JP3303010B2 - 誤差信号絶縁回路 - Google Patents
誤差信号絶縁回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K9/00—Demodulating pulses which have been modulated with a continuously-variable signal
- H03K9/02—Demodulating pulses which have been modulated with a continuously-variable signal of amplitude-modulated pulses
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Regulation Of General Use Transformers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般には電源に関し、
より詳しくは出力電圧が電源から電気的に絶縁された安
定化電圧源に関する。
より詳しくは出力電圧が電源から電気的に絶縁された安
定化電圧源に関する。
【０００２】
【従来の技術】安定化電圧源においては、安定化された
出力電圧の状態に関する情報を電力制御器に伝えること
が必要である。この情報は通常、誤差電圧信号又は単に
誤差信号と呼ばれる。もし、安定化出力電圧を電力制御
器も接続された電源から電気的に絶縁することを望むな
らば、誤差信号は電気的絶縁境界を介して伝送されねば
ならない。
出力電圧の状態に関する情報を電力制御器に伝えること
が必要である。この情報は通常、誤差電圧信号又は単に
誤差信号と呼ばれる。もし、安定化出力電圧を電力制御
器も接続された電源から電気的に絶縁することを望むな
らば、誤差信号は電気的絶縁境界を介して伝送されねば
ならない。
【０００３】通常従来技術においては、光アイソレータ
又は光結合器およびトランスとして知られている二つの
装置が誤差信号を電気的絶縁境界を介して伝送するため
に用いられる。光結合器は、誤差信号が電流に変換さ
れ、それから電気的絶縁境界の他の側で電圧に戻すこと
を必要とする。従来技術においては、誤差信号を電気的
絶縁境界を介して伝送するために使われるトランスは、
最も普通にパルストランスとして供給されており、それ
によって誤差電圧信号は、規則的にトランスの捲線を介
して印加され、そして再び他の捲線から得られる電圧の
大きさを制御する。この過程はパルス振幅変調（ＰＡ
Ｍ）として知られている。
又は光結合器およびトランスとして知られている二つの
装置が誤差信号を電気的絶縁境界を介して伝送するため
に用いられる。光結合器は、誤差信号が電流に変換さ
れ、それから電気的絶縁境界の他の側で電圧に戻すこと
を必要とする。従来技術においては、誤差信号を電気的
絶縁境界を介して伝送するために使われるトランスは、
最も普通にパルストランスとして供給されており、それ
によって誤差電圧信号は、規則的にトランスの捲線を介
して印加され、そして再び他の捲線から得られる電圧の
大きさを制御する。この過程はパルス振幅変調（ＰＡ
Ｍ）として知られている。
【０００４】誤差信号を引出し、それを光結合器を通し
て電力制御器に伝送するための典型的な従来技術回路が
図３に示されている。電子産業において、誤差信号を発
生する素子は通常ＴＬ４３１と標示され、調整可能なシ
ャントレギュレイター又は調整可能なツェナーと呼ばれ
る。本出願で議論されたが、演算増幅器に優れている主
な点は、誤差信号を得るのに使う基準電圧が組み込まれ
ていることである。光結合器は駆動側と出力側を有す
る。駆動側は光結合器のＬＥＤ部分であり、光ＬＥＤと
も呼ばれる。出力側は光トランジスタである。図３の従
来回路において、光−カップラーＯＣの駆動側は調整可
能なツェナーダイオードＴＬ４３１の陰極端子と電流制
限抵抗ＲＧに直列に接続されている。通常、第２抵抗Ｒ
Ｂは直列接続の光カップラーＯＣの駆動側と電流制限抵
抗ＲＧに対して並列に加えられている。第２抵抗ＲＢの
目的は、直列接続の光カップラーＯＣの駆動側と電流制
限抵抗ＲＧを通る電流が調整可能なツェナーダイオード
ＴＬ４３１の安定動作に必要な概して１mAの最小電流以
下であるときに、調整可能なツェナーダイオードＴＬ４
３１に対して予備負荷を与えるためである。コンバータ
ーの絶縁境界を通して伝えられる誤差信号は、抵抗ＲＵ
とＲＬの助力でコンバーターの＋と−の出力端子の間に
現れて、それを調整可能なツェナーダイオードＴＬ４３
１の内部に発生した基準電圧に対して比較する電圧を分
割することにより発生する。抵抗ＲＬを通り現れるコン
