JP3239926B2 - Distortion compensation circuit - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は通信伝送路における
非線形歪補償に利用する。本発明は光通信に利用するに
適する。本発明は移動通信方式に利用するに適する。The present invention is used for nonlinear distortion compensation in a communication transmission line. The present invention is suitable for use in optical communication. The present invention is suitable for use in a mobile communication system.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来から知られている非線形歪を補償す
る技術としてプリディストーション法がある。この従来
例を図１６を参照して説明する。図１６は従来例装置の
ブロック構成図である。図１６は、無線ゾーンＺ内に配
置した無線基地局３が移動端末１、２からの無線信号を
受信し、一括して光信号に変換して光ファイバ伝送路６
で集中基地局７へ伝送するアクセス方式において、無線
基地局３の電気光変換器５で発生する非線形歪をプリデ
ィストーション法を適用して補償する構成を示してい
る。2. Description of the Related Art As a conventionally known technique for compensating for nonlinear distortion, there is a predistortion method. This conventional example will be described with reference to FIG. FIG. 16 is a block diagram of a conventional apparatus. FIG. 16 shows a case where the wireless base station 3 arranged in the wireless zone Z receives wireless signals from the mobile terminals 1 and 2 and collectively converts them into optical signals,
1 shows a configuration in which the nonlinear distortion generated in the electro-optical converter 5 of the wireless base station 3 is compensated by applying the pre-distortion method in the access method for transmitting to the centralized base station 7.
【０００３】図１６において、無線基地局３のアンテナ
４で受信した移動端末１、２の無線信号は、周波数変換
器ＦＣにより中間周波数信号に変換されて電気光変換器
５に入力され、光ファイバ伝送路６を通じて集中基地局
７に伝送される。このとき無線基地局３の電気光変換器
５で非線形歪が発生する。In FIG. 16, radio signals of mobile terminals 1 and 2 received by antenna 4 of radio base station 3 are converted into intermediate frequency signals by frequency converter FC and input to electro-optical converter 5 to be converted to optical fiber. The signal is transmitted to the centralized base station 7 via the transmission line 6. At this time, nonlinear distortion occurs in the electro-optical converter 5 of the wireless base station 3.
【０００４】入力信号は電気光変換器５に入力する前に
分配器７４により二分岐される。その一方の信号は疑似
歪発生回路７５に入力され歪を加えられた後に、可変移
相器７６と可変減衰器７７によりこの歪の位相と振幅が
電気光変換器５で発生する歪成分と等振幅かつ逆位相に
調整される。分配器７４のもう一方の出力信号は、遅延
素子７８により遅延調整される。両方の信号が加算器７
９により合成されて電気光変換器５に入力されることに
より、電気光変換器５の出力において歪が相殺される。The input signal is split into two by a distributor 74 before being input to the electro-optical converter 5. One of the signals is input to a pseudo-distortion generating circuit 75 and subjected to distortion, and then the phase and amplitude of the distortion are equal to the distortion component generated in the electro-optical converter 5 by a variable phase shifter 76 and a variable attenuator 77. The amplitude and the opposite phase are adjusted. The other output signal of the distributor 74 is delay-adjusted by the delay element 78. Both signals are added by adder 7
The distortion is canceled at the output of the electro-optical converter 5 by being synthesized by the input signal 9 and input to the electro-optical converter 5.
【０００５】電気光変換器５の出力信号は光ファイバ伝
送路６を通じて集中基地局７に伝送され、光電気変換器
８により電気信号に変換される。光電気変換器８の出力
は分岐フィルタ８２により対応する位相復調回路１００
1 、１００2 に入力される。なお、上述したプリディス
トーション法の詳細については、例えば、野島、岡本、
“マイクロ波ＳＳＢ−ＡＭ方式用プリディストーション
非線形歪補償回路”電子情報通信学会論文誌(B).vol.j6
7-B.no.1 pp.78-85(昭59-1) を参照されたい。[0005] The output signal of the electro-optical converter 5 is transmitted to the centralized base station 7 through the optical fiber transmission line 6 and converted into an electric signal by the opto-electric converter 8. The output of the photoelectric converter 8 is supplied to a corresponding phase demodulation circuit 100 by a branch filter 82.
It is input to the 1, 100 2. For details of the pre-distortion method described above, for example, Nojima, Okamoto,
"Predistortion Nonlinear Distortion Compensation Circuit for Microwave SSB-AM System" Transactions of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers (B). Vol.j6
7-B.no.1 pp.78-85 (Showa 59-1).
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】このような従来例で示
したプリディストーション法において歪補償能力を拡大
するには、疑似歪発生回路７５の出力信号の位相と振幅
とを自動的に制御しなければならない。しかし、これま
での制御方法は、摂動法によって行われており精度が低
い。In order to expand the distortion compensation capability in the predistortion method shown in the conventional example, the phase and amplitude of the output signal of the pseudo distortion generating circuit 75 must be automatically controlled. Must. However, the conventional control method is performed by a perturbation method and has low accuracy.
【０００７】また、プリディストーション法では送信側
で非線形歪補償を行うため、複数の無線キャリアからな
る広帯域信号に対して歪補償を行う場合には、複数のプ
リディストーションの回路が必要となり、送信側の無線
基地局の回路規模がさらに大きくなるという問題があっ
た。In the predistortion method, nonlinear distortion compensation is performed on the transmission side. Therefore, when distortion compensation is performed on a wideband signal including a plurality of radio carriers, a plurality of predistortion circuits are required. However, there is a problem that the circuit size of the wireless base station is further increased.
【０００８】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、高精度に歪補償制御を行うことができる歪補償
回路を提供することを目的とする。本発明は、複数の無
線キャリアからなる広帯域信号の歪補償制御を行うこと
ができる受信装置を提供することを目的とする。本発明
は、送信側で生じた歪の補償を受信側で行い送信装置を
小型化することができる集中基地局装置を提供すること
を目的とする。本発明は、送信側で生じた複数の無線キ
ャリアからなる広帯域信号の歪補償制御を高精度に受信
側で行うとともに送信装置を小型化することができる無
線通信方式を提供することを目的とする。The present invention has been made in such a background, and an object of the present invention is to provide a distortion compensation circuit capable of performing distortion compensation control with high accuracy. An object of the present invention is to provide a receiving apparatus capable of performing distortion compensation control of a wideband signal including a plurality of wireless carriers. An object of the present invention is to provide a centralized base station apparatus capable of compensating for distortion generated on the transmission side on the reception side and reducing the size of the transmission apparatus. SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a radio communication system capable of performing high-precision distortion compensation control of a wideband signal composed of a plurality of radio carriers generated on a transmission side on a reception side and reducing the size of a transmission device. .
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】本発明の第一の観点は歪
補償回路であって、その特徴とするところは、ディジタ
ル多重直交位相変調され奇数次歪を含む中間周波数信号
を入力としこの中間周波数信号が通過し前記奇数次歪の
発生原因と等価に設定された疑似歪発生回路（１１）
と、この中間周波数信号が通過する第一の位相および振
幅可変回路（１２）と、この第一の位相および振幅可変
回路の出力と前記疑似歪発生回路（１１）の出力とを実
質的に減算する第一の加算回路（１９）と、この第一の
加算回路の出力が通過する第二の位相および振幅可変回
路（１３）と、この第二の位相および振幅可変回路の出
力と前記中間周波数信号とを前記奇数次歪が打ち消され
るように加算する第二の加算回路（１４）と、この第二
の加算回路の出力から誤差成分を抽出する誤差検出回路
（４００）とを備え、前記中間周波数信号と前記第一の
加算回路（１９）の出力との相関を演算しその相関が最
小になるように前記第一の位相および振幅可変回路（１
２）の位相推移量および振幅を制御する第一の相関検出
回路（５２）と、前記第一の加算回路（１９）の出力と
前記誤差検出回路から出力される誤差成分との相関を演
算しその相関が最小になるように前記第二の位相および
振幅可変回路（１３）の位相推移量および振幅を制御す
る第二の相関検出回路（５３）とを備えたところにあ
る。これにより、入力された信号に最適な歪補償特性を
得ることができる。 前記第二の加算回路の出力が供給
される第一の位相復調回路（１００）と、前記中間周波
数信号が供給される第二の位相復調回路（１０１）と、
前記第一の加算回路（１９）の出力が供給される第三の
位相復調回路（１０５）とを備え、前記第一の相関検出
回路は、この第三の位相復調回路（１０５）の出力と前
記第二の位相復調回路（１０１）の出力との相関を演算
しその相関が最小になるように前記第一の位相および振
幅可変回路（１２）の位相推移量を制御する手段を含
み、前記第二の相関検出回路は、前記第三の位相復調回
路（１０５）の出力と前記第一の位相復調回路（１０
０）の出力との相関を演算しその相関が最小になるよう
に前記第二の位相および振幅可変回路（１３）の位相推
移量を制御する手段を含む構成とすることが望ましい。A first aspect of the present invention is a distortion compensating circuit, which is characterized by inputting an intermediate frequency signal which is digitally multiplexed and quadrature phase modulated and includes odd-order distortion. A pseudo distortion generating circuit (11) through which a frequency signal passes and which is set to be equivalent to the generation source of the odd-order distortion;
A first phase and amplitude variable circuit (12) through which the intermediate frequency signal passes, and an output of the first phase and amplitude variable circuit and an output of the pseudo distortion generating circuit (11) are substantially subtracted. A first addition circuit (19), a second phase and amplitude variable circuit (13) through which the output of the first addition circuit passes, an output of the second phase and amplitude variable circuit and the intermediate frequency A second addition circuit (14) for adding the signal so that the odd-order distortion is canceled, and an error detection circuit (400) for extracting an error component from an output of the second addition circuit. The correlation between the frequency signal and the output of the first adder circuit (19) is calculated, and the first phase and amplitude variable circuit (1) is operated so that the correlation is minimized.
2) a first correlation detection circuit (52) for controlling the phase shift amount and amplitude, and a correlation between the output of the first addition circuit (19) and the error component output from the error detection circuit. A second correlation detection circuit (53) for controlling the phase shift amount and amplitude of the second phase and amplitude variable circuit (13) so as to minimize the correlation is provided. Thus, it is possible to obtain optimal distortion compensation characteristics for the input signal. A first phase demodulation circuit (100) supplied with the output of the second addition circuit, a second phase demodulation circuit (101) supplied with the intermediate frequency signal,
A third phase demodulation circuit (105) to which an output of the first addition circuit (19) is supplied, wherein the first correlation detection circuit includes an output of the third phase demodulation circuit (105); Means for calculating the correlation with the output of the second phase demodulation circuit (101) and controlling the amount of phase transition of the first phase and amplitude variable circuit (12) so that the correlation is minimized; The second correlation detection circuit outputs the output of the third phase demodulation circuit (105) and the first phase demodulation circuit (10).
It is preferable to include a means for calculating a correlation with the output of 0) and controlling the amount of phase transition of the second phase and amplitude variable circuit (13) so that the correlation is minimized.
【００１０】前記第一およびまたは前記第二の位相およ
び振幅可変回路はトランスバーサルフィルタを含む構成
とすることもできる。これにより、信号の特性変化を補
償し、さらに最適な歪補償特性を得ることができる。[0010] The first and / or second phase and amplitude variable circuits may include a transversal filter. As a result, it is possible to compensate for a change in the characteristic of the signal and obtain an optimal distortion compensation characteristic.
