JP3305754B2 - 円偏波アンテナ装置及びストリップ線路装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【技術分野】

【０００１】本発明は円偏波信号送受信用アンテナ装置
（システム）、並びにこの種アンテナと共に用いる円偏
波用移送シフト ストリップ線装置に関する。

【０００２】円偏波信号については既に良く知られてお
り、これは同一周波数、同一強度の２つの互に直交する
直線偏波を位相が偏位（シフト）して進行してゆくよう
にした合成波である。一般的な位相偏差は９０°であ
り、普通直角位相と称される。円偏波は、２つの偏波に
よる合成円偏波の位相差の極性による回転方向によって
右旋円偏波または左旋円偏波となる。所定のサイクル中
の任意の点における円偏波の合成エネルギーは、水平成
分と垂直成分の合成エネルギーで与えられる。

【０００３】水平及び垂直エネルギー成分は正弦波の成
分を表わし、合成エネルギー成分は一定であるため合成
エネルギーは円形の軌跡を有する。円を画きながら、合
成エネルギーはある伝搬速度をもって進行し、進行軸を
中心とするらせん形を画く。これについては、ベコヴィ
ツ（Bekowitz）、Basic Microwaves, Hayden BookCompa
ny, Inc., New York 1966を参照され度い。

【０００４】円偏波信号を送受信するには、送信の際に
位相偏移を与えるか、受信の際にこれを除去するかの何
れかにより各信号の位相を偏移（シフト）させる必要が
ある。位相偏移は種々の方法で導入することができる。
しかし本発明では伝送線路の物理的長さを調節する技術
のみを取上げる。ホワイト（White）著“MicrowaveSemi
conductor Engineering”，Van Nostrand Reninhold C
o., 1982参照。

【０００５】アンテナ技術に可逆定理（theory of reci
procity）がよく適合する。これはアンテナが送信モー
ド及び受信モードの両方に使用できかつ解析しうること
を意味する。通常アンテナの動作は送信モードで論じら
れる。本発明の好適用途は受信モードであり、このため
本明細書では受信モードを主として説明する。しかし本
発明は、受信及び送信の両モードに等しく適用できる。

【０００６】本発明を実施するに当ってその用途として
の好適応用モードは、グローバル・ポジションニング・
システム（Global Positioning System……ＧＰＳ）と
して知られているサテライト（衛星）系よりの円偏波信
号の受信である。ＧＰＳサテライトは２つの周波数で放
送を行う。Ｌ１周波数は１５７５．４２ＭＨｚであり、
Ｌ２周波数は１２２７．６ＭＨｚである。本発明の好適
実施例の１つにおいては、本技術をＬ１周波数に適用す
る。本発明の他の実施例においては二重周波数モードに
適用し、その第２周波数をＧＰＳ Ｌ２周波数とする。

【０００７】従来、ＧＰＳ受信アンテナの位相シフト
は、製造工程中にアンテナを試験装置に装着してアンテ
ナ素子の長さを調節することによって行ってきた。この
アンテナの組立業者による技術は高価につき、余計な時
間を必要とし、かつアンテナに種々の仕様を必要とする
こととなる。

【０００８】従来技術の、例えば米国特許第４，００
８，４７９号に開示されている４線素子（quadrifila
r）らせんアンテナはここで述べる本発明と同じ原理に
よっている。すなわち、位相シフト回路網によって４つ
のアンテナ素子を直交位相シーケンスで駆動する。しか
し乍ら従来技術の位相回路網はその構造がかなり複雑で
あり、本発明に比し製造が高価につく。一般的にいっ
て、従来の４線素子アンテナは、アッセンブリの頂点よ
り駆動され、例えば米国特許第４，６４７，９４２号に
記載されているように、剛体の同軸素子で作られた同軸
位相シーケンサ／トランスフォーマにより、構造体の底
部より頂部に向って信号を移動させる。極く最近製造さ
れた４線素子アンテナはこの原理で作られており、構造
が複雑なためコスト高を招来している。さらに位相シー
ケンサ構造の寸法上の許容偏差が極めて厳格であること
による寸法の厳密さの維持によっても製造コストが増加
する。アンテナの製造業者は、個別の素子長を顧客側の
同調によりこの寸法精度の問題に対処している。

【０００９】位相シフトは高精度を必要とし、とくに位
相線長については然りである。例えば、１９．０４ｃｍ
の波長のＧＰＳ Ｌ１周波数の位相１°は１／２ｍｍで
ある。換言すると、位相で２°の精度を得ようとする
と、位相線は１ｍｍの精度を必要とする。アンテナ位相
素子の従来のマニュアル（手作業）の調節方法では、精
密かつ高価な人的作業を必要とした。本発明は、安価な
マイクロ・ストリップまたはストリップ・ライン印刷回
路で所要の高精度を達成する。さらに回路網を簡単とす
るので、空間的要求及びコストを減じうる。

【００１０】本発明はアンテナとラジオ送受信機間を接
続する位相回路網を提供するアンテナ・システム及び装
置に関するものである。本回路網は、位相シフトを行
い、複数のアンテナ素子のおのおのに等電力分配とイン
ピーダンス・マッチングを行う。バイフィラ・モジュー
ルと称される基本的構成ブロックは、シャント接続され
た対のブランチ線を有し、この線の対の一方の側は、他
方の対に比し付加された回路長によって位相偏移が行わ
れる。このブランチされた線路対は同じインピーダンス
を有し、かつ同じ電気長を有するので、等電力分割を行
いうる。このバイフィラ・モジュールの回路網構成を選
択することによって、任意の数のアンテナ素子に対し、
位相シフト（位相シーケンシングとも称される）を各ア
ンテナ素子に等電力で行うことができる。対の電力分割
の選択回路網構成は能率よくかつ低コストで達成でき
る。この回路網はさらにアンテナ素子と送受信機との間
のインピーダンス マッチングを行う。このため、複数
のアンテナ素子で受信され、回路網に供給される円偏波
信号は進行的に位相がシフトされ、受信機に同相信号を
供給する。各アンテナ素子はらせん形とし、渦状に配置
される。