バーターの出力電圧の分割が調整可能なツェナーダイオ
ードＴＬ４３１の内部基準電圧より高くなると、調整可
能なツェナーダイオードＴＬ４３１の陰極と陽極の間の
電圧は減少し始める。その結果、直列接続の光カップラ
ーＯＣの駆動側と電流制限抵抗ＲＧを通る電圧は増加
し、光カップラーＯＣ内の光ＬＥＤにおける電流を増加
へ導く。光ＬＥＤにおける増加電流は光トランジスタに
おいて電流を増加することになり、光カップラーＯＣの
出力側と直列に接続された終端抵抗ＲＶを通る電圧を増
加へ導く。依って、コンバーターの出力電圧の増加は絶
縁境界の他側に位置された終端抵抗ＲＶを通る電圧を増
加へ導く。補償コンデンサーＣＦＢはフィードバックル
ープの安定性を確保するためのフィードバックシステム
において必要とされる。ひとつのコンデンサに代えて、
より高性能の補償ネットワークでも実行可能である。
て電力制御器に伝送するための典型的な従来技術回路が
図３に示されている。電子産業において、誤差信号を発
生する素子は通常ＴＬ４３１と標示され、調整可能なシ
ャントレギュレイター又は調整可能なツェナーと呼ばれ
る。本出願で議論されたが、演算増幅器に優れている主
な点は、誤差信号を得るのに使う基準電圧が組み込まれ
ていることである。光結合器は駆動側と出力側を有す
る。駆動側は光結合器のＬＥＤ部分であり、光ＬＥＤと
も呼ばれる。出力側は光トランジスタである。図３の従
来回路において、光−カップラーＯＣの駆動側は調整可
能なツェナーダイオードＴＬ４３１の陰極端子と電流制
限抵抗ＲＧに直列に接続されている。通常、第２抵抗Ｒ
Ｂは直列接続の光カップラーＯＣの駆動側と電流制限抵
抗ＲＧに対して並列に加えられている。第２抵抗ＲＢの
目的は、直列接続の光カップラーＯＣの駆動側と電流制
限抵抗ＲＧを通る電流が調整可能なツェナーダイオード
ＴＬ４３１の安定動作に必要な概して１mAの最小電流以
下であるときに、調整可能なツェナーダイオードＴＬ４
３１に対して予備負荷を与えるためである。コンバータ
ーの絶縁境界を通して伝えられる誤差信号は、抵抗ＲＵ
とＲＬの助力でコンバーターの＋と−の出力端子の間に
現れて、それを調整可能なツェナーダイオードＴＬ４３
１の内部に発生した基準電圧に対して比較する電圧を分
割することにより発生する。抵抗ＲＬを通り現れるコン
バーターの出力電圧の分割が調整可能なツェナーダイオ
ードＴＬ４３１の内部基準電圧より高くなると、調整可
能なツェナーダイオードＴＬ４３１の陰極と陽極の間の
電圧は減少し始める。その結果、直列接続の光カップラ
ーＯＣの駆動側と電流制限抵抗ＲＧを通る電圧は増加
し、光カップラーＯＣ内の光ＬＥＤにおける電流を増加
へ導く。光ＬＥＤにおける増加電流は光トランジスタに
おいて電流を増加することになり、光カップラーＯＣの
出力側と直列に接続された終端抵抗ＲＶを通る電圧を増
加へ導く。依って、コンバーターの出力電圧の増加は絶
縁境界の他側に位置された終端抵抗ＲＶを通る電圧を増
加へ導く。補償コンデンサーＣＦＢはフィードバックル
ープの安定性を確保するためのフィードバックシステム
において必要とされる。ひとつのコンデンサに代えて、
より高性能の補償ネットワークでも実行可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のＴＬ４３１の回
路には二つの重要な欠点がある。一つ目の欠点は、光結
合器の使用を要することである。価格、初期利得（電流
伝送比）、及び長期利得安定性が光結合器の使用を問題
とする三つの要因である。二つ目の欠点は、誤差電圧が
光ＬＥＤ中を流れる電流に変換される過程にある。誤差
電圧はＴＬ４３１のカソードに現れる。光ＬＥＤを駆動
する電流の大きさは出力電圧から誤差電圧を引き光ＬＥ
Ｄの順方向低下を引いたものに等しく、量は光ＬＥＤに
直列に接続された抵抗ＲＧにより分割される。光ＬＥＤ
の順方向低下の変化は、述べられた問題については無視
できると思われる。かくして、光ＬＥＤを駆動する電流
の大きさは出力電圧から誤差電圧を引いたものに比例す
る。欠点は出力電圧が固定した基準でないという事実に
ある、結局、出力電圧は安定化されるべきパラメーター
に求められるからである。出力電圧が変動すると、これ
に応じて実際に変化する誤差電圧はさておき、光ＬＥＤ
への電流が変化する。このことが、電力供給システム制
御ループの周波数応答に零を加える。その加えられた零
は好ましくない高周波数利得を招来し、それは、付加回
路を使用してポールを付加することにより対策するので
なければ、最適な安定と過渡応答のためのループの補償
をより困難にする。
路には二つの重要な欠点がある。一つ目の欠点は、光結
