JP3242080B2 - Oscillator circuit - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【発明の属する分野】本発明は発振器に関し、特に出力
周波数のデューティ比の安定度が高い圧電発振器に関す
る。[0001] 1. Field of the Invention [0002] The present invention relates to an oscillator, and more particularly, to a piezoelectric oscillator having a high stability of a duty ratio of an output frequency.
【０００２】[0002]
【従来の技術】半導体集積回路等のデジタル回路は、一
般にクロック信号波形の立ち上がり、又は、立ち下がり
のタイミングによりデータ処理等の動作が制御される。
その為、上記クロック信号のデューティ比が大きく変化
することにより前記立ち下がりのタイミングに変化が生
じた場合、前記デジタル回路が誤動作してしまうことが
あった。従って、デジタル回路の正確な動作状態を維持
する為、クロック信号のデューティ比の変動に対して許
容範囲を規定しており、例えばクロック信号の周波数が
20MHzである場合では基準50%に対し±10%の範囲内と
し、また、100MHzである場合では50％±5％程度の範囲
とするのが一般的である。2. Description of the Related Art Generally, in digital circuits such as semiconductor integrated circuits, operations such as data processing are controlled by rising or falling timings of clock signal waveforms.
Therefore, if the fall timing changes due to a large change in the duty ratio of the clock signal, the digital circuit may malfunction. Therefore, in order to maintain an accurate operation state of the digital circuit, an allowable range is specified for the fluctuation of the duty ratio of the clock signal.
In the case of 20 MHz, it is generally within a range of ± 10% with respect to the reference 50%, and in the case of 100 MHz, the range is generally about 50% ± 5%.
【０００３】図３（ａ）は従来のVCXOを用いたクロック
信号源（以下、発振器回路と称す）の構成を示す回路図
である。同図（ａ）に示す点線にて囲まれた回路１０１
は一般的なコルピッツ型水晶発振回路に周波数制御部１
０２を付加した電圧制御型発振回路である。FIG. 3A is a circuit diagram showing a configuration of a clock signal source (hereinafter referred to as an oscillator circuit) using a conventional VCXO. A circuit 101 surrounded by a dotted line shown in FIG.
Is a frequency control unit 1 in a general Colpitts type crystal oscillation circuit.
This is a voltage-controlled oscillation circuit to which 02 is added.
【０００４】前記発振回路１０１は、増幅素子であるト
ランジスタQ1のベースと接地との間に抵抗R1と、該ベー
スから順にコンデンサC1とコンデンサC2とを接続した直
列回路と、水晶振動子Y1と周波数電圧制御部１０２との
直列回路とを接続し、エミッタと接地との間に前記コン
デンサC2と並列回路を成す抵抗R2を接続し、更に、前記
ベースと電源Vccとの間に抵抗R3を、コレクタと電源Vcc
との間に抵抗R4とを接続するよう構成する。前記、周波
数電圧制御部１０２は、コイルL1とコンデンサC3と可変
容量ダイオードD1との直列回路であり、更に、制御電圧
源Vcontと前記ダイオードD1のアノードとを抵抗R5を介
し接続するよう構成する。一方、同図に示す他の点線に
て囲まれた回路１０３は波形整形回路部である。該波形
整形回路１０３は、増幅素子でありエミッタを接地した
トランジスタQ2のベースとコレクタとの間に抵抗R6を接
続すると共に、該コレクタと電源Vccとを抵抗R7を介し
接続するよう構成した自己バイアス型の増幅器と、イン
バータ回路U1とを備え、更に、該増幅器の出力信号が生
じる前記コレクタとインバータ回路U1との入力とを接続
するよう構成する。The oscillation circuit 101 includes a resistor R1 between a base of a transistor Q1 as an amplifying element and ground, a series circuit in which a capacitor C1 and a capacitor C2 are sequentially connected from the base, a crystal oscillator Y1 and a frequency A series circuit with the voltage control unit 102 is connected, a resistor R2 forming a parallel circuit with the capacitor C2 is connected between the emitter and the ground, and a resistor R3 is connected between the base and the power supply Vcc. And power supply Vcc
And a resistor R4 is connected between them. The frequency voltage controller 102 is a series circuit including a coil L1, a capacitor C3, and a variable capacitance diode D1, and is further configured to connect a control voltage source Vcont and an anode of the diode D1 via a resistor R5. On the other hand, a circuit 103 surrounded by another dotted line shown in FIG. The waveform shaping circuit 103 is a self-biasing circuit configured to connect a resistor R6 between a base and a collector of a transistor Q2 which is an amplifying element and has an emitter grounded, and to connect the collector and a power supply Vcc via a resistor R7. And an inverter circuit U1, and further configured to connect the input of the inverter circuit U1 to the collector at which the output signal of the amplifier is generated.