【００１１】さらに本発明は、誘電基板の１面上にマイ
クロ・ストリップ伝送線路網を構成し、他方の面は、グ
ランド面とするか、あるいは多層構造のストリップ線路
とする回路網にも関する。既知の印刷回路板の製造技術
を用いるこの構造によると、移相器及び全アンテナが極
めて信頼度高く、精密に、量産可能な仕様をもって、低
コストで製造できる。その上所要のスペースを小となし
得る。

【００１２】本発明の特別な形態として、本発明装置
は、クワドリフィラ（４線構造）アンテナとして構成で
き、渦巻形とした４つのらせん形素子を印刷回路板上の
位相回路網に装着できる。他の形態ではバイフィラ・モ
ジュールは、個別の基板上に印刷し、プレート貫通孔で
接続し、回路網全体を極く小形とすることもできる。か
くすると所要の精度をもったアンテナを低コストで極め
て小形になし得る。本明細書において、「マイクロ・ス
トリップ」とは、誘電ベース層の回路を意味し、「スト
リップ・ライン（線路）」とは、グランド板間の回路の
線構造を意味するものである。多層ストリップ・ライン
構造は、選択する層の誘電厚さを変化させる機能を有
し、無線回路とアンテナ素子の間の大なるインピーダン
ス比にわたりインピーダンスをマッチさせる働きがあ
る。この機能が無いと、大きなインピーダンス比にわた
ってマッチングを実用的に行ない得ない。

【００１３】

【実施例】以下図面により本発明を説明する。以下の記
述においては、特定の実施例により受信アンテナおよび
位相シフト回路網として本発明を説明しているが、アン
テナ機能の可逆論理により、本記述のある局面を送信に
関する術語で置換えて表示することもできる。本発明は
送信作動モードおよび受信作動モードに等しく適用さ
れ、受信または電流の流れの方向に関する言及には送信
または反対の方向の電流の流れが含まれるものと理解す
べきである。したがって、“無線（radio）なる語句
は、本実施例では特に無線受信機に関して使用している
が、無線送信機をも意味する。

【００１４】図１はバイフィラ モジュール（bifilar
module：以下ＢＭとも呼称する）と呼ばれる本発明基本
回路１０の形状を示す。図示のように、第１コンバイナ
ライン セグメント（first combiner line segmen
t）１２および第２コンバイナライン セグメント１４
はコンバイナ ノード２０においてそれらの第１端部１
６および１８でシャント接合（分岐接続）する。また、
第１コンバイナ ライン セグメント１２の第２端部２
２には、第１端部２６および第２端部２８を有する位相
シフト ライン セグメント２４を接続する。第２コン
バイナ ラインセグメントは第２端部３０を有する。ビ
ルディング ブロックとして使用するときは、以下に詳
述するように、位相シフト セグメント２４の電気的実
効長Ｏｓを選定して、所望の周波数で所望の位相シフト
を得るようにする。バイフィラモジュール（２線状モジ
ュール）１０に対して基本的なことは、第１コンバイナ
ライン セグメント１２および第２コンバイナ ライ
ン セグメント１４が等しい電気的実効長Ｌｅで同一特
性インピーダンスを有し、かくしてコンバイナノード２
０においてコンバイナ ライン セグメント１２および
１４との間に等しい電力分割（パワ スプリット）また
は電力付加を与えるようにすることである。また、位相
シフト ライン セグメント２４のインピーダンスは端
部２８に取付けたアンテナ素子における負荷インピーダ
ンスを転送して第１コンバイナライン セグメント１２
に提供されるようにする。したがって、コンバイナライ
ン セグメント１２および１４の各々は同じ負荷インピ
ーダンスを見ることになる。さらに、コンバイナ ライ
ン セグメント１２および１４の各々の電気的実効長Ｌ
ｅは処理しようとする信号の波動サイクル（ウェーブ
サイクル）の９０°とすることが好ましい。

【００１５】２ファイル モジュールは、アンテナ素子
３２を第２コンバイナ ライン セグメント１４の第２
端部３０に接続し、アンテナ素子３４を位相シフト ラ
インセグメント２４の第２端部２８に接続するよう形成
した２素子アンテナ用の位相シフト ネットワークとし
て使用することができる。アンテナ素子３２および３４
はうず巻形状とするが、他の方法としては既知の設計原
理を適用して設計することもできる。位相シフト ライ
ン セグメント２４は処理しようとする信号の選定波長
に対してウェーブ サイクルの１８０°の電気的実効ラ
イン長を有する。第２端部３０は任意の相対ゼロ位相状
態を示すように任意にＰ₀により表示する。また、第２
端部２８は２つのポイント間に１８０°位相シフトΔφ
を与えるようＰ₁₈₀で表示する。

【００１６】アンテナ素子３２および３４はポイントＰ
₀およびＰ₁₈₀において負荷インピーダンスＺ_Lを与え
る。位相シフト ライン セグメント２４はそのインピ
ーダンス値を第１コンバイナ ライン セグメントの第
２端部２６に転移させうるようアンテナのインピーダン
スに等しいインピーダンスを有する。

【００１７】コンバイナ ライン セグメント１２およ
び１４の電気的実効長Ｌ_eは等しく、またそれらのイン
ピーダンスも等しい。Ｌｅは９０°とするを可とし、し
たがって、ライン１２および１４のインピーダンスは一
般のインピーダンス整合計算を適用することにより√２
・Ｚで与えられ、またコンバイナ ポートにおけるイン
ピーダンスはアンテナと同じものとなる。