【００１１】また、入力端に中間周波数信号が供給され
出力端に前記第一の位相および振幅可変回路および前記
第二の加算回路が接続された第一の位相復調回路を備
え、前記疑似歪発生回路と前記第一の加算回路との間に
第二の位相復調回路が介挿された構成としてもよい。こ
の場合にも、前記第一およびまたは前記第二の位相およ
び振幅可変回路はトランスバーサルフィルタを含む構成
とすることもできる。A first phase demodulation circuit having an input terminal to which an intermediate frequency signal is supplied and an output terminal connected to the first phase and amplitude variable circuit and the second addition circuit; A second phase demodulation circuit may be interposed between the circuit and the first addition circuit. Also in this case, the first and / or second phase and amplitude variable circuits may include a transversal filter.
【００１２】本発明の第二の観点は受信装置であって、
その特徴とするところは、ディジタル多重直交位相変調
された信号が多数の搬送波について周波数多重された中
間周波数信号を入力として、この搬送波毎のディジタル
多重直交位相変調された中間周波数信号に分岐する分岐
フィルタ（８２）を備え、前記歪補償回路がそれぞれの
搬送波毎に設けられたところにある。これにより、搬送
波毎に最適な歪補償特性を得ることができる。A second aspect of the present invention is a receiving device,
The feature is that a branch filter that receives an intermediate frequency signal obtained by frequency-multiplexing a digitally multiplexed quadrature phase modulated signal on a number of carriers and branches to a digital multiplexed quadrature phase modulated intermediate frequency signal for each carrier. (82), wherein the distortion compensation circuit is provided for each carrier. As a result, optimal distortion compensation characteristics can be obtained for each carrier.
【００１３】さらに、前記歪補償回路に疑似歪を分配す
る疑似歪発生回路がそれぞれの搬送波毎に設けられたこ
の歪補償回路について共通に設けられた構成とすること
もできる。これにより、各歪補償回路毎に疑似歪発生回
路を設ける必要がなくなり、回路構成を簡単化すること
ができる。Furthermore, a configuration may be adopted in which a pseudo distortion generating circuit for distributing pseudo distortion to the distortion compensating circuit is provided in common for the distortion compensating circuits provided for each carrier. Accordingly, it is not necessary to provide a pseudo distortion generating circuit for each distortion compensating circuit, and the circuit configuration can be simplified.
【００１４】本発明の第三の観点は集中基地局装置であ
って、その特徴とするところは、光多重信号を入力とし
電気信号出力が前記受信装置の前記分岐フィルタ（８
２）入力に接続された光電気変換器（８）を備えたとこ
ろにある。これにより、送信側で生じた歪を受信側で除
去することができ、送信側装置のハードウェアを小型化
することができる。A third aspect of the present invention is a centralized base station apparatus, which is characterized in that an optical multiplexed signal is inputted and an electric signal output is outputted from the branch filter (8) of the receiving apparatus.
2) There is a photoelectric converter (8) connected to the input. As a result, distortion generated on the transmission side can be removed on the reception side, and the hardware of the transmission-side device can be reduced in size.
【００１５】本発明の第四の観点は無線通信方式であっ
て、その特徴とするところは、多数の移動端末と無線回
線により接続され、この多数の移動端末からの受信信号
を中間周波数に変換する周波数変換器と、この周波数変
換器の出力中間周波数信号を光信号に変換する電気光変
換器（５）とを備えた無線基地局装置を備え、前記電気
光変換器（５）の出力光信号が光伝送路（６）により前
記集中基地局装置に設けられた前記光電気変換器（８）
の入力に接続されたところにある。これにより、無線基
地局で発生する歪を集中基地局で除去することができる
ため、無線基地局を小型化することができるとともに、
効率的な歪除去を行うことができる。A fourth aspect of the present invention is a wireless communication system, which is characterized by being connected to a large number of mobile terminals via a wireless line, and converting received signals from the large number of mobile terminals to an intermediate frequency. A radio base station apparatus including a frequency converter for converting the output intermediate frequency signal of the frequency converter into an optical signal, and an output light of the electro-optical converter (5). A signal is provided to the centralized base station device by an optical transmission line (6);
Connected to the input. As a result, distortion generated in the wireless base station can be removed by the centralized base station, so that the wireless base station can be downsized and
Efficient distortion removal can be performed.
【００１６】本発明は、相関検出回路からのフィードバ
ックループを形成することにより最適な歪補償を行うこ
とを最も主要な特徴とする。すなわち、本発明は、室
谷、山本「ディジタル無線通信」産業図書、昭和６０年
８月発行の１６８頁に記載されたフィードフォワード構
成の歪補償回路とは異なる技術思想による。本発明はフ
ィードバックループを形成するので、歪特性が何らかの
原因により変化した場合に追従して最適な歪補償が行え
るように疑似歪の位相推移量および振幅を調整すること
ができる。The most important feature of the present invention is to perform optimal distortion compensation by forming a feedback loop from a correlation detection circuit. That is, the present invention is based on a technical idea different from the distortion compensation circuit having the feedforward configuration described in Muroya and Yamamoto, "Digital Wireless Communication," Sangyo Tosho, page 168, issued in August 1985. Since the present invention forms a feedback loop, the phase shift amount and the amplitude of the pseudo distortion can be adjusted so that the distortion can be optimally compensated for when the distortion characteristic changes for some reason.
【００１７】受信信号を二系統に分割し、二系統の内の
第一の信号を送信側で生じる歪と同等の特性の疑似歪発
生回路に通し、第二の信号の位相と振幅を制御して、両
者の信号を加算することにより主信号を抑圧して歪成分
のみを抽出する。このときの制御は主信号の相関検出に
より行われる。The received signal is divided into two systems, and the first signal of the two systems is passed through a pseudo-distortion generating circuit having the same characteristic as the distortion generated on the transmitting side to control the phase and amplitude of the second signal. Then, the main signal is suppressed by adding both signals to extract only the distortion component. The control at this time is performed by detecting the correlation of the main signal.
【００１８】次に、この抽出した歪成分の位相と振幅を
制御して、第二の信号に加算することにより第二の信号
に含まれる歪成分を除去する。このときの制御は抽出し
た歪成分と加算後の誤差成分との間の相関検出によって
行われる。これにより、入力された信号に最適な歪補償
特性を得ることができる。Next, the phase and amplitude of the extracted distortion component are controlled and added to the second signal to remove the distortion component contained in the second signal. The control at this time is performed by detecting the correlation between the extracted distortion component and the error component after the addition. Thus, it is possible to obtain optimal distortion compensation characteristics for the input signal.
【００１９】主信号と歪成分の周波数特性を考慮し、ト
ランスバーサルフィルタを用いて主信号の抑圧および歪
の除去を行い、さらに歪補償効果を高めることもでき
る。In consideration of the frequency characteristics of the main signal and the distortion component, the main signal can be suppressed and the distortion can be removed by using a transversal filter to further enhance the distortion compensation effect.
【００２０】これにより、例えば、複数の無線キャリア
からなる広帯域信号を一括して伝送する場合には、送信
側の増幅素子、ミキサ、電気光変換器その他で生じる非
線形歪を受信側で各キャリア毎に個別に補償する。ま
た、制御方法として相関検出を用いているため、高精度
に歪成分を抽出し、これを用いて主信号中の歪成分を消
去することができる。Thus, for example, when a broadband signal composed of a plurality of radio carriers is transmitted collectively, nonlinear distortion generated by the amplifying element, the mixer, the electro-optical converter and the like on the transmitting side is reduced by the receiving side for each carrier. To compensate individually. Further, since the correlation detection is used as the control method, the distortion component can be extracted with high accuracy, and the distortion component in the main signal can be eliminated using this.
【００２１】また、この歪補償回路を含む受信装置を複
数用いることにより、複数の無線キャリアからなる広帯
域信号を一括して伝送する場合には、送信側の増幅素
子、ミキサ、電気光変換器その他で生じる非線形歪を受
信側で各キャリア毎に個別に補償することができる。When a plurality of receiving apparatuses including the distortion compensation circuit are used to transmit a wideband signal composed of a plurality of wireless carriers at once, an amplifying element on the transmitting side, a mixer, an electro-optical converter, and the like. Can be individually compensated for each carrier on the receiving side.
【００２２】発明者の一人が先願（Ｕ，Ｓ，Ｐａｔｅｎ
ｔ５，０４６，１３３およびＥｕｒｏｐｅａｎＰａｔｅ
ｎｔ０３３１４１１Ａ２）として干渉補償回路を開示し
ている。本発明はこの開示されたものと一部の手法が同
等であるが、本発明はすでに開示された干渉波除去では
なく、素子の非線形性により発生する奇数次歪を除去す
るためのものであるから、独特の疑似歪発生回路を備
え、装置内素子により生じた歪を除去するところがこの
先願とは異なる。One of the inventors filed a prior application (U, S, Paten).
t5,046,133 and EuropeanPate
nt0331411A2) discloses an interference compensation circuit. Although the present invention is equivalent in some ways to the disclosed one, the present invention is not to remove the interfering wave already disclosed, but to remove the odd-order distortion caused by the nonlinearity of the element. Therefore, the present invention is different from the prior application in that a unique pseudo distortion generating circuit is provided to remove distortion caused by elements in the device.
【００２３】[0023]
【００２４】[0024]
【実施例】本発明実施例の構成を図１を参照して説明す
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram of an apparatus according to an embodiment of the present invention.
【００２５】本発明は歪補償回路であって、その特徴と
するところは、ディジタル多重直交位相変調され奇数次
歪を含む中間周波数信号を入力としこの中間周波数信号
が通過し前記奇数次歪の発生原因と等価に設定された疑
似歪発生回路１１と、この中間周波数信号が通過する位
相および振幅可変回路１２と、この位相および振幅可変
回路１２の出力と疑似歪発生回路１１の出力とを実質的
に減算する加算回路１９と、この加算回路１９の出力が
通過する位相および振幅可変回路１３と、この位相およ
び振幅可変回路１３の出力と前記中間周波数信号とを前
記奇数次歪が打ち消されるように加算する加算回路１４
と、この加算回路１４の出力から誤差成分を抽出する誤
差検出回路４００とを備え、前記中間周波数信号と加算
回路１９の出力との相関を演算しその相関が最小になる
ように位相および振幅可変回路１２の位相推移量および
振幅を制御する相関検出回路５２と、加算回路１９の出
力と誤差検出回路４００から出力される誤差成分との相
関を演算しその相関が最小になるように位相および振幅
可変回路１３の位相推移量および振幅を制御する相関検
出回路５３とを備えたところにある。The present invention relates to a distortion compensating circuit, which is characterized in that an intermediate frequency signal which is digitally multiplexed and quadrature-phase modulated and includes odd-order distortion is input and the intermediate-frequency signal is passed to generate the odd-order distortion. A pseudo distortion generating circuit 11 set equivalent to the cause, a phase and amplitude variable circuit 12 through which the intermediate frequency signal passes, and an output of the phase and amplitude variable circuit 12 and an output of the pseudo distortion generating circuit 11 are substantially , A phase and amplitude variable circuit 13 through which the output of the addition circuit 19 passes, and an output of the phase and amplitude variable circuit 13 and the intermediate frequency signal so that the odd-order distortion is canceled. Addition circuit 14 for addition
And an error detection circuit 400 for extracting an error component from the output of the addition circuit 14. The correlation between the intermediate frequency signal and the output of the addition circuit 19 is calculated, and the phase and amplitude are adjusted so that the correlation is minimized. A correlation detection circuit 52 for controlling the phase shift amount and amplitude of the circuit 12, and a correlation between the output of the adder circuit 19 and the error component output from the error detection circuit 400, so that the phase and amplitude are minimized. And a correlation detection circuit 53 for controlling the phase shift amount and the amplitude of the variable circuit 13.
