理変量の値、もしくはデジタル
化されたアナログ変量の値のいずれかを含む信号として
理解される。
【０００３】特に、受信は、内部−符号干渉の存在にお
いて実行されることのみを可能とする。ブロック伝送の
ためのシステムは、Ｆ．Ｈｓｕによる「Data Directed
Estimation Techniques for Single-Tone HF Modem
s」、IEEE Military Commun. Conf., Boston, MA, 10
月, 1985, pp.124,1-10 に述べられている。このシステ
ムは、適当なものであると認識されており、かつ、（Ｈ
Ｆ）電離圏チャンネルに対するモデムの技術的な特性
を、決定し、記述している標準として採用されている。
また、車両の情報交換のためのシステムにも適当であ
る。
いて実行されることのみを可能とする。ブロック伝送の
ためのシステムは、Ｆ．Ｈｓｕによる「Data Directed
Estimation Techniques for Single-Tone HF Modem
s」、IEEE Military Commun. Conf., Boston, MA, 10
月, 1985, pp.124,1-10 に述べられている。このシステ
ムは、適当なものであると認識されており、かつ、（Ｈ
Ｆ）電離圏チャンネルに対するモデムの技術的な特性
を、決定し、記述している標準として採用されている。
また、車両の情報交換のためのシステムにも適当であ
る。
【０００４】図によれば、ブロック伝送のためのシステ
ムは、十分に短い符号ブロックの伝送の間、伝送チャン
ネルが、その物理的もしくは無線周波数特性において、
一定であるという仮定を基準としていることを思い起さ
せる。チャンネルの評価、もしくは物理的、無線周波数
パラメータの評価、すなわち、受信端において実行され
る処理に対して要求される評価は、図１ａに示すよう
に、情報符号ブロックＢＥの間に介挿されたブロックＢ
Ｉの形式で、周知の符号の伝送によって得られる。これ
ら周知の符号ブロックＢＩは、処理された信号から干渉
を減じる役割および、符号ブロックＢＥを分割する役割
を有している。そのため、連続した各ブロックは、隣接
したブロックに対し、独立して処理される。このような
方法は、周知のブロックの符号数が、チャンネルのイン
パルス反応の持続時間より短くないということを意味す
る。チャンネルは、符号の数で表され、もっと一般的に
はチャンネルメモリを示す。対応する適切な受信器は、
前述した文献に記述されており、「非線形判断指示評価
器（Nonlinear Decision-Directed Estimator）」、も
しくはＮＤＤＥを指示する。このタイプの受信器は、実
際、Ｍ個の符号を含む符号ブロックに対して、Ｍ／２，
……，２となる減少次元の数式のＭ／２個のシステムの
解を要求する。
ムは、十分に短い符号ブロックの伝送の間、伝送チャン
ネルが、その物理的もしくは無線周波数特性において、
一定であるという仮定を基準としていることを思い起さ
せる。チャンネルの評価、もしくは物理的、無線周波数
パラメータの評価、すなわち、受信端において実行され
る処理に対して要求される評価は、図１ａに示すよう
に、情報符号ブロックＢＥの間に介挿されたブロックＢ
Ｉの形式で、周知の符号の伝送によって得られる。これ
ら周知の符号ブロックＢＩは、処理された信号から干渉
を減じる役割および、符号ブロックＢＥを分割する役割
を有している。そのため、連続した各ブロックは、隣接
したブロックに対し、独立して処理される。このような
方法は、周知のブロックの符号数が、チャンネルのイン
パルス反応の持続時間より短くないということを意味す
る。チャンネルは、符号の数で表され、もっと一般的に
はチャンネルメモリを示す。対応する適切な受信器は、
前述した文献に記述されており、「非線形判断指示評価
器（Nonlinear Decision-Directed Estimator）」、も
しくはＮＤＤＥを指示する。このタイプの受信器は、実
際、Ｍ個の符号を含む符号ブロックに対して、Ｍ／２，
……，２となる減少次元の数式のＭ／２個のシステムの
解を要求する。
【０００５】図１（ｂ）は、このような伝達システムの
ベースバンド等価モデルの一部を示すブロック図であ
る。複素表記における符号ｄｎは、独立して、かつ同一
に分配され、符号の有限のアルファベット内に予想可能
な（equiprobable）値をとる。符号は、有限のエネルギ
ーパルスｆ（ｔ）の振幅を、支持部［０，ＬＴ］ととも
に変調する。上記符号Ｔは、２つの連続した符号の発信
を分割する持続時間を示す。伝送の間に生じるノイズ
は、パワースペクトル密度２Ｎ0でガウスのノイズとし
て集中する。
ベースバンド等価モデルの一部を示すブロック図であ
る。複素表記における符号ｄｎは、独立して、かつ同一
に分配され、符号の有限のアルファベット内に予想可能
な（equiprobable）値をとる。符号は、有限のエネルギ
ーパルスｆ（ｔ）の振幅を、支持部［０，ＬＴ］ととも
に変調する。上記符号Ｔは、２つの連続した符号の発信
を分割する持続時間を示す。伝送の間に生じるノイズ
は、パワースペクトル密度２Ｎ0でガウスのノイズとし
て集中する。
【０００６】受信は、符号速度で、サンプリングによっ
て生じる、最適に適合されたフィルタリングｆ*（−
ｔ）によって開始される。アスタリスク”*”は共役複
素数であることを表す。チャンネル、すなわち、その物
理パラメータおよび無線周波数パラメータが符号ブロッ
クの観測中に一定であり、かつ、ｆ（ｔ）の完全評価が
受信器において可変であると仮定すると、適合フィルタ
リングの数学的な施行が行なわれ得る。瞬時値ｎＴでサ
ンプリングされた適合フィルタからの出力は、次のよう
に表される。 ただし、ｎ＝１，２，……，Ｍ この関係において、符号｛ｒｋ｝は、有限エネルギー・
パルスｆ（ｔ）および適合フィルタｆ*（−ｔ）からな
るカスケードのインパルス応答の瞬時値ｋＴでのサンプ
ルを表す。エルミートシンメトリｒ−ｋ＝ｒｋ*である
ことに注意されたい。サンプルｕｋは、自動−相関関数
Ｅ（ｕｎ・ｕｎ−ｋ*）＝２Ｎ0・ｒｋによる中央集中さ
れたガウス乱数変数の実現であり、受信端でのサンプリ
ングの間のノイズのための寄与からなる。
て生じる、最適に適合されたフィルタリングｆ*（−
ｔ）によって開始される。アスタリスク”*”は共役複
素数であることを表す。チャンネル、すなわち、その物
理パラメータおよび無線周波数パラメータが符号ブロッ
クの観測中に一定であり、かつ、ｆ（ｔ）の完全評価が
受信器において可変であると仮定すると、適合フィルタ
リングの数学的な施行が行なわれ得る。瞬時値ｎＴでサ
ンプリングされた適合フィルタからの出力は、次のよう
に表される。 ただし、ｎ＝１，２，……，Ｍ この関係において、符号｛ｒｋ｝は、有限エネルギー・
パルスｆ（ｔ）および適合フィルタｆ*（−ｔ）からな
るカスケードのインパルス応答の瞬時値ｋＴでのサンプ
ルを表す。エルミートシンメトリｒ−ｋ＝ｒｋ*である
ことに注意されたい。サンプルｕｋは、自動−相関関数
Ｅ（ｕｎ・ｕｎ−ｋ*）＝２Ｎ0・ｒｋによる中央集中さ
れたガウス乱数変数の実現であり、受信端でのサンプリ
ングの間のノイズのための寄与からなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したブ
ロック伝送のためのシステムでは、介挿ブロックＢＩの
周知の符号ｄｎの干渉は、適合フィルタの出力において
得られたサンプルｙ’ｎから減じられる。なお、上記ｎ
は、ｎ＞Ｍおよびｎ＜１であり、符号ｄｎは、ｎε
［１，Ｍ］において符号ｄｎから成る符号ブロックＢＥ
に隣接する。したがって、観測ベクトルとして、 ｙ＝（ｙM，ＹM-1，……，ｙ1）t を得ることが可能となる。該観測ベクトルは、周知のサ
ンプルに依存しないが、次の符号ベクトルには依存す
る。 Ｄ＝（ｄM，ｄM-1，……，ｄ1）t ここで、符号ｔは、移項演算子を表す。いずれの観測ベ
クトルＹも次の関係を満足する。
ロック伝送のためのシステムでは、介挿ブロックＢＩの
周知の符号ｄｎの干渉は、適合フィルタの出力において
得られたサンプルｙ’ｎから減じられる。なお、上記ｎ
は、ｎ＞Ｍおよびｎ＜１であり、符号ｄｎは、ｎε
［１，Ｍ］において符号ｄｎから成る符号ブロックＢＥ
に隣接する。したがって、観測ベクトルとして、 ｙ＝（ｙM，ＹM-1，……，ｙ1）t を得ることが可能となる。該観測ベクトルは、周知のサ
ンプルに依存しないが、次の符号ベクトルには依存す
る。 Ｄ＝（ｄM，ｄM-1，……，ｄ1）t ここで、符号ｔは、移項演算子を表す。いずれの観測ベ
クトルＹも次の関係を満足する。
【０００８】Ｙ＝Ｒ・Ｄ＋Ｕ この関係において、符号Ｒは、エルミートシンメトリ
で、かつ、要素Ｒij＝ｒｊ−１でのＭ×Ｍ次元のトープ
リッツ（Toeplitz）マトリクスである。なお、符号ｉ，
ｊは、０，１，……，Ｍ−１の範囲をとる。また、符号
Ｕは、共分散マトリクス２Ｎ0・Ｒにおいて、中央集中
されたガウスベクトルの実現である。