合器の使用を要することである。価格、初期利得（電流
伝送比）、及び長期利得安定性が光結合器の使用を問題
とする三つの要因である。二つ目の欠点は、誤差電圧が
光ＬＥＤ中を流れる電流に変換される過程にある。誤差
電圧はＴＬ４３１のカソードに現れる。光ＬＥＤを駆動
する電流の大きさは出力電圧から誤差電圧を引き光ＬＥ
Ｄの順方向低下を引いたものに等しく、量は光ＬＥＤに
直列に接続された抵抗ＲＧにより分割される。光ＬＥＤ
の順方向低下の変化は、述べられた問題については無視
できると思われる。かくして、光ＬＥＤを駆動する電流
の大きさは出力電圧から誤差電圧を引いたものに比例す
る。欠点は出力電圧が固定した基準でないという事実に
ある、結局、出力電圧は安定化されるべきパラメーター
に求められるからである。出力電圧が変動すると、これ
に応じて実際に変化する誤差電圧はさておき、光ＬＥＤ
への電流が変化する。このことが、電力供給システム制
御ループの周波数応答に零を加える。その加えられた零
は好ましくない高周波数利得を招来し、それは、付加回
路を使用してポールを付加することにより対策するので
なければ、最適な安定と過渡応答のためのループの補償
をより困難にする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は以上の如き観点
に鑑みてなされたもので、誤差信号を外部パルストラン
スのような電気的絶縁境界を通して伝える誤差信号絶縁
回路であって、基準電圧に関して制御可能な外部供給電
圧を測定しかつ誤差電圧信号を与えるための誤差増幅手
段と、誤差電圧信号を受けて該誤差電圧信号を供給電圧
に比較してより高い電圧信号にシフトし、それにより誤
差信号絶縁回路の制御閉回路に零を導入しないようにす
るため誤差増幅手段に接続されたレベルシフト手段、お
よび該シフトされた誤差電圧信号を受けて該外部パルス
トランスの外部供給電圧に接続されている捲線を通る該
シフトされた誤差電圧を選択的にスイッチするためのパ
ルス振幅変調手段とを有する誤差信号絶縁回路を提供し
ようとするものである。
に鑑みてなされたもので、誤差信号を外部パルストラン
スのような電気的絶縁境界を通して伝える誤差信号絶縁
回路であって、基準電圧に関して制御可能な外部供給電
圧を測定しかつ誤差電圧信号を与えるための誤差増幅手
段と、誤差電圧信号を受けて該誤差電圧信号を供給電圧
に比較してより高い電圧信号にシフトし、それにより誤
差信号絶縁回路の制御閉回路に零を導入しないようにす
るため誤差増幅手段に接続されたレベルシフト手段、お
よび該シフトされた誤差電圧信号を受けて該外部パルス
トランスの外部供給電圧に接続されている捲線を通る該
シフトされた誤差電圧を選択的にスイッチするためのパ
ルス振幅変調手段とを有する誤差信号絶縁回路を提供し
ようとするものである。
【０００７】
【作用】以下に述べられる本発明の好ましい実施例によ
ると、誤差信号絶縁回路が誤差信号を外部パルストラン
スの如き電気的絶縁境界を介して伝送するために設けら
れる。そこでは、レベルシフトプロセスが基準電圧に関
して調整可能な電圧の測定に使用される。そしてそのプ
ロセスにおいて与えられる利得をもって、調整可能な電
圧を上方にレベルシフトするため、より高い電位が供給
電圧に対し参照され、かつ、より低い電位が動的にパル
ス振幅変調（ＰＡＭ）プロセスにおいて伝送される電圧
の大きさを制御するために使われる。このレベルシフト
プロセスは上述した従来の光結合器において現れる不要
な零の導入を阻止する。ＰＡＭプロセスにおいては、オ
ン（ＯＮ）パルスはＰＡＭ電流が予め定めた調整レベル
にまで増大したことを検知すると終了する。オン（Ｏ
Ｎ）パルスは前のオン（ＯＮ）パルスの終了に続き、ク
ランプダイオードの電圧がその正常な順方向バイアスレ
ベルに衰下し、ＰＡＭ電流が同量の衰えを示したことを
検知すると始まる。
ると、誤差信号絶縁回路が誤差信号を外部パルストラン
スの如き電気的絶縁境界を介して伝送するために設けら
れる。そこでは、レベルシフトプロセスが基準電圧に関
して調整可能な電圧の測定に使用される。そしてそのプ
ロセスにおいて与えられる利得をもって、調整可能な電
圧を上方にレベルシフトするため、より高い電位が供給
電圧に対し参照され、かつ、より低い電位が動的にパル
ス振幅変調（ＰＡＭ）プロセスにおいて伝送される電圧
の大きさを制御するために使われる。このレベルシフト
プロセスは上述した従来の光結合器において現れる不要
な零の導入を阻止する。ＰＡＭプロセスにおいては、オ
ン（ＯＮ）パルスはＰＡＭ電流が予め定めた調整レベル
にまで増大したことを検知すると終了する。オン（Ｏ
Ｎ）パルスは前のオン（ＯＮ）パルスの終了に続き、ク