【００２６】本発明実施例は、移動端末１、２と無線回
線により接続され、この移動端末１、２からの無線信号
を中間周波数に変換する周波数変換器ＦＣと、この周波
数変換器ＦＣの出力中間周波数信号を光信号に変換する
電気光変換器５とを備えた無線基地局３を備え、電気光
変換器５の出力光信号が光ファイバ伝送路６により集中
基地局７に設けられた光電気変換器８の入力に接続され
た無線通信方式として構成されている。In the embodiment of the present invention, a frequency converter FC is connected to the mobile terminals 1 and 2 by a radio line, converts a radio signal from the mobile terminals 1 and 2 into an intermediate frequency, and outputs the frequency converter FC. A radio base station 3 having an electro-optical converter 5 for converting an intermediate frequency signal into an optical signal, and an optical signal output from the electro-optical converter 5 provided to the centralized base station 7 by an optical fiber transmission line 6 It is configured as a wireless communication system connected to the input of the electric converter 8.
【００２７】（第一実施例）本発明第一実施例の構成を
図２を参照して説明する。図２は本発明第一実施例装置
のブロック構成図である。(First Embodiment) The structure of the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a block diagram of the first embodiment of the present invention.
【００２８】本発明第一実施例装置は、ディジタル多重
直交位相変調され奇数次歪を含む中間周波数信号を入力
としこの中間周波数信号を２分岐する分配器９と、この
分配器９の一方の出力をさらに２分岐する分配器１０
と、この分配器１０の一方の出力が通過し前記奇数次歪
の発生原因と等価に設定された疑似歪発生回路１１と、
この分配器１０の他方の出力が通過する位相および振幅
可変回路１２と、この位相および振幅可変回路１２の出
力と疑似歪発生回路１１の出力とを実質的に減算する加
算回路１９と、この加算回路１９の出力が通過する位相
および振幅可変回路１３と、この位相および振幅可変回
路１３の出力と分配器９の他方の出力とを前記奇数次歪
が打ち消されるように加算する加算回路１４と、この加
算回路１４の出力が供給される位相復調回路１００と、
分配器１０の他方の出力が供給される位相復調回路１０
１と、加算回路１９の出力が供給される位相復調回路１
０５とを備え、この位相復調回路１０５の出力と位相復
調回路１０１の出力との相関を演算しその相関が最小に
なるように位相および振幅可変回路１２の位相推移量お
よび振幅を制御する相関検出回路５２と、位相復調回路
１０５の出力と位相復調回路１００の出力中の誤差成分
との相関を演算しその相関が最小になるように位相およ
び振幅可変回路１３の位相推移量および振幅を制御する
相関検出回路５３とを備えている。位相復調回路１００
を除いて他の構成要素は歪補償回路１０２に含まれてい
る。さらに、歪補償回路１０２と同じ構成の歪補償回路
１０３および位相復調回路１００と同じ構成の位相復調
回路１０４が集中基地局７に含まれている。The apparatus according to the first embodiment of the present invention comprises a distributor 9 which receives an intermediate frequency signal which is subjected to digital multiplex quadrature phase modulation and includes odd-order distortion, and divides the intermediate frequency signal into two, and one output of the distributor 9. 10 further splits the
A pseudo-distortion generating circuit 11 through which one output of the distributor 10 passes and which is set to be equivalent to the generation source of the odd-order distortion;
A phase and amplitude variable circuit 12 through which the other output of the distributor 10 passes; an addition circuit 19 for substantially subtracting the output of the phase and amplitude variable circuit 12 from the output of the pseudo distortion generating circuit 11; A phase and amplitude variable circuit 13 through which the output of the circuit 19 passes; an addition circuit 14 for adding the output of the phase and amplitude variable circuit 13 and the other output of the distributor 9 so that the odd-order distortion is canceled; A phase demodulation circuit 100 to which the output of the addition circuit 14 is supplied;
Phase demodulation circuit 10 to which the other output of distributor 10 is supplied
1 and the phase demodulation circuit 1 to which the output of the addition circuit 19 is supplied.
And a correlation detector for calculating the correlation between the output of the phase demodulation circuit 105 and the output of the phase demodulation circuit 101 and controlling the amount of phase transition and the amplitude of the phase and amplitude variable circuit 12 so as to minimize the correlation. The circuit 52 calculates the correlation between the output of the phase demodulation circuit 105 and the error component in the output of the phase demodulation circuit 100, and controls the amount of phase transition and the amplitude of the phase and amplitude variable circuit 13 so that the correlation is minimized. And a correlation detection circuit 53. Phase demodulation circuit 100
The other components except for are included in the distortion compensation circuit 102. Further, the centralized base station 7 includes a distortion compensation circuit 103 having the same configuration as the distortion compensation circuit 102 and a phase demodulation circuit 104 having the same configuration as the phase demodulation circuit 100.
【００２９】図１に示した誤差検出回路４００は、図２
に示した本発明第一実施例装置では明記されていない
が、これは位相復調回路１００のＡＤ変換器３２および
３３の出力の中から誤差成分に相当する位置のビットを
用いることにより誤差成分の抽出を行っているためであ
る。したがって、本発明第一実施例では、特に誤差検出
回路４００を用いなくてもＡＤ変換器３２および３３の
出力のビット位置を選択することにより誤差成分を抽出
している。The error detection circuit 400 shown in FIG.
Although it is not specified in the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1, this is because the bit of the position corresponding to the error component is used from the outputs of the AD converters 32 and 33 of the phase demodulation circuit 100. This is because extraction is being performed. Therefore, in the first embodiment of the present invention, the error component is extracted by selecting the bit positions of the outputs of the AD converters 32 and 33 without using the error detection circuit 400.
【００３０】図３は誤差成分を説明するための図であ
る。図３（ａ）は、変調方式が４ＰＳＫの場合のＡＤ変
換器３２および３３の出力のアイパターンを示す図であ
るが、この場合には、第２ビットが誤差成分となる。ま
た、図３（ｂ）は、変調方式が１６ＱＡＭの場合のＡＤ
変換器３２および３３の出力のアイパターンを示す図で
あるが、この場合には、第３ビットが誤差成分となる。FIG. 3 is a diagram for explaining an error component. FIG. 3A is a diagram showing an eye pattern of the outputs of the AD converters 32 and 33 when the modulation method is 4PSK. In this case, the second bit is an error component. FIG. 3B shows an AD signal when the modulation method is 16QAM.
FIG. 4 is a diagram showing an eye pattern of outputs of converters 32 and 33, in which case, a third bit is an error component.
【００３１】疑似歪発生回路１１には、無線基地局に用
いた電気光変換器５と同等の装置をそのまま用いること
により除去すべき歪と同じ特性の疑似歪を発生させるこ
とができる。また、図４は、既知の技術に基づく疑似歪
発生回路を示す図であるが、図４に示すようなダイオー
ド対による疑似歪発生回路を用いてもよい。The pseudo distortion generating circuit 11 can generate a pseudo distortion having the same characteristic as the distortion to be removed by using a device equivalent to the electro-optical converter 5 used in the radio base station as it is. FIG. 4 is a diagram showing a pseudo distortion generating circuit based on a known technique. However, a pseudo distortion generating circuit using a diode pair as shown in FIG. 4 may be used.
【００３２】次に、本発明第一実施例の動作を説明す
る。図２において、無線基地局３のアンテナ４で受信し
た移動端末１、２の無線信号は周波数変換器ＦＣにより
中間周波数信号に変換されて電気光変換器５に入力さ
れ、光ファイバ伝送路６を通じて集中基地局７に伝送さ
れる。このとき無線基地局３の電気光変換器５で非線形
歪が発生する。Next, the operation of the first embodiment of the present invention will be described. In FIG. 2, the radio signals of the mobile terminals 1 and 2 received by the antenna 4 of the radio base station 3 are converted into an intermediate frequency signal by the frequency converter FC and input to the electro-optical converter 5, and are transmitted through the optical fiber transmission line 6. The data is transmitted to the centralized base station 7. At this time, nonlinear distortion occurs in the electro-optical converter 5 of the wireless base station 3.
【００３３】集中基地局７において受信した光信号は、
光電気変換器８によって電気信号に変換された後に、分
岐フィルタ８２により移動端末１に対応した位相復調回
路１００の経路と移動端末２に対応した位相復調回路１
０４の経路に分かれる。以下の構成は同じであるため一
方の経路についてのみ説明する。分岐フィルタ８２の出
力は分配器９により２経路に分岐され、一方はさらに分
配器１０により２経路に分岐される。分配器１０の出力
の一方は、疑似歪発生回路１１に入力され、疑似歪が加
えられた後に、加算回路１９に入力される。分配器１０
の出力の他方は、位相および振幅可変回路１２に入力さ
れる。The optical signal received by the centralized base station 7 is
After being converted into an electric signal by the photoelectric converter 8, the path of the phase demodulation circuit 100 corresponding to the mobile terminal 1 by the branching filter 82 and the phase demodulation circuit 1 corresponding to the mobile terminal 2
Divide into 04 routes. Since the following configuration is the same, only one path will be described. The output of the branch filter 82 is branched into two paths by the distributor 9, and one of the outputs is further branched into two paths by the distributor 10. One of the outputs of the distributor 10 is input to the pseudo distortion generating circuit 11, and after the pseudo distortion is added, is input to the adding circuit 19. Distributor 10
Is output to the phase and amplitude variable circuit 12.
【００３４】位相および振幅可変回路１２は、入力信号
を分配する分配器１５と、この分配器１５の出力に接続
された両極性可変減衰器１６、１７と、両極性可変減衰
器１６、１７のそれぞれの出力信号を合成して出力する
９０°合成器１８とから構成されている。図５は両極性
可変減衰器の特性を示す図であるが、制御電圧にしたが
って両極性にわたる減衰特性を有する。両極性可変減衰
器１６が後述する積分回路４６の出力によって制御さ
れ、両極性可変減衰器１７が積分回路４７の出力によっ
て制御されている。積分回路４６および４７からの制御
入力にしたがって両極性可変減衰器１６および１７の減
衰特性が変化し、その出力信号は９０°合成器１８によ
り合成されるが、両極性可変減衰器１６および１７の減
衰量を調整することにより９０°合成器１８により合成
される信号の位相および振幅を調整することができる。
位相および振幅可変回路１２および１３における位相お
よび振幅の調整技術については既知の技術なのでさらに
詳細な説明は省略する。The phase and amplitude variable circuit 12 includes a distributor 15 for distributing an input signal, bipolar variable attenuators 16 and 17 connected to the output of the distributor 15, and bipolar variable attenuators 16 and 17. And a 90 ° combiner 18 for combining and outputting respective output signals. FIG. 5 is a diagram showing the characteristics of the bipolar variable attenuator, which has attenuation characteristics over both polarities according to the control voltage. The bipolar variable attenuator 16 is controlled by an output of an integration circuit 46 described later, and the bipolar variable attenuator 17 is controlled by an output of an integration circuit 47. The attenuation characteristics of the bipolar variable attenuators 16 and 17 change according to the control inputs from the integrating circuits 46 and 47, and the output signals are combined by the 90 ° combiner 18, while the output signals of the bipolar variable attenuators 16 and 17 are changed. By adjusting the amount of attenuation, the phase and amplitude of the signal synthesized by the 90 ° synthesizer 18 can be adjusted.
Since the technique of adjusting the phase and amplitude in the phase and amplitude variable circuits 12 and 13 is a known technique, further detailed description is omitted.
【００３５】位相および振幅可変回路１２の入力信号
は、この中の主信号成分が疑似歪発生回路１１の出力信
号中の主信号と等振幅かつ逆位相となるように振幅およ
び位相を調整されて出力される。位相および振幅可変回
路１２の出力は加算回路１９に入力され、疑似歪発生回
路１１の出力と加算されることにより、主信号が抑圧さ
れて歪成分のみが抽出される。The amplitude and phase of the input signal of the phase and amplitude variable circuit 12 are adjusted such that the main signal component therein has the same amplitude and opposite phase as the main signal in the output signal of the pseudo distortion generation circuit 11. Is output. The output of the phase and amplitude variable circuit 12 is input to the addition circuit 19, and is added to the output of the pseudo distortion generation circuit 11, whereby the main signal is suppressed and only the distortion component is extracted.