【０００５】そして、発振器回路は、前記発振回路１０
１の前記トランジスタQ1のコレクタと波形整形回路１０
３とをコンデンサC4を介し接続するよう構成する。尚、
同図に示すコンデンサC5はバイパスコンデンサである。
この様に構成した発振器回路の動作について以下に説明
する。発振回路１０１は上記にて説明した通り一般的な
コルピッツ型水晶発振回路を利用した電圧制御型水晶発
振回路であって、水晶振動子Y1の固有振動数に基づき発
振すると共に、前記制御電圧源Vcontの大きさに応じて
発振周波数が変化するものである。[0005] The oscillator circuit includes the oscillation circuit 10
1 the collector of the transistor Q1 and the waveform shaping circuit 10
3 is connected via a capacitor C4. still,
The capacitor C5 shown in the figure is a bypass capacitor.
The operation of the oscillator circuit thus configured will be described below. The oscillation circuit 101 is a voltage-controlled crystal oscillation circuit using a general Colpitts-type crystal oscillation circuit as described above. The oscillation circuit 101 oscillates based on the natural frequency of the crystal oscillator Y1, and the control voltage source Vcont The oscillation frequency changes in accordance with the magnitude of.
【０００６】該発振回路１０１は、前記トランジスタQ1
のコレクタよりその回路の設定条件に基づく周波数信号
を出力すると共に、該周波数信号をコンデンサC4を介し
前記トランジスタQ2のベースに供給する。前記波形整形
回路１０３は、前記トランジスタQ2が自己バイアスの設
定条件に基づき供給された前記周波数信号を増幅した
後、次段のインバータ回路に供給する。そして、インバ
ータ回路U1は、供給された周波数信号に基づいてクロッ
ク信号を出力する。この時、該クロック信号のデューテ
ィ比は、前記インバータ回路U1のスレッシュホールドレ
ベルに於ける前記自己バイアス回路の出力信号の波形サ
イクル比に依存する為、前記トランジスタQ2の動作点の
設定に基づき前記波形サイクル比を設定すれば調整が可
能である。尚、前記トランジスタQ2の動作点の設定はバ
イアス抵抗R6及びR7の値に基づいて行われる。The oscillation circuit 101 includes the transistor Q1
Output a frequency signal based on the setting conditions of the circuit from the collector, and supply the frequency signal to the base of the transistor Q2 via the capacitor C4. The waveform shaping circuit 103 supplies the frequency signal supplied from the transistor Q2 to the next-stage inverter circuit after amplifying the supplied frequency signal based on the setting condition of the self-bias. Then, the inverter circuit U1 outputs a clock signal based on the supplied frequency signal. At this time, since the duty ratio of the clock signal depends on the waveform cycle ratio of the output signal of the self-bias circuit at the threshold level of the inverter circuit U1, the waveform is set based on the setting of the operating point of the transistor Q2. Adjustment is possible by setting the cycle ratio. The setting of the operating point of the transistor Q2 is performed based on the values of the bias resistors R6 and R7.
