JP2007166678A - Optical analog transmission equipment - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、無線信号などのアナログ信号を複数の子局から親局へ光ファイバを介してSCM多重伝送する光伝送装置に関する。 The present invention relates to an optical transmission apparatus that performs SCM multiplex transmission of an analog signal such as a radio signal from a plurality of slave stations to a master station via an optical fiber.
近年、移動通信の基地局、もしくはITV(Industrial Televisions;工業用テレビ)のモニタに相当する子局をいろいろな場所に配置し、子局から光ファイバで親局に情報を伝送するようにした光ネットワークが知られている。中でも、各子局から送信する信号を、それぞれ異なる副搬送波信号で変調された光信号とし、これらを多重して一括受信するようにした光SCM(Sub-Carrier Multiplex)ネットワークは、多数の電気信号を同時に伝送できるので、おおいに注目されている。 In recent years, a base station for mobile communications or a slave station equivalent to an ITV (Industrial Televisions) monitor has been placed in various locations, and light is transmitted from the slave station to the master station via an optical fiber. The network is known. In particular, an optical SCM (Sub-Carrier Multiplex) network in which a signal transmitted from each slave station is an optical signal modulated by a different subcarrier signal and multiplexed and received together is a large number of electrical signals. Can be transmitted at the same time.
しかし、光信号を多重するがために、ビート雑音の発生が避けられず、これが大きな課題となっている。すなわち、複数の子局からの光信号が干渉することによって発生するビート雑音の問題である。 However, since optical signals are multiplexed, generation of beat noise is unavoidable, which is a big problem. That is, it is a problem of beat noise generated by interference of optical signals from a plurality of slave stations.
ここで、ビート雑音とは、ある子局からの光信号Aに対してΔλだけ波長の離れたところに別の子局からの光信号Bがあり、これらの光信号を一つの受信器で一括して受信した場合に、受信信号のΔλの周波数帯に生じる雑音成分のことである。 Here, the beat noise refers to an optical signal B from another slave station at a distance of Δλ with respect to the optical signal A from a certain slave station, and these optical signals are collectively received by one receiver. The noise component generated in the frequency band of Δλ of the received signal.
光信号Aと光信号Bの波長が十分離れていないと、つまり、Δλが小さいと、ビート雑音が情報信号帯域内におちてきて、受信感度が劣化し、最悪の場合、全く受信できなくなる。 If the wavelengths of the optical signal A and the optical signal B are not sufficiently separated, that is, if Δλ is small, beat noise falls within the information signal band, and reception sensitivity deteriorates. In the worst case, reception is not possible at all.
このビート雑音の問題に対し、各子局からの光信号の干渉性を減らす方式が、下記非特許文献1に紹介されている。
Non-Patent
この文献開示の方式を図18に示す。図18において、“1”,“0”のデジタル信号である情報信号をVCO(電圧制御発振器)に入力し、このVCOから出力された周波数変調信号でレーザ素子を直接変調するが、その際に、レーザ素子でクリッピングを起こし、光スペクトルを拡散させて、光信号のコヒーレンシーを減じる、と云うものである。 The method disclosed in this document is shown in FIG. In FIG. 18, an information signal which is a digital signal of “1” and “0” is input to a VCO (voltage controlled oscillator), and the laser element is directly modulated by the frequency modulation signal output from this VCO. In other words, clipping is caused by the laser element, the optical spectrum is diffused, and the coherency of the optical signal is reduced.
但し、この方式は、レーザ素子でクリッピングを起こしているため、伝送される光信号51、52、53は、図19に示されるように波形の振幅が上下非対称となっている。そのため、受信した周波数変調信号を復調すると、情報信号に歪を発生してしまう。
However, since this method causes clipping by the laser element, the transmitted
特に、情報信号が多チャンネルのアナログ信号である場合は、図20に示されるように、IM3(3rd Interference Modulation;第3高調波)、IM5(fifth IM;第5高調波)等の歪みが隣接チャンネルに重なるため、CNR(Carrier-to- Noise Ratio;キャリア/雑音比)を低減し、ダイナミックレンジを著しく抑圧してしまう。
光SCMネットワークは、多数の電気信号を同時に伝送できる利点を有する反面、光信号を多重するがために、ビート雑音の発生が避けられず、これが大きな課題となっている。 The optical SCM network has an advantage that a large number of electrical signals can be transmitted simultaneously. However, since the optical signals are multiplexed, the generation of beat noise is unavoidable, which is a big problem.