【００１８】図２はクォドリフィラ アンテナ（quadri
filar antenna ）回路網を示す。クォドリフィラ ネッ
トワークは４つのアンテナ素子３６，３８，４０および
４２とともに使用され、バイフィラ モジュール（Ｂ
Ｍ）の特定の組合せにより構成する。ＢＭの第１タイヤ
（第１段目）、すなわち、ＢＭ−１，ＢＭ−２はアンテ
ナ素子の各々へのアンテナ接続ポートを与える。アンテ
ナ接続ポートはそれらの順次的または連続的位相シフト
により表示するようにする。すなわち、Ｐ₀ を任意のゼ
ロ位相ポートとし、その後にＰ₀ に対する各ポートの全
位相シフトの量を表わすＰ₉₀, Ｐ₁₈₀ およびＰ₂₇₀ が順
次続くものとする。ＢＭの第２タイヤ（第２段目）はＢ
Ｍ−３で表示した単一バイフィラ モジュールを有す
る。ＢＭ−３においては、位相シフト セグメントはＢ
Ｍ−１およびＢＭ−２における位相シフトの２倍とな
り、コンバイナ ライン セグメントは９０゜のウェー
ブサイクルとするを可とする。また、ステム ライン
セグメント４４はＰ_R で示す無線受信機同軸接続ポート
に対する便利な接続を可能にするため与えられる。

【００１９】また、ネットワークはアンテナ素子の接続
ポイントから無線（radio ）にまで伸長する４つの信号
通路を設定する伝送線路として記述することもできる。
これらの通路は、任意のゼロ位相通路用のＰ₀ ないしＰ
_R 、９０゜位相シフト通路用のＰ₉₀ないしＰ_R 、１８０
゜位相シフト通路用のＰ₁₈₀ ないしＰ_R 、および２７０
゜位相シフト通路用のＰ₂₇₀ ないしＰ_R で表示するもの
とする。各コンバイナライン セグメントは１／４波長
または信号サイクルの９０゜に等しく電気的実効ライン
長を有する。アンテナは各アンテナ接続ポートにおいて
５０Ωの負荷インピーダンスを与えるような設計とす
る。各ライン セグメントに対するインピーダンスは、
一般のインピーダンス整合論理を使用し、図２に示すよ
う設計する。したがって、Ｐ₅₀において受信機に与えら
れるネットワークの負荷インピーダンスは５０Ωとな
る。概要図においては、５０Ωライン セグメントは７
０．７Ωセグメントより幅広として図示しており、これ
は実際の幅関係を模写している。したがって、各伝送通
路は順次９０°だけ位相シフトされ、４つのアンテナ接
続の各々における電力は等しく、無線ポートＰ_R におけ
る電力の１／４である。

【００２０】クォドリフィラ アンテナ（quadrifilar
antenna ）の一実施例の場合は、Ｐ ₀ およびＰ₁₈₀ にお
けるアンテナ素子により１つのオープン ループ（開ル
ープ）を形成させ、Ｐ₉₀およびＰ₂₇₀ により第２のオー
プン ループを形成させており、各アンテナ素子したが
って各アンテナ接続ポートには、適当な設計により５０
Ωの特性インピーダンスを与えている。また、９０゜の
Δφ（Δφは連続するアンテナ素子間の位相変化または
位相シフト）を与えるため、ＢＭ−１およびＢＭ−２に
おける各位相シフト素子は９０゜とし、ＢＭ−３におけ
る位相シフト素子は１８０゜とする。所定の段（tier）
の各コンバイナ ライン セグメントの電気的実効長
は、最後の無線ポートＰ_R において見られる全電力が各
アンテナ素子において等しく分割されるよう等しいもの
でなければならない。さらに、各コンバイナ ライン
セグメントは９０゜の電気的実効長とすることが好まし
い。この形状により、各アンテナ素子から５０Ωのイン
ピーダンスが各コンバイナライン セグメントに提供さ
れる。各コンバイナ ライン セグメントの長さは９０
゜であるので、そのインピーダンス√２・Ｚまたは７
０．７Ωを作ることはコンバイナ ノードに５０Ωを与
えることになる。したがって、対をなすコンバイナ ラ
イン セグメントの分路結合後コンバイナ ポートには
５０Ωのインピーダンスが与えられる。５０Ωのインピ
ーダンスはこれが無線受信機用として通常使用される入
力インピーダンスであることによる。

【００２１】ウェーブサイクル位相の９０゜に対する各
マイクロストリップ線路セグメントの実際の長さは信号
波長、相対誘電率、実効誘電率およびそのすべてを既知
のエンジニアリング技術により設定しうる所望のインピ
ーダンスに従属する。

【００２２】ネットワーク（回路網）の主要な特徴は相
対的位相シフトなしにコンバイナライン セグメントに
分岐する電力分割コンバイナ ノードの使用である。等
しい電力分割の場合は、アンテナ端子の各々には同じ電
力が受信され、各コンバイナ ライン セグメントの端
部には同じ電力が受信される。したがって、図２に示す
概略図では、アンテナ接続ポートにおいて均等に電力分
割され、かつインピーダンス整合されたネットワートに
おいて９０゜の位相シフトを与えている。