で、かつ、要素Ｒij＝ｒｊ−１でのＭ×Ｍ次元のトープ
リッツ（Toeplitz）マトリクスである。なお、符号ｉ，
ｊは、０，１，……，Ｍ−１の範囲をとる。また、符号
Ｕは、共分散マトリクス２Ｎ0・Ｒにおいて、中央集中
されたガウスベクトルの実現である。
【０００９】このタイプの受信器は、ＮＤＤＥ受信器と
して設計されており、ベクトルＹから、発送された符号
ベクトルＤに関する信頼できる判断を得ることを可能と
する。ところで、このタイプの受信器は、減少次元Ｍ／
２，Ｍ／２，…，２の方程式のＭ／２システムの解を必
要とする。なお、符号Ｍは、ブロック当りの符号の数で
あり、偶数と仮定する。最後に、ＤＦＥ（Decision Fee
dback Equaliser）等化装置として設計された等化装置
は、通常、連続伝送のために適合される。したがって、
ブロック伝送のためのそれらの使用は有効性が小さい。
して設計されており、ベクトルＹから、発送された符号
ベクトルＤに関する信頼できる判断を得ることを可能と
する。ところで、このタイプの受信器は、減少次元Ｍ／
２，Ｍ／２，…，２の方程式のＭ／２システムの解を必
要とする。なお、符号Ｍは、ブロック当りの符号の数で
あり、偶数と仮定する。最後に、ＤＦＥ（Decision Fee
dback Equaliser）等化装置として設計された等化装置
は、通常、連続伝送のために適合される。したがって、
ブロック伝送のためのそれらの使用は有効性が小さい。
【００１０】この発明は上述した事情に鑑みてなされた
もので、前述した先行技術の受信器の欠点を解決するも
のであり、判断を得るために費やした要素算出演算子の
数として定義された複雑性を、従来の装置および方法と
比較して、Ｍ／６のオーダの割り合いで減少でき、信号
−ノイズ比を確実に向上できる判断フィードバック等化
装置および情報符号のブロック伝送のための方法を提供
することにある。
もので、前述した先行技術の受信器の欠点を解決するも
のであり、判断を得るために費やした要素算出演算子の
数として定義された複雑性を、従来の装置および方法と
比較して、Ｍ／６のオーダの割り合いで減少でき、信号
−ノイズ比を確実に向上できる判断フィードバック等化
装置および情報符号のブロック伝送のための方法を提供
することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上述した問題点を解決す
るために、請求項１記載の発明では、参照符号ブロック
に介挿されたデータ符号ブロックに対して伝送が行なわ
れ、ノイズと内部符号干渉の存在において、変化しやす
い歪チャンネルに係り、情報符号のブロック伝送のため
の判断フィードバック等化方法であって、受信端では、− 前記受信された参照符号およびデータ符号ブロッ
クに基づいて、観測サンプルを形成し、 − 連続した白色化−ノイズ観測サンプルを発生する
ために、前記観測サンプルに影響するノイズを白色化
し、 − 前記白色化−ノイズ観測サンプルから、初期決定
符号の検出に基づいて現在の符号を検出するステップか
らなることを特徴とする。
るために、請求項１記載の発明では、参照符号ブロック
に介挿されたデータ符号ブロックに対して伝送が行なわ
れ、ノイズと内部符号干渉の存在において、変化しやす
い歪チャンネルに係り、情報符号のブロック伝送のため
の判断フィードバック等化方法であって、受信端では、− 前記受信された参照符号およびデータ符号ブロッ
クに基づいて、観測サンプルを形成し、 − 連続した白色化−ノイズ観測サンプルを発生する
ために、前記観測サンプルに影響するノイズを白色化
し、 − 前記白色化−ノイズ観測サンプルから、初期決定
符号の検出に基づいて現在の符号を検出するステップか
らなることを特徴とする。
【００１２】また、請求項４記載の発明では、Ｎ個の参
照符号のブロックに介挿されたＭ個の情報符号を含むデ
ータブロックの形式で、前記情報符号の伝送が行なわ
れ、そして、これらの符号の検出が、受信端で得られた
観測サンプルｙiから形成される観測ベクトルＹ＝
（ＹM，ＹM-1，…，Ｙi，…，Ｙ1）tから行なわれ、変
化しやすい歪チャンネルに係り、情報符号のブロック
（ｄi）の伝送のための判断フィードバック等化装置で
あって、受信した前記観測サンプルＹiに影響するノイ
ズを白色化し、順位ｉの連続した白色化−ノイズ観測サ
ンプルｚiをコレスキー分解によって出力する白色化手
段と、一端に、前記白色化−ノイズ観測サンプルｚiを
受け、他端に、コレスキー分解のマトリクスΣ-1の要素
Ｍ−ｉを表す乗算係数１／σM-iを受け、積ｐi＝ｚi／
σM-iを出力する乗算手段と、一端に、前記積ｐiを受
け、他端に、伝送される符号の数のうちのチャンネルの
メモリの持続時間を表す符号Ｌにほぼ等しい符号Ｌ’に
よって表されるｑ∈［１，Ｌ’］において全ての初期決
定情報符号ｄi-q￣の合計であり、コレスキー分解のマ
トリクスＨの対応要素ＨM-i,m-i+qによって重み付けさ
れた信号ｑiを受け、決定信号ｓiを出力する減算手段
と、前記決定信号ｓiを受け、決定情報符号信号ｄi￣を
出力するスレッシュホールド比較手段と、前記決定情報
符号信号ｄi￣を受け、一端に、前記対応要素ＨM-i，
m-i+qによって初期決定情報符号信号ｄi-1￣からｄi-q
￣までを重み付けする重み付け回路と、他端に、ｑ∈
［１，Ｌ’］において積ＨM-i,m-i+q・ｄi-q￣を加算
し、前記信号ｑiを前減算手段の減算入力端に供給する
加算回路とを備えるフィードバックループとを具備する
ことを特徴とする。
照符号のブロックに介挿されたＭ個の情報符号を含むデ
ータブロックの形式で、前記情報符号の伝送が行なわ
れ、そして、これらの符号の検出が、受信端で得られた
観測サンプルｙiから形成される観測ベクトルＹ＝
（ＹM，ＹM-1，…，Ｙi，…，Ｙ1）tから行なわれ、変
化しやすい歪チャンネルに係り、情報符号のブロック
（ｄi）の伝送のための判断フィードバック等化装置で
あって、受信した前記観測サンプルＹiに影響するノイ
ズを白色化し、順位ｉの連続した白色化−ノイズ観測サ
ンプルｚiをコレスキー分解によって出力する白色化手
段と、一端に、前記白色化−ノイズ観測サンプルｚiを
受け、他端に、コレスキー分解のマトリクスΣ-1の要素
Ｍ−ｉを表す乗算係数１／σM-iを受け、積ｐi＝ｚi／
σM-iを出力する乗算手段と、一端に、前記積ｐiを受
け、他端に、伝送される符号の数のうちのチャンネルの
メモリの持続時間を表す符号Ｌにほぼ等しい符号Ｌ’に
よって表されるｑ∈［１，Ｌ’］において全ての初期決
定情報符号ｄi-q￣の合計であり、コレスキー分解のマ
トリクスＨの対応要素ＨM-i,m-i+qによって重み付けさ
れた信号ｑiを受け、決定信号ｓiを出力する減算手段
と、前記決定信号ｓiを受け、決定情報符号信号ｄi￣を
出力するスレッシュホールド比較手段と、前記決定情報
符号信号ｄi￣を受け、一端に、前記対応要素ＨM-i，
m-i+qによって初期決定情報符号信号ｄi-1￣からｄi-q
￣までを重み付けする重み付け回路と、他端に、ｑ∈
［１，Ｌ’］において積ＨM-i,m-i+q・ｄi-q￣を加算
し、前記信号ｑiを前減算手段の減算入力端に供給する
加算回路とを備えるフィードバックループとを具備する
ことを特徴とする。
【００１３】
【作用】請求項１記載の発明によれば、受信端では、前
記受信された参照符号およびデータ符号ブロックに基づ
いて、観測サンプルを形成し、連続した白色化−ノイズ
観測サンプルを発生するために、前記観測サンプルに影
響するノイズを白色化し、前記白色化−ノイズ観測サン
プルから、初期決定符号の検出に基づいて現在の符号を
検出する。また、請求項４記載の発明によれば、白色化
手段によって、受信した観測サンプルＹiに影響するノ
イズを白色化し、順位ｉの連続した白色化−ノイズ観測
サンプルｚiをコレスキー分解によって出力する。ま
た、乗算手段は、一端に受信した白色化−ノイズ観測サ
ンプルｚiと、他端に受信したコレスキー分解のマトリ
クスΣ-1の要素Ｍ−ｉを表す乗算係数１／σM-iとを乗
算し、積ｐi＝ｚi／σM-iを出力する。そして、減算手
段は、一端に受信した積ｐiから、他端に受信したコレ
スキー分解のマトリクスＨの対応要素ＨM-i,m-i+qによ
って重み付けされた信号ｑiを減算することにより、決
定信号ｓiを出力する。そして、スレッシュホールド比
較手段によって、決定信号ｓiに基づいて決定情報符号
信号ｄi￣を出力する。そして、決定情報符号信号ｄi￣
を出力するとともに、これをフィードバックループへ供
給する。フィードバックループでは、重み付け回路によ
り、対応要素ＨM-i,m-i+qによって初期決定情報符号信
号ｄi-1￣からｄi-q￣までを重み付けするとともに、積
ＨM-i,m-i+q・ｄi-q￣を加算し、その結果を信号ｑiと
して、上記減算手段の減算入力端に供給する。
記受信された参照符号およびデータ符号ブロックに基づ
いて、観測サンプルを形成し、連続した白色化−ノイズ
観測サンプルを発生するために、前記観測サンプルに影