【０００７】しかし、以上に説明したような構成の発振
器回路のクロック信号は、その発振回路１０１の出力信
号がひずみ波であると共に、温度変化によって該ひずみ
波のひずみ率が変化する為、デューティ比が変化してし
まう。即ち、図３（ｂ）に示す発振回路１０１の発振信
号２００はフーリエ級数により全てf(t)=a0/2+a1cosωt
+a2cos2ωt+・・・+akcoskωt+・・・＋b1sinωt+b2sin
2ωt+・・・+bksinkωt＋・・・に基づいて一般に表す
ことができる。尚、cosωt及び、sinωtは基本波成分
を、coskωt及び、 sinkωはｋ次高調波成分（ｋ=2，
3，・・・）を示すものであり、ak、bkは定数である。However, the clock signal of the oscillator circuit having the above-described configuration has a duty ratio because the output signal of the oscillator circuit 101 is a distorted wave and the distortion rate of the distorted wave changes due to a temperature change. Changes. That is, the oscillation signal 200 of the oscillator circuit 101 shown in FIG. 3 (b) all the Fourier series f (t) = a 0/ 2 + a 1 cosωt
+ a 2 cos2ωt + ・ ・ ・ + a k coskωt + ・ ・ ・ + b 1 sinωt + b 2 sin
.. + B k sink ωt +... Here, cosωt and sinωt are fundamental wave components, and coskωt and sinkω are k-th harmonic components (k = 2,
3,...), And a k and b k are constants.
【０００８】そして、これら基本波成分と前記高調波成
分とのレベルに応じて信号の波形は決定され、その周波
数は極めてレベルの大きい信号成分が存在する場合、該
信号成分の周波数に依存する。つまり、前記発振回路１
０１の発振ループ中の信号は、基本波成分のみならず多
くの高調波成分を含んでおり、前記コンデンサC1及び、
コンデンサC2による負荷容量の設定に基づく発振条件に
伴い、基本波成分の信号レベルを十分高く設定すること
により基本波周波数での出力信号を得ているが、実際に
は、基本波成分だけでなく多くの高調波成分を同時に出
力することになる。The waveform of the signal is determined according to the levels of the fundamental wave component and the harmonic components. The frequency of the signal depends on the frequency of the signal component when the signal component has an extremely large level. That is, the oscillation circuit 1
The signal in the oscillation loop of 01 contains many harmonic components as well as the fundamental component, and the capacitors C1 and
According to the oscillation condition based on the setting of the load capacitance by the capacitor C2, the output signal at the fundamental frequency is obtained by setting the signal level of the fundamental component sufficiently high. Many harmonic components are output simultaneously.
【０００９】従って、前記発振信号２００は、その信号
成分に前記基本波成分と共にその他複数の高調波成分が
存在し、更に、それぞれの該高調波成分が基本波成分に
畳重することによりひずみ波となる。また、発振回路１
０１の出力段に設けられたトランジスタQ1は、非線型素
子であり、これも前記発振信号２００をひずみ波とする
原因となっている。そして、前記高調波成分のレベルが
温度変化により変化する為、また、トランジスタの特性
も温度により変動することから前記発振信号２００のひ
ずみ率が温度によって変動し、同図（ｂ）に示すＶＯＨ
とＶＯＬとの波形サイクル比が変化することとなる。Therefore, the oscillation signal 200 has a plurality of other harmonic components in addition to the fundamental component in the signal component, and further, each of the harmonic components is superposed on the fundamental component to generate a distorted wave. Becomes Also, the oscillation circuit 1
The transistor Q1 provided at the output stage 01 is a non-linear element, which also causes the oscillation signal 200 to be a distorted wave. Since the level of the harmonic component changes due to a change in temperature, and the characteristics of the transistor also change according to the temperature, the distortion factor of the oscillation signal 200 changes according to the temperature, and the VOH shown in FIG.
And the VOL waveform cycle ratio changes.