このビート雑音の問題に対し、各子局からの光信号の干渉性を減らす方式として、デジタルの情報信号をVCOに入力して当該情報信号対応に発振周波数を制御し、その結果、このVCOから出力された周波数変調信号でレーザ素子を直接変調させると共に、その際に、レーザ素子でクリッピングを起こさせるようにし、これによって光スペクトルを拡散させて、光信号のコヒーレンシーを減じるようにし、干渉の影響が生じないようにすると云う技術が提案されている。 As a method of reducing the coherence of the optical signal from each slave station with respect to the problem of beat noise, a digital information signal is input to the VCO and the oscillation frequency is controlled in correspondence with the information signal. As a result, from this VCO The laser element is directly modulated with the output frequency modulation signal, and at that time, the laser element is caused to cause clipping, thereby spreading the optical spectrum and reducing the coherency of the optical signal, and the influence of interference. There has been proposed a technique for preventing the occurrence of the problem.
しかし、この方式は、レーザ素子でクリッピングを起こさせるようにしているため、伝送される光信号は、クリッピングの影響で波形が上下非対称となっている。そのため、受信した周波数変調信号を復調すると、情報信号に歪を発生してしまう。 However, since this system causes clipping by the laser element, the waveform of the transmitted optical signal is asymmetrical due to the effect of clipping. Therefore, when the received frequency modulation signal is demodulated, the information signal is distorted.
特に、情報信号が多チャンネルのアナログ信号である場合は、IM3、IM5等の歪が隣接チャンネルに重なるため、CNRを劣化させることになり、ダイナミックレンジを著しく抑圧してしまう。 In particular, when the information signal is a multi-channel analog signal, distortion such as IM3 and IM5 overlaps with an adjacent channel, so that the CNR is deteriorated and the dynamic range is significantly suppressed.
そのため、送信できる情報信号のパワー及び光伝送距離等の制限が厳しくなり、通信品質を低下させる大きな問題となる。 For this reason, restrictions on the power of information signals that can be transmitted, the optical transmission distance, and the like become severe, and this is a major problem that degrades communication quality.
そこで、この発明の目的とするところは、情報信号を複数の子局から親局へ光ファイバを介して、SCM多重する光伝送装置において、クリッピングによる光ビート雑音の低減効果を備えつつ、情報信号が多チャンネルのアナログ信号に対しても、広いダイナミックレンジを確保することのできるアナログ光伝送装置を提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to provide an information signal having an effect of reducing optical beat noise due to clipping in an optical transmission apparatus that performs SCM multiplexing of an information signal from a plurality of slave stations to a master station via an optical fiber. However, an object of the present invention is to provide an analog optical transmission apparatus that can ensure a wide dynamic range even for multi-channel analog signals.
また、無線基地局では、受信した所望波に対して、近い周波数帯に干渉波が混じることがある。そして、ときには、干渉波のパワーが、所望波のパワーよりも大きいこともある。特に無線基地局を、主にアンテナ部と電気−光変換部だけの構成とし、受信した無線信号を親局に光伝送する光アナログ伝送装置においては、この干渉波は、所望波の光変調度を圧迫する原因となる。 In the radio base station, interference waves may be mixed in a frequency band close to the received desired wave. In some cases, the power of the interference wave is greater than the power of the desired wave. In particular, in an optical analog transmission apparatus in which a radio base station mainly includes only an antenna unit and an electro-optical conversion unit and optically transmits a received radio signal to a master station, this interference wave has an optical modulation degree of a desired wave. Cause pressure.
そして、所望波の光変調度が小さく制限されると、親局において、所望波のCNRが小さくなるため、仕様となる誤り率を達成できない場合が生じてしまう。 If the optical modulation degree of the desired wave is limited to a small value, the CNR of the desired wave becomes small in the master station, so that there may be a case where the specified error rate cannot be achieved.
そこで、本発明の別の目的は、干渉波を抑圧する技術を提供することにある。 Accordingly, another object of the present invention is to provide a technique for suppressing interference waves.