響するノイズを白色化し、前記白色化−ノイズ観測サン
プルから、初期決定符号の検出に基づいて現在の符号を
検出する。また、請求項４記載の発明によれば、白色化
手段によって、受信した観測サンプルＹiに影響するノ
イズを白色化し、順位ｉの連続した白色化−ノイズ観測
サンプルｚiをコレスキー分解によって出力する。ま
た、乗算手段は、一端に受信した白色化−ノイズ観測サ
ンプルｚiと、他端に受信したコレスキー分解のマトリ
クスΣ-1の要素Ｍ−ｉを表す乗算係数１／σM-iとを乗
算し、積ｐi＝ｚi／σM-iを出力する。そして、減算手
段は、一端に受信した積ｐiから、他端に受信したコレ
スキー分解のマトリクスＨの対応要素ＨM-i,m-i+qによ
って重み付けされた信号ｑiを減算することにより、決
定信号ｓiを出力する。そして、スレッシュホールド比
較手段によって、決定信号ｓiに基づいて決定情報符号
信号ｄi￣を出力する。そして、決定情報符号信号ｄi￣
を出力するとともに、これをフィードバックループへ供
給する。フィードバックループでは、重み付け回路によ
り、対応要素ＨM-i,m-i+qによって初期決定情報符号信
号ｄi-1￣からｄi-q￣までを重み付けするとともに、積
ＨM-i,m-i+q・ｄi-q￣を加算し、その結果を信号ｑiと
して、上記減算手段の減算入力端に供給する。
【００１４】
【実施例】次に図面を参照してこの発明の実施例につい
て説明する。この発明の目的である方法によれば、通
常、情報符号は、前述したしたように、可変歪チャンネ
ルを介して伝送される。伝送された符号の受信は、伝送
自身、および内部−符号干渉に固有のノイズの存在にお
いて実行される。受信終端では、これらの符号の検出
が、図２（ａ）に示されるように、符号Ｙで示される観
測ベクトルから実行される。この観測ベクトルＹは、観
測サンプルｙiから形成されている。当然、観測ベクト
ルＹ、特に観測サンプルによって形成されるその構成要
素ｙiの各々は、前述したノイズの所在（位置；seat）
だけではなく、前述した内部−符号干渉現象である。観
測サンプルｙiから形成される観測ベクトルＹを構成す
るためのステップは図２（ａ）に符号１０００で示され
る。
て説明する。この発明の目的である方法によれば、通
常、情報符号は、前述したしたように、可変歪チャンネ
ルを介して伝送される。伝送された符号の受信は、伝送
自身、および内部−符号干渉に固有のノイズの存在にお
いて実行される。受信終端では、これらの符号の検出
が、図２（ａ）に示されるように、符号Ｙで示される観
測ベクトルから実行される。この観測ベクトルＹは、観
測サンプルｙiから形成されている。当然、観測ベクト
ルＹ、特に観測サンプルによって形成されるその構成要
素ｙiの各々は、前述したノイズの所在（位置；seat）
だけではなく、前述した内部−符号干渉現象である。観
測サンプルｙiから形成される観測ベクトルＹを構成す
るためのステップは図２（ａ）に符号１０００で示され
る。
【００１５】この発明の目的である方法の特筆すべき優
位な特徴によれば、前述した図に示されているように、
受信終端での連続的な実行において、符号ｚiで示され
る、連続した白色化−ノイズ観測サンプルを発生するた
めに、受信された観測サンプルに影響を及ぼすノイズを
白色化するためのステップ１００１を有している。
位な特徴によれば、前述した図に示されているように、
受信終端での連続的な実行において、符号ｚiで示され
る、連続した白色化−ノイズ観測サンプルを発生するた
めに、受信された観測サンプルに影響を及ぼすノイズを
白色化するためのステップ１００１を有している。
【００１６】上記ステップ１００１は、ステップ１００
２により続けられる。ステップ１００２は、白色化−ノ
イズ観測サンプルｚiから初期に決定した符号の検出に
基づいて、現在の符号の検出を行なう。したがって、ス
テップ１００３において、決定符号ｄiは可変であり、
検出された現在の符号を表すものであるということが理
解される。
２により続けられる。ステップ１００２は、白色化−ノ
イズ観測サンプルｚiから初期に決定した符号の検出に
基づいて、現在の符号の検出を行なう。したがって、ス
テップ１００３において、決定符号ｄiは可変であり、
検出された現在の符号を表すものであるということが理
解される。
【００１７】この発明の目的である方法は、以下の効果
により可能となるということが特に注目され、前述した
ステップ１００１および１００２の２つのステップの連
続に帰する。 −白色ノイズのパワーの減少、および−唯一の初期決定
による原因、もしくは、有効的に、相互に逆相関される
ノイズの複数のサンプルによる原因となる現在の決定符
号ｄi￣に関する判断の実行。
により可能となるということが特に注目され、前述した
ステップ１００１および１００２の２つのステップの連
続に帰する。 −白色ノイズのパワーの減少、および−唯一の初期決定
による原因、もしくは、有効的に、相互に逆相関される
ノイズの複数のサンプルによる原因となる現在の決定符
号ｄi￣に関する判断の実行。
【００１８】初期決定もしくは上記複数のサンプルを用
いて、帰納法によって決定すべく、初期決定された符号
量の検出から現在の符号を検出するためのステップ１０
０２は注目されるであろう。一般に、ノイズ−白色化操
作は、周知の方法で実行できる。この操作は、連続した
ノイズ値の十分な逆相関を得ることを可能にする。白色
−ノイズサンプルｚiの各々に影響する上記ノイズは、
白色ノイズと見なすことができる。
いて、帰納法によって決定すべく、初期決定された符号
量の検出から現在の符号を検出するためのステップ１０
０２は注目されるであろう。一般に、ノイズ−白色化操
作は、周知の方法で実行できる。この操作は、連続した
ノイズ値の十分な逆相関を得ることを可能にする。白色
−ノイズサンプルｚiの各々に影響する上記ノイズは、
白色ノイズと見なすことができる。
【００１９】ところで、実行される処理の本質的なデジ
タルの性質を与える、この発明の目的である方法によれ
ば、ノイズ−白色化操作の特に有利な実施例は図２
（ｂ）に関係して与えられる。この実施例によれば、ノ
イズ−白色化操作は、コレスキー（Cholesky）分解によ
って実行され得る。したがって、検出された現在の符号
を代表する、決定された符号を発生するために、１つも
しくはそれ以上の初期決定された符号を用いることによ
って、現在の符号についての判断を実現することを可能
にする。特に、コレスキー分解は、次式で表される形式
における伝送チャンネルの共分散マトリクスＲのノイズ
Ｕに対する表現から公式化されると見なされる。 Ｒ＝Ｈ*t・Σ2・Ｈ
タルの性質を与える、この発明の目的である方法によれ
ば、ノイズ−白色化操作の特に有利な実施例は図２
（ｂ）に関係して与えられる。この実施例によれば、ノ
イズ−白色化操作は、コレスキー（Cholesky）分解によ
って実行され得る。したがって、検出された現在の符号
を代表する、決定された符号を発生するために、１つも
しくはそれ以上の初期決定された符号を用いることによ
って、現在の符号についての判断を実現することを可能
にする。特に、コレスキー分解は、次式で表される形式
における伝送チャンネルの共分散マトリクスＲのノイズ
Ｕに対する表現から公式化されると見なされる。 Ｒ＝Ｈ*t・Σ2・Ｈ
【００２０】この関係において、Ｈは三角マトリクスで
あり、このマトリクスの主対角線上の要素は１に等し
く、符号”t”は移項を示し、符号”*”は共役マトリク
スであることを示す。三角マトリクスの下部もしくは上
部を用いることができ、上部マトリクスを用いる場合に
は、初期決定に関しての現在の決定符号ｄi￣に関する
決定の因果的な特徴となり、下部の三角マトリクスを用
いる場合には、後述する決定に関しては非因果的となる
ということが注目されるであろう。
あり、このマトリクスの主対角線上の要素は１に等し
く、符号”t”は移項を示し、符号”*”は共役マトリク
スであることを示す。三角マトリクスの下部もしくは上
部を用いることができ、上部マトリクスを用いる場合に
は、初期決定に関しての現在の決定符号ｄi￣に関する
決定の因果的な特徴となり、下部の三角マトリクスを用
いる場合には、後述する決定に関しては非因果的となる
ということが注目されるであろう。
【００２１】さらに、Σは、ｉ番目の予測値から得られ
た予測エラーの平均パワーを表す正の真要素Σii＝σi,
σi 2の対角マトリクスである。なお、ｉε［０，…，Ｍ
−１］である。ＭはデータブロックＢＥに含まれる情報
符号の数を表す。マトリクスＨによって成し遂げられた
変換の構造によれば、この変換は、因果的であり、各サ
ンプルまたは白色化ノイズは次の式で示される。 Ｚ＝Σ・Ｈ・Ｄ＋Ｖ この関係において、Ｚは白色化ノイズのサンプルＺiの
ベクトルを表すことに気付く。Ｙ＝Ｒ・Ｄ＋Ｕの関係に
おいて、− ΣおよびＨは、前述したマトリクスを
表し、− Ｄは、受信された符号のベクトルを表
す。すなわち、白色化−ノイズのサンプルＺiのベクト
ルＺは次の関係を満足する。 Ｚ＝［Ｈ*t・Σ］-1・Ｙ