【００２３】図３はバイフィラ モジュール ビルディ
ング ブロックを累進的に使用してクォドリフィラ モ
ジュール（quadrifilar module；ＱＭ）（４アンテナ素
子）、オクテフィラ モジュール（octifilar module；
ＯＭ）（８アンテナ素子）およびデュオ・オクテフィラ
モジュール（duo-octifilar module；ＤＯＭ）（１６
アンテナ素子）を生成する状態を示す。これらの各々は
汎例であり、点線で囲んで表示してある。均等な電力分
割を与えるため、所定のタイヤ（段）の各対のコンバイ
ナ ライン セグメントは同一インピーダンスを呈し、
かつ同じ電気的実効ライン長を有するものでなければな
らない。

【００２４】ＢＭ−Ｔ１で示すＢＭの第１タイヤ（第１
段目）は図のように隣接する対のアンテナ素子にこれを
取付ける。第１タイヤは位相シフト セグメントφ_s −
Ｔ１を有する。

【００２５】ＢＭ−Ｔ２で示すＢＭの第２タイヤ（第２
段目）は隣接する対のＢＭ−Ｔ１のコンバイナ ノード
に取付ける。第２タイヤは２^*φ_s−Ｔ１に等しい位相シ
フトセグメントφ_s−Ｔ２を有する。

【００２６】また、ＢＭ−Ｔ３で示すＢＭの第３タイヤ
（第３段目）は隣接する対のＢＭ−Ｔ２のコンバイナ
ノードに取付ける。第３タイヤは４^* φ_s −Ｔ１に等し
い位相シフト セグメントφ_s −Ｔ３を有する。同様
に、連続するタイヤ（段）はこれをすぐ前のタイヤの隣
接する対のＢＭに取付ける。この場合所定のタイヤに対
するＢＭの位相シフト セグメントに関して、Ｔは法則
φ−Ｔ＝２^A-1 φ_s に従う。ここで、Ａはタイヤのラン
ク、またφ_s は連続するアンテナ素子間の位相シフトで
ある。したがって、３番目のタイヤの位相シフト セグ
メントは φ−Ｔ３＝２^3-1 φ_s ＝４φ_s であり、同様に４番目のタイヤの位相シフト セグメン
トは φ−Ｔ４＝２^4-1 φ_s ＝８φ_s となる。

【００２７】また、ビルディング スキム（組立構成）
は結合バイフィラ モジュールを介して次の低次ネット
ワークを対にするという見地から説明することもでき
る。たとえば、オクティフィラ モジュール（ＯＭ）は
バイフィラ モジュールで結合された対のクォドリフィ
ラ モジュール（ＱＭ）により構成される。この場合、
結合バイフィラ モジュールにおける位相シフトは隣接
するビルディング ブロック バイフィラ モジュール
の場合の位相シフトの２倍となる。

【００２８】前述の伝送線路解析を使用するときは、各
アンテナ接続ポートは連続的に同じ量だけ位相シフトさ
れていることが分る。また、位相シフトは常に法則φ_s
＝３６０^* Ｂ／Ｎに従う。ただし、Ｂは整数、Ｎはアン
テナ素子の数である。

【００２９】図４は特定のクォドリフィラ アンテナお
よび位相シフト回路網を使用する場合の一般的環境をフ
ローチャート形状で示したもので、この場合、アンテナ
素子（ＨＡＥ）はこれを位相シフト ネットワーク（Ｐ
ＳＮ）に接続し、前記位相シフト回路を帯域フィルタ
（ＢＰＦ）、前置増幅器（ＰＲＥ）および受信機プロセ
ッサ（ＲＣＰ）を含む受信機（ＲＣＥ）に接続してい
る。このフローチャートは通常大部分の受信機に適用可
能であるが、特に、マグナボックス イン トーラン
ス、カリフォルニア（Magnavox in Torrance, Californ
ia）の製造に係るＧＰＳ受信機用として適している。こ
れらの受信機は５０Ωの入力インピーダンス（ＩＭＰ）
を有する。ここに記載するクォドリフィラ アンテナお
よび位相シフトネットワークは特にこのような利用面に
設計されたものである。

【００３０】本発明による位相シーケンサは任意数の１
／４波長アンテナ構造に対して両立性を有する。１／４
波長アンテナおよび３／４波長アンテナはアンテナの作
動周波数における１／４または３／４波長のいずれかに
等しいアンテナ素子の物理的長さにより特徴づけられ
る。これらのアンテナは駆動端の反対側端部がオープン
（開路）であるような素子を有している。換言すれば、
これらのアンテナはオープン ループ アンテナ理論に
従う。本実施例の場合は３／４の波長クォドリフィラ
アンテナとする。また、半波アンテナまたは全波アンテ
ナはその物理的長さが作動周波数における半波長または
全波長に等しいようなアンテナ素子により形成する。こ
れらのアンテナは駆動端の反対の端部においてともに接
続するようにした素子を有する。一般に半波アンテナお
よび全波アンテナは１／４波長アンテナおよび３／４波
長アンテナより小さい寸法に製作可能であるが、それら
の素子を端部において相互に接続しなければならないた
め、より製作が困難である。うず形アンテナにおけるア
ンテナ素子の特性インピーダンスは素子により包囲され
る円筒の容積に従属し、円筒形容積の直径の増加ととも
に増大する。ここに記載の位相シーケンサ回路は、任意
の実際のアンテナ素子インピーダンス値に整合させられ
るよう形成できるという点で一般的である。