【００１０】そして、上記波形サイクル比の変化と共に
波形整形回路１０３にのトランジスタQ2の動作点が変化
する為、出力されるクロック信号２０１のデューティ比
が変化してしまうという問題が生じる。そして、単に必
要とするデューティ比が得られないというだけでなく、
最悪の場合、この様な発振器回路を伝送系機器に用いる
と、受信データの正確な認識が不可能となり、システム
の運用が停止するという重大な問題を生じることにな
る。Since the operating point of the transistor Q2 in the waveform shaping circuit 103 changes with the change in the waveform cycle ratio, a problem occurs that the duty ratio of the output clock signal 201 changes. And not only is it not possible to obtain the required duty ratio,
In the worst case, when such an oscillator circuit is used in a transmission system device, it becomes impossible to accurately recognize received data, and a serious problem occurs in that the operation of the system is stopped.
【００１１】一方、安定度の高いデューティ比を得る手
段として発振器の出力を分周回路にて分周するものがあ
る。このような手段によれば、図３（ｂ）の信号２０２
に示すように発振回路１０１の発振信号２００の1波長
分がクロック信号２０２の半サイクル分に相当する為、
該クロック信号の２０２のデューティ比は前記発振信号
２００の波形サイクル比に依存せず一定値を保つ。そし
て、上記の様に分周回路を用いたクロック信号は、図３
（ｂ）からも明らかな様に発振回路１０１の発振信号２
００の周波数に対して、クロック信号２０２の周波数が
1／2となる。従って、例えば30MHzのクロック信号を必
要とする場合、発振器として60MHzの発振周波数を出力
するものが必要となる。しかし、周知のように水晶振動
子は50MHz以上の周波数に於いては基本波振動が一般に
得られない。そこで、約30MHzの基本波周波数を呈する
水晶振動子を３次オーバートーンにて60MHzの発振周波
数となるよう駆動し、この信号出力を1/2分周して30MHz
のクロック周波数を得るよう構成することになる。On the other hand, as means for obtaining a duty ratio with high stability, there is a means for dividing the output of an oscillator by a frequency dividing circuit. According to such means, the signal 202 in FIG.
Since one wavelength of the oscillation signal 200 of the oscillation circuit 101 corresponds to a half cycle of the clock signal 202 as shown in FIG.
The duty ratio of the clock signal 202 keeps a constant value without depending on the waveform cycle ratio of the oscillation signal 200. Then, the clock signal using the frequency dividing circuit as described above
As can be seen from (b), the oscillation signal 2 of the oscillation circuit 101
00 frequency, the frequency of the clock signal 202 is
It becomes 1/2. Therefore, for example, when a clock signal of 30 MHz is required, an oscillator that outputs an oscillation frequency of 60 MHz is required as an oscillator. However, as is well known, a quartz oscillator generally cannot obtain a fundamental oscillation at a frequency of 50 MHz or more. Therefore, a crystal oscillator exhibiting a fundamental frequency of about 30 MHz is driven by a third overtone so as to have an oscillation frequency of 60 MHz.
Of the clock frequency.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする問題】しかしながら、電圧制
御型水晶発振器（以下、VCXOと称す）は、周知のよう
に、オーバートーンの次数の増加に伴ない広い周波数可
変範囲が得られなくなる為、クロック周波数の可変範囲
が狭くなるという問題が生じる。本発明は、分周器を用
いることなくデューティ比が50%のクロック信号波形を
生成することにより、低いオーバートーン次数、望まし
くは基本波にて発振するVCXOを用いたクロック発振回路
を提供することを目的とするものである。However, as is well known, a voltage-controlled crystal oscillator (hereinafter referred to as VCXO) cannot provide a wide frequency variable range with an increase in the order of overtones. There is a problem that the variable range of the frequency becomes narrow. The present invention provides a clock oscillator circuit using a VCXO that oscillates at a low overtone order, preferably a fundamental wave, by generating a clock signal waveform having a duty ratio of 50% without using a frequency divider. It is intended for.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する為
に、本発明に係わる圧電発振器の請求項１記載の発明
は、発振回路と、該発振回路の出力を増幅する増幅器
と、前記増幅器の出力信号を入力信号とするインバータ
回路と、前記増幅器のバイアス回路に共振回路とを備
え、該インバータ回路への入力信号の中心レベルを前記
インバータ回路のスレッシュホールドレベルとほぼ等し
くなるよう設定した構成を特徴としている。請求項２記
載の発明は請求項１記載の発明に加え、前記共振回路の
共振周波数が発振回路の発振周波数とほぼ等しいくなる
よう設定したことを特徴としている。According to a first aspect of the present invention, there is provided a piezoelectric oscillator, comprising: an oscillation circuit; an amplifier for amplifying an output of the oscillation circuit; An inverter circuit having an output signal as an input signal, and a resonance circuit provided in a bias circuit of the amplifier, wherein a center level of an input signal to the inverter circuit is set to be substantially equal to a threshold level of the inverter circuit. Features. According to a second aspect of the present invention, in addition to the first aspect, the resonance frequency of the resonance circuit is set to be substantially equal to the oscillation frequency of the oscillation circuit.