た予測エラーの平均パワーを表す正の真要素Σii＝σi,
σi 2の対角マトリクスである。なお、ｉε［０，…，Ｍ
−１］である。ＭはデータブロックＢＥに含まれる情報
符号の数を表す。マトリクスＨによって成し遂げられた
変換の構造によれば、この変換は、因果的であり、各サ
ンプルまたは白色化ノイズは次の式で示される。 Ｚ＝Σ・Ｈ・Ｄ＋Ｖ この関係において、Ｚは白色化ノイズのサンプルＺiの
ベクトルを表すことに気付く。Ｙ＝Ｒ・Ｄ＋Ｕの関係に
おいて、− ΣおよびＨは、前述したマトリクスを
表し、− Ｄは、受信された符号のベクトルを表
す。すなわち、白色化−ノイズのサンプルＺiのベクト
ルＺは次の関係を満足する。 Ｚ＝［Ｈ*t・Σ］-1・Ｙ
【００２２】前述した係数の決定は、シューア（Schu
r）アルゴリズムの履行によって実行される。すなわ
ち、ｉ，ｊ＝０，１，…，Ｍ−１において、要素Ｒij＝
ｒｊ−ｉを含む伝送チャンネルのノイズに対する共分散
Ｒを伴うＭ×Ｍマトリクスに対して前述したマトリクス
ＨおよびΣを用いた、上記共分散マトリクスを連鎖する
コレスキー分解は、上部三角マトリクスＢ＝Σ2Ｈおよ
び補助マトリクスＣから以下に示す方法で実行される。
r）アルゴリズムの履行によって実行される。すなわ
ち、ｉ，ｊ＝０，１，…，Ｍ−１において、要素Ｒij＝
ｒｊ−ｉを含む伝送チャンネルのノイズに対する共分散
Ｒを伴うＭ×Ｍマトリクスに対して前述したマトリクス
ＨおよびΣを用いた、上記共分散マトリクスを連鎖する
コレスキー分解は、上部三角マトリクスＢ＝Σ2Ｈおよ
び補助マトリクスＣから以下に示す方法で実行される。
【００２３】マトリクスΣ2＝diag（Ｂ）を得ることを
意味するマトリクスＢを得る。マトリクスＢは以下の方
法におけるシューアアルゴリズムから得られる。 Ｂ0,0＝ｒ0 それから、 − ｊ＝１，Ｌに対して、Ｂ0,j＝Ｃ0,j＝ｒｊ − ｉ＝１，２，Ｍ−１に対して、ｒi＝−Ｃi-1,i
／Ｂi-1,i-1 − ｊ＝ｉ，ｉ＋１，…，ｍｉｎ（ｉ＋Ｌ，Ｍ−
１）に対して、 Ｃi,j＝Ｃi-1,j＋Гi・Ｂi-1,j-1 Ｂi,j＝Ｂi-1,j-1＋Гi *・Ｃi-1,j となる。なお、上記ｍｉｎは、２つの引数の最小値を表
す。ここで、ｉ＝０，１，Ｍ−１に対してＣi,j＝０で
あることに気付くであろう。
意味するマトリクスＢを得る。マトリクスＢは以下の方
法におけるシューアアルゴリズムから得られる。 Ｂ0,0＝ｒ0 それから、 − ｊ＝１，Ｌに対して、Ｂ0,j＝Ｃ0,j＝ｒｊ − ｉ＝１，２，Ｍ−１に対して、ｒi＝−Ｃi-1,i
／Ｂi-1,i-1 − ｊ＝ｉ，ｉ＋１，…，ｍｉｎ（ｉ＋Ｌ，Ｍ−
１）に対して、 Ｃi,j＝Ｃi-1,j＋Гi・Ｂi-1,j-1 Ｂi,j＝Ｂi-1,j-1＋Гi *・Ｃi-1,j となる。なお、上記ｍｉｎは、２つの引数の最小値を表
す。ここで、ｉ＝０，１，Ｍ−１に対してＣi,j＝０で
あることに気付くであろう。
【００２４】この発明の目的である、情報符号のブロッ
ク伝送のための判断フィードバック等化装置のさらに詳
細な説明は、図３およびこれに続く図によって与えられ
る。前述したように、符号の検出は、Ｍ個の情報符号を
含み、データブロックの形式で実行される情報符号の伝
送を用いて、受信終端で得られた観測サンプルＹiから
形成された観測ベクトルＹ＝（ＹM，ＹM-1，…Ｙi，…
Ｙ1）tから実行される。すなわち、従来のベースバンド
モデルに関して、図１（ｂ）に示したように、適合フィ
ルタリングおよびサンプリングの後に実行される。
ク伝送のための判断フィードバック等化装置のさらに詳
細な説明は、図３およびこれに続く図によって与えられ
る。前述したように、符号の検出は、Ｍ個の情報符号を
含み、データブロックの形式で実行される情報符号の伝
送を用いて、受信終端で得られた観測サンプルＹiから
形成された観測ベクトルＹ＝（ＹM，ＹM-1，…Ｙi，…
Ｙ1）tから実行される。すなわち、従来のベースバンド
モデルに関して、図１（ｂ）に示したように、適合フィ
ルタリングおよびサンプリングの後に実行される。
【００２５】図３に示されるように、本発明の目的であ
る等化装置は、受信した観測サンプルＹiに影響するノ
イズを白色化し、かつ、順位ｉの連続した白色化−ノイ
ズ観測サンプルＺiをコレスキー分解により出力するこ
とを可能とする。さらに、乗算回路２が備えられてお
り、一方に上記白色化−ノイズ観測サンプルＺiを受信
し、他方にコレスキー分解のマトリクスΣ-1の要素Ｍ−
ｉを表す乗算係数１／σM-iを受信する。この乗算回路
２は乗算結果ｐi＝ｚi／σM-iを出力する。減算回路３
は、一方に上記乗算結果ｐiを受信し、他方に信号ｑiを
受信する。信号ｑiは、ｑε［１，Ｌ’］における初期
決定情報符号ｄ￣i-qの全ての合計である。ここで、
Ｌ’は、伝送された符号の数におけるチャンネルのメモ
リの長さであるＬにほぼ等しく、また、Ｌは、コレスキ
ー分解のマトリクスＨの対応エレメントＨM-i,M-i+qに
よって白色化されている。減算回路３は決定信号Ｓiを
出力する。
る等化装置は、受信した観測サンプルＹiに影響するノ
イズを白色化し、かつ、順位ｉの連続した白色化−ノイ
ズ観測サンプルＺiをコレスキー分解により出力するこ
とを可能とする。さらに、乗算回路２が備えられてお
り、一方に上記白色化−ノイズ観測サンプルＺiを受信
し、他方にコレスキー分解のマトリクスΣ-1の要素Ｍ−
ｉを表す乗算係数１／σM-iを受信する。この乗算回路
２は乗算結果ｐi＝ｚi／σM-iを出力する。減算回路３
は、一方に上記乗算結果ｐiを受信し、他方に信号ｑiを
受信する。信号ｑiは、ｑε［１，Ｌ’］における初期
決定情報符号ｄ￣i-qの全ての合計である。ここで、
Ｌ’は、伝送された符号の数におけるチャンネルのメモ
リの長さであるＬにほぼ等しく、また、Ｌは、コレスキ
ー分解のマトリクスＨの対応エレメントＨM-i,M-i+qに
よって白色化されている。減算回路３は決定信号Ｓiを
出力する。
【００２６】減算回路３は、スレシュホールド比較回路
４を備えている。このスレシュホールド比較回路４は、
前に決定された決定信号ｓiを受信し、これに対応する
決定情報符号信号ｄi￣を出力する。スレシュホールド
比較回路４の出力には、決定情報符号信号ｄi￣を受信
するフィードバックループ５が設けられている。このフ
ィードバックループ５は、一方に、初期決定情報符号信
号ｄi-1￣からｄi-q￣を、これに対応するエレメントＨ
M-i,M-i+qによって重み付けする回路を備え、他方に、
ｑε［１，Ｌ’］を用いて、乗算結果ＨM-i,M-i+q・ｄ
i-q￣を合計する加算回路５１を備えている。加算回路
５１は、減算回路３の減算入力に信号ｑiを出力する。
当然、コレスキー分解は、前述したように、伝送チャン
ネルのノイズ共分散マトリクスＲに対しての式から公式
化される。
４を備えている。このスレシュホールド比較回路４は、
前に決定された決定信号ｓiを受信し、これに対応する
決定情報符号信号ｄi￣を出力する。スレシュホールド
比較回路４の出力には、決定情報符号信号ｄi￣を受信
するフィードバックループ５が設けられている。このフ
ィードバックループ５は、一方に、初期決定情報符号信
号ｄi-1￣からｄi-q￣を、これに対応するエレメントＨ
M-i,M-i+qによって重み付けする回路を備え、他方に、
ｑε［１，Ｌ’］を用いて、乗算結果ＨM-i,M-i+q・ｄ
i-q￣を合計する加算回路５１を備えている。加算回路
５１は、減算回路３の減算入力に信号ｑiを出力する。
当然、コレスキー分解は、前述したように、伝送チャン
ネルのノイズ共分散マトリクスＲに対しての式から公式
化される。
【００２７】本発明の目的である装置の好ましい実施例
においては、図３に示すように、ノイズ−白色化回路１
は、サンプルのパラレル／シリアル変換のためのパラレ
ル／シリアル変換モジュール１１が続く、ノイズ−白色
化モジュール１０を備えており、連続した白色化−ノイ
ズサンプルｚiを出力する。後段の回路、またはパラレ
ル／シリアル変換モジュール１１は、従来型の回路によ
って構成されてもよく、このため、詳細な説明は省略す
る。観測サンプルのノイズを白色化するためのノイズ−
白色化モジュール１０は、図４に示すように、マトリク
ス乗算回路１００を備えてもよい。このマトリクス乗算
回路１００は、観測ベクトルＹを受け、ベクトルＺ’＝
（Ｈ*t）-1・Ｙを出力する移送関数（Ｈ*t）-1を有す
る。この関係において、”t”は移項演算子を表す。さ
らに、マトリクス乗算回路１００は、上記ベクトルＺ’
を受け、ベクトルＺ−Σ-1・Ｚ’を出力する、移送関数
Σ-1を有するマトリクス乗算回路１０１によって引き継
がれる。
においては、図３に示すように、ノイズ−白色化回路１
は、サンプルのパラレル／シリアル変換のためのパラレ
ル／シリアル変換モジュール１１が続く、ノイズ−白色
化モジュール１０を備えており、連続した白色化−ノイ
ズサンプルｚiを出力する。後段の回路、またはパラレ
ル／シリアル変換モジュール１１は、従来型の回路によ
って構成されてもよく、このため、詳細な説明は省略す