また、子局から親局へ伝送する光信号の光変調度を“1”以上として、親局における所望波のCNRを大きくとる方法がある。しかし、所望波が角度変調されている無線信号である場合は、振幅制限のために受信感度が劣化する。そのため、必要となるCNR値が大きくなり、子局に対する仕様を厳しくしてしまう。 Further, there is a method in which the optical modulation degree of the optical signal transmitted from the slave station to the master station is set to “1” or more to increase the CNR of the desired wave at the master station. However, when the desired wave is a radio signal that is angle-modulated, the reception sensitivity is degraded due to the amplitude limitation. For this reason, the required CNR value becomes large, and the specifications for the slave stations become strict.
そこで、本発明の更に別の目的は、子局から親局へ伝送する光信号の光変調度を“1”以上とした場合においても、振幅制限による受信感度の劣化を防止できるようにする技術を提供することにある。 Therefore, still another object of the present invention is to provide a technique capable of preventing deterioration of reception sensitivity due to amplitude limitation even when the optical modulation degree of an optical signal transmitted from a slave station to a master station is set to “1” or more. Is to provide.
上記目的を達成するためにこの発明の一態様によれば、子局にて受信した情報信号により半導体レーザ素子を直接変調して得た光信号を光伝送路を介して親局へ伝送するようにした光アナログ伝送装置において、前記子局は無線信号として送信される情報信号を受信する受信手段と、帯域透過フィルタとを備え、前記受信手段にて受信した情報信号は、周波数変換の信号処理を施さずに、前記帯域透過フィルタを通過して、前記半導体レーザ素子を直接変調する構成をとることを特徴とする光アナログ伝送装置が提供される。 In order to achieve the above object, according to one aspect of the present invention, an optical signal obtained by directly modulating a semiconductor laser element with an information signal received at a slave station is transmitted to the master station via an optical transmission line. In the optical analog transmission apparatus, the slave station includes receiving means for receiving an information signal transmitted as a radio signal, and a band-pass filter, and the information signal received by the receiving means is subjected to frequency conversion signal processing. An optical analog transmission device characterized in that the semiconductor laser element is directly modulated by passing through the band-pass filter without being applied.
この発明によれば、伝達情報であるアナログ信号で変調した周波数変調信号でレーザ素子を直接変調する際に、よりクリッピングされた光信号を発生させ、伝送に供するようにした光伝送装置において、本発明によれば、周波数復調時のクリッピングによる信号波形の非対称性によるIM3、IM5等の歪発生を抑圧できる。特に、多チャンネルのアナログ信号を扱うような、複数の移動端末を用いた移動通信方式の基地局及び映像信号を取扱うITV等に対して、FM予変調による光変調度に対する入力ダイナミックレンジ改善効果を最大限に得ることができ、より高い通信品質を保証できる光伝送装置を提供することが可能となる。 According to the present invention, in an optical transmission apparatus that generates a more clipped optical signal for use in transmission when directly modulating a laser element with a frequency modulation signal modulated with an analog signal that is transmission information, According to the invention, it is possible to suppress the occurrence of distortion such as IM3 and IM5 due to the asymmetry of the signal waveform due to clipping during frequency demodulation. Especially for mobile communication system base stations using multiple mobile terminals that handle multi-channel analog signals and ITV that handles video signals, the input dynamic range improvement effect on the optical modulation degree by FM pre-modulation It is possible to provide an optical transmission device that can be obtained to the maximum and can guarantee higher communication quality.
また、本発明による光伝送装置は、クリッピングによるビート雑音抑圧効果も合わせ持つため、アナログ光伝送において歪及びビート雑音の二つの大きな課題の解決を図ることができ、複数の子局間から親局に、広いダイナミックレンジを確保しつつ、多チャンネルのアナログ信号をSCM多重伝送できる。しかも、各子局では、歪み特性の優れた高価なレーザ素子を用いることなく、安価なレーザ素子で済ますことができ、さらに波長選定や波長安定制御をする必要がなく、親局では、必要とされる光受信系が一つで済む。よって、装置規模を小さくして構成の簡略化、小型化、低コスト化を実現することが可能となる。 In addition, since the optical transmission apparatus according to the present invention also has a beat noise suppression effect due to clipping, two major problems of distortion and beat noise can be solved in analog optical transmission. In addition, a multi-channel analog signal can be transmitted by SCM multiplexing while ensuring a wide dynamic range. Moreover, each slave station can use an inexpensive laser element without using an expensive laser element with excellent distortion characteristics, and it is not necessary to perform wavelength selection or wavelength stability control. Only one optical receiving system is required. Therefore, it is possible to reduce the scale of the apparatus and to simplify the configuration, reduce the size, and reduce the cost.