【００３６】加算回路１９の出力は位相および振幅可変
回路１３に入力される。位相および振幅可変回路１３は
位相および振幅可変回路１２と同様に、分配器２０と、
両極性可変減衰器２１、２２と、９０°合成器２３とか
ら構成されている。両極性可変減衰器２１が後述する積
分回路５０の出力によって制御され、両極性可変減衰器
２２が積分回路５１の出力によって制御されている。The output of the addition circuit 19 is input to the phase and amplitude variable circuit 13. Like the phase and amplitude variable circuit 12, the phase and amplitude variable circuit 13 includes a distributor 20,
It comprises bipolar variable attenuators 21 and 22 and a 90 ° combiner 23. The bipolar variable attenuator 21 is controlled by an output of an integration circuit 50 described later, and the bipolar variable attenuator 22 is controlled by an output of an integration circuit 51.
【００３７】位相および振幅可変回路１３に入力される
抽出された歪の成分が、分配器９の出力信号中の歪成分
と等振幅かつ逆位相となるように振幅および位相が調整
されて出力される。位相および振幅可変回路１３の出力
は加算回路１４に入力され、分配器９の出力と加算され
ることにより、歪成分が打ち消される。The amplitude and phase are adjusted and output so that the extracted distortion component input to the phase and amplitude variable circuit 13 has the same amplitude and opposite phase as the distortion component in the output signal of the distributor 9. You. The output of the phase and amplitude variable circuit 13 is input to the addition circuit 14 and added to the output of the distributor 9 to cancel the distortion component.
【００３８】加算回路１４の出力は主信号用の位相復調
回路１００に入力される。位相復調回路１００では、主
信号から再生した基準搬送波２５を用いて９０°移相器
２７および位相検波器２６、２８により入力信号を直交
検波し、その出力をそれぞれ低域通過フィルタ２９、３
０に通すことにより、同相および直交のベースバンド信
号を得る。得られたベースバンド信号は、ＡＤ変換器３
２、３３に入力され、再生クロック信号３１によりサン
プリングされディジタル信号となる。この同相および直
交のディジタル信号から誤差信号ｅＩ、ｅＱが得られ
る。The output of the adder circuit 14 is input to the main signal phase demodulation circuit 100. In the phase demodulation circuit 100, the input signal is subjected to quadrature detection by the 90 ° phase shifter 27 and the phase detectors 26 and 28 using the reference carrier 25 reproduced from the main signal, and the outputs thereof are output from the low-pass filters 29 and 3 respectively.
By passing through 0, in-phase and quadrature baseband signals are obtained. The obtained baseband signal is supplied to the AD converter 3
2 and 33 and are sampled by the reproduced clock signal 31 to be digital signals. Error signals eI and eQ are obtained from the in-phase and quadrature digital signals.
【００３９】また、加算回路１９の出力信号は位相検波
器３４に入力され、上述の基準搬送波２５を用いて検波
され、低域通過フィルタ３５に通すことにより、同相の
ベースバンド信号を得る。得られたベースバンド信号
は、ＡＤ変換器３６に入力されてから上述のクロック信
号３１によりサンプリングされ、ディジタル信号ｄＩと
なる。The output signal of the adding circuit 19 is input to a phase detector 34, detected by using the above-described reference carrier 25, and passed through a low-pass filter 35 to obtain an in-phase baseband signal. The obtained baseband signal is input to the AD converter 36 and then sampled by the above-described clock signal 31 to become a digital signal dI.
【００４０】そして、分配器１０の出力信号は位相復調
回路１０１に入力される。位相復調回路１０１では、上
述の基準搬送波２５を用いて９０°移相器３８および位
相検波器３７、３９により入力信号を直交検波し、その
出力をそれぞれ低域通過フィルタ４０、４１に通すこと
により、同相および直交のベースバンド信号を得る。得
られたベースバンド信号は、ＡＤ変換器４２、４３に入
力され、上述のクロック信号３１によりサンプリングさ
れたディジタル信号ａＱ、ａＩとなる。Then, the output signal of the distributor 10 is input to the phase demodulation circuit 101. In the phase demodulation circuit 101, the input signal is subjected to quadrature detection by the 90 ° phase shifter 38 and the phase detectors 37 and 39 using the above-described reference carrier 25, and the output is passed through low-pass filters 40 and 41, respectively. , And obtain in-phase and quadrature baseband signals. The obtained baseband signals are input to AD converters 42 and 43, and become digital signals aQ and aI sampled by the clock signal 31 described above.
【００４１】位相および振幅可変回路１２の両極性減衰
器１６、１７の制御は次のようにして行われている。位
相および振幅可変回路１２の入力信号を位相復調回路１
０１を通して得られた同相および直交のディジタル信号
ａＩ、ａＱと、加算回路１９の出力信号から得られた同
相のディジタル信号ｄＩを排他的論理和回路４４、４５
と積分回路４６、４７に通すことにより、両者の信号間
で相関検出を行い、その相関量が最小になるように両極
性可変減衰器１６、１７をフィードバック制御してい
る。このことにより、加算回路１９の出力において、残
留主信号が最小になる。The control of the bipolar attenuators 16 and 17 of the phase and amplitude variable circuit 12 is performed as follows. A phase demodulation circuit 1 converts an input signal of the phase and amplitude
The exclusive-OR circuits 44 and 45 combine the in-phase and quadrature digital signals aI and aQ obtained through the output circuit 01 and the in-phase digital signal dI obtained from the output signal of the adder circuit 19.
Then, the signals are passed through the integration circuits 46 and 47 to detect the correlation between the two signals, and the bipolar variable attenuators 16 and 17 are feedback-controlled so that the amount of correlation is minimized. Thus, the residual main signal at the output of the adder circuit 19 is minimized.
【００４２】位相および振幅可変回路１３の両極性減衰
器２１、２２の制御は次のようにして行われている。位
相復調回路１００の出力の同相および直交のディジタル
信号から得られる誤差信号ｅＩ、ｅＱと、加算回路１９
の出力信号から得られた同相のディジタル信号ｄＩを排
他的論理和回路４８、４９と積分回路５０、５１に通す
ことにより、両者の信号間で相関検出を行い、その相関
量が最小になるように両極性可変減衰器２１、２２をフ
ィードバック制御している。このことにより、加算回路
１４の出力において、歪成分が最小になる。The control of the bipolar attenuators 21 and 22 of the phase and amplitude variable circuit 13 is performed as follows. Error signals eI and eQ obtained from the in-phase and quadrature digital signals output from the phase demodulation circuit 100, and an addition circuit 19
The in-phase digital signal dI obtained from the output signal is passed through exclusive-OR circuits 48 and 49 and integration circuits 50 and 51 to detect a correlation between the two signals so that the correlation amount is minimized. In addition, the bipolar variable attenuators 21 and 22 are feedback controlled. Thus, the distortion component at the output of the adder circuit 14 is minimized.
【００４３】（第二実施例）次に、本発明第二実施例を
図６を参照して説明する。図６は本発明第二実施例装置
のブロック構成図である。本発明第二実施例が本発明第
一実施例と異なる主な点は、本発明第一実施例で位相お
よび振幅可変回路１２および１３を用いた部分に、複数
のタップを有するＩＦ帯動作の二次元のトランスバーサ
ルフィルタ１２′および１３′を用いており、また、相
関検出回路５２′および５３′によりこのトランスバー
サルフィルタ１２′および１３′の制御を行っている点
である。本発明第二実施例では、広帯域な主信号および
歪成分の周波数特性を考慮して補償する場合を想定して
いる。(Second Embodiment) Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a block diagram of the second embodiment of the present invention. The main difference between the second embodiment of the present invention and the first embodiment of the present invention is that the first embodiment of the present invention uses the phase and amplitude variable circuits 12 and 13 in the IF band operation having a plurality of taps. The two-dimensional transversal filters 12 'and 13' are used, and the correlation detection circuits 52 'and 53' control the transversal filters 12 'and 13'. In the second embodiment of the present invention, it is assumed that compensation is performed in consideration of the frequency characteristics of the main signal and the distortion component in a wide band.
【００４４】図７はトランスバーサルフィルタ１２′お
よび１３′のブロック構成図（タップが３の場合）であ
る。トランスバーサルフィルタ１２′および１３′は入
力信号をクロック周期Ｔだけ遅延させる遅延回路５４、
５５と、分配器５６、５７、５８と、各分配器５６、５
７、５８に接続された両極性可変減衰器５９〜６４と、
両極性可変減衰器５９、６１、６３のそれぞれの出力を
合成する合成器６５と、両極性可変減衰器６０、６２、
６４のそれぞれの出力を合成する合成器６６と、合成器
６５および６６の出力を合成して出力する９０°合成器
６７とから構成されている。FIG. 7 is a block diagram of the transversal filters 12 'and 13' (when the tap is 3). The transversal filters 12 'and 13' are provided with a delay circuit 54 for delaying the input signal by the clock period T,
55, distributors 56, 57, 58, and each distributor 56, 5
7. Bipolar variable attenuators 59 to 64 connected to 7, 58;
A combiner 65 that combines the outputs of the bipolar variable attenuators 59, 61, and 63;
It comprises a synthesizer 66 for synthesizing the respective outputs of 64 and a 90 ° synthesizer 67 for synthesizing and outputting the outputs of the synthesizers 65 and 66.
【００４５】図８はトランスバーサルフィルタ１２′お
よび１３′を制御する相関検出回路５２′および５３′
のブロック構成図である。ここでは相関検出回路５２′
について説明する。入力信号ａＩ、ａＱとディジタル信
号ｄＩを、遅延回路６８により時間合わせし、排他的論
理和回路６９によりこれらの演算を行い、積分回路７０
に入力する。各々の積分回路７０により、主信号の相関
検出を行い、その相関量が最小になるようにトランスバ
ーサルフィルタ１２′の各両極性可変減衰器５９〜６４
の制御信号ｙ−１、ｘ−１、ｙ、ｘ、ｙ＋１、ｘ＋１を
生成して、トランスバーサルフィルタ１２′の各両極性
可変減衰器５９〜６４に供給し、フィードバック制御を
している。FIG. 8 shows correlation detection circuits 52 'and 53' for controlling the transversal filters 12 'and 13'.
FIG. 3 is a block diagram of the configuration of FIG. Here, the correlation detection circuit 52 '
Will be described. The input signals aI, aQ and the digital signal dI are time-aligned by a delay circuit 68, these operations are performed by an exclusive OR circuit 69, and an integration circuit 70
To enter. Each integration circuit 70 detects the correlation of the main signal, and the bipolar variable attenuators 59 to 64 of the transversal filter 12 'so that the correlation amount is minimized.
The control signals y-1, x-1, y, x, y + 1, x + 1 are generated and supplied to the bipolar variable attenuators 59 to 64 of the transversal filter 12 'to perform feedback control.
【００４６】本発明第一実施例の位相および振幅可変回
路１２の代わりに、トランスバーサルフィルタ１２′お
よび相関検出回路５２′を用いることにより、疑似歪発
生回路１１を通過することによって主信号の周波数特性
が変化した場合においても、トランスバーサルフィルタ
１２′が入力信号の周波数特性を変化させ、疑似歪発生
回路１１の出力と等価にすることができるため、主信号
を抑圧して歪成分を抽出することができる。By using a transversal filter 12 'and a correlation detection circuit 52' instead of the phase and amplitude variable circuit 12 of the first embodiment of the present invention, the frequency of the main signal is reduced by passing through the pseudo distortion generation circuit 11. Even when the characteristics change, the transversal filter 12 'can change the frequency characteristics of the input signal and make it equivalent to the output of the pseudo distortion generation circuit 11, so that the main signal is suppressed and the distortion component is extracted. be able to.
