JP3244626U - バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置 - Google Patents

バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置 Download PDF

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Abstract

【課題】バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を提供する。【解決手段】バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置は、還流スイッチＱ１とドライブスイッチＱ２とエネルギー貯蔵コンデンサＣｓと変圧器Ｔ１と共振インダクタンスＬｒと第１整流器１０４と出力端コンデンサＣｏｕｔと制御器１１６とを含む。変圧器Ｔ１は一次側巻線Ｌｍ及び二次側第一巻線１０２を備える。還流スイッチＱ１は制御器１１６により導通され、還流スイッチＱ１を介して共振インダクタンスＬｒ及び一次側巻線Ｌｍを流れた一次側電流Ｉ１によりエネルギー貯蔵コンデンサＣｓが充電され且つ二次側第一巻線１０２は一次側電流Ｉ１により送電を行う機能を有する。一次側電流Ｉ１がマイナスに変換されると、エネルギー貯蔵コンデンサＣｓが放電を行い、還流スイッチＱ１及び一次側巻線Ｌｍにより二次側第一巻線１０２に継続的に送電する機能を有する。【選択図】図１

Description

本考案は、フライバック変換装置に関し、より詳しくは、バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置（Back-end energy storage isolation fly-back conversion apparatus）に関するものである。
現代の生活においては、交流電源（例えば、壁に設置された商用電源のコンセント）から電力に接続するが、通常は全て整流され、力率が補正され、適用された後、ユーザー端に供給されて使用される。現在のスイッチ型電力変換器は多様である。DC/DCコンバータには、Forward、fly-back、buck、boost、buck-boost、resonance等の種類があり、AC/DCコンバータには、boost fly-back PFC、totem pole PFC、synchronized rectifier等の種類がある。
しかしながら、従来のスイッチ型電力変換器は、種類こそ多いが、但し、各種スイッチ型電力変換器は全て昇圧のみ或いは降圧のみしか行えなかった。
そこで、本考案者は上記の欠点が改善可能と考え、鋭意検討を重ねた結果、合理的設計で上記の課題を効果的に改善する本考案の提案に至った。
本考案は上述の事情に鑑みてなされたものであり、上述のような問題点を解決することを課題の一例とする。すなわち、本考案は、その目的とするところは、バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、本考案は以下の手段を採用する。
本考案の一態様に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置は、還流スイッチと、前記還流スイッチに電気的に接続されているドライブスイッチと、前記還流スイッチに電気的に接続されているエネルギー貯蔵コンデンサと、前記還流スイッチ及び前記ドライブスイッチに電気的に接続され、且つ一次側巻線及び二次側第一巻線を含む変圧器と、前記一次側巻線に電気的に接続されている共振インダクタンスと、前記二次側第一巻線に電気的に接続されている第１整流器と、前記第１整流器に電気的に接続されている出力端コンデンサと、前記還流スイッチ及び前記ドライブスイッチに電気的に接続されている制御器と、を備えている。前記還流スイッチは前記制御器により導通され、前記還流スイッチを介して前記共振インダクタンス及び前記一次側巻線を流れた一次側電流により前記エネルギー貯蔵コンデンサが充電され、前記二次側第一巻線は前記一次側電流により送電を行う機能を有する。前記一次側電流がマイナスに変換されると、前記エネルギー貯蔵コンデンサが放電を行い、前記還流スイッチ及び前記一次側巻線により前記二次側第一巻線に継続的に送電する機能を有する。
本考案によれば、広範囲に昇圧及び降圧する効果がある。
本考案の他の目的、構成及び効果については、以下の考案の実施の形態の項から明らかになるであろう。
本考案の第１実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を示す回路ブロック図である。 本考案の第１実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を示すタイミング波形図である。 本考案の第２実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を示す回路ブロック図である。 本考案の第３実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を示す回路ブロック図である。 本考案の第４実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を示す回路ブロック図である。 本考案の第４実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置の降圧モードを示すタイミング波形図である。 本考案の第４実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置の昇圧モードを示すタイミング波形図である。 本考案の第５実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を示す回路ブロック図である。 本考案の第６実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を示す回路ブロック図である。 本考案の第７実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を示す回路ブロック図である。 本考案の第８実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置の降圧モードを示す回路ブロック図である。 本考案の第９実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を示す回路ブロック図である。 本考案の第１０実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置を示す回路ブロック図である。