る。観測サンプルのノイズを白色化するためのノイズ−
白色化モジュール１０は、図４に示すように、マトリク
ス乗算回路１００を備えてもよい。このマトリクス乗算
回路１００は、観測ベクトルＹを受け、ベクトルＺ’＝
（Ｈ*t）-1・Ｙを出力する移送関数（Ｈ*t）-1を有す
る。この関係において、”t”は移項演算子を表す。さ
らに、マトリクス乗算回路１００は、上記ベクトルＺ’
を受け、ベクトルＺ−Σ-1・Ｚ’を出力する、移送関数
Σ-1を有するマトリクス乗算回路１０１によって引き継
がれる。
【００２８】したがって、ベクトルＺは、白色化された
観測サンプルｚiから形成された白色化−ノイズ観測ベ
クトルに一致する。当然、パラレル／シリアル変換モジ
ュール１１は、連続する白色化された観測サンプルを出
力することが可能である。マトリクス乗算器モジュール
１００および１０１に関しては、後者は、例えば、複数
の数値演算モジュールを備えることに気付くであろう。
これら数値演算モジュールは、例えば、論理モジュー
ル、もしくはメモリタイプの再プログラミングが可能な
モジュールのいずれかで実現できる。
観測サンプルｚiから形成された白色化−ノイズ観測ベ
クトルに一致する。当然、パラレル／シリアル変換モジ
ュール１１は、連続する白色化された観測サンプルを出
力することが可能である。マトリクス乗算器モジュール
１００および１０１に関しては、後者は、例えば、複数
の数値演算モジュールを備えることに気付くであろう。
これら数値演算モジュールは、例えば、論理モジュー
ル、もしくはメモリタイプの再プログラミングが可能な
モジュールのいずれかで実現できる。
【００２９】したがって、図３に示すように、フィード
バックループ５を構成する重み付け回路５０はＬ個の遅
延セル５００を含み、各遅延セルは、５００i-qで示さ
れ、期間Ｔによる遅延を与える。期間Ｔは２つの連続し
た情報符号の間の持続期間を表す。遅延セルは、決定情
報符号ｄi￣を受ける第１の遅延セルの入力と、各々が
ｑε［１，Ｌ’］において初期決定符号ｄi-q￣を出力
するｑ番目の遅延セルの各々の出力とを接続するよう
に、順次カスケード（縦続）接続されている。さらに、
重み付け回路５０は、Ｌ個の乗算回路５０１を備えてお
り、各々んいは、符号５０１i-qが付けられている。ｑ
番目の乗算回路の各々は、ｑ番目の遅延セルの出力に接
続された入力端、および乗算係数を受ける第２の入力端
を有する。上記乗算係数は、ＨM-1,M-i+qによって示さ
れ、コレスキー分解のマトリクスＨの要素に対応してい
る。
バックループ５を構成する重み付け回路５０はＬ個の遅
延セル５００を含み、各遅延セルは、５００i-qで示さ
れ、期間Ｔによる遅延を与える。期間Ｔは２つの連続し
た情報符号の間の持続期間を表す。遅延セルは、決定情
報符号ｄi￣を受ける第１の遅延セルの入力と、各々が
ｑε［１，Ｌ’］において初期決定符号ｄi-q￣を出力
するｑ番目の遅延セルの各々の出力とを接続するよう
に、順次カスケード（縦続）接続されている。さらに、
重み付け回路５０は、Ｌ個の乗算回路５０１を備えてお
り、各々んいは、符号５０１i-qが付けられている。ｑ
番目の乗算回路の各々は、ｑ番目の遅延セルの出力に接
続された入力端、および乗算係数を受ける第２の入力端
を有する。上記乗算係数は、ＨM-1,M-i+qによって示さ
れ、コレスキー分解のマトリクスＨの要素に対応してい
る。
【００３０】ｑ番目の各乗算器５０１の出力端は、乗算
結果ＨM-1,M-i+q・ｄi-q￣を出力し、重み付け回路５０
とともにフィードバックループ５を構成する加算回路５
１の入力端に接続されている。スレッシュホールド比較
器４は、減算回路３によって出力される決定信号ｓ
iと、対応符号のアルファベットの符号ｄiとの間のユー
クリッド距離を算出し、最小化するための回路を備える
ことができる。符号のアルファベットは対応辞書ファイ
ルに保持されている。
結果ＨM-1,M-i+q・ｄi-q￣を出力し、重み付け回路５０
とともにフィードバックループ５を構成する加算回路５
１の入力端に接続されている。スレッシュホールド比較
器４は、減算回路３によって出力される決定信号ｓ
iと、対応符号のアルファベットの符号ｄiとの間のユー
クリッド距離を算出し、最小化するための回路を備える
ことができる。符号のアルファベットは対応辞書ファイ
ルに保持されている。
【００３１】スレッシュホールド比較器４は、次の決定
関数を実行する。 ｄi￣＝argmin｜ｓi-ｄi｜ 当然、ユークリッド距離｜ｓi-ｄi｜の値を最小化する
操作が対応アルファベットの全ての符号ｄiについて行
なわれるということが理解される。図３および図４に示
すように、本発明の目的である等化装置の操作モードは
以下に示す通りである。白色化−ノイズサンプルベクト
ルＺのための式は、Ｖ＝（Ｈ*t・Σ）-1・Ｕにおいて、 Ｚ＝Σ・Ｈ・Ｄ＋Ｖ と書くことができる。また、ノイズＶの共分散マトリク
スは、２Ｎ0・Ｉである。原因となる変換Ｈを用いた、
符号ｄiに関する決定は、前述したタイプの従来の等化
装置で行なった同様の方法においてのみ、初期符号に関
しての決定を行なうことができる。本発明の等化装置と
従来の等化装置との間の基本的な相違は、フィードバッ
クループ５によって構成されたフィルタの係数が、本発
明の等化装置の前後関係において、時間に対して、その
値および数が可変であるという点にある。当然、従来の
等化装置の場合のように、初期符号に関する決定は正確
であると考えられる。このような場合において、それら
の干渉は、決定信号ｓiを得るために、乗算結果ｐi＝ｚ
i／σm-iから除くことができる。決定、すなわち決定符
号ｄi￣は、スレッシュホールド比較器４を通して決定
信号ｓiから得られる。本発明の目的である等化装置の
実施例においては、図３に示すように、重み付け回路５
０および加算回路５１は、実際には、トランスバース・
フィルタを構成している。このトランスバース・フィル
タの係数の値、および個数は、時間的なインデックス
ｉ、Ｌ’＝min（ｉ−１，ｌ）により変化する。
関数を実行する。 ｄi￣＝argmin｜ｓi-ｄi｜ 当然、ユークリッド距離｜ｓi-ｄi｜の値を最小化する
操作が対応アルファベットの全ての符号ｄiについて行
なわれるということが理解される。図３および図４に示
すように、本発明の目的である等化装置の操作モードは
以下に示す通りである。白色化−ノイズサンプルベクト
ルＺのための式は、Ｖ＝（Ｈ*t・Σ）-1・Ｕにおいて、 Ｚ＝Σ・Ｈ・Ｄ＋Ｖ と書くことができる。また、ノイズＶの共分散マトリク
スは、２Ｎ0・Ｉである。原因となる変換Ｈを用いた、
符号ｄiに関する決定は、前述したタイプの従来の等化
装置で行なった同様の方法においてのみ、初期符号に関
しての決定を行なうことができる。本発明の等化装置と
従来の等化装置との間の基本的な相違は、フィードバッ
クループ５によって構成されたフィルタの係数が、本発
明の等化装置の前後関係において、時間に対して、その
値および数が可変であるという点にある。当然、従来の
等化装置の場合のように、初期符号に関する決定は正確
であると考えられる。このような場合において、それら
の干渉は、決定信号ｓiを得るために、乗算結果ｐi＝ｚ
i／σm-iから除くことができる。決定、すなわち決定符
号ｄi￣は、スレッシュホールド比較器４を通して決定
信号ｓiから得られる。本発明の目的である等化装置の
実施例においては、図３に示すように、重み付け回路５
０および加算回路５１は、実際には、トランスバース・
フィルタを構成している。このトランスバース・フィル
タの係数の値、および個数は、時間的なインデックス
ｉ、Ｌ’＝min（ｉ−１，ｌ）により変化する。
【００３２】白色化されたノイズＶに関連して白色化−
ノイズサンプルのベクトルＺの値を与える関係は、次式
で書くことができる関係を得ることを可能にする。 ｓi＝ｚ1／σM-1＝ｄ1＋Ｖ1／σM-1 ｄ1に関する決定は、ｓ1とｄ1の間のユークリッド距離
を最小化する。すなわち、 ここで、最小値は、符号のアルファベット｛ｄ｝内に探
される。他の関係は、次のように書かれる。 ここで、ｉ＝２，３，…，Ｍ、またＬ’＝ｍｉｎ（ｉ−
１，Ｌ）である。
ノイズサンプルのベクトルＺの値を与える関係は、次式
で書くことができる関係を得ることを可能にする。 ｓi＝ｚ1／σM-1＝ｄ1＋Ｖ1／σM-1 ｄ1に関する決定は、ｓ1とｄ1の間のユークリッド距離
を最小化する。すなわち、 ここで、最小値は、符号のアルファベット｛ｄ｝内に探
される。他の関係は、次のように書かれる。 ここで、ｉ＝２，３，…，Ｍ、またＬ’＝ｍｉｎ（ｉ−
１，Ｌ）である。
【００３３】 正確な決定の仮定において、ｋ＜ｉに対して、ｄi-k＝
ｄi-k￣となり、この最後の関係は、ｓi＝ｄi＋ｖi／σ
M-iとなる。図３および図４に関して前述したように、
本発明の目的である等化装置の操作モードは、さらに、
ゼロ・フォーシングタイプのブロック伝送のための決定
フィードバック等化装置、もしくはＺＦ−ＢＤＦＥの名
称によって表される。