【００３１】新形クォドリフィラ アンテナ／位相シー
ケンサの主な利点は、製造が容易で、しかも必要な精細
度を得ながら低廉で済むということである。これらの利
点は高確度の寸法上の要求にも拘らず実現可能である。
位相シーケンサ プリント回路構造は、本来的にシーケ
ンサが石版印刷的に再生されたパターンから、あるいは
他の一般のプリント回路基板製造技術から化学的に蝕刻
されているため寸法的に正確である。高品質のプリント
回路基板は位相シフトおよびインピーダンスに影響を与
える特性、すなわち誘電率、誘電体の厚み、導体の厚み
および表面の均一性等の変動を無視しうる程度のものと
するため使用する。高品質のプリント回路材料はかなり
高価であるが、Ｌバンド形アンテナの場合は少量（約２
平方インチ程度）の材料を必要とするのみである。アン
テナ素子はスプリング巻線機により低価格で正確に製作
することができる。このように、ここに記載のアンテナ
は完成ユニットを個々に調整または同調させるを要せず
して、寸法的高確度を保持しながら低コストで大量生産
が可能である。図５ないし図８に示すアンテナの場合、
位相シーケンサは０．０９０インチ（２．２８６ｍｍ）
直径のワイヤから形成した４つの螺旋素子を駆動するよ
う設計した１．５インチ（３．８１ｃｍ）平方のプリン
ト回路基板上に蝕刻するようにし、ワイヤ端は位相シー
ケンサに直接半田付けしている。次に、位相シーケンサ
およびクォドリフィラ アンテナ素子サブアセンブリを
モールドしたプラスチック支持部上に装着し、最後にこ
れをモールドしたプラスチック製レードーム（図示せ
ず）内に取付けて、構造に対する堅牢さと環境からの保
護を与えるようにしている。また、必要に応じてレード
ーム内の構造の底部に低雑音増幅器、フィルタ、ダイプ
レクサまたは電力増幅器のような付加的電子回路を取付
けることもでき、さらに、ビルディングの屋根、トラッ
クのドームあるいは船舶のマストのような所望の場所に
全アセンブリを装着するための準備を付加することもで
きる。

【００３２】図５ないし図８は１５７５．４２ＭＨｚで
Ｌ１ ＧＰＳ信号を受信するのに使用するクォドリフィ
ラ うず形 アンテナに本発明を適用した状態を示す。
ＧＰＳ信号の性質に関する十分な論議については種々の
資料が利用可能である。

【００３３】図５ないし図８において、アンテナ１０の
主要部分は支持ベース１１４で支持するようにした４つ
の同じ螺旋アンテナ素子１１２である。また、アンテナ
素子１１２はそれらの外端部を適当な位置でキャップ１
１６により保持されるようにする。前記支持ベース１１
４上には誘電体基板１１８を適合させるようにし、前記
誘電体基板１１８の上面に位相シフト ネットワーク１
２０を印刷配線し、反対側の面上に図８に詳細に示すよ
うなグランド面１２２を配置する。１の位置（図８）に
おいてマイクロストリップに接続した同軸ケーブル１２
４はアンテナから無線周波（radio ）まで嚮導される。
アンテナ構造はレードームおよび取付け脚部（図示せ
ず）を含むコンテナ内に取付ける。

【００３４】本発明によるうず形クォドリフィラ アン
テナの場合は、対の３／４波長の直交指向オープン ル
ープを使用している。このように構成するときは、アン
テナは図９に示すような所望の利得パターンを与える。

【００３５】アンテナ素子１１２は適当に作成したｆ１
３ゲージ スチール ワイヤＡＩＳＩタイプ１０１０，
１０１５または１０１９により構成する。アンテナ素子
１１２は各々５．２０インチ（１３．２ｃｍ）のピッチ
を有し、ワイヤの軸のまわりの直径が１．２５インチ
（３．１７５ｃｍ）の螺旋により形成する。この場合、
螺旋ワイヤは９０゜離してセットし、うず形を形成させ
るようにし、回路基板上のうずの全長は３．８インチ
（９．６５ｃｍ）とした。

【００３６】支持ベース１１４は４つの支持脚部１３０
を有し、その各々は開孔部１３２を具える。また、前記
支持ベース１１４は開孔部１３６を有するタブ１３４を
具える。プリント回路基板１１８は、タブ１３４の底部
に対向し、スペーサ１４０により間隔をとって配置する
ようにし、１４２の位置でアンテナ素子を半田付けする
ことにより、アセンブリが協同して保持されるよう形成
する。

【００３７】アンテナ素子１１２は、キャップ１１６を
用いて、その４つの凹所にアンテナ素子の上端を収容す
るような方法で、適当な位置にこれを固定させる。ま
た、前記アンテナ素子は開孔部１３２および１３６を貫
通させた後、プリント回路基板上でアンテナ接続ポート
Ｐ₀ ，Ｐ₉₀, Ｐ₁₈₀ およびＰ₂₇₀ に固定させるよう半田
付けを行う。

【００３８】したがって、半田付けの後、キャップ１１
６、支持ベース１１４、アンテナ素子１１２およびプリ
ント回路基板１１８は永続性のある堅牢な構造を形成す
る。

【００３９】図８は誘電体基板１１８の裏面上のグラン
ド面１２２とともに前記基板１１８上に印刷配線したク
ォドリフィラ ネットワーク１２０（図６には図示せ
ず）のレイアウトを示し、したがって、図８はそれらの
適正なオリエンテーテョンにおけるグランド面およびネ
ットワーク１２０を示すものである。この実施例の場
合、基板は誘電率が１０．５、各サイドに沿う長さ１．
５インチ（３．６ｃｍ）、厚みが０．０２５インチ
（０．６３５ｍｍ）のＲogers ＲＴ／Ｄuroid ６０１
０．２を使用している。また、各ライン セグメントお
よび４つの信号通路に関しては前述の呼称を用いて表示
してある。また、この場合、ネットワークは一般のプリ
ント回路法により製作するようにし、グランド面１２２
は基板１１８（図８には図示せず）の裏面上の金属デポ
ジションにより生成するようにする。

【００４０】デュアル周波数アンテナ及び位相シフタ
は、２番目の周波数に適する一組のアンテナ・エレメン
トを２番目の位相シフト・ネットワークと組合せて、そ
れらを単一の同軸構造にアセンブルすることにより、構
成できる。