【００１４】[0014]
【発明の実施形態例】以下に図示した実施例に基づいて
本発明を詳細に説明する。図１は本発明に基づく発振器
回路の一実施例を示す回路図である。同図の点線で囲ま
れた回路１は一般的なコルピッツ型水晶発振回路に周波
数電圧制御部２を付加した電圧制御型水晶発振回路であ
る。該発振回路１は増幅素子であるトランジスタQ1のベ
ースと接地との間に抵抗R1と、該ベースから順にコンデ
ンサＣ１とコンデンサＣ２とを接続した直列回路と、水
晶振動子Y1と周波数電圧制御部２との直列回路とを接続
し、エミッタと接地との間に前記コンデンサC2と並列回
路を成す抵抗R2を接続し、更に、前記ベースと電源Vcc
との間に抵抗R3を、コレクタと電源Vccとの間に抵抗R4
とを接続するよう構成する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described in detail based on the embodiments shown below. FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of an oscillator circuit according to the present invention. A circuit 1 surrounded by a dotted line in FIG. 1 is a voltage-controlled crystal oscillation circuit obtained by adding a frequency voltage controller 2 to a general Colpitts-type crystal oscillation circuit. The oscillation circuit 1 includes a resistor R1 between a base of a transistor Q1 as an amplifying element and ground, a series circuit in which a capacitor C1 and a capacitor C2 are sequentially connected from the base, a crystal oscillator Y1 and a frequency voltage controller 2 And a resistor R2 forming a parallel circuit with the capacitor C2 between the emitter and the ground.
And a resistor R4 between the collector and the power supply Vcc.
And are connected.
【００１５】前記周波数電圧制御部２は、コイルL1とコ
ンデンサC3と可変容量ダイオードD1との直列回路であ
り、更に、制御電圧Vcontと前記ダイオードD1のアノー
ドとをR5を介し接続するよう構成する。一方、同図に示
す他の点線にて囲まれた回路３は波形整形回路部であ
る。同図に示す波形整形回路３は、増幅素子であるトラ
ンジスタQ2と、該トランジスタQ2のベースバイアス回路
である抵抗R8とR9の直列回路と、エミッタと接地との間
に抵抗R10と、コレクタと電源Vccとの間にコイルL2とコ
ンデンサC6との並列回路から成る同調回路とを接続し、
更に、該コレクタをインバータ回路U1の入力にコンデン
サC7を介し接続すると共に、インバータ回路U1の入力に
電源Vccと接地との間に接続する抵抗R11とR12との直列
回路の接続中間点を接続するよう構成する。The frequency voltage controller 2 is a series circuit of a coil L1, a capacitor C3, and a variable capacitance diode D1, and is further configured to connect a control voltage Vcont and an anode of the diode D1 via R5. On the other hand, a circuit 3 surrounded by another dotted line shown in the figure is a waveform shaping circuit section. The waveform shaping circuit 3 shown in the figure includes a transistor Q2 as an amplifying element, a series circuit of resistors R8 and R9 as a base bias circuit of the transistor Q2, a resistor R10 between the emitter and the ground, a collector and a power supply. Connect a tuning circuit consisting of a parallel circuit of coil L2 and capacitor C6 between Vcc and
Further, the collector is connected to the input of the inverter circuit U1 via the capacitor C7, and the input of the inverter circuit U1 is connected to the connection intermediate point of the series circuit of the resistors R11 and R12 connected between the power supply Vcc and the ground. The configuration is as follows.