また、本発明は、子局において、ロールオフ整形された情報信号で、レーザを直接変調することを特徴としている。子局が無線基地局であり、情報信号が受信した無線信号とすると、所望波以外の干渉波の強度が大きい場合がある。その際に、ルートロールオフフィルタに無線信号を通すことで、所望波の波形を歪ませずに、干渉波を最大限に抑圧することを可能とする。 The present invention is also characterized in that the slave station directly modulates the laser with the roll-off shaped information signal. If the slave station is a radio base station and an information signal is a received radio signal, the intensity of interference waves other than the desired wave may be high. At this time, by passing the radio signal through the root roll-off filter, it is possible to suppress the interference wave to the maximum without distorting the waveform of the desired wave.
そのため、半導体レーザ素子を直接変調する際に、所望波の光変調度を、干渉波によって圧迫されることを回避できる。つまり、干渉波の有無によらず、所望波の安定した信号強度を親局側へ伝達することが可能となる。また、ロールオフ整形された情報信号は、振幅制限を加えても、受信感度の劣化は生じない。 Therefore, when the semiconductor laser element is directly modulated, it is possible to avoid the optical modulation degree of the desired wave from being pressed by the interference wave. That is, it is possible to transmit a stable signal strength of a desired wave to the master station side regardless of the presence or absence of an interference wave. In addition, even if the amplitude-limited information signal is subjected to roll-off shaping, reception sensitivity does not deteriorate.
そのため、光信号の光変調度を安定化させるために、レーザ駆動用のアンプにリミッタアンプを適用することが可能となる。リミッタアンプは、AGC制御したアンプに比べて、付加構成がないため、子局の構成を簡易化できる。また、光信号の光変調度を“1”以上とし、親局における受信信号の信号強度を大きくできる。 Therefore, a limiter amplifier can be applied to the laser driving amplifier in order to stabilize the optical modulation degree of the optical signal. Since the limiter amplifier has no additional configuration compared to the AGC-controlled amplifier, the configuration of the slave station can be simplified. Further, the optical signal modulation degree of the optical signal can be set to “1” or more, and the signal strength of the received signal at the master station can be increased.
光変調度を“1”以上とすることは、光信号の干渉性を低くでき、他子局からの光信号とバッシプ多重した際に発生するビート雑音の影響を抑圧できる。つまり、受信感度を劣化させずに、信号強度を大きくとれ、また雑音レベルを抑えることができるため、光伝送系におけるダイナミックレンジを拡大することが可能となる。 Setting the optical modulation degree to “1” or more can reduce the coherence of the optical signal, and can suppress the influence of beat noise that occurs when the optical signal from another slave station is subjected to the inverse multiplexing. That is, the signal strength can be increased without deteriorating the reception sensitivity, and the noise level can be suppressed, so that the dynamic range in the optical transmission system can be expanded.
以下、図面を参照して、本発明の実施例を説明する。はじめに、光ビート雑音低減とダイナミックレンジ確保に関する技術について説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, techniques related to optical beat noise reduction and dynamic range securing will be described.
<光ビート雑音低減とダイナミックレンジ確保に関する技術>(第1の実施例)本発明の第1の実施例を説明する。この第1の実施例として示す光アナログ伝送装置は、少なくとも2つ以上の子局においては、情報信号で変調された周波数変調信号により、ファブリペロー型半導体レーザ素子を、1より大きい光変調度で直接変調して得た光信号を、伝送路である光ファイバを介して親局へ伝送し、該光信号は、伝送路で他の子局から伝送された光信号とSCM(Sub-Carrier Multiplex)多重し、親局は、該SCM多重された光信号を一つの光電変換素子(PD;Photo-Detector)で一括して受信する光伝送装置であって、該情報信号はアナログ信号であり、親局は、該PDの受信信号から、所望の子局の周波数変調信号を抽出し、該抽出信号に直流バイアス電圧を付加し、上下対称にするための振幅制限を施してから、周波数復調して該情報信号を得ることを特徴としている。 <Technique relating to optical beat noise reduction and dynamic range ensuring> (First Embodiment) A first embodiment of the present invention will be described. In the optical analog transmission apparatus shown as the first embodiment, in at least two or more slave stations, a Fabry-Perot type semiconductor laser device is made to have an optical modulation degree greater than 1 by a frequency modulation signal modulated by an information signal. An optical signal obtained by direct modulation is transmitted to a master station via an optical fiber as a transmission path, and the optical signal is transmitted with an optical signal transmitted from another slave station on the transmission path and SCM (Sub-Carrier Multiplex ) Multiplexing, the master station is an optical transmission device that collectively receives the SCM multiplexed optical signal with one photoelectric conversion element (PD; Photo-Detector), the information signal is an analog signal, The master station extracts the frequency modulation signal of the desired slave station from the received signal of the PD, adds a DC bias voltage to the extracted signal, limits the amplitude to make it vertically symmetrical, and then demodulates the frequency. And obtaining the information signal Yes.