以下、本考案の実施の形態について詳細に説明する。ただし、本考案はこれに限定されるものではなく、記述した範囲内で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本考案の技術的範囲に含まれる。
まず、本考案の基本的な構造はStorage-Boosted Isolated Fly-back（略称SBIF）DC-DC converterと呼び、本考案の主な概念は、「バックエンドエネルギー貯蔵」にある。低電圧で動作するという要求を満たすため、本考案は基本的に「昇圧+エネルギー貯蔵」の構造を採用している。回路にあるインダクタンスは機械システムの（慣性）質量でもよく、コンデンサは、例えば、ばねである。よって、バックエンドエネルギー貯蔵の設計概念は、入力端電源によりインダクタンス（質量）の電流を流動させ、この電流を他端にあるコンデンサ（ばね）により受電して位置エネルギーに変換し、この位置エネルギーを電源の電圧よりも高くする。エネルギー貯蔵コンデンサのエネルギーが還流スイッチにより放電されると、二次側を出力するように駆動し、電源の電圧に直接的に制限されない。一般的な昇圧回路の高圧端は出力端であり、本考案は昇圧回路の後端に１つのバックエンドエネルギー貯蔵コンデンサを設置し、出力はインダクタンスの二次側から整流を行って出力される。本考案はフライバックモードを採用し、部分的なエネルギーをインダクタンス磁気コアに貯蔵した後、フライバック段階でエネルギーを（絶縁される）二次側に伝送する。変圧器の一次側及び二次側には異なるコイル巻数が採用されることがよくあり、変圧器の一側の電圧が巻数比の比率により他側に反映される（reflected voltage）。入力電圧及び出力電圧の高さの比較の説明には、巻数比の効果の計算も含まれている。また、実際の変圧器は全て磁化インダクタンス（magnetization inductance）及び漏れインダクタンス（leakage inductance）を有しており、本明細書において下述する直列した共振インダクタンスＬｒは変圧器の漏れインダクタンスを直接使用して共振インダクタンスの効果を達成することがあり、独立したインダクタンス素子を別途設置する必要はない。
本考案の以下の実施例で述べるスイッチにはNMOSを採用し、MOSはすなわちスイッチであり、MOSが開状態ではない場合、ボディダイオード（body diode、或いは寄生ダイオード）が存在するため、一方向に導通する（例えば、NMOSはソースからドレインの方向に導通する）。パワーシステムの絶縁ゲート型バイポーラートランジスタ（IGBT）、GaN、またはSiCのスイッチ素子は現在すでに普及しており、MOSを代替するスイッチとなっている。さらに、NMOSのゲートはソースに対し高電位の電圧を有する場合、導通されたことを示し、本考案の以下のタイミング波形図において、これら前記スイッチの制御タイミングは区別し易くするために、本考案では制御信号の電圧を微小な差異とするが、但し、これは制御論理とは無関係である。本考案の以下に示すタイミング波形図の目的は、１つは特定の例を挙げて回路の基本動作原理を説明することであり、よって、適宜説明するために特定の例を選択しているが、この回路構造の使用をそれに制限するためではない。
本考案の以下に示すタイミング波形図の横軸は時間であり、単位は秒であり、uはマイクロ秒を示し、且つ時間はシミュレーションの開始から起算する。よって、絶対の数値に特別な意義はない。電圧信号について、縦軸の単位はボルトであり、電流信号について、縦軸の単位はアンペアである。
本考案の図面において、ダイオードは全て整流（一方向に導通）する目的のために、簡潔に分かりやすく示している。本考案の図面において、ダイオードは本考案では整流器であり、本考案の全ての整流ダイオードは整流スイッチにより代替可能であり、その制御タイミングは電流の方向と同期する必要があり、すなわち、同期整流である。現在、同期整流技術は非常に成熟しており、本考案に係る整流器はダイオードまたは同期したスイッチで実現してもよい。
本考案は、以下の実施例において、制御器はこれら前記スイッチのタイミング（ゲート電圧のタイミング）を制御することで回路全体の作動を制御した後、回路の重点位置にある電圧電流を検出し、これら前記スイッチのタイミングを随時調整（すなわち、フィードバック制御）することで、閉回路の動的制御効果を達成している。前記制御器は通常シングルチップICに統合され、これら前記スイッチの動作を制御するスイッチ制御信号を生成する。但し、制御機能は同じブロックに集中させる必要はなく、すなわち、制御機能（例えば、制御信号の生成を検出し判断する機能）は複数の制御ブロックによりそれぞれ達成してもよい（分散型制御という）。
本考案の図面において、電源供給装置は直流電源（または電圧）或いは交流電源（または電圧）を供給する。ここでは、直流電源（または電圧）とは「極性が変化しない電源（または電圧）」を指し、直流電源（または電圧）は電源（または電圧）が不変のものに限定せず、整流後の電源（または電圧）でもよく、例えば、波形が正弦波である商用電源を整流した後、電源（または電圧）が時間と共に変化するものでもよい。但し、商用電源の周波数（例えば、60Hz）はスイッチの切り替え周波数（例えば60kHz）よりも遥かに低いため、極性が変化せず、よって、瞬間的には直流と見做すことができる。
＜第１実施例＞
図１は本考案の第１実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示す回路ブロック図である。本考案に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は電源供給装置２０に適用し、前記バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は還流スイッチＱ１と、ドライブスイッチＱ２と、制御器１１６と、エネルギー貯蔵コンデンサＣｓと、変圧器Ｔ１と、共振インダクタンスＬｒと、第１整流器１０４と、出力端コンデンサＣｏｕｔと、電源出力端子１１８と、を含んで構成されている。前記変圧器Ｔ１は、一次側巻線Ｌｍ及び二次側第一巻線１０２を備えている。前記還流スイッチＱ１、前記ドライブスイッチＱ２、前記制御器１１６、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓ、前記一次側巻線Ｌｍ、前記共振インダクタンスＬｒ、及び前記電源供給装置２０は相互に電気的に接続され、通常は一次側と呼ばれている。前記二次側第一巻線１０２、前記第１整流器１０４、前記出力端コンデンサＣｏｕｔ、及び前記電源出力端子１１８は相互に電気的に接続され、通常は二次側と呼ばれている。