【００４１】好適クワドリフィラ実施例における本発明
の方法とは、４アンテナ・エレメントから、信号伝送経
路がその次に続く信号伝送経路に係わる信号経路中に90
°位相シフトを導入するネットワークへと、信号を通す
ことによって、位相矩形中の円偏波信号を位相シフトす
ることである。引き続く階層を貫く引き続く信号伝送経
路は、短絡又はバイアスすることなく等しくパワー分割
されて、ネットワークはインピーダンス整合している。
コンバイナ・ノード<combiner nodes>におけるコンバイ
ナ・ライン・セグメント<combiner line segments>は、
少なくとも各階層では電気的な長さ及びインピーダンス
が等しい。

【００４２】図９は、上述のクワドリフィラ渦巻き形ア
ンテナ及び位相シーケンサの、垂直輻射利得パターンを
示すグラフである。このパターンはマグナボックス・ア
ンテナ・レンジ<Magnavox antenna range>で測定され
た。極座標プロットは等方性アンテナに関するアンテナ
利得を仰角の関数としてデシベルで表している。等方性
アンテナには０dB円が割り当てられている。図９によれ
ば、天頂では角は90°であって、アンテナは目標を直接
指向している。その点で、利得は等方性に関し３デシベ
ルと４デシベルの間にある。０度及び 180度指向角は水
平であって、アンテナは目標に対し直角を指向する。０
度及び 180度における利得は等方性より上に１デシベル
と２デシベルの間にある。底では、すなわち 270度では
アンテナは目標から直接反対を指向しており、等方性に
関し12デシベルと13デシベルの間の損失を持つ。

【００４３】図10は、天頂での周波数に対する（等方性
と対比した）アンテナ利得のプロットである。アンテナ
利得は縦軸に一目盛り２dBで表される。周波数は横軸に
一目盛り60メガヘルツで表される。プロットＡは、GPS
LI周波数に対する上述のマグナボックスが設計した４分
の３波長開ループ・クワドリフィラ・アンテナである。
プロットＢは、GPS LI周波数に対するチュー・カンパニ
ー<Chu Company> 製の２分の１波長閉ループ・クワドリ
フィラ・アンテナであって、これは本発明を用いていな
い。1575メガヘルツのGPS LI周波数は周波数ライン上に
示されている。このグラフから分かるように、プロット
ＡはプロットＢに比して周波数が下がっても利得は維持
されている。周波数が上がると、周波数が下がった場合
ほど劇的にではないが、プロットＡはやはりプロットＢ
よりずっと好適である。

【００４４】上述の本発明は、位相シフト・ネットワー
クのストリップライン形の構造をも許容する。図11に
は、クワドリフィラ・モジュールのストリップライン回
路の構築に用いられる多重層が示され、茲では作図上の
通常の約束に従って、破線は機能回路を表し、実線は大
地平面を表し、Ｓと記された空隙は誘電（絶縁）体を表
す。

【００４５】一般的にストリップラインは回路が２つの
大地平面の間にあるマイクロストリップの形をとり、し
ばしば多重層構造が用いられる。本発明のためのストリ
ップライン構造は、例えばバイフィラ・モジュールのよ
うな便宜の部分にネットワークを分割し、各部分を基板
の表面上に置くことにより実現される。また、適当な大
地平面も当てはめられる。次に幾つかの基板がラミネー
トされて多重層構造が形成され、鍍金貫通孔("VIA"と呼
ばれる) により層は結合されている。各バイフィラ・モ
ジュールを別々の基板上に置くことにより、占有する空
間の小さい表面積の効率的なレイアウトが可能となる。

【００４６】好適実施例では、上述のタイプの、３つの
構成成分バイフィラ・モジュールに分割されて各バイフ
ィラ・モジュールが基板の表面上に置かれたクワドリフ
ィラ・モジュールを持つクワドリフィラ・アンテナが用
いられる。アンテナ及び位相シフト・ネットワークの完
全な記述は以下に述べる設計過程の説明によって最も良
く理解される。

【００４７】ステップ１．─ 性能とサイズを考慮して
選ばれた渦巻きアンテナ、特に1/2波長短絡ループ渦巻
きが選定される。渦巻きの直径は 1.5cmとされよう。

【００４８】ステップ２．─ 渦巻きの直径及び軸長が
その特性インピーダンスを決定し、これは既知の技法を
用いて計算されて、この場合は８オームである。無線部
分のインピーダンスは50オームである。

【００４９】ステップ３．─ アンテナ・インピーダン
ス８オーム及び無線部分のインピーダンス50オームに整
合するインピーダンスへのインピーダンス変換が計算さ
れなければならない。クワドリフィラ・ネットワークは
２つのパワー分割器をタンデムに持っているので、最初
の変換に対する選択は任意であって、最初のパワー分割
器において25オームとする。従って通常のインピーダン
ス整合理論を用いて最初のパワー分割器に対するコンバ
イナ・ライン・セグメントは20オームのインピーダンス
を持たなければならない。タンデムに置かれた２番目の
パワー分割器は、無線部分への50オームの負荷を与えな
ければならない。茲で再び通常のインピーダンス整合理
論を用いて、このことは各コンバイナ・ライン・セグメ
ントのインピーダンスが50オームでなければならないこ
とを意味する。図12は、クワドリフィラ・ネットワーク
の各ラインのインピーダンスを示している。