ｄi-k￣となり、この最後の関係は、ｓi＝ｄi＋ｖi／σ
M-iとなる。図３および図４に関して前述したように、
本発明の目的である等化装置の操作モードは、さらに、
ゼロ・フォーシングタイプのブロック伝送のための決定
フィードバック等化装置、もしくはＺＦ−ＢＤＦＥの名
称によって表される。
【００３４】次に、本発明の目的である等化装置の変形
例について図５を参照して説明する。図５においては、
最小平均二乗誤差を用いたブロック伝送のための決定フ
ィードバック等化装置の実施を可能とするノイズ−白色
化モジュール１０の変形例が示されている。この変形例
は、さらに利点を有する。これは、次に示す関係による
Ｒへ連結されたマトリクスダビングＲ’によって、ノイ
ズ分散行列Ｒを置き換える。 Ｒ’＝［Ｒ＋ａＩ］ ここで、Ｉは恒等マトリクスであり、ａは正の定数であ
る。その最適値は、 ２Ｎ0／Ｅ（｜ｄｋ｜2） である。
例について図５を参照して説明する。図５においては、
最小平均二乗誤差を用いたブロック伝送のための決定フ
ィードバック等化装置の実施を可能とするノイズ−白色
化モジュール１０の変形例が示されている。この変形例
は、さらに利点を有する。これは、次に示す関係による
Ｒへ連結されたマトリクスダビングＲ’によって、ノイ
ズ分散行列Ｒを置き換える。 Ｒ’＝［Ｒ＋ａＩ］ ここで、Ｉは恒等マトリクスであり、ａは正の定数であ
る。その最適値は、 ２Ｎ0／Ｅ（｜ｄｋ｜2） である。
【００３５】マトリクスＲ’は、ノイズの存在、および
Ｒより狭い幅の固有値を有するという点で有利である。
ＭＭＳＥ−ＢＤＦＥのための基本的な計画は、ＺＦ−Ｂ
ＤＦＥのための計画と同じである。ただ一つの相違は、
Ｒ’を用いたＲの置き換えである。従って、上記マトリ
クスΣおよびＨは、各々、図５に示すように、Σ’およ
びＨ’で置き換えなければならない。上記Σ’および
Ｈ’は次式のコレスキー分解を介して得られる。 Ｒ’＝Ｈ’*t・Σ’2・Ｈ’ 前述した関係において、２Ｎ0はベースバンド・ノイズ
・パワー・スペクトラム密度を表す。 − Ｅ（｜ｄｋ｜2）は、符号ｄｋ2のモジュールの
数学的期待値を表す。それ自体は対応符号｜ｄｋ｜のエ
ネルギーを表している。 − Ｉは恒等マトリクスを表す。 図５に示す変形例は、ＭＭＳＥ−ＢＤＦＥによって短く
表される最小平均二乗誤差を用いたブロック決定フィー
ドバック等化装置と同等である。
Ｒより狭い幅の固有値を有するという点で有利である。
ＭＭＳＥ−ＢＤＦＥのための基本的な計画は、ＺＦ−Ｂ
ＤＦＥのための計画と同じである。ただ一つの相違は、
Ｒ’を用いたＲの置き換えである。従って、上記マトリ
クスΣおよびＨは、各々、図５に示すように、Σ’およ
びＨ’で置き換えなければならない。上記Σ’および
Ｈ’は次式のコレスキー分解を介して得られる。 Ｒ’＝Ｈ’*t・Σ’2・Ｈ’ 前述した関係において、２Ｎ0はベースバンド・ノイズ
・パワー・スペクトラム密度を表す。 − Ｅ（｜ｄｋ｜2）は、符号ｄｋ2のモジュールの
数学的期待値を表す。それ自体は対応符号｜ｄｋ｜のエ
ネルギーを表している。 − Ｉは恒等マトリクスを表す。 図５に示す変形例は、ＭＭＳＥ−ＢＤＦＥによって短く
表される最小平均二乗誤差を用いたブロック決定フィー
ドバック等化装置と同等である。
【００３６】図６は、ｄＢ単位で信号−ノイズ比Ｓ／Ｂ
の低下を表している。一方は、種々の従来の等化装置、
例えば、前述した従来の（ゼロ・フォーシング型）ＤＦ
Ｅ等化装置、ＮＤＤＥ型の等化装置に対するものであ
り、他方は、本発明の目的に従った等化装置の信号−ノ
イズ比Ｓ／Ｂの低下をｄＢ単位で表している。各々、Ｚ
Ｆ−ＢＤＦＥ型とＭＭＳＥ−ＢＤＦＥ型である。信号−
ノイズ比の値は、ブロック内の情報符号の位置もしくは
順位を関数として減少することが分る。前述したダイア
グラムは、与えられたチャンネルに対し、２０個の情報
符号を含むブロックに対してプロットされている。本発
明によるＺＦ−ＢＤＦＥ等化装置は、符号の半分に対し
てＮＤＤＥ型の等化装置と同一の動作を有し、一方、符
号の残りのＭ／２は、本発明によるＺＦ−ＢＤＦＥ型の
等化装置を用いた場合、確率的に小さい誤差を有する。
図６において、本発明によるＭＭＳＥ−ＢＤＦＥ型の等
化装置の場合には、その動作は、ＺＦ−ＢＤＦＥ型のゼ
ロ・フォーシング変形と比較すると、さらに向上してい
るということが分る。本発明による、これらの等化装置
は、従来のＤＦＥ等化装置と比較すると、向上した動作
を示す。
の低下を表している。一方は、種々の従来の等化装置、
例えば、前述した従来の（ゼロ・フォーシング型）ＤＦ
Ｅ等化装置、ＮＤＤＥ型の等化装置に対するものであ
り、他方は、本発明の目的に従った等化装置の信号−ノ
イズ比Ｓ／Ｂの低下をｄＢ単位で表している。各々、Ｚ
Ｆ−ＢＤＦＥ型とＭＭＳＥ−ＢＤＦＥ型である。信号−
ノイズ比の値は、ブロック内の情報符号の位置もしくは
順位を関数として減少することが分る。前述したダイア
グラムは、与えられたチャンネルに対し、２０個の情報
符号を含むブロックに対してプロットされている。本発
明によるＺＦ−ＢＤＦＥ等化装置は、符号の半分に対し
てＮＤＤＥ型の等化装置と同一の動作を有し、一方、符
号の残りのＭ／２は、本発明によるＺＦ−ＢＤＦＥ型の
等化装置を用いた場合、確率的に小さい誤差を有する。
図６において、本発明によるＭＭＳＥ−ＢＤＦＥ型の等
化装置の場合には、その動作は、ＺＦ−ＢＤＦＥ型のゼ
ロ・フォーシング変形と比較すると、さらに向上してい
るということが分る。本発明による、これらの等化装置
は、従来のＤＦＥ等化装置と比較すると、向上した動作
を示す。
【００３７】このように、情報符号のブロック伝送のた
めの決定フィードバック等化装置および方法を説明し
た。これらは、従来の等化装置がトランスバース・フィ
ルタを用いるのに反して、本発明の目的である、方法お
よび等化装置が有力なマトリクス乗算演算子を用いる限
りにおいて特に有力である。チャンネルのインパルス応
答もしくはその推定は、リアルタイムで利用でき、本発
明の目的である等化装置の係数は、すなわち、マトリク
スもしくは用いられるマトリクス演算子の係数は、例え
ば、前述したようなＳｃｈｕｒアルゴリズムを用いるこ
とにより容易に決定される。これは、その動作を向上さ
せる一方で、装置の複雑化を、少なくともＭ／６に等し
い、重要な要素によって減少することを可能にする。
めの決定フィードバック等化装置および方法を説明し
た。これらは、従来の等化装置がトランスバース・フィ
ルタを用いるのに反して、本発明の目的である、方法お
よび等化装置が有力なマトリクス乗算演算子を用いる限
りにおいて特に有力である。チャンネルのインパルス応
答もしくはその推定は、リアルタイムで利用でき、本発
明の目的である等化装置の係数は、すなわち、マトリク
スもしくは用いられるマトリクス演算子の係数は、例え
ば、前述したようなＳｃｈｕｒアルゴリズムを用いるこ
とにより容易に決定される。これは、その動作を向上さ
せる一方で、装置の複雑化を、少なくともＭ／６に等し
い、重要な要素によって減少することを可能にする。
【００３８】
【発明の効果】以上、説明したように、この発明によれ
ば、前述した先行技術の受信器の欠点を解決するもので
あり、判断を得るために費やした要素算出演算子の数と
して定義された複雑性を、従来の装置および方法と比較
して、Ｍ／６のオーダの割り合いで減少でき、信号−ノ
イズ比を確実に向上できるという利点が得られる。
ば、前述した先行技術の受信器の欠点を解決するもので
あり、判断を得るために費やした要素算出演算子の数と
して定義された複雑性を、従来の装置および方法と比較
して、Ｍ／６のオーダの割り合いで減少でき、信号−ノ
イズ比を確実に向上できるという利点が得られる。
【図１】（ａ）は情報符号の構成を示す概念図であり、
（ｂ）は従来のベースバンドモデルの構成を示すブロッ
ク図である。
（ｂ）は従来のベースバンドモデルの構成を示すブロッ
ク図である。
【図２】（ａ）は本発明の方法の施行を示すフローチャ
ートであり、（ｂ）は同図（ａ）に示す方法のステップ
の構成要素を示す概念図である。
ートであり、（ｂ）は同図（ａ）に示す方法のステップ
の構成要素を示す概念図である。
【図３】本発明の情報符号のブロック伝送のための判断
フィードバック等化装置の回路構成を示すブロック図で
ある。
フィードバック等化装置の回路構成を示すブロック図で
ある。
【図４】図３に示す判断フィードバック等化装置のノイ
ズ−白色化モジュールの詳細な構成を示すブロック図で
ある。
ズ−白色化モジュールの詳細な構成を示すブロック図で
ある。
【図５】図４に示すノイズ−白色化モジュールの変形例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】符号ブロックの符号位置の関係として、従来の
技術および本発明の方法の実行によって得られた信号−
ノイズ比の値を比較してプロットした信号−ノイズ比特
性図である。
技術および本発明の方法の実行によって得られた信号−
ノイズ比の値を比較してプロットした信号−ノイズ比特