本考案の具体的な実施例は本考案を制限するものではなく、前記ドライブスイッチＱ２の一端は前記還流スイッチＱ１の一端に直接接続されている。前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓの一端は前記還流スイッチＱ１の他端に直接接続され、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓの他端は前記ドライブスイッチＱ２の他端に直接接続されている。前記一次側巻線Ｌｍの一端は前記還流スイッチＱ１の前記一端及び前記ドライブスイッチＱ２の前記一端に直接接続されている。前記共振インダクタンスＬｒ及び前記一次側巻線Ｌｍは直接的に直列接続されるか、或いは、前記共振インダクタンスＬｒは前記一次側巻線Ｌｍの漏れインダクタンスである。前記第１整流器１０４の一端は前記二次側第一巻線１０２の一端に直接接続されている。前記出力端コンデンサＣｏｕｔの一端は前記第１整流器１０４の他端に直接接続され、前記出力端コンデンサＣｏｕｔの他端は前記二次側第一巻線１０２の他端に直接接続されている。さらに、本考案は前記共振インダクタンスＬｒを設置せず、前記変圧器Ｔ１の前記一次側巻線Ｌｍの漏れインダクタンスにより代替してもよい。これは、変圧器の漏れインダクタンスは等価回路に直列インダクタンスを別途増設し、漏れインダクタンスを利用して回路共振に参加するが、これは共振型変換器において非常に普遍的なものであり、例えば、所謂LLCアーキテクチャがある。
前記電源出力端子１１８は負荷（図１には図示していない）に接続され、前記バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は前記電源供給装置２０から供給された直流電圧（図１には図示していない）を出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、前記出力電圧Ｖｏｕｔを前記負荷に伝送する。前記還流スイッチＱ１と前記ドライブスイッチＱ２との間には第１電圧ＶＢが存在し、これはハーフブリッジスイッチにより駆動する電圧である。前記還流スイッチＱ１と前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓとの間には第２電圧ＶＳが存在している。
図２は本考案の第１実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示すタイミング波形図である。図１も併せて参照する。図２の例では、最上部にあるタイミング波形図は電圧タイミング図であり、実線は前記第１電圧ＶＢを示し、一点破線は前記電源供給装置２０から供給される前記直流電圧を示し、二点破線は前記出力電圧Ｖｏｕｔ（すなわち、絶縁され低圧で出力された電圧）を示す。中間部にあるタイミング波形図は電流タイミング図であり、実線は一次側電流Ｉ１を示し（電流が連続しているため、これはブリッジの電流である（インダクタンスを経由する））、破線は二次側電流Ｉ２を示している。最下部にあるタイミング波形図は制御タイミング図であり、実線は前記ドライブスイッチＱ２の制御信号を示し、破線は前記還流スイッチＱ１の制御信号を示している。
図１と図２も併せて参照する。本考案に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０の第１実施例の定常状態操作は下記１０個のステップを含む。以下、それぞれについて説明する。
１．前回の前記一次側電流Ｉ１（このステップでは、前記一次側電流Ｉ１は負電流である）により前記ドライブスイッチＱ２のボディダイオードを導通させ、前記第１電圧ＶＢは約-1Vである（略ボディダイオードの順方向に導通する電圧）。前記一次側電流Ｉ１は前記電源供給装置２０から前記共振インダクタンスＬｒに流れて正電流と呼ばれ（図１中では左から右に流れる）、前記一次側電流Ｉ１は前記共振インダクタンスＬｒから前記電源供給装置２０に流れて負電流と呼ばれる（図１中では右から左に流れる）。
２．前記ドライブスイッチＱ２は前記制御器１１６により導通され、前記電源供給装置２０により供給される前記直流電圧により前記一次側電流Ｉ１を負電流から徐々に増加する正電流に変換する。
３．前記一次側巻線Ｌｍの図１中の点の位置は正電圧であり、二次側は前記第１整流器１０４によりブロックされている。エネルギーは前記一次側巻線Ｌｍ及び前記共振インダクタンスＬｒに貯蔵されている。
４．既定の条件（例えば、時間または前記一次側電流Ｉ１に基づいて決定される）を満たすと、前記制御器１１６が前記ドライブスイッチＱ２を切断する。
５．前記一次側巻線Ｌｍは継続して流れる起電力をフライバックし、二次側を導通させ、エネルギーを二次側に伝送して出力させる。
６．前記一次側電流Ｉ１は前記第１電圧ＶＢを前記第２電圧ＶＳよりもやや高くし（すなわち、約1Vのダイオードの順方向電圧を超える）、前記一次側電流Ｉ１により前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓを充電し、エネルギーを貯蔵すると共にブリッジが二次側の出力電圧を超える十分な高電圧を保持する。
７．前記還流スイッチＱ１が前記制御器１１６により導通され、前記一次側電流Ｉ１が昇圧されて前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓに対し充電すると共に二次側に対し送電することで、前記一次側電流Ｉ１が高速に降下する。このステップでは、更に詳しくは、前記還流スイッチＱ１が導通され、前記還流スイッチＱ１を介して前記共振インダクタンスＬｒ及び前記一次側巻線Ｌｍを流れた前記一次側電流Ｉ１により前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓが充電され、且つ前記二次側第一巻線１０２は前記一次側電流Ｉ１により送電を行う。