【００４７】本発明第一実施例の位相および振幅可変回
路１３の代わりに、上記と同一構成のトランスバーサル
フィルタ１３′および相関検出回路５３′を用いること
により、加算回路１９で取り出した歪成分の周波数特性
が分配器９の出力に含まれる歪成分の周波数特性と異な
る場合においても、トランスバーサルフィルタ１３′に
より等価にすることができるため、歪成分を消去するこ
とができる。By using the transversal filter 13 'and the correlation detecting circuit 53' having the same configuration as the above in place of the phase and amplitude variable circuit 13 of the first embodiment of the present invention, the distortion component extracted by the adding circuit 19 is obtained. Even when the frequency characteristic is different from the frequency characteristic of the distortion component included in the output of the distributor 9, the distortion component can be eliminated because the transversal filter 13 'can make the frequency characteristic equivalent.
【００４８】（第三実施例）次に、本発明第三実施例を
図９を参照して説明する。図９は本発明第三実施例装置
のブロック構成図である。本発明第三実施例が本発明第
一または第二実施例と異なる点は、分配器７１を分岐フ
ィルタ８２の前段に設置し、分配器７１により分岐され
疑似歪発生回路１１により疑似歪を加えられた信号を、
疑似歪用の分岐フィルタ７２により移動端末１に対応し
た位相復調回路１００の経路と移動端末２に対応した位
相復調回路１０４の経路に分配している点である。本発
明第一または第二実施例では二つの経路で歪を発生させ
ていたが、本発明第三実施例の構成にすることにより、
疑似歪発生回路１１の出力を二つの経路で共通化するこ
とができる。(Third Embodiment) Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 9 is a block diagram of the third embodiment of the present invention. The third embodiment of the present invention is different from the first or second embodiment of the present invention in that a distributor 71 is provided in front of a branch filter 82 and is branched by a distributor 71 to add a pseudo distortion by a pseudo distortion generating circuit 11. The signal
The difference is that the pseudo distortion branch filter 72 distributes the signal to the path of the phase demodulation circuit 100 corresponding to the mobile terminal 1 and the path of the phase demodulation circuit 104 corresponding to the mobile terminal 2. In the first or second embodiment of the present invention, distortion was generated in two paths, but by adopting the configuration of the third embodiment of the present invention,
The output of the pseudo distortion generating circuit 11 can be shared by the two paths.
【００４９】（第四実施例）本発明第四実施例の構成を
図１０を参照して説明する。図１０は本発明第四実施例
装置のブロック構成図である。(Fourth Embodiment) The configuration of a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a block diagram of a device according to a fourth embodiment of the present invention.
【００５０】本発明第四実施例装置は、ディジタル多重
直交位相変調され奇数次歪を含む中間周波数信号を入力
としこの中間周波数信号を二分岐する分配器９と、この
分配器９の一方の出力が供給される位相復調回路１１０
と、分配器９の他方の出力が通過し前記奇数次歪の発生
原因と等価に設定された疑似歪発生回路１１と、この疑
似歪発生回路１１の出力が供給される位相復調回路１１
２と、この位相復調回路１１２の出力と位相復調回路１
１０の出力とを実質的に減算する加算回路１７０と、こ
の加算回路１７０の出力と位相復調回路１１０の出力と
を前記奇数次歪が打ち消されるように加算する加算回路
１７１とを備え、加算回路１７０の位相復調回路１１０
の出力が入力される入力端に備えられ位相復調回路１１
０の出力の加算回路１７０の入力レベルを調整する可変
減衰器１８０と、位相復調回路１１０の出力と加算回路
１７０の出力との相関を演算しその相関が最小になるよ
うに可変減衰器１８０の減衰量を制御する相関検出回路
５２０と、加算回路１７１の入力端であって加算回路１
７０の出力が入力される入力端に備えられ加算回路１７
０の出力の加算回路１７１への入力レベルを調整する可
変減衰器１８１と、加算回路１７０の出力と加算回路１
７１の出力から誤差成分を抽出する誤差検出回路４００
1 および４００2 の出力との相関を演算しその相関が最
小になるように可変減衰器１８１の減衰量を制御する相
関検出回路５３０とを備えている。The apparatus according to the fourth embodiment of the present invention comprises a distributor 9 which receives an intermediate frequency signal which is subjected to digital multiplex quadrature phase modulation and includes odd-order distortion and bifurcates the intermediate frequency signal, and one output of the distributor 9. Is supplied to the phase demodulation circuit 110
A pseudo-distortion generating circuit 11 through which the other output of the distributor 9 passes and which is set to be equivalent to the generation source of the odd-order distortion, and a phase demodulation circuit 11 to which the output of the pseudo-distortion generating circuit 11 is supplied.
2, the output of the phase demodulation circuit 112 and the phase demodulation circuit 1
And an adder circuit 171 for adding the output of the adder circuit 170 and the output of the phase demodulation circuit 110 so as to cancel the odd-order distortion. 170 phase demodulation circuit 110
Phase demodulation circuit 11 provided at the input terminal to which the output of
A variable attenuator 180 that adjusts the input level of the output circuit 170 of 0 and a correlation between the output of the phase demodulation circuit 110 and the output of the addition circuit 170 and calculate the correlation of the variable attenuator 180 so that the correlation is minimized. A correlation detection circuit 520 for controlling the amount of attenuation, and an input terminal of the addition circuit
70 is provided at the input terminal to which the output of
A variable attenuator 181 for adjusting the input level of the output of 0 to the adder 171; the output of the adder 170 and the adder 1
Error detection circuit 400 for extracting an error component from the output of 71
And a correlation detection circuit 530 which calculated the correlation the correlation between the output of 1 and 400 2 controls the attenuation amount of the variable attenuator 181 so as to minimize.
【００５１】次に、本発明第四実施例の動作を説明す
る。図１０において、無線基地局３のアンテナ４で受信
した複数の移動端末１、２の無線信号は周波数変換器Ｆ
Ｃにより中間周波数信号に変換されて電気光変換器５に
入力され、上り光ファイバ伝送路６を通じて集中基地局
７に伝送される。このとき無線基地局３の電気光変換器
５で非線形歪が発生する。Next, the operation of the fourth embodiment of the present invention will be described. In FIG. 10, radio signals of a plurality of mobile terminals 1 and 2 received by an antenna 4 of a radio base station 3 are frequency converters F
The signal is converted into an intermediate frequency signal by C, input to the electro-optical converter 5, and transmitted to the centralized base station 7 through the upstream optical fiber transmission line 6. At this time, nonlinear distortion occurs in the electro-optical converter 5 of the wireless base station 3.
【００５２】集中基地局７において受信した光信号は、
光電気変換器８によって電気信号に変換された後に、分
岐フィルタ８２により移動端末１に対応した復調部１５
０1の経路と移動端末２に対応した復調部１５０2 の経
路に分かれる。復調部１５０1 および１５０2 の構成は
同じであるため以降は復調部１５０1 について説明す
る。分岐フィルタ８２の出力は分配器９により二つに分
岐される。一方は位相復調回路１１０に入力され、他方
は無線基地局３の電気光変換器５と同等の非線形歪特性
をもつ疑似歪発生回路１１に入力され、歪が加えられた
後に、位相復調回路１１２に入力される。The optical signal received at the centralized base station 7 is
After being converted into an electric signal by the opto-electric converter 8, the demodulation unit 15 corresponding to the mobile terminal 1 is output by the branch filter 82.
0 divided into first path and the path of the demodulator 150 2 corresponding to the mobile terminal 2. Since the configurations of demodulation sections 150 1 and 150 2 are the same, demodulation section 150 1 will be described below. The output of the branch filter 82 is branched into two by the distributor 9. One is input to the phase demodulation circuit 110, and the other is input to the pseudo distortion generation circuit 11 having the same nonlinear distortion characteristics as the electro-optical converter 5 of the wireless base station 3, and after the distortion is added, Is input to
【００５３】位相復調回路１１０において入力信号は、
この信号自身から再生された基準搬送波信号１１３に基
づいて、同相成分と直交成分とに分解される。次に、位
相復調回路１１０の出力の同相成分と直交成分は、再生
されたクロック信号１１９をサンプリング信号として十
分な量子化精度を有するＡＤ変換器１２０、１２１にお
いて、それぞれディジタル化され、直交信号ａＱと同相
信号ａＩになる。The input signal in the phase demodulation circuit 110 is
The signal is decomposed into an in-phase component and a quadrature component based on the reference carrier signal 113 reproduced from the signal itself. Next, the in-phase component and the quadrature component of the output of the phase demodulation circuit 110 are digitized by the AD converters 120 and 121 having sufficient quantization accuracy using the reproduced clock signal 119 as a sampling signal, and the quadrature signal aQ And an in-phase signal aI.
【００５４】同様に、位相復調回路１１２において入力
信号は、基準搬送波信号１１３に基づいて、同相成分と
直交成分とに分解され、クロック信号１１９をサンプリ
ング信号として十分な量子化精度を有するＡＤ変換器１
２７、１２８において、それぞれディジタル化され、直
交信号ｂＱと同相信号ｂＩになる。そして、同相信号ａ
Ｉ、直交信号ａＱ、同相信号ｂＩおよび直交信号ｂＱ
は、歪抽出部１２９に入力され、以下に示す動作で、こ
れらの信号の主信号成分を抑圧し、同相歪信号ｄＩおよ
び直交歪信号ｄＱを抽出する。歪抽出部１２９は、両極
性可変減衰素子１３０〜１３３からなる可変減衰器１８
０、相関検出回路５２０、加算素子１３５〜１３８から
なる加算回路１７０を含む。両極性可変減衰素子１３０
〜１３３の特性は図４に示した両極性可変減衰器と同様
である。Similarly, in the phase demodulation circuit 112, the input signal is decomposed into an in-phase component and a quadrature component on the basis of the reference carrier signal 113, and the A / D converter having sufficient quantization accuracy using the clock signal 119 as a sampling signal. 1
At 27 and 128, they are digitized to become quadrature signal bQ and in-phase signal bI. And the in-phase signal a
I, quadrature signal aQ, in-phase signal bI and quadrature signal bQ
Is input to the distortion extraction unit 129, and suppresses the main signal components of these signals and extracts the in-phase distortion signal dI and the quadrature distortion signal dQ in the following operation. The distortion extracting unit 129 includes a variable attenuator 18 including bipolar variable attenuating elements 130 to 133.
0, a correlation detection circuit 520, and an addition circuit 170 including addition elements 135 to 138. Bipolar variable attenuation element 130
133 are similar to those of the bipolar variable attenuator shown in FIG.
【００５５】図１１は相関検出回路５２０および５３０
のブロック構成図である。相関検出回路５２０および５
３０は排他的論理和回路１５１および積分回路１５２を
含む。この相関検出回路５２０および５３０は、同相信
号ａＩおよび直交信号ａＱと、同相歪信号ｄＩおよび直
交歪信号ｄＱとを、排他的論理和回路１５１および積分
回路１５２において、主信号の相関検出を行い、その相
関量が最小になるように制御信号Ｃｒ1 〜Ｃｒ4 および
Ｇｒ1 〜Ｇｒ4 を生成して両極性可変減衰素子１３０〜
１３３および１４０〜１４３に供給し、フィードバック
制御をしている。FIG. 11 shows correlation detection circuits 520 and 530.