性図である。
１ ノイズ−白色化回路 ２ 乗算回路 ３ 減算回路 ４ スレシュホールド比較回路 ５ フィードバックループ １０ ノイズ−白色化モジュール １１ パラレル／シリアル変換モジュール ５０ 重み付け回路 ５１ 加算回路 １００ マトリクス乗算回路 １０１ マトリクス乗算回路 ５０１ 遅延セル
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 7/005 - 7/015 H04B 3/00 - 3/44
Claims (8)
- 【請求項１】 参照符号ブロックに介挿されたデータ符
号ブロックに対して伝送が行われ、ノイズと内部符号干
渉の存在において、変化しやすい歪チャネルに係り、情
報符号のブロックの伝送のための判断フィードバック等
化方法であって、 受信端では、− 前記受信された参照符号およびデータ符号ブロック
に基づいて、観測サンプルを形成し、 − 連続した白色化−ノイズ観測サンプルを発生するた
めに、前記観測サンプルに影響するノイズを白色化し、 − 前記白色化−ノイズ観測サンプルから、初期決定符
号の検出に基づいて現在の符号を検出するステップから
なることを特徴する判断フィードバック等化方法。 - 【請求項２】 受信した観測サンプルに影響するノイズ
の白色化は、コレスキー（Cholesky）分解によって行な
われ、現在の符号を表す決定符号を発生するために１つ
もしくはそれ以上の初期決定符号から現在の符号を決定
する請求項１記載の判断フィードバック等化方法。 - 【請求項３】 前記コレスキー分解は、 数式、Ｒ＝Ｈ*t・Σ2・Ｈにおける伝送チャンネルのノ
イズ・分散マトリクスＲに対する数式から公式化され、 前記符号Ｈは、三角マトリクスであり、該三角マトリク
スの主対角要素は１に等しく、前記符号”t”は転位を
表し、かつ、前記符号”*”は共役マトリクスを表し、 前記符号Σは、正の実要素の対角マトリクスであり、前
記正の実要素は、ｉ∈［０，１，…，Ｍ−１］におい
て、ｉ番目の予測値から得られた予測誤差の実パワーを
表すΣii＝σi，σi 2であることを特徴とする請求項２
記載の判断フィードバック等化方法。 - 【請求項４】 Ｎ個の参照符号のブロックに介挿された
Ｍ個の情報符号を含むデータブロックの形式で、前記情
報符号の伝送が行なわれ、そして、これらの符号の検出
が、受信端で得られた観測サンプルｙiから形成される
観測ベクトルＹ＝（ＹM，ＹM-1，…，Ｙi，…，Ｙ1）t
から行なわれ、変化しやすい歪チャンネルに係り、情報
符号のブロック（ｄi）の伝送のための判断フィードバ
ック等化装置であって、 受信した前記観測サンプルＹiに影響するノイズを白色
化し、順位ｉの連続した白色化−ノイズ観測サンプルｚ
iをコレスキー分解によって出力する白色化手段と、 一端に、前記白色化−ノイズ観測サンプルｚiを受け、
他端に、コレスキー分解のマトリクスΣ-1の要素Ｍ−ｉ
を表す乗算係数１／σM-iを受け、積ｐi＝ｚi／σM-iを
出力する乗算手段と、 一端に、前記積ｐiを受け、他端に、伝送される符号の
数のうちのチャンネルのメモリの持続時間を表す符号Ｌ
にほぼ等しい符号Ｌ’によって表されるｑ∈［１，
Ｌ’］において全ての初期決定情報符号ｄi-q￣の合計
であり、コレスキー分解のマトリクスＨの対応要素Ｈ
M-i,m-i+qによって重み付けされた信号ｑiを受け、決定
信号ｓiを出力する減算手段と、 前記決定信号ｓiを受け、決定情報符号信号ｄi￣を出力
するスレッシュホールド比較手段と、 前記決定情報符号信号ｄi￣を受け、一端に、前記対応
要素ＨM-i，m-i+qによって初期決定情報符号信号ｄi-1
￣からｄi-q￣までを重み付けする重み付け回路と、他
端に、ｑ∈［１，Ｌ’］において積ＨM-i,m-i+q・ｄi-q
￣を加算し、前記信号ｑiを前減算手段の減算入力端に
供給する加算回路とを備えるフィードバックループとを
具備することを特徴とする判断フィードバック等化装
置。 - 【請求項５】 数式Ｒ＝Ｈ*t・Σ2・Ｈにおける伝送チ
ャンネルのノイズ共役マトリクスＲから形成される前記
コレスキー分解を用いて、 前記符号Ｈは、三角マトリクスであり、該三角マトリク
スの主対角要素は１に等しく、符号”t”は転位を表
し、かつ、前記符号”*”は共役マトリクスを表し、 前記符号Σは、正の実要素の対角マトリクスであり、前
記正の実要素は、ｉ∈［０，１，…，Ｍ−１］におい
て、ｉ番目の予測値から得られた予測誤差の実パワーを
表すΣii＝σi，σi 2であって、 前記観測サンプルのノイズを白色化する白色化手段は、 前記観測ベクトルＹを受け、符号”t”が転位演算子を
表すベクトルＺ’＝（Ｈ*t）-1・Ｙを出力するマトリク
ス乗算手段（Ｈ*t）-1と、 前記ベクトルＺ’を受け、前記白色化された観測サンプ
ルｚiから形成された白色化−ノイズ観測ベクトルに対
応するベクトルＺ＝Σ-1・Ｚ’を出力するマトリクス乗
算手段（Σ-1）と、 前記マトリクス乗算手段（Σ-1）によってパラレルに出
力されるＭ個の白色化−ノイズ観測サンプルｚiから、
前記連続した白色化−ノイズ観測サンプルｚiを出力す
るパラレル／シリアル変換手段とを具備することを特徴
とする請求項４記載の判断フィードバック等化装置。 - 【請求項６】 前記フィードバックループを形成する前
記重み付け回路は、さらに、 縦続接続され、２つの連続する情報符号の間の持続時間
を示す期間Ｔによって遅延するためのＬ個の遅延セルで
あって、先頭の遅延セルの入力が決定情報符号ｄi￣を
受け、順位ｑの連続した遅延セルの各々の出力がｑ∈
［１，Ｌ’］における初期決定符号ｄi-q￣を出力する
遅延セルと、 Ｌ個の乗算回路であって、順位ｑの乗算回路は、順位ｑ
に対応する前記遅延セルからの出力に接続された入力
と、前記コレスキー分解のマトリクスＨのエレメントに
対応する乗算係数ＨM-i,M-i+qを受ける第２の入力とを
有し、積ＨM-i,M-i+q・ｄi-q￣を出力する順位ｑの各乗
算回路の出力が前記フィードバックループを形成する前
記加算回路の入力へ接続された乗算回路とを具備するこ
とを特徴とする請求項４記載の判断フィードバック等化
装置。 - 【請求項７】 前記スレッシュホールド比較手段は、決
定信号ｓiと対応アルファベット：ｄi￣＝argmin｜ｓi
−ｄi｜の符号ｄiとの間のユークリッド距離を算出し、
最小化するための回路を具備することを特徴とする請求
項４記載の判断フィードバック等化装置。 - 【請求項８】 前記コレスキー分解はＲ’＝［Ｒ＋ａ
Ｉ］なる関係を満足するマトリクスＲ’に対する式から
形成され、前記符号Ｉは恒等マトリクスであり、符号ａ
は正の定数であり、 前記マトリクスＲ’は、Ｒ’＝Ｈ’*t・Σ2・Ｈ’にお
いて２Ｎ0／Ｅ（｜ｄｋ｜2）に依存し、前記マトリクス
Ｈ’および前記マトリクスΣ’は、各々、マトリクスＨ
およびΣの代りに用いられ、後者と同じ属性を有し、 前記２Ｎ0は、ベースバンド・ノイズ・パワー・スペク
トラム密度を表し、 前記Ｅ（｜ｄｋ｜2）は、対応符号ｄｋのエネルギーを
表す、二乗された符号ｄｋのモジュールの数学的期待値
を表すことを特徴とする請求項５記載の判断フィードバ
ック等化装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9207917A FR2693062B1 (fr) | 1992-06-26 | 1992-06-26 | Procédé et dispositif égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information. |
| FR9207917 | 1992-06-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284053A JPH06284053A (ja) | 1994-10-07 |
| JP3340190B2 true JP3340190B2 (ja) | 2002-11-05 |
Family
ID=9431267
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15763593A Expired - Lifetime JP3340190B2 (ja) | 1992-06-26 | 1993-06-28 | 判断フィードバック等化方法およびその装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5436929A (ja) |
| EP (1) | EP0576359B1 (ja) |
| JP (1) | JP3340190B2 (ja) |
| DE (1) | DE69320265T2 (ja) |
| FR (1) | FR2693062B1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5790598A (en) * | 1996-03-01 | 1998-08-04 | Her Majesty The Queen In Right Of Canada | Block decision feedback equalizer |