８．前記一次側電流Ｉ１がマイナスに変換されると、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓが放電を行うことで、エネルギーを二次側に継続的に送電する。このステップでは、更に詳しくは、前記一次側電流Ｉ１がマイナスに変換されると、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓが放電を行い、前記還流スイッチＱ１及び前記一次側巻線Ｌｍにより前記二次側第一巻線１０２に継続的に送電する。
９．前記一次側電流Ｉ１が終了に近付くと（例えば、前記共振インダクタンスＬｒ及び前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓの半周期のような時間に基づくか、前記一次側電流Ｉ１等の条件に基づく）、前記制御器１１６が前記還流スイッチＱ１を切断する。
１０. 残余の前記一次側電流Ｉ１（このステップでは、前記一次側電流Ｉ１は負電流である）が継続的に流れて前記第１電圧ＶＢを-1Vにし、上記の第１ステップに戻る。
さらに、上述した第７ステップ及び第８ステップについて、制御器は、例えば、PWM信号によりMOSスイッチを導通する技術は従来技術に属し、且つ本考案では前記制御器１１６により前記還流スイッチＱ１を導通すること記載しているが、但し、本考案はこれに制限するものではない。すなわち、本考案は前記制御器１１６を備えない状況において前記還流スイッチＱ１を導通させてもよく、例えば、上述したNMOSのゲートがソースに対し高電位の電圧を有することで導通したことを示す方式により、NMOSのゲート及びソースに適度な電圧を印加して導通させてもよく、これも従来技術に属する。前記還流スイッチＱ１が導通された後、本考案の図１に係る回路レイアウト及び素子の設置により、第７ステップの残りの内容及び第８ステップを実施してもよい。
図２に戻って、第１時間間隔ｔ０１は駆動段階に属し、この際、前記ドライブスイッチＱ２が前記制御器１１６により導通され、前記電源供給装置２０が給電を行い、前記一次側巻線Ｌｍ及び前記共振インダクタンスＬｒがエネルギーを貯蔵する。第２時間間隔ｔ０２は伝送段階に属し、この際、前記還流スイッチＱ１が前記制御器１１６により導通され、エネルギーが二次側に伝送される。第２時間間隔ｔ０２は第３時間間隔ｔ０３及び第４時間間隔ｔ０４に更に細分化されている。第３時間間隔ｔ０３において、前記一次側電流Ｉ１が継続的に流れると共に前記二次側電流Ｉ２を駆動し、同時に前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓに対しエネルギーを貯蔵する。第４時間間隔ｔ０４において、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓは二次側に対し継続的にエネルギーを伝送する。第５時間間隔ｔ０５において、前記変圧器Ｔ１のエネルギーが放出され尽くし、二次側に対しエネルギーを伝送せず、前記一次側電流Ｉ１が継続的に流れる。
本考案の効果、特徴、及び利点について下述する。
１．新規の昇圧型バックエンドエネルギー貯蔵構造であり、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓが二次側の駆動電圧を調節し、（電源）極が低電圧でも駆動する機能を達成している。
２．大きなコンデンサ（すなわち、前記出力端コンデンサＣｏｕｔ）を二次側に設置し、突入電流（inrush current）を無くしている。
３．図２の最上部にあるタイミング波形図の破線の円で示す如く、本考案はゼロ電圧スイッチング（zero voltage switching）を確実に達成している。
４．低電圧の出力を提供する。
５．広範囲に昇圧及び降圧することで、力率の補正に更に適合している。本考案は昇降圧型であるため（従来の変換器は昇圧型または降圧型のみ）、PFCの出力を応用し易い電圧に設定することができる。
６．インダクタンスを入力電源に直接対向させることで、totem pole PFCを達成している（これは従来の変換器では達成不可能である）。すなわち、これら前記スイッチのタイミング（例えば、デューティ比）を制御することで、入力電圧が出力電圧よりも高くても或いは低くても、どちらでもエネルギーを一次側（電源入力端）から二次側（出力端）に伝送するのを効率的に制御可能である。
＜第２実施例＞
図３は本考案の第２実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示す回路ブロック図である。図３に示す素子は図１に示す素子と同じであり、簡潔にするため、ここでは、その説明を繰り返さない。上述した図１の実施例は基本型と呼び、図３は基本型の対称版と呼び、その原理は同じであり、二次側巻線の方向が反対であるのみである。Ｑ１及びＱ２のスイッチの役割は交換しており、すなわち、図３では、Ｑ２が還流スイッチであり、Ｑ１がドライブスイッチである。
＜第３実施例＞
図４は本考案の第３実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示す回路ブロック図である。図４に示す素子は図１に示す素子と同じであり、簡潔にするため、ここでは、その説明を繰り返さない。さらに、前記バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は、前記出力端コンデンサＣｏｕｔ及び前記第１整流器１０４に電気的に接続されている第２整流器１０６を更に備えている。前記変圧器Ｔ１は、前記第２整流器１０６に電気的に接続されている二次側第二巻線１０８を更に備えている。前記二次側第二巻線１０８を設置する目的は、前記変圧器Ｔ１の二次側で全波整流を行うためである。よって、本考案の他の方法は、前記二次側第一巻線１０２の背面でダイオードブリッジの全波整流を直接実行し、これは図４の２つの巻線（すなわち、前記二次側第一巻線１０２及び前記二次側第二巻線１０８）が各々実行する半波整流と同等の効果を有しており、設計者は選択して設置可能である。
図４は基本型（図１参照）の全波版であり、その原理は同じであるが、但し、全波（full wave）の出力に属し、その絶縁型出力及びゼロ電圧スイッチングに加えてエネルギー貯蔵昇圧（storage boost）という特徴があり、更に弾力的に制御可能になっており、力率を直接補正できる。図４の全波版の利点は、電源電圧が高い場合に（すなわち、電源電圧が一次側に巻数比を反映した出力電圧よりも高い場合）、順方向駆動及び還流過程において二次側にエネルギーを伝送する。但し、二次側電流を順方向に駆動する電源電圧が不足している場合、一次側はエネルギーを変圧器のインダクタンスに貯蔵し、インダクタンスが継続的に流れる段階において、一方では二次側に対しエネルギーを伝送し、もう一方ではエネルギーが前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓに転送される。還流過程において、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓのエネルギーが二次側に再度伝送される。