【００５０】ステップ４．─ その次のステップはスト
リップライン・ネットワークの具体的な寸法を設計する
ことである。図11は、７つの層の構築を形成するのにＳ
と書かれた６つの基板が用いられる層化構造の図式的断
面を示す。基板上にネットワークをレイアウトするため
に、所望のインピーダンスを与える導体の幅を計算し、
選定する必要がある。図13は、この解析における３つの
構造変数を示す。この解析に必要とされる変数は： ε_r ＝基板素材の相対誘電絶縁定数(sub) Ｚ₀ ＝ラインに特定された特性インピーダンス ｂ ＝大地平面間の誘電（絶縁）体の厚さ(GPL) ｔ ＝導体の厚さ(con) ｗ ＝導体の実際の幅(con) ｘ ＝中間の変数 ｍ ＝中間の変数 Δｗ＝誘電（絶縁）体に依存する幅のコンポネント ｗ' ＝有効幅 を以て完全な一揃いとする。計算の方法(K.C.Gupta他
著,"Microstrip Lines and Slotlines",1979年ArtechHo
use社発行、及び既に引用した文献を参照のこと) は次
のように進行する：

【数１】 及び

【数２】 とすれば

【数３】 となり、

【数４】 となり、

【数５】 となる。また、Compact Software社から市販されてい
る"Super Compact" という名前のコンピュータ・プログ
ラムも、この計算を行うのに使用できる。この例におい
ては、Super Compact が用いられた。選定されたインピ
ーダンスＺ₀ の候補及び絶縁の厚さｂの候補に上記を適
用すれば、実際の幅ｗの値が、次の表によって単位ミル
<mils>で与えられる：

【表１】

【００５１】ステップ５．─ 選定された導体ストリッ
プの寸法ｗに対する実用的な値を選択する。この場合、
選定された寸法はアンダーラインが引いてあり、各ライ
ン・セグメントに対して図12に示される。この例では、
絶縁の厚さ20ミル（層LA）及び４ミル（層LB及びLC）と
いうのが、インピーダンス幅の比較的広い50オームから
８オームまでという容易に実現できるインピーダンス整
合を与えるために選択されていることに留意されたい。

【００５２】ステップ６．─ このことから、基板に適
用する３つのバイフィラ・モジュールをレイアウトする
こと、及び単一の構造にラミネートすることが、今や可
能となった。これが、図14のA,B,C に層LA, 層LB, 層LC
として示されている。クワドリフィラ・モジュールも、
図12に示されるように各バイフィラ・モジュールの周り
を二重鎖線で囲み、これらは図14A,B,C に示す層LA, 層
LB, 層LCに一致して記号が付されている。図14A,B,C 内
の記号、番号も図12のそれと一致している。入力LAにお
ける最初のコンバイナ・ノードからのコンバイナ・ライ
ン150 は、VIALBに達し、鍍金貫通孔によりその次の回
路層である層LBにVIA LBで接続する。コンバイナ・ライ
ン152 は位相シフト・セグメント154 に接続し、該セグ
メントが次にはVIA LCに終端して、鍍金貫通孔によりそ
の次の回路層である層LCにVIA LCで接続する。1,2,3,4
と記してある点は、渦巻きアンテナ・エレメントの終端
する点である。層LBはVIA LBから出発するバイフィラ・
モジュールを示し、茲にはアンテナ・エレメント１への
コンバイナ・ライン156 と位相シフト・セグメント160
に接続するコンバイナ・ライン158 とがあり、位相シフ
ト・セグメント160は更にアンテナ・エレメントの接続
点２に接続する。層LCはVIA LCから伸びるバイフィラ・
モジュールを示し、これはアンテナ・エレメント接続点
３へのコンバイナ・ライン162 と位相シフト・セグメン
ト166 に接続するコンバイナ・ライン164 とを持ち、位
相シフト・セグメント166 は更にアンテナ・エレメント
の接続点４に接続する。

【００５３】従って、極めて緻密なストリップライン構
造の位相シフト・ネットワークが完成されて、これは必
要とされる高い精度の極めて小さいアンテナを構成する
ことができ、また低価格の製造性も達成できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、２エレメント・アンテナを位相シフト
するバイフィラ・モジュール回路であって、他のアンテ
ナと共に用いるための構築ブロックとして使用するもの
の概略図である。

【図２】図２は、４２エレメント・アンテナを位相シフ
トするクワドリフィラ・モジュール回路の概略図であ
る。

【図３】図３は、16エレメント・アンテナにより位相シ
フト・モジュールを構築するための概略図である。

【図４】図４は、受信機プロセッサに至るアンテナ・エ
レメントを示すフローチャートである。

【図５】図５は、位相シフタを含むクワドリフィラ・ア
ンテナ構造の透視図である。

【図６】図６は、アンテナ構造に搭載された位相シフタ
を示す図５の構造の一部を上から視た図である。

【図７】図７は、アンテナ構造に搭載された位相シフタ
を示す図６の構造の一部を横から視た図である。

【図８】図８は、図２による図５、図６、図７で用いら
れ、また図２の概略図によるクワドリフィラ・マイクロ
ストリップ位相シフタの回路ボードのレイアウトを示す
図である。

【図９】図９は、クワドリフィラ・アンテナから得られ
る利得パターンのグラフである。

【図１０】図10は、アンテナの性能の比較グラフであ
る。

【図１１】図11は、本発明のストリップライン多重層形
成の概略側面図である。

【図１２】図12は、クワドリフィラ構成の概略図であ
る。

【図１３】図13は、ストリップラインの寸法を計算する
ための概略図である。

【図１４】図14A,図14B 及び図14C は、多重層を構築す
るためにレイアウトされた図12のクワドリフィラ構成の
各層をそれぞれが示す図である。

【符号の説明】

110 アンテナの主要部分 112 螺旋アンテナ素子 114 支持ベース 116 キャップ 118 誘電体（絶縁）基板 120 位相シフト・ネットワーク 122 大地（グランド）平面 124 同軸ケーブル 130 支持脚部 132,136 開孔部 134 タブ 140 スペーサ 142 半田付け位置