【００１６】そして、発振器回路は、前記発振回路１の
前記トランジスタQ1のコレクタと波形整形回路３とをコ
ンデンサC4を介して接続するよう構成する。尚、同図に
示すコンデンサC5とC8はバイパスコンデンサである。こ
の様な構成の発振器回路の動作について以下に説明す
る。発振回路１は上記にて説明した通り図３に示す従来
のものと同じ構成である為、動作の説明は省略する。該
発振回路１は、前記トランジスタQ1のコレクタよりその
回路の設定条件に基づく周波数信号を出力する。ただ
し、既に説明した理由から発振回路１の出力信号は正弦
波とならずにひずみ波を呈する。The oscillator circuit is configured to connect the collector of the transistor Q1 of the oscillation circuit 1 and the waveform shaping circuit 3 via a capacitor C4. Note that capacitors C5 and C8 shown in the figure are bypass capacitors. The operation of the oscillator circuit having such a configuration will be described below. Since the oscillation circuit 1 has the same configuration as the conventional one shown in FIG. 3 as described above, the description of the operation is omitted. The oscillation circuit 1 outputs a frequency signal from the collector of the transistor Q1 based on the setting conditions of the circuit. However, the output signal of the oscillation circuit 1 exhibits a distorted wave instead of a sine wave for the reason already described.
【００１７】そして、発振回路１の出力信号は、前記コ
ンデンサC4を介して次段の波形整形回路３の前記トラン
ジスタQ2に供給される。ここで、トランジスタQ2のコレ
クタと電源との間に配置された、前記コイルL2とコンデ
ンサC6とから成る並列回路は、その共振周波数を上記発
振回路の基本波周波数にほぼ一致させた同調回路であ
り、前記発振回路１の出力信号のうち基本波成分の周波
数に対しては前記同調回路が低インピーダンスとなり、
トランジスタQ2のコレクタ電流が流れ易くなって増幅動
作する一方、その他の高調波周波数に対しては前記同調
回路が高インピーダンスとなり、コレクタ電流が流れ難
くなる為に増幅動作しない。The output signal of the oscillation circuit 1 is supplied to the transistor Q2 of the next-stage waveform shaping circuit 3 via the capacitor C4. Here, the parallel circuit, which is arranged between the collector of the transistor Q2 and the power supply, and is composed of the coil L2 and the capacitor C6, is a tuning circuit whose resonance frequency is substantially matched to the fundamental frequency of the oscillation circuit. The tuning circuit has a low impedance with respect to the frequency of the fundamental wave component of the output signal of the oscillation circuit 1,
While the collector current of the transistor Q2 easily flows to perform an amplifying operation, the tuning circuit has a high impedance with respect to other harmonic frequencies, and the amplifying operation is not performed because the collector current becomes difficult to flow.
【００１８】従って、前記トランジスタQ2のコレクタよ
り出力される発振信号は、基本波成分のみとなる為、前
記発振回路１の出力周波数と比較してひずみ率の低い正
弦波となる。そして、該発振信号は、前記コンデンサC7
を通過することにより、一旦、中心レベルが0Vとなる。
更に、その中心レベルが次段のインバータ回路U1のスレ
ッシュホールドレベルと一致するよう前記抵抗R11と抵
抗R12により分圧された電源電圧Vccが加えられて前記イ
ンバータ回路U1に供給される。前記インバータ回路U1
は、供給された前記発振信号と予め設定されたスレッシ
ュホールドレベルとに基づき動作し、矩形のクロック信
号を生成する。Therefore, the oscillating signal output from the collector of the transistor Q2 has only a fundamental wave component, and is a sine wave having a lower distortion factor than the output frequency of the oscillating circuit 1. The oscillation signal is output from the capacitor C7.