＜第４実施例＞
２つの対称全波版が重合し、１つのバックエンドエネルギー貯蔵絶縁型の力率補正を獲得する（図５参照）。図５は本考案の第４実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示す回路ブロック図である。図５に示す素子は図４に示す素子と同じであり、簡潔にするため、ここでは、その説明を繰り返さない。さらに、前記バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は第１補助スイッチＱ３及び第２補助スイッチＱ４を更に備え、前記第１補助スイッチＱ３は前記還流スイッチＱ１及び前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓに電気的に接続され、前記第２補助スイッチＱ４は前記第１補助スイッチＱ３に電気的に接続されている。前記電源供給装置２０は送電線Ｌ及び中性線Ｎを有し、交流電圧を供給する。基本構造に加えてプッシュプル出力回路（totem pole）PFCの正負の半周で上下に交替する概念を組み合わせ、本考案はバックエンドエネルギー貯蔵を利用して絶縁型のPFCを完成させている。
前記第４実施例回路の定常状態操作は下記１０個のステップを順番に含む（以下のステップでは、前記電源供給装置２０が供給する交流電圧が正の半周であり、前記送電線Ｌは正であり、前記中性線Ｎは負であり、前記第２補助スイッチＱ４は導通であり、前記第１補助スイッチＱ３はブロックである、と仮定する）。以下、それぞれについて説明する。
１．前回の前記一次側電流Ｉ１（このステップでは、前記一次側電流Ｉ１は負電流である）により前記ドライブスイッチＱ２のボディダイオードを導通させ、前記第１電圧ＶＢは約-1Vである。
２．駆動段階において、前記ドライブスイッチＱ２が前記制御器１１６により導通され、前記電源供給装置２０が供給する正の前記交流電圧により前記一次側電流Ｉ１が負電流から線形に増加し（負から正に変換される）、前記一次側電流Ｉ１が持続的に増加する。
３．前記一次側巻線Ｌｍの図５中の点の位置は正電圧である。前記電源供給装置２０が供給する前記交流電圧が二次側電圧より高い場合、前記第２整流器１０６が導通され、エネルギーが二次側に伝送され、同時に前記一次側巻線Ｌｍ及び前記共振インダクタンスＬｒに貯蔵される。
４．既定の条件（例えば、時間、前記一次側電流Ｉ１、或いは前記第２電圧ＶＳに基づいて決定される）を満たすと、前記制御器１１６が前記ドライブスイッチＱ２を切断する。
５．前記一次側巻線Ｌｍが起電力をフライバックし、継続的に流れる段階に属し、前記第１整流器１０４が導通され、エネルギーが二次側に継続的に伝送されて出力される。
６．前記一次側電流Ｉ１が前記第１電圧ＶＢを前記第２電圧ＶＳよりやや高くし（すなわち、約1Vのダイオードの順方向電圧を超える）、前記一次側電流Ｉ１が前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓに対し充電を行い、エネルギーを貯蔵すると共にブリッジが二次側の出力電圧を超えるのに十分な高電圧を保持する。
７．前記還流スイッチＱ１が前記制御器１１６により導通され、前記一次側電流Ｉ１が昇圧することで前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓに対し充電が行われ、且つ二次側に対し送電することにより、前記一次側電流Ｉ１が高速に低下する。
８．前記一次側電流Ｉ１がマイナスに変換されると、還流段階に属し、この際、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓが放電を行い、継続的にエネルギーを二次側に伝送し、且つ部分的なエネルギーを入力端に貯蔵するように戻す。ここでは、部分的なエネルギーを入力端に貯蔵するように戻し（本明細書で後述するように電流を電源端に向けて還流する）、エネルギーを入力端（電源端）に戻す。一般的には、交流電源が壁のコンセントからPFCに接続されるまでの間に、通常は、例えば、インダクタンスコンデンサで構成されている干渉に抵抗するハイパスフィルタが設置されているため、このエネルギー（電流）が主にハイパスフィルタのコンデンサに充電するように戻される。
９．前記一次側電流Ｉ１が既定の条件（例えば、時間、前記一次側電流Ｉ１、或いは前記第２電圧ＶＳに基づいて決定される）に近付くと、前記制御器１１６が前記還流スイッチＱ１を切断する。
１０．残余の前記一次側電流Ｉ１（このステップでは、前記一次側電流Ｉ１は負電流である）が継続的に流れて前記第１電圧ＶＢを-1Vにし、上述した第１ステップに戻る。
さらに、前記電源供給装置２０が供給する交流電圧が負の半周である場合、前記中性線Ｎは正であり、前記送電線Ｌは負であり、前記第１補助スイッチＱ３が導通され、前記第２補助スイッチＱ４がブロックし、前記共振インダクタンスＬｒの左辺は前記第２電圧ＶＳに対する負電圧電源である。Ｑ１がドライブスイッチに変更されると、Ｑ２が還流スイッチに変更される（すなわち、両者の役割が交換される）。
＜第４実施例＞
図６は本考案の第４実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０の降圧モードを示すタイミング波形図である。図５も併せて参照する。図６の例では、第１時間間隔ｔ０１は駆動段階に属し、前記ドライブスイッチＱ２が導通され、前記電源供給装置２０が給電し、前記一次側巻線Ｌｍ及び前記共振インダクタンスＬｒがエネルギーを貯蔵し、エネルギーが一次側から二次側に伝送される（すなわち、二次側がエネルギーを受け取る）。第２時間間隔ｔ０２は継続的に流れる段階に属し、前記還流スイッチＱ１が導通され、電流がエネルギーを伝送すると共に前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓの電圧を高める。第３時間間隔ｔ０３は還流段階に属し、前記還流スイッチＱ１が導通され、電流が電源端に還流されてエネルギーが二次側に伝送される。