ランプダイオードの電圧がその正常な順方向バイアスレ
ベルに衰下し、ＰＡＭ電流が同量の衰えを示したことを
検知すると始まる。
【０００８】
【実施例】図１は、本発明の誤差信号絶縁回路の詳細な
回路図を示す。好ましくは、パルス振幅変調（ＰＡＭ）
を介して電気的絶縁障壁を通して誤差電圧信号を伝送す
るために外部パルストランス２０と共に使われるように
設計されたモノリシック集積回路として実施されるのが
よい。
回路図を示す。好ましくは、パルス振幅変調（ＰＡＭ）
を介して電気的絶縁障壁を通して誤差電圧信号を伝送す
るために外部パルストランス２０と共に使われるように
設計されたモノリシック集積回路として実施されるのが
よい。
【０００９】トランス捲線からの最も単純な誤差信号の
再駆動手段は、図１の回路で行ったような、ピーク検出
によるものである。その最も簡単な形態は、誤差信号絶
縁回路が６ピンの集積回路パッケージであり、ピン６が
作動電圧Ｖccの電源に接続され、ピン４が誤差増幅出力
を供給する補償ピンであり、ピン３が誤差増幅変換入力
であり、ピン１がパルス振幅変調（ＰＡＭ）駆動出力を
与え、そしてピン2/5はグランドに接続される。誤差信
号絶縁回路はピーク電流制限、自己発振ＰＡＭ駆動、ボ
ルト−セコンド平衡制御、不足電圧ロックアウト、及び
精密基準の機能を具える。
再駆動手段は、図１の回路で行ったような、ピーク検出
によるものである。その最も簡単な形態は、誤差信号絶
縁回路が６ピンの集積回路パッケージであり、ピン６が
作動電圧Ｖccの電源に接続され、ピン４が誤差増幅出力
を供給する補償ピンであり、ピン３が誤差増幅変換入力
であり、ピン１がパルス振幅変調（ＰＡＭ）駆動出力を
与え、そしてピン2/5はグランドに接続される。誤差信
号絶縁回路はピーク電流制限、自己発振ＰＡＭ駆動、ボ
ルト−セコンド平衡制御、不足電圧ロックアウト、及び
精密基準の機能を具える。
【００１０】図３の従来技術のＴＬ４３１回路を用いる
ものと比較して本出願においては、図１の誤差信号絶縁
回路は駆動電圧源ＶＣＣを与える外部電源３０により電
力が供給される。駆動電圧源ＶＣＣは抵抗ＲＵとＲＬか
らなる抵抗分割を通してピン３で監視される。誤差増幅
器１０の補償はピン４で得られる。通常１．２５Ｖの内
部基準電圧が誤差増幅器１０の非反転入力に加えられ
る。誤差増幅器１０の出力における電圧は、ピン４で得
られ、誤差電圧である。この誤差電圧と名目上の２．５
Ｖの固定基準との差異は、おおよそ１．５の係数により
増幅され、ＶＣＣバスのピン６にまでレベルシフトされ
る。それからバッファー５０に加えられ、パルス振幅変
調プロセスの負電位として使用される。バッファー５０
はレベルシフト回路６０の過負荷を防ぎ名目最大１００
ｍＡの電流を流す。バッファー５０の監視電流は抵抗６
９とピーク電流検出器７０との組合せを通して感知され
る。パルス振幅変調は外部パルストランス２０の一方の
側の電位をバッファード電圧電位に加える過程で生じ、
一方、外部パルストランス２０の他の側は、誤差信号絶
縁回路のための駆動電圧源ＶＣＣとしても働く電源３０
の出力に接続されている。
ものと比較して本出願においては、図１の誤差信号絶縁
回路は駆動電圧源ＶＣＣを与える外部電源３０により電
力が供給される。駆動電圧源ＶＣＣは抵抗ＲＵとＲＬか
らなる抵抗分割を通してピン３で監視される。誤差増幅
器１０の補償はピン４で得られる。通常１．２５Ｖの内
部基準電圧が誤差増幅器１０の非反転入力に加えられ
る。誤差増幅器１０の出力における電圧は、ピン４で得
られ、誤差電圧である。この誤差電圧と名目上の２．５
Ｖの固定基準との差異は、おおよそ１．５の係数により
増幅され、ＶＣＣバスのピン６にまでレベルシフトされ
る。それからバッファー５０に加えられ、パルス振幅変
調プロセスの負電位として使用される。バッファー５０
はレベルシフト回路６０の過負荷を防ぎ名目最大１００
ｍＡの電流を流す。バッファー５０の監視電流は抵抗６
９とピーク電流検出器７０との組合せを通して感知され
る。パルス振幅変調は外部パルストランス２０の一方の
側の電位をバッファード電圧電位に加える過程で生じ、
一方、外部パルストランス２０の他の側は、誤差信号絶
縁回路のための駆動電圧源ＶＣＣとしても働く電源３０
の出力に接続されている。
【００１１】不足電圧ロックアウト（ＵＶＬ）８は供給
電圧ＶＣＣを検出し、もし供給電圧ＶＣＣが余りにも低
いと誤差信号絶縁回路の動作を閉鎖する。ＵＶＬ８によ
り制御されたバンドギャップリファレンス９は温度に対
して安定化された精密電圧基準をなし、誤差信号絶縁回
路の残りに電力を与えるのに役立つ。
電圧ＶＣＣを検出し、もし供給電圧ＶＣＣが余りにも低