, The center level once becomes 0V.
Further, the power supply voltage Vcc divided by the resistors R11 and R12 is added so that the center level thereof matches the threshold level of the inverter circuit U1 at the next stage, and is supplied to the inverter circuit U1. The inverter circuit U1
Operates based on the supplied oscillation signal and a preset threshold level, and generates a rectangular clock signal.
【００１９】この時、供給された前記発振信号が高調波
を除去したひずみの無い正弦波であることに加え、その
中心レベルをスレッシュホールドレベルに設定したこと
により、前記インバータ回路U1は、デューティ比がほぼ
50％であるクロック信号を出力することとなる。更に、
温度変化が生じた場合であっても、温度によって変動を
生ずる高調波成分が除去され、温度に対して安定した基
本波成分のみが出力されており、その波形サイクル比が
一定である為、前記デューティ比の変動は大幅に低減さ
れる。従って、分周器無しでデューティ比50%のクロッ
クパルス波形を得ることができる為、例えば、30MHzの
クロック周波数を生成する場合、水晶振動子Y1として基
本波周波数が30MHzのものを用いればよい。At this time, in addition to the supplied oscillating signal being a sine wave with no harmonics and no distortion, the center level thereof is set to a threshold level, so that the inverter circuit U1 has a duty ratio But almost
It will output a clock signal that is 50%. Furthermore,
Even when a temperature change occurs, harmonic components that fluctuate due to temperature are removed, and only a fundamental component that is stable with respect to temperature is output, and the waveform cycle ratio is constant. Fluctuations in the duty ratio are greatly reduced. Accordingly, a clock pulse waveform having a duty ratio of 50% can be obtained without using a frequency divider. For example, when a clock frequency of 30 MHz is generated, a crystal oscillator having a fundamental frequency of 30 MHz may be used as the crystal unit Y1.
【００２０】図２は本発明に基づく発振器回路の他の実
施例を示す回路図である。同図に示す発振器回路は、点
線で囲まれた周波数電圧制御型発振回路４に備える発振
用のトランジスタQ1と、波形整形回路５とに備える増幅
用のトランジスタQ2とをカスコード接続したものを用い
て構成したものである。そして、コイルL2とコンデンサ
C6との並列回路から成る同調回路が前記トランジスタQ2
のコレクタと電源Vccとの間に接続されており、その共
振周波数を発振回路１の基本周波数に設定する。この様
な構成の発振器回路は、前記共振周波数の点で前記同調
回路のインピーダンスがほぼ０Ωとなり、これにより前
記トランジスタQ2が動作しコレクタよりひずみの少ない
正弦波信号を出力すると共に、該正弦波信号の中心周波
数を前記インバータ回路U1のスレッシュホールドレベル
に設定することにより、先に説明した図１の発振器回路
と同等の機能が得られることは明らかである。FIG. 2 is a circuit diagram showing another embodiment of the oscillator circuit according to the present invention. The oscillator circuit shown in the figure uses a cascode-connected oscillator transistor Q1 provided in the frequency-voltage controlled oscillator circuit 4 enclosed by a dotted line and an amplifying transistor Q2 provided in the waveform shaping circuit 5. It is composed. And the coil L2 and the capacitor
A tuning circuit consisting of a parallel circuit with C6 is connected to the transistor Q2.
And the power supply Vcc, and sets its resonance frequency to the fundamental frequency of the oscillation circuit 1. In the oscillator circuit having such a configuration, the impedance of the tuning circuit becomes substantially 0Ω at the resonance frequency, whereby the transistor Q2 operates to output a sine wave signal having less distortion than the collector, and the sine wave signal Is set to the threshold level of the inverter circuit U1 to obtain the same function as that of the oscillator circuit of FIG. 1 described above.