図５と図６も併せて参照する。図６の例では、最上部にあるタイミング波形図は電圧タイミング図であり、実線は前記第１電圧ＶＢを示し、ハーフブリッジスイッチが駆動する電圧である。破線は前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓの電圧を示し、一点破線は前記出力電圧Ｖｏｕｔ（すなわち、絶縁され低圧で出力される電圧）を示す。中間部にあるタイミング波形図は電流タイミング図であり、実線は前記変圧器Ｔ１の一次側電流Ｉ１を示し（電流は連続しているため、これはブリッジの電流である）、破線は二次側電流Ｉ２を示す。最下部にあるタイミング波形図は制御タイミング図であり、実線は前記ドライブスイッチＱ２の制御信号を示し、破線は前記還流スイッチＱ１の制御信号を示す。
＜第４実施例＞
図７は本考案の第４実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０の昇圧モードを示すタイミング波形図である。図７は図６と同様に、最上部にあるタイミング波形図は電圧タイミング図であり、実線は前記第１電圧ＶＢを示し、破線は前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓの電圧を示し、一点破線は前記出力電圧Ｖｏｕｔを示す。中間部にあるタイミング波形図は電流タイミング図であり、実線は前記一次側電流Ｉ１を示し、破線は前記二次側電流Ｉ２を示す。最下部にあるタイミング波形図は制御タイミング図であり、実線は前記ドライブスイッチＱ２の制御信号を示し、破線は前記還流スイッチＱ１の制御信号を示す。図７も同様に図５の回路に応用され、図５の回路の昇圧の応用をデモンストレーションするため、図７の例では前記出力電圧Ｖｏｕｔを昇圧させ、前記電源供給装置２０が供給する入力電圧を降圧させ、ドライブスイッチの導通段階をデモンストレーションし、入力電圧が低いため、二次側には電流が無く、但し、エネルギーは尚もインダクタンスに貯蔵され、継続的に流れる段階において部分的なエネルギーが前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓに貯蔵されると共に二次側に伝送される。
図５と図７も併せて参照する。図７の例では、第１時間間隔ｔ０１は駆動段階に属し、前記ドライブスイッチＱ２が導通され、前記電源供給装置２０が給電し、前記一次側巻線Ｌｍ及び前記共振インダクタンスＬｒがエネルギーを貯蔵し、エネルギーが一次側から二次側に伝送されない（すなわち、二次側はエネルギーを受け取らない）。第２時間間隔ｔ０２は上端が継続的に流れる段階に属し、前記還流スイッチＱ１が導通され、電流がエネルギーを伝送すると共に前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓの電圧を高める。第３時間間隔ｔ０３は還流段階に属し（前記一次側電流Ｉ１が正から負に変換される際に、前記上端が継続的に流れる段階から前記還流段階に変換される際）、前記還流スイッチＱ１が導通され、電流が電源端に還流されると共にエネルギーが二次側に伝送される。第４時間間隔ｔ０４は下端が継続的に流れる段階に属する。
本考案に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０の第４実施例の昇圧モードは下記ステップの段階を順番に含む。
１．駆動段階。前記ドライブスイッチＱ２が導通され、入力電圧が前記変圧器Ｔ１の前記一次側巻線Ｌｍを超え、入力電圧が出力電圧より小さいため、インダクタンスにのみエネルギーが貯蔵され、二次側には電流が無い。
２．前記制御器１１６は、前記一次側電流Ｉ１が既定値に達するか、スイッチが既定の時間に達すると、前記ドライブスイッチＱ２を切断する。
３．上端が継続的に流れる段階。継続的に流れる昇圧エネルギーにより前記還流スイッチＱ１のボディダイオードを導通させ（ゼロ電圧スイッチング要件）、起電力をフライバックして前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓを充電し、同時に二次側にエネルギーを伝送する。
４．還流段階。前記還流スイッチＱ１が導通されると、継続的に流れる電流によりインダクタンスのエネルギーが尽きた際に、前記一次側電流Ｉ１の方向が反転し、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓの電圧が逆方向に電流を駆動し、二次側に対し充電し、電流が電源端に還流される。
５．システムが既定の条件（例えば、電流や時間）に基づいて前記還流スイッチＱ１を切断する。
６．下端が継続的に流れる段階。インダクタンスが継続的に流れることで前記ドライブスイッチＱ２のボディダイオードが導通され（ゼロ電圧スイッチング要件）、継続的に流れる電流が迅速に降下する。
７．駆動段階に戻る。
本考案の第４実施例に係る回路の効果、特徴、及び利点について下述する。
１．新規の昇圧型バックエンドエネルギー貯蔵構造は、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓが二次側の駆動電圧を調節可能であり、（電源）極が低電圧でも駆動する機能を達成している。
２．大きなコンデンサ（すなわち、前記出力端コンデンサＣｏｕｔ）を二次側に設置し、突入電流（inrush current）を無くしている。
３．図６及び図７の最上部にあるタイミング波形図の破線の円で示す如く、ゼロ電圧スイッチング（zero voltage switching）を確実に達成している。
４．低電圧の出力を提供する。
５．正方向及びフライバックで共に二次側に対しエネルギーを伝送するため、時間及び素子の使用効率が高い。
６．広範囲に昇圧及び降圧することで力率補正に更に適合している。本考案は昇降圧型であるため（従来の変換器は昇圧型または降圧型のみ）、PFCの出力を応用が便利な電圧に設定できる。
７．この構造により低圧で絶縁で出力するtotem pole PFCを達成している（これは従来の変換器では達成不可能である）。すなわち、これら前記スイッチのタイミング（例えば、デューティ比）を制御することで、入力電圧が出力電圧より高いか低いかに関わらず、エネルギーが一次側（電源入力端）から二次側（出力端）に伝送されるのを効率的に制御可能になっている。
＜第５実施例＞