FIG. 3 is a block diagram of the configuration of FIG. Correlation detection circuits 520 and 5
Reference numeral 30 includes an exclusive OR circuit 151 and an integrating circuit 152. Correlation detection circuits 520 and 530 detect the correlation of the main signal between in-phase signal aI and quadrature signal aQ and in-phase distortion signal dI and quadrature distortion signal dQ in exclusive OR circuit 151 and integration circuit 152. , generates a control signal Cr 1 ~Cr 4 and Gr 1 ~Gr 4 as the correlation amount is minimized by bipolar variable attenuation element 130 to
133 and 140 to 143 for feedback control.
【００５６】以上の構成を有する歪抽出部１２９におい
て、まず、同相信号ａＩは、両極性可変減衰素子１３０
および１３２並びに相関検出回路５２０に入力され、両
極性可変減衰素子１３０および１３２において、相関検
出回路５２０から出力される制御信号Ｃｒ1 およびＣｒ
2 に基づいて、それぞれ減衰されて出力される。同様
に、直交信号ａＱは、両極性可変減衰素子１３１および
１３３並びに相関検出回路５２０に入力され、両極性可
変減衰素子１３１および１３３において、相関検出回路
５２０から出力される制御信号Ｃｒ3 およびＣｒ4 に基
づいて、それぞれ減衰されて出力される。In the distortion extracting section 129 having the above configuration, first, the in-phase signal aI is applied to the bipolar variable attenuating element 130.
And 132, and the control signals Cr 1 and Cr output from the correlation detection circuit 520 at the bipolar variable attenuating elements 130 and 132.
2 and are attenuated and output. Similarly, the quadrature signal aQ is input to the bipolar variable attenuation elements 131 and 133 and the correlation detection circuit 520, and the control signals Cr 3 and Cr 4 output from the correlation detection circuit 520 in the bipolar variable attenuation elements 131 and 133. , And are attenuated and output.
【００５７】そして、同相信号ｂＩは、加算素子１３５
において両極性可変減衰素子１３０の出力信号と加算さ
れた後に、加算素子１３６において両極性可変減衰素子
１３１の出力信号と加算される。これにより、同相信号
ｂＩに含まれる主信号は、同相信号ａＩおよび直交信号
ａＱに含まれる主信号とそれぞれ等振幅かつ逆位相で加
算されることになり、主信号成分が抑圧されるととも
に、同相歪信号ｄＩが抽出され、加算素子１３６から出
力されて相関検出回路５２０および歪補償部１３９に供
給される。The in-phase signal bI is added to the adder 135
Is added to the output signal of the bipolar variable attenuating element 130, and then added by the adding element 136 to the output signal of the bipolar variable attenuating element 131. As a result, the main signal included in the in-phase signal bI is added with the same amplitude and opposite phase to the main signal included in the in-phase signal aI and the quadrature signal aQ, respectively, so that the main signal component is suppressed. , The in-phase distortion signal dI is extracted, output from the adder 136, and supplied to the correlation detection circuit 520 and the distortion compensator 139.
【００５８】同様に、直交信号ｂＱは、加算素子１３７
において両極性可変減衰素子１３２の出力信号と加算さ
れた後に、加算素子１３８において両極性可変減衰素子
１３３の出力信号と加算される。これにより、同相信号
ｂＱに含まれる主信号は、同相信号ａＩおよび直交信号
ａＱに含まれる主信号とそれぞれ等振幅かつ逆位相で加
算されることになり、主信号成分が抑圧されるととも
に、同相歪信号ｄＱが抽出され、加算素子１３８から出
力されて相関検出回路５２０および歪補償部１３９に供
給される。Similarly, the quadrature signal bQ is added to the adder 137
Is added to the output signal of the bipolar variable attenuating element 132, and then added by the adding element 138 to the output signal of the bipolar variable attenuating element 133. As a result, the main signal included in the in-phase signal bQ is added with the same amplitude and opposite phase to the main signal included in the in-phase signal aI and the quadrature signal aQ, respectively, so that the main signal component is suppressed. , The in-phase distortion signal dQ is extracted, output from the adder 138, and supplied to the correlation detection circuit 520 and the distortion compensator 139.
【００５９】可変減衰器１８０は、４個の両極性可変減
衰素子１３０〜１３３を用いて同相信号と直交信号の振
幅を個別に制御しており、これは同相信号と直交信号の
複合信号の位相および振幅を等価的に制御していること
になる。つまり、可変減衰器１８０は図１における位相
および振幅可変回路１２と同じ機能を有すると考えられ
る。The variable attenuator 180 individually controls the amplitudes of the in-phase signal and the quadrature signal by using four bipolar variable attenuating elements 130 to 133, which is a composite signal of the in-phase signal and the quadrature signal. Are equivalently controlled. That is, it is considered that the variable attenuator 180 has the same function as the phase and amplitude variable circuit 12 in FIG.
【００６０】次に、歪補償部１３９は同相信号ａＩ、直
交信号ａＱ、同相歪信号ｄＩおよび直交歪信号ｄＱを入
力して、以下に示す動作で、同相信号ａＩおよび直交信
号ａＱに漏れ込んでいる歪成分を抑圧して出力する。歪
補償部１３９の両極性可変減衰素子１４０〜１４３を含
む可変減衰器１８１、相関検出回路５３０は前述した可
変減衰器１８０、相関検出回路５２０と特性および構成
は同様である。さらに、加算素子１４５〜１４８を含む
加算回路１７１を備えている。Next, the distortion compensating section 139 receives the in-phase signal aI, the quadrature signal aQ, the in-phase distortion signal dI and the quadrature distortion signal dQ, and leaks the in-phase signal aI and the quadrature signal aQ in the following operation. Suppresses the distorted component and outputs it. The variable attenuator 181 including the bipolar variable attenuating elements 140 to 143 of the distortion compensator 139 and the correlation detection circuit 530 have the same characteristics and configuration as those of the variable attenuator 180 and the correlation detection circuit 520 described above. Further, an addition circuit 171 including addition elements 145 to 148 is provided.
【００６１】歪補償部１３９において、まず、同相歪信
号ｄＩは、可変減衰素子１４１および１４３並びに相関
検出回路５３０に入力され、両極性可変減衰素子１４１
および１４３において、相関検出回路５３０から出力さ
れる制御信号Ｇｒ1 およびＧｒ3 に基づいて、それぞれ
減衰されて出力される。同様に、直交歪信号ｄＱは、両
極性可変減衰素子１４０および１４２並びに相関検出回
路５３０に入力され、両極性可変減衰素子１４０および
１４２において、相関検出回路５３０から出力される制
御信号Ｇｒ2 およびＧｒ4 に基づいて、それぞれ減衰さ
れて出力される。In the distortion compensating section 139, first, the in-phase distortion signal dI is input to the variable attenuating elements 141 and 143 and the correlation detecting circuit 530.
At 143 and 143, the signals are attenuated and output based on the control signals Gr 1 and Gr 3 output from the correlation detection circuit 530. Similarly, the orthogonal distortion signal dQ is input to the bipolar variable attenuating elements 140 and 142 and the correlation detection circuit 530, and the control signals Gr 2 and Gr output from the correlation detection circuit 530 in the bipolar variable attenuating elements 140 and 142. 4 and are attenuated and output.
【００６２】そして、同相信号ａＩは、加算素子１４５
において両極性可変減衰素子１４０の出力信号と加算さ
れた後に、加算素子１４６において両極性可変減衰素子
１４１の出力信号と加算される。これにより、同相信号
ａＩに含まれる歪成分は、同相歪信号ｄＩおよび直交歪
信号ｄＱに含まれる歪成分とそれぞれ等振幅かつ逆位相
で加算されることになり、歪成分が抑圧される。そし
て、この加算素子１４６の出力に含まれる同相誤差成分
ｅＩが誤差検出回路４００2 から出力されて相関検出回
路５３０に供給される。The in-phase signal aI is added to the adder element 145.
Is added to the output signal of the bipolar variable attenuating element 140, and then added by the adding element 146 to the output signal of the bipolar variable attenuating element 141. As a result, the distortion component included in the in-phase signal aI is added with the same amplitude and opposite phase to the distortion components included in the in-phase distortion signal dI and the quadrature distortion signal dQ, and the distortion component is suppressed. The in-phase error component eI contained in the output of the summing element 146 is supplied to the correlation detection circuit 530 is outputted from the error detection circuit 400 2.
【００６３】同様に、直交信号ａＱは、加算素子１４７
において両極性可変減衰素子１４２の出力信号と加算さ
れた後に、加算素子１４８において両極性可変減衰素子
１４３の出力信号と加算される。これにより同相信号ａ
Ｑに含まれる歪成分は、同相歪信号ｄＩおよび直交歪信
号ｄＱに含まれる歪成分とそれぞれ等振幅かつ逆位相で
加算されることになり歪成分が抑圧される。そして、こ
の加算素子１４８の出力に含まれる直交誤差信号ｅＱが
誤差検出回路４００1 から出力されて相関検出回路５３
０に供給される。Similarly, the quadrature signal aQ is added to the adder 147
Is added to the output signal of the bipolar variable attenuating element 142, and then added by the adding element 148 to the output signal of the bipolar variable attenuating element 143. Thereby, the in-phase signal a
The distortion component included in Q is added with the same amplitude and opposite phase to the distortion component included in the in-phase distortion signal dI and the quadrature distortion signal dQ, and the distortion component is suppressed. The correlation detection circuit 53 quadrature error signal eQ contained in the output of the summing element 148 is output from the error detection circuit 400 1
0 is supplied.
【００６４】このとき、相関検出回路５３０は同相歪信
号ｄＩおよび直交歪信号ｄＱと、同相誤差信号ｅＩおよ
び直交誤差信号ｅＱとの間で歪成分の相関検出を行い、
その相関が最小となるように、制御信号Ｇｒ1 〜Ｇｒ4
を生成して両極性可変減衰素子１４０〜１４３に供給
し、フィードバック制御をしている。At this time, the correlation detection circuit 530 performs correlation detection of a distortion component between the in-phase distortion signal dI and the quadrature distortion signal dQ and the in-phase error signal eI and the quadrature error signal eQ.
The control signals Gr 1 to Gr 4 are set so that the correlation is minimized.
Is generated and supplied to the bipolar variable attenuating elements 140 to 143 to perform feedback control.
【００６５】可変減衰器１８１は、４個の両極性可変減
衰素子１４０〜１４３を用いて同相信号と直交信号の振
幅を個別に制御しており、これは同相信号と直交信号の
複合信号の位相および振幅を等価的に制御していること
になる。つまり、可変減衰器１８１は図１における位相
および振幅可変回路１３と同じ機能を有すると考えられ
る。The variable attenuator 181 individually controls the amplitudes of the in-phase signal and the quadrature signal using four bipolar variable attenuating elements 140 to 143. This is a composite signal of the in-phase signal and the quadrature signal. Are equivalently controlled. That is, it is considered that the variable attenuator 181 has the same function as the phase and amplitude variable circuit 13 in FIG.
【００６６】（第五実施例）次に、本発明第五実施例を
図１２を参照して説明する。図１２は本発明第五実施例
装置のブロック構成図である。本発明第五実施例が図１
０に示した本発明第四実施例と異なる点は、歪抽出部１
２９および歪補償部１３９において、本発明第四実施例
では両極性可変減衰素子１３０〜１３３、１４０〜１４
３を含む可変減衰器１８０、１８１を用いていたが、本
発明第五実施例では複数のタップを有するディジタル形
のトランスバーサルフィルタ１３０′〜１３３′、１４
０′〜１４３′を用いている点である。さらに、このト
ランスバーサルフィルタ１３０′〜１３３′、１４０′
〜１４３′の各タップの重み付けを重み付け制御回路５
２０′、５３０′を用いて行っている点である。(Fifth Embodiment) Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 12 is a block diagram of a device according to a fifth embodiment of the present invention. FIG. 1 shows a fifth embodiment of the present invention.