| ATE292336T1 (de) * | 1997-01-31 | 2005-04-15 | Cit Alcatel | Verfahren und geräte zur schachtelung/entschachtelung von digitalen daten und kommunikationssystem |
| IT1295863B1 (it) * | 1997-10-22 | 1999-05-28 | Telital Spa | Metodo e apparato di trasmissione e ricezione di segnali digitali e stima dei canali di comunicazione |
| FR2776872B1 (fr) * | 1998-03-25 | 2000-06-02 | Nortel Matra Cellular | Procede d'egalisation numerique, et recepteur de radiocommunication mettant en oeuvre un tel procede |
| US6151358A (en) * | 1999-08-11 | 2000-11-21 | Motorola, Inc. | Method and apparatus, and computer program for producing filter coefficients for equalizers |
| FR2802041A1 (fr) * | 1999-12-07 | 2001-06-08 | Koninkl Philips Electronics Nv | Methode de detection de blocs pour canal soumis a evanouissement |
| US6760374B1 (en) | 2000-09-19 | 2004-07-06 | Rockwell Collins, Inc. | Block decision feedback equalization method and apparatus |
| US6763064B1 (en) | 2000-09-21 | 2004-07-13 | Rockwell Collins | Block decision directed equalization method and apparatus |
| US7050513B1 (en) * | 2001-02-20 | 2006-05-23 | Comsys Communications & Signal Processing Ltd. | Block based channel tracking using weighted recursive least squares |
| US6847917B2 (en) * | 2001-05-24 | 2005-01-25 | Simmonds Precision Products, Inc. | Method and apparatus for selecting condition indicators in determining the health of a component |
| US7010030B2 (en) * | 2001-07-20 | 2006-03-07 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Software definable block adaptive decision feedback equalizer |
| US7006564B2 (en) * | 2001-08-15 | 2006-02-28 | Intel Corporation | Adaptive equalizer |
| WO2003055159A1 (en) * | 2001-12-19 | 2003-07-03 | Globespanvirata Incorporated | Method and apparatus for cascaded feedforward filtering in a decision feedback equalizer |
| JP2003242133A (ja) * | 2002-02-19 | 2003-08-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 行列演算装置 |
| CA2502610A1 (en) * | 2002-10-16 | 2005-01-13 | Board Of Regents Of The University Of Texas System | Bead bound combinatorial oligonucleoside phosphorothioate and phosphorodithioate aptamer libraries |
| CN1682214A (zh) * | 2003-03-07 | 2005-10-12 | 松下电器产业株式会社 | 矩阵运算装置 |
| WO2005034406A2 (en) * | 2003-09-25 | 2005-04-14 | Interdigital Technology Corporation | Method and system for enhancing reception of wireless communication signals |
| AU2005203278A1 (en) * | 2004-08-12 | 2006-03-02 | Nec Australia Pty Ltd | Method for calculating filter coefficients for an equaliser in a communication receiver |
| AU2005244521A1 (en) * | 2004-12-20 | 2006-07-06 | Nec Australia Pty Ltd | Computing filter coefficients for an equaliser in a communication receiver |
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|---|---|---|---|---|
| US4644562A (en) * | 1985-08-28 | 1987-02-17 | At&T Company | Combined cross polarization interference cancellation and intersymbol interference equalization for terrestrial digital radio systems |
| EP0293620A1 (de) * | 1987-05-25 | 1988-12-07 | BBC Brown Boveri AG | Signalübertragungsverfahren |
| NL8701333A (nl) * | 1987-06-09 | 1989-01-02 | Philips Nv | Inrichting voor het bestrijden van intersymboolinterferentie en ruis. |
| US5031195A (en) * | 1989-06-05 | 1991-07-09 | International Business Machines Corporation | Fully adaptive modem receiver using whitening matched filtering |
-
1992
- 1992-06-26 FR FR9207917A patent/FR2693062B1/fr not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-06-09 US US08/073,414 patent/US5436929A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-06-23 DE DE69320265T patent/DE69320265T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1993-06-23 EP EP93401617A patent/EP0576359B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1993-06-28 JP JP15763593A patent/JP3340190B2/ja not_active Expired - Lifetime
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