いと誤差信号絶縁回路の動作を閉鎖する。ＵＶＬ８によ
り制御されたバンドギャップリファレンス９は温度に対
して安定化された精密電圧基準をなし、誤差信号絶縁回
路の残りに電力を与えるのに役立つ。
【００１２】図１の誤差信号絶縁回路において用いられ
たレベルシフト回路６０によってなされたレベルシフト
プロセスは、従来技術のＴＬ４３１回路構成による制御
閉回路に導かれる好ましくない零を除去するのに役立
つ。現今の誤差信号絶縁回路において出力電圧Ｖｏｕｔ
の変化はパルストランス２０を駆動するバッファード電
圧と同じ大きさの変化となる。パルス振幅変調電圧の大
きさは出力電圧Ｖｏｕｔとバッファード電圧間の差異で
あるから、出力電圧における変化と変わらない。
たレベルシフト回路６０によってなされたレベルシフト
プロセスは、従来技術のＴＬ４３１回路構成による制御
閉回路に導かれる好ましくない零を除去するのに役立
つ。現今の誤差信号絶縁回路において出力電圧Ｖｏｕｔ
の変化はパルストランス２０を駆動するバッファード電
圧と同じ大きさの変化となる。パルス振幅変調電圧の大
きさは出力電圧Ｖｏｕｔとバッファード電圧間の差異で
あるから、出力電圧における変化と変わらない。
【００１３】別の利点は図１の誤差信号絶縁回路におい
て用いられたレベルシフトプロセスにより実現した。誤
差増幅器１０の出力電圧幅が０Ｖから略２．５Ｖ間に制
限されるので、バッファード電圧もまた制限される。供
給レール以下のその最小電圧は２．５Ｖにレベルシフト
回路の利得を掛けたものである。かくして、パルストラ
ンス２０に加わる電圧は同様に制限される。よって、パ
ルストランス２０はより高い出力電圧を得る電源と使う
ために変更される必要はない。出力電圧レベルに関係な
く、このパルス振幅変調プロセスと同じ特性が示され
る。
て用いられたレベルシフトプロセスにより実現した。誤
差増幅器１０の出力電圧幅が０Ｖから略２．５Ｖ間に制
限されるので、バッファード電圧もまた制限される。供
給レール以下のその最小電圧は２．５Ｖにレベルシフト
回路の利得を掛けたものである。かくして、パルストラ
ンス２０に加わる電圧は同様に制限される。よって、パ
ルストランス２０はより高い出力電圧を得る電源と使う
ために変更される必要はない。出力電圧レベルに関係な
く、このパルス振幅変調プロセスと同じ特性が示され
る。
【００１４】図２について述べれば、上述したレベルシ
フトプロセスを達成するレベルシフト回路６０を構成す
る詳細な回路の図面が示されている。上述したように、
ピン４の電圧は接地に関して誤差信号電圧である。図２
のレベルシフト回路は、この誤差信号電圧を制御閉回路
に導かれた零を除去するためにＶＣＣに関して参照する
のに用いられる。この接地をＶＣＣ参照レベルシフトに
なす一方法は、基準電流Ｉｒｅｆをつくることである。
誤差増幅器１０の出力ができるだけ高いとき、トランジ
スタＱ１はトランジスタＱ５により電流Ｉｒｅｆから減
じられる電流を発生する。トランジスタＱ１が流すこと
ができる最大の電流がＩｒｅｆであるとすれば、トラン
ジスタＱ７およびトランジスタＱ６がターンオフするの
で、抵抗Ｒlevel は供給電圧ＶＣＣに引っ張られる。も
し、供給電圧ＶＣＣが上下動するならば、バッファー５
０は追随する。
フトプロセスを達成するレベルシフト回路６０を構成す
る詳細な回路の図面が示されている。上述したように、
ピン４の電圧は接地に関して誤差信号電圧である。図２
のレベルシフト回路は、この誤差信号電圧を制御閉回路
に導かれた零を除去するためにＶＣＣに関して参照する
のに用いられる。この接地をＶＣＣ参照レベルシフトに
なす一方法は、基準電流Ｉｒｅｆをつくることである。
誤差増幅器１０の出力ができるだけ高いとき、トランジ
スタＱ１はトランジスタＱ５により電流Ｉｒｅｆから減
じられる電流を発生する。トランジスタＱ１が流すこと
ができる最大の電流がＩｒｅｆであるとすれば、トラン
ジスタＱ７およびトランジスタＱ６がターンオフするの
で、抵抗Ｒlevel は供給電圧ＶＣＣに引っ張られる。も
し、供給電圧ＶＣＣが上下動するならば、バッファー５
０は追随する。
【００１５】誤差増幅器１０の出力が最小のとき、電流
Ｉｒｅｆの全ては抵抗Ｒlevel を通して流れ、それによ
り最大電圧はその抵抗を通して揺れる。再度、たとえ供
給電圧ＶＣＣが変化しても、抵抗Ｒlevel の電圧は誤差
増幅器１０の出力における最大電圧レベルに直接に比例
する。重要なのは接地に関する誤差増幅器１０の出力に
おける最大の揺れは抵抗Ｒlevel を通して増幅されるこ
とを知ることである。この抵抗値は増大するので、誤差
増幅器の出力の揺れは、抵抗Ｒlevel と抵抗Ｒｉｏｐの