図８は本考案の第５実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示す回路ブロック図である。図８に示す素子は図１に示す素子と同じであり、簡潔にするため、ここでは、その説明を繰り返さない。さらに、前記バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は第１補助スイッチＱ３及び第２補助スイッチＱ４を更に備え、前記第１補助スイッチＱ３は前記共振インダクタンスＬｒに電気的に接続され、前記第２補助スイッチＱ４は前記第１補助スイッチＱ３及び前記共振インダクタンスＬｒに電気的に接続されている。
図８の回路はダブルタワーブリッジ型（double tower）であり、ダブルタワーフライバック型（Double-Tower Fly-Back（略称DTFB））と呼ばれ、これは前述した本考案の基本型（boost構造に類似する）の前方にbuckに類似した構造を設置し、絶縁型のbuck-boost DC-DC converterを形成している。電源端のハーフブリッジ及びバックエンドエネルギー貯蔵端のハーフブリッジは両者が分立しており（このためダブルタワーと呼ばれている）、これは一般的なブリッジとは異なっている（分立してないため増圧boost効果が無い）。ダブルタワーの最大の長所は、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓにより駆動電圧（一次側がインダクタンスに対しエネルギーを貯蔵する）及び放電電圧（エネルギーを二次側に伝送する）を最大限の弾力性を以て運用可能になる点である。
＜第６実施例＞
図９は本考案の第６実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示す回路ブロック図である。図９に示す素子は図８に示す素子と同じであり、簡潔にするため、ここでは、その説明を繰り返さない。さらに、前記バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は、前記出力端コンデンサＣｏｕｔ及び前記第１整流器１０４に電気的に接続されている第２整流器１０６を更に備え、前記変圧器Ｔ１は、前記第２整流器１０６に電気的に接続されている二次側第二巻線１０８を更に備えている。図９の回路はダブルタワーフライバック型の全波版と呼ばれ、すなわち、ダブルタワー共振型スイッチ変換器であり、全波の出力を増加するという利点を有している。
＜第７実施例＞
図１０は本考案の第７実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示す回路ブロック図である。図１０に示す素子は図９に示す素子と同じであり、簡潔にするため、ここでは、その説明を繰り返さない。さらに、前記バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は、前記還流スイッチＱ１、前記ドライブスイッチＱ２、及び前記一次側巻線Ｌｍに電気的に接続されている一次側コンデンサ１１０を更に備えている。図１０はダブルタワーフライバック型の共振版を示し、ダブルタワー共振型スイッチ変換器（Double-Tower Resonant DC-DC converter）と呼ばれ、効率が高く、ノイズが少ないという共振型の利点を引き継いでおり、さらにstorage-boostの特徴も加えられ、更に弾力的に制御可能になっており、力率を直接補正できる。
＜第８実施例＞
図１１は本考案の第８実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示す回路ブロック図である。図１１に示す素子は図５に示す素子と同じであり、簡潔にするため、ここでは、その説明を繰り返さない。さらに、前記バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は、前記出力端コンデンサＣｏｕｔ、前記二次側第一巻線１０２、及び前記二次側第二巻線１０８に電気的に接続されている二次側スイッチ１２０を更に備えている。図１１に示す如く、二次側に前記二次側スイッチ１２０が増設され、一次側の駆動段階において電流を絶縁し、一次側がエネルギーを磁気コアに強制的に貯蔵する。二次側には整流器が設置されているため、前記二次側スイッチ１２０は整流方向とは逆方向にのみ設置する。整流ダイオードはトランジスタスイッチ（例えば、MOSFET、GaN、SiC等）により代替してもよい。
＜第９実施例＞
図１２は本考案の第９実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示す回路ブロック図である。図１２に示す素子は図１１に示す素子と同じであり、簡潔にするため、ここでは、その説明を繰り返さない。さらに、前記バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は、前記第１整流器１０４、前記第２整流器１０６、及び前記出力端コンデンサＣｏｕｔに電気的に接続されている二次側インダクタンス１１４を更に備えている。図１２に示す如く、二次側に前記二次側インダクタンス１１４が設置され、一次側の駆動電圧を受け（例えば、前記二次側電流Ｉ２の変化率を制御するために用いられている）、前記二次側インダクタンス１１４及び前記共振インダクタンスＬｒの効果は相当程度に代替可能であり、設計者は弾力的に設置可能である。また、前記二次側インダクタンス１１４の外に図１１に示す前記二次側スイッチ１２０を設置してもよく、同時に前記二次側インダクタンス１１４及び前記二次側スイッチ１２０を設置する場合、第３整流器１１２を設置して前記二次側インダクタンス１１４の継続的に流れる経路を提供してもよい。すなわち、前記バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０は、前記第１整流器１０４、前記第２整流器１０６、及び前記二次側インダクタンス１１４に電気的に接続されている前記第３整流器１１２を更に備えている。
＜第１０実施例＞
図１３は本考案の第１０実施例に係るバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置１０を示す回路ブロック図である。図１３に示す素子は図４に示す素子と同じであり、簡潔にするため、ここでは、その説明を繰り返さない。図１３に示す如く、後端の前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓは電源の上方に設置され、この構造の利点は、コンデンサ自体を超える電圧を図４の電圧よりも低くすることであるが、但し、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓが電源端に設置されるため、この構造はtotem pole PFCの応用に適合しない。