フロントページの続き (72)発明者 ハッサン ザマット アメリカ合衆国 カリフォニア州 91745 ジャシエンダ ハイツ イー コリマ アベニュー 17056 アルプ 221 (56)参考文献 特開 平２−224408（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−234207（ＪＰ，Ａ) 欧州特許出願公開469741（ＥＰ，Ａ １) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H01Q 3/00 - 3/46 H01Q 21/00 - 21/30 H01Q 23/00 H01P 1/17

Claims (10)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 アンテナの２個以上のアンテナ素子と、
   無線部分との間に位相シフト信号を生ずる位相シフト回
   路を有する円偏波アンテナ装置において、２つのアンテナ素子にそれぞれ接続されている２つの接
   続端子と、無線部分へ接続する１つの接続端子との間に
   延長されている信号伝送路（複数）を有し、 上記各信号伝送路は進行方向に等しく相違する有効電気
   長を有し、これにより信号伝送路を通じて進行してゆく
   信号に所定の相等しい位相シフトを与える如く構成して
   あり、さらに前記信号伝送路は、各アンテナ素子への接
   続点よりそれぞれ別個に開始して、隣接伝送路対を有す
   る伝送路が、結合線路セグメントの並列接続によって等
   電力分割を行う結合ノードに順次接続されてゆき、これ
   により各アンテナ端子において、無線接続端子の電力を
   アンテナ端子数で除した値が各アンテナ端子で等しくな
   る如くし、かつ信号伝送路はアンテナ素子接続点と、無
   線接続点との間でインピーダンス・マッチングを行う如
   くしたことを特徴とする円偏波アンテナ装置。
2. 【請求項２】コンバイナ・ライン・セグメントの接続
   が、等しいインピーダンスを有し、等しい実効電気長を
   有するコンバイナ・ノードを形成する請求項１記載のア
   ンテナ装置。
3. 【請求項３】コンバイナ・ライン・セグメントがブラン
   チ（分岐）対を規定し、すべてのブランチ対は対応のア
   ンテナ端子に関し、相等しいインピーダンスと相等しい
   実効電気長を有する請求項１または２に記載のアンテナ
   装置。
4. 【請求項４】前記伝送路が、零度の参照位相における任
   意の伝送路を規定し、連続する各伝送路が、相等しい位
   相シフト量だけ進行的に位相シフトされ、すべての位相
   シフトは、Ｎを整数とするとき３６０°のＮ倍である請
   求項１，２または３に記載のアンテナ装置。
5. 【請求項５】第２アンテナを使用し、各アンテナが異な
   る周波数で動作する如くし、位相シフト回路網は前記信
   号伝送路の第２組を有し、この伝送路は前記無線接続点
   より２以上の第２アンテナ接続点に延長されており、 前記第２組の信号伝送路のおのおのは、進行的に等しく
   相違する有効電気長を有し、伝送路を通じ進行的に所定
   の相等しい位相シフトを生ずる如く構成し、 前記伝送路は、前記第２アンテナ素子のおのおのの接続
   点より別々に始まり、前記第２組の伝送路対は、コンバ
   イナ・ライン・セグメントの並列接続によって等電力に
   分割されるコンバイナ・ノードに進行的に順次接続さ
   れ、これによって各アンテナ端子における電力が、無線
   接続端子の電力をアンテナ接続端子数で除した値の電力
   に等しくなる如くし、さらに第２組の伝送路は、第２ア
   ンテナのアンテナ素子と無線接続点アンテナとの間でイ
   ンピーダンス・マッチングが行われていることを特徴と
   する請求項１ないし４のいずれか１項に記載のアンテナ
   装置。
6. 【請求項６】多素子アンテナと無線部分との間に用いる
   位相シフト ストリップ・ライン装置において、 各基板が第１面および第２面を有し多層構造に形成した
   複数個の誘電基板と、 印刷回路技術で製造されたライン回路による位相シフト
   回路網とを有し、この回路網の部分は誘電基板の表面の
   少くとも一部が、無線接続端子と、複数個のアンテナ素
   子接続端子との間の伝送路を規定し、各伝送路は隣接伝
   送路に関し位相シフトされ、その量は実効電気長が進行
   的に相等しい差を各伝送路で生ずる如くの所定量だけシ
   フトされ、これによって伝送路を通じ信号が進行的に順
   次に相等しい所定の位相シフトを生ずる如く構成したこ
   とを特徴とする位相シフト ストリップ・ライン装置。
7. 【請求項７】基板の表面上にさらにグランド・プレーン
   を有し、各回路ラインを２つのグランド・プレーン間に
   包囲する如くした請求項６記載の位相シフト ストリッ
   プ・ライン装置。
8. 【請求項８】前記伝送路はクワドリフィラ モジュール
   を規定し、このモジュールは３つのバイフィラ モジュ
   ールを有し、各バイフィラ モジュールは別個の１つの
   層上に位置し、これら各層は積重ねられていて、さらに
   バイフィラ モジュールを接続してクワドリフィラ モ
   ジュールを構成する請求項６または７に記載の位相シフ
   ト ストリップ・ライン装置。
9. 【請求項９】各バイフィラ モジュールに対向する各層
   の表面にはその上にグランド・プレーンを設けてある請
   求項８に記載の位相シフト ストリップ・ライン装置。
10. 【請求項１０】各層上の各ラインに各誘電基板の厚さを
    所定のＺ₀の値に応じて選択し、アンテナと無線部分のイ
    ンピーダンス比をマッチさせる請求項７，８または９に
    記載の位相シフト ストリップ・ライン装置。