比によって増大される。
Ｉｒｅｆの全ては抵抗Ｒlevel を通して流れ、それによ
り最大電圧はその抵抗を通して揺れる。再度、たとえ供
給電圧ＶＣＣが変化しても、抵抗Ｒlevel の電圧は誤差
増幅器１０の出力における最大電圧レベルに直接に比例
する。重要なのは接地に関する誤差増幅器１０の出力に
おける最大の揺れは抵抗Ｒlevel を通して増幅されるこ
とを知ることである。この抵抗値は増大するので、誤差
増幅器の出力の揺れは、抵抗Ｒlevel と抵抗Ｒｉｏｐの
比によって増大される。
【００１６】本発明の誤差信号絶縁回路に使われる外部
パルストランス２０のような、磁性部品は、直流電圧が
絶えず捲線に加えられることを許さないので、発振器は
限られた時間パルス振幅変調電圧を捲線に切り替え、つ
いで強制状態を解くために使われることを要する。それ
によってパルストランス２０はそれ自体をリセットす
る。一方、パルス振幅変調電圧を固定した期間固定した
周波数で加えるのが普通であり、このやり方は危険な欠
点を持っている。もしも、強制されたパルス振幅変調電
圧を介して外部パルストランス２０に流される電流が監
視されないと、パルストランス２０のコアは飽和し、そ
れを駆動する素子の破壊の原因となる。もし、パルスト
ランス２０のコアまたはインダクタンスが小さすぎる
か、またはリセット時間もしくは電圧が不十分である
と、この望ましくない結果が発生する。
パルストランス２０のような、磁性部品は、直流電圧が
絶えず捲線に加えられることを許さないので、発振器は
限られた時間パルス振幅変調電圧を捲線に切り替え、つ
いで強制状態を解くために使われることを要する。それ
によってパルストランス２０はそれ自体をリセットす
る。一方、パルス振幅変調電圧を固定した期間固定した
周波数で加えるのが普通であり、このやり方は危険な欠
点を持っている。もしも、強制されたパルス振幅変調電
圧を介して外部パルストランス２０に流される電流が監
視されないと、パルストランス２０のコアは飽和し、そ
れを駆動する素子の破壊の原因となる。もし、パルスト
ランス２０のコアまたはインダクタンスが小さすぎる
か、またはリセット時間もしくは電圧が不十分である
と、この望ましくない結果が発生する。
【００１７】図１の誤差信号絶縁回路に用いられる発振
器はトランスリセット検知器６２、ピーク電流検知器７
０、及びＰＡＭラッチ８０を含み、外部パルストランス
２０を破壊的電流レベルに駆動することから誤差信号分
離回路を保護するよう設計されている。ピン１における
パルス振幅変調電圧がパルストランス２０に加えられる
と、外部パルストランス２０に流れる電流は検知電流と
してＩpam を使用するピーク電流検知器７０により監視
される。僅かに１００ｍＡの、予め定めたレベルに達す
ると、パルスはトランジスタースイッチ９０をオフ（Ｏ
ＦＦ）にする。外部パルストランス２０の電流はパルス
振幅変調電圧を誤差信号絶縁回路のピン１に加えて供給
電圧Ｖｃｃをダイオード１００の電圧降下の量により、
典型的には０．６Ｖから０．８Ｖ高める。外部パルスト
ランス２０に流れる電流が実質的に少なくなると、ダイ
オード１００の電圧降下が実質的に同様に減衰する。そ
の情報はトランジスタースイッチ９０をオン（ＯＮ）に
することにより、ピン１におけるパルス振幅変調電圧を
再び初期化するのに使われる。その結果は、臨界的継続
モード自己発振回路である。
器はトランスリセット検知器６２、ピーク電流検知器７
０、及びＰＡＭラッチ８０を含み、外部パルストランス
２０を破壊的電流レベルに駆動することから誤差信号分
離回路を保護するよう設計されている。ピン１における
パルス振幅変調電圧がパルストランス２０に加えられる
と、外部パルストランス２０に流れる電流は検知電流と
してＩpam を使用するピーク電流検知器７０により監視
される。僅かに１００ｍＡの、予め定めたレベルに達す
ると、パルスはトランジスタースイッチ９０をオフ（Ｏ
ＦＦ）にする。外部パルストランス２０の電流はパルス
振幅変調電圧を誤差信号絶縁回路のピン１に加えて供給
電圧Ｖｃｃをダイオード１００の電圧降下の量により、
典型的には０．６Ｖから０．８Ｖ高める。外部パルスト
ランス２０に流れる電流が実質的に少なくなると、ダイ
オード１００の電圧降下が実質的に同様に減衰する。そ
の情報はトランジスタースイッチ９０をオン（ＯＮ）に
することにより、ピン１におけるパルス振幅変調電圧を
再び初期化するのに使われる。その結果は、臨界的継続
モード自己発振回路である。
【００１８】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、ＰＡＭプロセスにおいて、ＰＡＭ電流が所定