0 is different from the fourth embodiment of the present invention shown in FIG.
29 and the distortion compensating unit 139 in the fourth embodiment of the present invention, the bipolar variable attenuating elements 130 to 133, 140 to 14
Although the variable attenuators 180 and 181 including the three are used in the fifth embodiment of the present invention, digital transversal filters 130 'to 133' and 14 having a plurality of taps are used.
0 'to 143'. Further, the transversal filters 130 'to 133', 140 '
Weighting control circuit 5
20 'and 530'.
【００６７】図１３はトランスバーサルフィルタ１３
０′〜１３３′、１４０′〜１４３′のブロック構成図
（例として３タップの場合）である。入力ディジタル信
号をクロック周期Ｔだけ遅延させる遅延素子１５３、１
５４、両極性可変減衰素子１５５〜１５７、加算素子１
５８により構成される。ここで、トランスバーサルフィ
ルタ１３０′〜１３３′、１４０′〜１４３′の入力デ
ィジタル信号は、遅延素子１５３および両極性可変減衰
素子１５５に供給され、遅延素子１５３の出力は、遅延
素子１５４と両極性可変減衰素子１５６に供給され、さ
らに遅延素子１５４の出力は、両極性可変減衰素子１５
７に供給される。また両極性可変減衰素子１５５〜１５
７は、重み付け制御回路５２０′から出力される制御信
号Ｃｒ1 （Ｃ１−１、Ｃ１０、Ｃ１＋１）に基づいて、
入力ディジタル信号を減衰させて出力する。加算素子１
５８は、両極性可変減衰素子１５５〜１５７のそれぞれ
の出力ディジタル信号を加算して出力する。FIG. 13 shows the transversal filter 13.
It is a block diagram of the case of 0'-133 'and 140'-143' (in the case of 3 taps as an example). Delay elements 153, 1 for delaying an input digital signal by clock cycle T
54, bipolar variable attenuation elements 155 to 157, addition element 1
58. Here, input digital signals of the transversal filters 130 'to 133' and 140 'to 143' are supplied to a delay element 153 and a bipolar variable attenuation element 155, and an output of the delay element 153 is connected to the delay element 154 and the bipolar. The variable attenuation element 156 is supplied to the variable attenuation element 156.
7 is supplied. In addition, bipolar variable attenuation elements 155 to 15
7 is based on a control signal Cr 1 (C1-1, C10, C1 + 1) output from the weight control circuit 520 ′.
It attenuates the input digital signal and outputs it. Additive element 1
Numeral 58 adds the output digital signals of the bipolar variable attenuating elements 155 to 157 and outputs the sum.
【００６８】図１４は重み付け制御回路５２０′のブロ
ック構成図である。遅延回路（クロック周期Ｔ）１５
９、排他的論理和回路１５１、積分回路１５２により構
成される。重み付け制御回路５２０′は、同相信号ａＩ
および直交信号ａＱと、同相歪信号ｄＩおよび直交歪信
号ｄＱとを、遅延回路１５９において、それぞれクロッ
ク周期Ｔだけ遅延させ、各信号のタイミングを合わせ、
排他的論理和回路１５１および積分回路１５２におい
て、主信号の相関検出を行い、その相関量が最小になる
ように制御信号Ｃｒ1 〜Ｃｒ4 を生成して、トランスバ
ーサルフィルタ１３０′〜１３３′に供給し、フィード
バック制御をしている。FIG. 14 is a block diagram of the weight control circuit 520 '. Delay circuit (clock cycle T) 15
9, an exclusive OR circuit 151 and an integrating circuit 152. The weight control circuit 520 'outputs the in-phase signal aI
And the quadrature signal aQ, the in-phase distortion signal dI and the quadrature distortion signal dQ are each delayed by the clock period T in the delay circuit 159, and the timing of each signal is adjusted.
The exclusive OR circuit 151 and the integrating circuit 152 detect the correlation of the main signal, generate control signals Cr 1 to Cr 4 so that the amount of correlation is minimized, and provide the control signals Cr 1 to Cr 4 to the transversal filters 130 ′ to 133 ′. Supply and feedback control.
【００６９】図１１において、制御信号Ｃ１−１、Ｃ１
０、Ｃ１＋１が制御信号Ｃｒ1 を構成し、以下同様に、
制御信号Ｃ２−１、Ｃ２０、Ｃ２＋１が制御信号Ｃｒ2
を構成し、制御信号Ｃ３−１、Ｃ３０、Ｃ３＋１が制御
信号Ｃｒ3 を構成し、制御信号Ｃ４−１、Ｃ４０、Ｃ４
＋１が制御信号Ｃｒ4 を構成している。In FIG. 11, control signals C1-1, C1
0, C1 + 1 constitutes a control signal Cr 1, and so on to,
The control signals C2-1, C20, and C2 + 1 are control signals Cr 2
Constitute the control signals C3-1, C30, C3 + 1 constitutes a control signal Cr 3, control signals C4-1, C40, C4
+1 constitutes the control signal Cr 4 .
【００７０】歪抽出部１２９に、上記の構成のトランス
バーサルフィルタ１３０′〜１３３′および重み付け制
御回路５２０′を用いることにより、疑似歪発生回路１
１を通過することによって主信号の周波数特性が変化し
た場合においても、トランスバーサルフィルタ１３０′
〜１３３′が入力信号の同相信号ａＩおよび直交信号ａ
Ｑの周波数特性を変化させ、同相信号ｂＩおよび直交信
号ｂＱと等価にすることができるため、主信号を抑圧し
て歪成分を抽出することができる。By using the transversal filters 130 ′ to 133 ′ and the weighting control circuit 520 ′ having the above configuration for the distortion extracting section 129, the pseudo distortion generating circuit 1
1 when the frequency characteristic of the main signal is changed by passing through the transversal filter 130 '.
133 'are the in-phase signal aI and the quadrature signal a of the input signal.
Since the frequency characteristic of Q can be changed to be equivalent to the in-phase signal bI and the quadrature signal bQ, it is possible to suppress the main signal and extract a distortion component.
【００７１】また、歪補償部１３９に、上記の同一の構
成のトランスバーサルフィルタ１４０′〜１４３′およ
び重み付け制御回路５３０′を用いることにより、歪抽
出部１２９で取り出した同相歪信号ｄＩおよび直交歪信
号ｄＱの周波数特性が同相信号ａＩおよび直交信号ａＱ
に含まれる歪成分の周波数特性と異なる場合において
も、トランスバーサルフィルタ１４０′〜１４３′によ
り等価にすることができるため、歪成分を消去すること
ができる。Further, by using the transversal filters 140 'to 143' and the weighting control circuit 530 'having the same configuration as the distortion compensating unit 139, the in-phase distortion signal dI extracted by the distortion extracting unit 129 and the quadrature distortion The frequency characteristics of the signal dQ are the in-phase signal aI and the quadrature signal aQ.
Are different from the frequency characteristics of the distortion components included in the filter, the distortion components can be eliminated because they can be made equivalent by the transversal filters 140 'to 143'.
【００７２】（第六実施例）次に、本発明第六実施例を
図１５を参照して説明する。図１５は本発明第六実施例
のブロック構成図である。本発明第六実施例が図１０に
示した本発明第四実施例と異なる点は、分配器９を分岐
フィルタ８２の前段に設置し、分配器９により分岐され
疑似歪発生回路１１により疑似歪を加えられた信号を、
疑似歪用の分岐フィルタ８３により移動端末１に対応し
た復調部１５０1 の経路と移動端末２に対応した復調部
１５０2 の経路に分配している点である。本発明第四実
施例では二つの経路で疑似歪を発生させていたが、本発
明第六実施例の構成にすることにより、疑似歪発生回路
１１の出力を二つの経路で共通化することができる。(Sixth Embodiment) Next, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 15 is a block diagram of a sixth embodiment of the present invention. The sixth embodiment of the present invention is different from the fourth embodiment of the present invention shown in FIG. 10 in that a distributor 9 is provided in front of a branching filter 82 and is branched by a distributor 9 to generate a pseudo distortion. Is added to the signal
The branching filter 83 for the pseudo-distortion is that it distributes the route of the demodulation unit 150 2 corresponding to the route with the mobile terminal 2 of the demodulator 150 1 corresponding to the mobile terminal 1. In the fourth embodiment of the present invention, the pseudo distortion is generated on two paths. However, by adopting the configuration of the sixth embodiment of the present invention, the output of the pseudo distortion generating circuit 11 can be shared by the two paths. it can.
【００７３】[0073]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
高精度に歪補償制御を行うことができる歪補償回路を実
現することができる。本発明によれば、複数の無線キャ
リアからなる広帯域信号の歪補償制御を行うことができ
る受信装置を実現することができる。本発明によれば、
送信側で生じた歪の補償を受信側で行い送信装置を小型
化することができる集中基地局装置を実現することがで
きる。本発明によれば、送信側で生じた複数の無線キャ
リアからなる広帯域信号の歪補償制御を高精度に受信側
で行うとともに送信装置を小型化することができる無線
通信方式を実現することができる。As described above, according to the present invention,
A distortion compensation circuit that can perform distortion compensation control with high accuracy can be realized. ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the receiver which can perform distortion compensation control of the wideband signal which consists of several radio carriers can be implement | achieved. According to the present invention,
It is possible to realize a centralized base station apparatus capable of compensating for distortion generated on the transmission side on the reception side and reducing the size of the transmission apparatus. ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the radio | wireless communication system which can perform distortion compensation control of the wideband signal which consists of several radio | wireless carriers produced | generated at the transmission side with high precision at the reception side and can downsize a transmission apparatus can be implement | achieved. .
【図１】本発明実施例装置のブロック構成図。FIG. 1 is a block diagram of an apparatus according to an embodiment of the present invention.
【図２】本発明第一実施例装置のブロック構成図。FIG. 2 is a block diagram of the first embodiment of the present invention.
【図３】誤差成分を説明するための図。FIG. 3 is a diagram for explaining an error component.
【図４】疑似歪発生回路を示す図。FIG. 4 is a diagram showing a pseudo distortion generating circuit.
【図５】両極性可変減衰器の特性を示す図。FIG. 5 is a diagram showing characteristics of a bipolar variable attenuator.
【図６】本発明第二実施例装置のブロック構成図。FIG. 6 is a block diagram of a device according to a second embodiment of the present invention.
【図７】本発明第二実施例のトランスバーサルフィルタ
のブロック構成図。FIG. 7 is a block diagram of a transversal filter according to a second embodiment of the present invention.
【図８】本発明第二実施例の相関検出回路のブロック構
成図。FIG. 8 is a block diagram of a correlation detection circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図９】本発明第三実施例装置のブロック構成図。FIG. 9 is a block diagram of a device according to a third embodiment of the present invention.
【図１０】本発明第四実施例装置のブロック構成図。FIG. 10 is a block diagram of a device according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１１】本発明第四実施例の相関検出回路のブロック
構成図。FIG. 11 is a block diagram of a correlation detection circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１２】本発明第五実施例装置のブロック構成図。FIG. 12 is a block diagram of an apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.
【図１３】本発明第五実施例のトランスバーサルフィル
タのブロック構成図。FIG. 13 is a block diagram of a transversal filter according to a fifth embodiment of the present invention.
【図１４】本発明第五実施例の相関検出回路のブロック
構成図。FIG. 14 is a block diagram of a correlation detection circuit according to a fifth embodiment of the present invention.
【図１５】本発明第六実施例装置のブロック構成図。FIG. 15 is a block diagram of an apparatus according to a sixth embodiment of the present invention.