【００２１】また、本発明に基づく実施例では同調回路
としてコイルとコンデンサの並列回路から成るものを用
いたが、本発明はこれに限定るものでなくSAWフィルタ
等のその他の圧電フィルタまたは、圧電フィルタに限ら
ずその他のフィルタであっても良い。更に、本発明に基
づく実施例では発振回路として水晶発振器を用いたが本
発明はこれに限定するものでなくセラミック発振器また
は、LC発振器等、水晶振動子以外を発信源とする発振回
路にも適用可能である。In the embodiment according to the present invention, a tuning circuit composed of a parallel circuit of a coil and a capacitor is used. However, the present invention is not limited to this, and the present invention is not limited to this. The filter is not limited to a filter, and may be another filter. Furthermore, in the embodiment according to the present invention, a crystal oscillator is used as an oscillation circuit. However, the present invention is not limited to this, and may be applied to an oscillation circuit having a source other than a crystal oscillator, such as a ceramic oscillator or an LC oscillator. It is possible.
【００２２】[0022]
【発明の効果】以上説明したように請求項１記載の発明
により分周器を用いないクロック発振器回路であっても
その出力段であるインバータ回路に該インバータ回路の
スレッシュホールドレベルを中心レベルとする正弦波信
号を供給するよう構成したことにより、温度変化による
デューティ比の変動を抑え、常にデューティ比がほぼ50
％のクロック信号を出力することが可能となった。As described above, according to the first aspect of the present invention, even in a clock oscillator circuit which does not use a frequency divider, the threshold level of the inverter circuit is set to the center level in the inverter circuit which is the output stage. With the configuration to supply a sine wave signal, fluctuations in the duty ratio due to temperature changes are suppressed, and the duty ratio is almost 50%.
% Of the clock signal can be output.
【図１】本発明に基づく発振器回路の一実施例を示す回
路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of an oscillator circuit according to the present invention.
【図２】本発明に基づく発振器回路の他の実施例を示す
回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing another embodiment of the oscillator circuit according to the present invention.
【図３】従来の発振器回路を示す回路図である。 （ａ）従来の発振器回路を示す回路図である。 （ｂ）従来の発振器回路のクロック信号を示す図であ
る。FIG. 3 is a circuit diagram showing a conventional oscillator circuit. (A) is a circuit diagram showing a conventional oscillator circuit. (B) is a diagram showing a clock signal of a conventional oscillator circuit.
１、１０１・・・発振回路、２、４、１０２・・・周波
数電圧制御回路、３、５、１０３・・・波形整形回路、
２００・・・発振回路出力信号、２０１・・・クロック
信号、２０２・・・分周によるクロック信号1, 101 ... oscillation circuit, 2, 4, 102 ... frequency voltage control circuit, 3, 5, 103 ... waveform shaping circuit,
200: oscillation circuit output signal, 201: clock signal, 202: clock signal by frequency division
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き 審査官 板橋 通孝 (56)参考文献 実開 平１−107212（ＪＰ，Ｕ) 実開 平３−113521（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭58−173915（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−195106（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03B 5/32 H03B 5/02 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing from the front page Examiner Michitaka Itabashi (56) References JP-A 1-1107212 (JP, U) JP-A 3-113521 (JP, U) JP-A 58-173915 (JP, U) 1986-195106 (JP, U) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H03B 5/32 H03B 5/02
Claims (2)
増幅器と、前記増幅器の出力信号を入力信号とするイン
バータ回路と、前記増幅器のバイアス回路に共振回路と
を備え、該インバータ回路への入力信号の中心レベルを
前記インバータ回路のスレッシュホールドレベルとほぼ
等しくなるよう設定した構成を特徴とする発振回路。1. An oscillation circuit, an amplifier for amplifying an output of the oscillation circuit, an inverter circuit using an output signal of the amplifier as an input signal, and a resonance circuit in a bias circuit of the amplifier, Wherein the center level of the input signal is set to be substantially equal to the threshold level of the inverter circuit.
振周波数とほぼ等しくなるよう設定したことを特徴とす
る請求項１記載の発振回路。2. The oscillation circuit according to claim 1, wherein a resonance frequency of the resonance circuit is set to be substantially equal to an oscillation frequency of the oscillation circuit.
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