のかつ制御可能なレベルまで増大すると、オン（ＯＮ）
パルスは監視によって終了する。オン（ＯＮ）パルス
は、前のオン（ＯＮ）パルスの終了に従いクランプ・ダ
イオードの電圧が正常な順バイアスレベル以下に減衰
し、ＰＡＭ電流において比例した減衰を示すのを監視す
ることによって始まる。
によれば、ＰＡＭプロセスにおいて、ＰＡＭ電流が所定
のかつ制御可能なレベルまで増大すると、オン（ＯＮ）
パルスは監視によって終了する。オン（ＯＮ）パルス
は、前のオン（ＯＮ）パルスの終了に従いクランプ・ダ
イオードの電圧が正常な順バイアスレベル以下に減衰
し、ＰＡＭ電流において比例した減衰を示すのを監視す
ることによって始まる。
【図１】本発明の実施例による誤差信号絶縁器の詳細な
回路図である。
回路図である。
【図２】図２の誤差信号絶縁器に用いられたレベルシフ
ト回路の詳細な回路図である。
ト回路の詳細な回路図である。
【図３】従来の光アイソレータ回路の概略図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−136563（ＪＰ，Ａ) 実開 平４−47386（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (3)
- 【請求項１】 誤差信号を外部パルストランスのような
電気的絶縁境界を通して伝える誤差信号絶縁回路であっ
て、 基準電圧に関して制御可能な外部供給電圧を測定しかつ
誤差電圧信号を与えるための誤差増幅手段と、該誤差電圧信号を受信して該誤差電圧信号をシフトされ
た誤差電圧信号を与えるように変え、その大きさは該誤
差電圧信号に反転比例し、かつ該誤差信号絶縁回路の外
部供給電圧に参照される 誤差増幅手段に接続されたレベ
ルシフト手段、及び、 該シフトされた誤差電圧信号を受けて該外部パルストラ
ンスの該外部供給電圧に接続されている捲線を通る該シ
フトされた誤差電圧信号を選択的にスイッチするための
パルス振幅変調手段とを有することを特徴とする誤差信
号絶縁回路。 - 【請求項２】 該パルス振幅変調手段がさらに該外部パ
ルストランスの巻線に流れる電流を監視するためのピー
ク電流検知手段、及び該ピーク電流検知手段に接続さ
れ、該外部パルストランスの巻線を通して該シフトされ
た誤差電圧信号を選択的にスイッチし、該外部パルスト
ランスの巻線に流れる該電流が所定のレベルに増大する
と、それに応答して該スイッチ手段をオフにするスイッ
チ手段とを有する請求項１記載の誤差信号絶縁回路。 - 【請求項３】 該パルス振幅変調手段が、さらに該外部
パルストランスの巻線と並列に接続され、該スイッチ手
段がオフになると、該外部パルストランスの巻線の電流
の流路を与えるクランプ・ダイオードと、 該スイッチ手段に接続され、該外部パルストランスの巻
線に流れる電流を監視し、該外部パルストランスの巻線
に流れる電流が実質的にゼロに減衰すると、該スイッチ
手段をオンに動作するトランスリセット検知手段とを有
する請求項２記載の誤差信号絶縁回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/983,797 US5387822A (en) | 1992-11-30 | 1992-11-30 | Error signal isolator circuit |
| US07/983,797 | 1992-11-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06237578A JPH06237578A (ja) | 1994-08-23 |
| JP3303010B2 true JP3303010B2 (ja) | 2002-07-15 |
Family
ID=25530101
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32601293A Expired - Lifetime JP3303010B2 (ja) | 1992-11-30 | 1993-11-30 | 誤差信号絶縁回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5387822A (ja) |
| JP (1) | JP3303010B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5801518A (en) * | 1995-02-28 | 1998-09-01 | Seiko Instruments Inc. | Pulse frequency modulated DC-DC converter |