【図１６】従来例装置のブロック構成図。FIG. 16 is a block diagram of a conventional apparatus.
１、２ 移動端末 ３ 無線基地局 ４ アンテナ ５ 電気光変換器 ６ 光ファイバ伝送路 ７ 集中基地局 ８ 光電気変換器 ９、１０、１５、２０、５６〜５８、７１、７４ 分配
器 １１、７５ 疑似歪発生回路 １２、１３ 位相および振幅可変回路 １２′、１３′、１３０′〜１３３′、１４０′〜１４
３′ トランスバーサルフィルタ １４、１９ １７０、１７１ 加算回路 １６、１７、２１、２２ 両極性可変減衰器 １８、２３、６７ ９０°合成器 ２５ 基準搬送波 ２６、２８、３４、３７、３９ 位相検波器 ２７、３８ ９０°移相器 ２９、３０、３５、４０、４１ 低域通過フィルタ ３１ 再生クロック信号 ３２、３３、３６、４２、４３、１２０、１２１、１２
７、１２８ ＡＤ変換器 ４４、４５、４８、４９、６９、１５１ 排他的論理和
回路 ４６、４７、５０、５１ 積分回路 ５２、５３、５２′、５３′ 相関検出回路 ５４、５５、６８、１５９ 遅延回路 ５９〜６４ 両極性可変減衰器 ６５、６６ 合成器 ７０、１５２ 積分回路 ７６ 可変移相器 ７７、１８０、１８１ 可変減衰器 ７８ 遅延素子 ７９ 加算器 ８２、８３ 分岐フィルタ １００、１０１、１０４、１０５、１００1 、１００2
位相復調回路 １０２、１０３ 歪補償回路 １１０、１１２ 位相復調回路 １２９ 歪抽出部 １３０〜１３３ 両極性可変減衰素子 １３５〜１３８、１５８ 加算素子 １３９ 歪補償部 １５０1 、１５０2 復調部 １４０〜１４３、１５５〜１５７ 両極性可変減衰素子 １４５〜１４８ 加算素子 ４００、４００1 、４００2 誤差検出回路 ５２０、５３０ 相関検出回路 ５２０′、５３０′重み付け制御回路1, 2 mobile terminal 3 radio base station 4 antenna 5 electro-optical converter 6 optical fiber transmission line 7 centralized base station 8 opto-electric converter 9, 10, 15, 20, 56 to 58, 71, 74 distributor 11, 75 Pseudo distortion generation circuit 12, 13 Phase and amplitude variable circuit 12 ', 13', 130 'to 133', 140 'to 14
3 'transversal filter 14, 19 170, 171 Adder circuit 16, 17, 21, 22 Bipolar variable attenuator 18, 23, 67 90 ° combiner 25 Reference carrier 26, 28, 34, 37, 39 Phase detector 27 , 38 90 ° phase shifter 29, 30, 35, 40, 41 Low-pass filter 31 Regenerated clock signal 32, 33, 36, 42, 43, 120, 121, 12
7, 128 AD converter 44, 45, 48, 49, 69, 151 Exclusive OR circuit 46, 47, 50, 51 Integrating circuit 52, 53, 52 ', 53' Correlation detecting circuit 54, 55, 68, 159 Delay circuit 59-64 Bipolar variable attenuator 65, 66 Combiner 70, 152 Integrator circuit 76 Variable phase shifter 77, 180, 181 Variable attenuator 78 Delay element 79 Adder 82, 83 Branch filter 100, 101, 104, 105, 100 1 , 100 2
Phase demodulation circuits 102 and 103 Distortion compensation circuits 110 and 112 Phase demodulation circuits 129 Distortion extraction sections 130 to 133 Bipolar variable attenuation elements 135 to 138, 158 Addition elements 139 Strain compensation sections 150 1 , 150 2 Demodulation sections 140 to 143, 155 １５157 Bipolar variable attenuation element 145５〜148 Addition element 400, 400 1 , 400 2 Error detection circuit 520, 530 Correlation detection circuit 520 ', 530' Weight control circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/18 Ｈ０４Ｂ 9/00 Ｍ Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｚ Ｈ０４Ｑ 7/36 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/10 H03H 21/00 H04B 1/40 H04B 7/005 H04B 10/02 H04B 10/18 H04L 27/22 H04Q 7/36 ──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page (51) Int.Cl. 7 Identification symbol FI H04B 10/18 H04B 9/00 MH04L 27/22 H04L 27/22 Z H04Q 7/36 (58) Fields surveyed (Int.Cl. . 7, DB name) H04B 1/10 H03H 21/00 H04B 1/40 H04B 7/005 H04B 10/02 H04B 10/18 H04L 27/22 H04Q 7/36
Claims (8)
歪を含む中間周波数信号を入力としこの中間周波数信号
が通過し前記奇数次歪の発生原因と等価に設定された疑
似歪発生回路（１１）と、この中間周波数信号が通過す
る第一の位相および振幅可変回路（１２）と、この第一
の位相および振幅可変回路の出力と前記疑似歪発生回路
（１１）の出力とを実質的に減算する第一の加算回路
（１９）と、この第一の加算回路の出力が通過する第二
の位相および振幅可変回路（１３）と、この第二の位相
および振幅可変回路の出力と前記中間周波数信号とを前
記奇数次歪が打ち消されるように加算する第二の加算回
路（１４）と、この第二の加算回路の出力から誤差成分
を抽出する誤差検出回路（４００）とを備え、 前記中間周波数信号と前記第一の加算回路（１９）の出
力との相関を演算しその相関が最小になるように前記第
一の位相および振幅可変回路（１２）の位相推移量およ
び振幅を制御する第一の相関検出回路（５２）と、前記
第一の加算回路（１９）の出力と前記誤差検出回路（４
００）から出力される誤差成分との相関を演算しその相
関が最小になるように前記第二の位相および振幅可変回
路（１３）の位相推移量および振幅を制御する第二の相
関検出回路（５３）とを備えたことを特徴とする歪補償
回路。A pseudo-distortion generating circuit (11) which receives an intermediate frequency signal which is digitally multiplexed quadrature phase modulated and includes odd-order distortion, receives the intermediate frequency signal, and is set to be equivalent to the generation source of the odd-order distortion. A first phase and amplitude variable circuit (12) through which the intermediate frequency signal passes, and an output of the first phase and amplitude variable circuit and an output of the pseudo distortion generating circuit (11) are substantially subtracted. A first addition circuit (19), a second phase and amplitude variable circuit (13) through which the output of the first addition circuit passes, an output of the second phase and amplitude variable circuit, and the intermediate frequency signal A second addition circuit (14) for adding the odd-order distortion so as to cancel the odd-order distortion, and an error detection circuit (400) for extracting an error component from an output of the second addition circuit. Signal and said A first correlation detection circuit (1) which calculates a correlation with the output of the adder circuit (19) and controls the amount of phase shift and the amplitude of the first phase and amplitude variable circuit (12) so that the correlation is minimized. 52), the output of the first addition circuit (19) and the error detection circuit (4
00) to calculate the correlation with the error component output from the second phase and amplitude variable circuit (13) so as to minimize the correlation. 53). A distortion compensating circuit comprising:
第一の位相復調回路（１００）と、前記中間周波数信号
が供給される第二の位相復調回路（１０１）と、前記第
一の加算回路（１９）の出力が供給される第三の位相復
調回路（１０５）とを備え、 前記第一の相関検出回路は、この第三の位相復調回路
（１０５）の出力と前記第二の位相復調回路（１０１）
の出力との相関を演算しその相関が最小になるように前
記第一の位相および振幅可変回路（１２）の位相推移量
および振幅を制御する手段を含み、 前記第二の相関検出回路は、前記第三の位相復調回路
（１０５）の出力と前記第一の位相復調回路（１００）
の出力との相関を演算しその相関が最小になるように前
記第二の位相および振幅可変回路（１３）の位相推移量
および振幅を制御する手段を含む請求項１記載の歪補償
回路。2. A first phase demodulation circuit (100) to which an output of the second adding circuit is supplied, a second phase demodulation circuit (101) to which the intermediate frequency signal is supplied, and And a third phase demodulation circuit (105) to which the output of the adder circuit (19) is supplied, wherein the first correlation detection circuit comprises an output of the third phase demodulation circuit (105) and the second phase demodulation circuit (105). Phase demodulation circuit (101)
Means for calculating the correlation with the output of the first phase and the phase shift amount and amplitude of the first phase and amplitude variable circuit (12) so that the correlation is minimized. The output of the third phase demodulation circuit (105) and the first phase demodulation circuit (100)
2. A distortion compensating circuit according to claim 1, further comprising means for calculating a correlation with the output of said second phase and controlling a phase shift amount and an amplitude of said second phase and amplitude variable circuit so as to minimize the correlation.
端に前記第一の位相および振幅可変回路および前記第二
の加算回路が接続された第一の位相復調回路を備え、前
記疑似歪発生回路と前記第一の加算回路との間に第二の
位相復調回路が介挿された請求項１記載の歪補償回路。A first phase demodulation circuit having an input terminal supplied with an intermediate frequency signal and an output terminal connected to said first phase and amplitude variable circuit and said second adder circuit; 2. The distortion compensation circuit according to claim 1, wherein a second phase demodulation circuit is interposed between the circuit and the first addition circuit.
よび振幅可変回路はトランスバーサルフィルタを含む請
求項１ないし３のいずれかに記載の歪補償回路。4. The distortion compensation circuit according to claim 1, wherein said first and / or second phase and amplitude variable circuits include a transversal filter.
が多数の搬送波について周波数多重された中間周波数信
号を入力として、この搬送波毎のディジタル多重直交位
相変調された中間周波数信号に分岐する分岐フィルタ
（８２）を備え、請求項１ないし４のいずれかに記載の
歪補償回路がそれぞれの搬送波毎に設けられた受信装
置。5. A branching filter (82) which receives an intermediate frequency signal obtained by frequency-multiplexing a digitally multiplexed quadrature phase modulated signal with respect to a number of carriers and branches into a digitally multiplexed quadrature phase modulated intermediate frequency signal for each carrier. And a distortion compensating circuit according to any one of claims 1 to 4 provided for each carrier.
歪発生回路がそれぞれの搬送波毎に設けられたこの歪補
償回路について共通に設けられた請求項５記載の受信装
置。6. The receiver according to claim 5, wherein a pseudo-distortion generating circuit for distributing pseudo-distortion to said distortion compensating circuit is provided in common for each of said distortion compensating circuits provided for each carrier.
求項５または６記載の受信装置の前記分岐フィルタ（８
２）入力に接続された光電気変換器（８）を備えた集中
基地局装置。7. The branching filter (8) of the receiving apparatus according to claim 5, wherein an optical multiplexed signal is inputted and an electric signal output is outputted.
2) A centralized base station device comprising a photoelectric converter (8) connected to the input.
れ、この多数の移動端末からの受信信号を中間周波数に
変換する周波数変換器と、この周波数変換器の出力中間
周波数信号を光信号に変換する電気光変換器（５）とを
備えた無線基地局装置を備え、 前記電気光変換器（５）の出力光信号が光伝送路（６）
により請求項７記載の集中基地局装置に設けられた前記
光電気変換器（８）の入力に接続された無線通信システ
ム。8. A frequency converter connected to a large number of mobile terminals by a radio line and converting received signals from the large number of mobile terminals to an intermediate frequency, and converting an output intermediate frequency signal of the frequency converter to an optical signal. A wireless base station device comprising: an electro-optical converter (5), and an output optical signal from the electro-optical converter (5).
A wireless communication system connected to an input of the photoelectric converter (8) provided in the centralized base station device according to claim 7.
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