以上を総合すると、本考案は新規の昇圧型バックエンドエネルギー貯蔵構造であり、前記エネルギー貯蔵コンデンサＣｓは二次側に対する駆動電圧を調節することにより、（電源）極が低電圧でも駆動する機能を達成している。本考案は広範囲に昇圧及び降圧することで力率補正に更に適合している。本考案は昇降圧型であるため（従来の変換器は昇圧型または降圧型のみである）、PFCの出力を応用し易い電圧に設定できる。本考案はインダクタンスを入力電源に直接対向させることで、totem pole PFCを達成している（これは従来の変換器では達成不可能である）。すなわち、これら前記スイッチのタイミング（例えば、デューティ比）を制御することで、入力電圧が出力電圧よりも高くとも低くとも、どちらでもエネルギーが一次側（電源入力端）から二次側（出力端）に伝送されるのを効率的に制御可能になっている。
以上、本考案を実施の形態を用いて説明したが、本考案の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更又は改良を加えた形態も本考案の技術的範囲に含まれ得ることが、実用新案登録請求の範囲の記載から明らかである。
１０ バックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置
２０ 電源供給装置
１０２ 二次側第一巻線
１０４ 第１整流器
１０６ 第２整流器
１０８ 二次側第二巻線
１１０ 一次側コンデンサ
１１２ 第３整流器
１１４ 二次側インダクタンス
１１６ 制御器
１１８ 電源出力端子
１２０ 二次側スイッチ
Ｃｏｕｔ 出力端コンデンサ
Ｃｓ エネルギー貯蔵コンデンサ
Ｉ１ 一次側電流
Ｉ２ 二次側電流
Ｌｍ 一次側巻線
Ｌ 送電線
Ｌｒ 共振インダクタンス
Ｎ 中性線
Ｑ１ 還流スイッチ
Ｑ２ ドライブスイッチ
Ｑ３ 第１補助スイッチ
Ｑ４ 第２補助スイッチ
ｔ０１ 第１時間間隔
ｔ０２ 第２時間間隔
ｔ０３ 第３時間間隔
ｔ０４ 第４時間間隔
ｔ０５ 第５時間間隔
Ｔ１ 変圧器
ＶＢ 第１電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
ＶＳ 第２電圧

Claims (9)

  1. 還流スイッチと、
    前記還流スイッチに電気的に接続されているドライブスイッチと、
    前記還流スイッチに電気的に接続されているエネルギー貯蔵コンデンサと、
    前記還流スイッチ及び前記ドライブスイッチに電気的に接続され、且つ一次側巻線及び二次側第一巻線を含む変圧器と、
    前記一次側巻線に電気的に接続されている共振インダクタンスと、
    前記二次側第一巻線に電気的に接続されている第１整流器と、
    前記第１整流器に電気的に接続されている出力端コンデンサと、
    前記還流スイッチ及び前記ドライブスイッチに電気的に接続されている制御器と、を備え、
    前記還流スイッチは前記制御器により導通され、前記還流スイッチを介して前記共振インダクタンス及び前記一次側巻線を流れた一次側電流により前記エネルギー貯蔵コンデンサが充電され、前記二次側第一巻線は前記一次側電流により送電を行う機能を有し、前記一次側電流がマイナスに変換されると、前記エネルギー貯蔵コンデンサが放電を行い、前記還流スイッチ及び前記一次側巻線により前記二次側第一巻線に継続的に送電する機能を有することを特徴とするバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置。
  2. 前記出力端コンデンサ及び前記第１整流器に電気的に接続されている第２整流器を更に備え、
    前記変圧器は、前記第２整流器に電気的に接続されている二次側第二巻線を更に含むことを特徴とする請求項１に記載のバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置。
  3. 前記還流スイッチ及び前記エネルギー貯蔵コンデンサに電気的に接続されている第１補助スイッチと、
    前記第１補助スイッチに電気的に接続されている第２補助スイッチと、を更に備えていることを特徴とする請求項２に記載のバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置。
  4. 前記共振インダクタンスに電気的に接続されている第１補助スイッチと、
    前記第１補助スイッチ及び前記共振インダクタンスに電気的に接続されている第２補助スイッチと、を更に備えていることを特徴とする請求項１に記載のバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置。
  5. 前記出力端コンデンサ及び前記第１整流器に電気的に接続されている第２整流器を更に備え、
    前記変圧器は、前記第２整流器に電気的に接続されている二次側第二巻線を更に含むことを特徴とする請求項４に記載のバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置。
  6. 前記還流スイッチ、前記ドライブスイッチ、及び前記一次側巻線に電気的に接続されている一次側コンデンサを更に備えていることを特徴とする請求項５に記載のバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置。
  7. 前記出力端コンデンサ、前記二次側第一巻線、及び前記二次側第二巻線に電気的に接続されている二次側スイッチを更に備えていることを特徴とする請求項３に記載のバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置。
  8. 前記第１整流器及び前記第２整流器に電気的に接続されている第３整流器と、
    前記第１整流器、前記第２整流器、前記第３整流器、及び前記出力端コンデンサに電気的に接続されている二次側インダクタンスと、を更に備えていることを特徴とする請求項７に記載のバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置。
  9. 前記第１整流器及び前記出力端コンデンサに電気的に接続されている電源出力端子を更に備えていることを特徴とする請求項１に記載のバックエンドエネルギー貯蔵絶縁フライバック変換装置。
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