| US5680034A (en) * | 1995-09-22 | 1997-10-21 | Toko, Inc. | PWM controller for resonant converters |
| US6037759A (en) * | 1999-09-09 | 2000-03-14 | United Microelectronics Corp. | Voltage regulator capable of improving system response |
| US6838861B2 (en) * | 2000-06-02 | 2005-01-04 | Thomson Licensing, S.A. | Parallel coupled standby power supplies providing plural outputs |
| US7023005B2 (en) * | 2001-12-21 | 2006-04-04 | Texas Instruments Incorporated | Gain compensation for optocoupler feedback circuit |
| JP2008086114A (ja) * | 2006-09-27 | 2008-04-10 | Tdk Corp | スイッチング電源装置および電圧検出回路 |
| US7466565B2 (en) * | 2005-06-30 | 2008-12-16 | Tdk Corporation | Switching power supply unit and voltage detection circuit |
| US8981736B2 (en) * | 2010-11-01 | 2015-03-17 | Fairchild Semiconductor Corporation | High efficiency, thermally stable regulators and adjustable zener diodes |
| US9774266B2 (en) | 2014-09-27 | 2017-09-26 | Apple Inc. | Reducing output voltage undershoot in isolated power converters |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5971501A (ja) * | 1982-10-16 | 1984-04-23 | Yamato Scient Co Ltd | 温度制御方式 |
| JPS6128208A (ja) * | 1984-07-18 | 1986-02-07 | Iwatsu Electric Co Ltd | レベル補償回路 |
| US4672300A (en) * | 1985-03-29 | 1987-06-09 | Braydon Corporation | Direct current power supply using current amplitude modulation |
| US4716510A (en) * | 1986-05-05 | 1987-12-29 | Motorola, Inc. | Automatic restart circuit for a switching power supply |
| US5113158A (en) * | 1990-07-02 | 1992-05-12 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Pulse width modulation circuit |
| US5264782A (en) * | 1992-08-10 | 1993-11-23 | International Business Machines Corporation | Dropout recovery circuit |
-
1992
- 1992-11-30 US US07/983,797 patent/US5387822A/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-11-30 JP JP32601293A patent/JP3303010B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06237578A (ja) | 1994-08-23 |
| US5387822A (en) | 1995-02-07 |
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