通常、周波数復調では、リミッタあるいはAGC(Auto Gain Control)により受信信号の振幅変動を抑えた後、ディスクリミネータ及び遅延検波、PLLを用いた同期検波等で情報信号に復調する。 Normally, in frequency demodulation, amplitude fluctuations of a received signal are suppressed by a limiter or AGC (Auto Gain Control), and then demodulated into an information signal by a discriminator, delay detection, synchronous detection using a PLL, or the like.
しかし、本発明では、親局において、クリッピングにより上下非対称となった受信信号に直流バイアス電圧を付加することにより、周波数変調信号の平均レベルを適正な位置に戻す振幅制限を施すようにしてから周波数復調を行うようにする。 However, in the present invention, the master station applies an amplitude limitation to return the average level of the frequency modulation signal to an appropriate position by adding a DC bias voltage to the reception signal that has become asymmetrical due to clipping. Demodulate.
これによって、周波数復調時の受信信号の平均レベルのずれによる歪が抑圧できるようになり、情報信号のFM予変調による光変調度に対する入力ダイナミックレンジが確保できて、通信品質の高い変換を保証可能にすると共に、また、ファブリペロー型半導体レーザ素子を用いても、歪及び光ビート雑音の影響を受けないため、低コストの光SCM多重ネットワークを提供できるようになると云った効果が期待できる。 This makes it possible to suppress distortion due to deviations in the average level of the received signal during frequency demodulation, ensuring an input dynamic range for the optical modulation degree by FM pre-modulation of the information signal, and guaranteeing conversion with high communication quality In addition, even if a Fabry-Perot type semiconductor laser element is used, it is not affected by distortion and optical beat noise, so that an effect that a low-cost optical SCM multiplex network can be provided can be expected.
詳細を説明する。 Details will be described.
図1は、本実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。図において、1a,1b,〜1nはそれぞれ子局、2は光伝送路、3は親局、4は光カプラ、5a,5b,〜5nはFM(Frequency Modulation)変調回路、6a,6b,〜6nはバイアスティ、7a,7b,〜7nは電流源、8a,8b,〜8nはレーザ素子、9はPD(Photo Detector)、10はバンドパスフィルタ、11は電圧源、12はリミッタ、13はバンドパスフィル、14はFM復調回路、6はバイアスティである。 FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of the optical transmission apparatus according to the present embodiment. In the figure, 1a, 1b, and 1n are slave stations, 2 is an optical transmission line, 3 is a master station, 4 is an optical coupler, 5a, 5b, and 5n are FM (Frequency Modulation) modulation circuits, 6a, 6b, and so on. 6n is a bias tee, 7a, 7b and -7n are current sources, 8a, 8b and -8n are laser elements, 9 is a PD (Photo Detector), 10 is a bandpass filter, 11 is a voltage source, 12 is a limiter, 13 is a limiter A band pass fill, 14 is an FM demodulation circuit, and 6 is a bias tee.
子局1aはFM変調回路5a、バイアスティ6a、電流源7a、レーザ素子8aとを備えて構成されており、子局1bはFM変調回路5b、バイアスティ6b、電流源7b、レーザ素子8bとを備えて構成されており、子局1nはFM変調回路5n、バイアスティ6n、電流源7n、レーザ素子8nとを備えて構成されている。
The
また、親局3はPD9、バンドパスフィルタ10,13、電圧源11、バイアスティ6、リミッタ12、FM復調回路とを備えて構成されている。
The
これらのうち、FM変調回路5a,5b,〜5nは入力されるアナログ信号をFM変調して出力するものであり、電流源7a,7b,〜7nは所定の直流電流を供給するためのものである。また、バイアスティ6a,6b,〜6nは、FM変調回路5a,5b,〜5nから出力されたFM変調信号を電流源7a,7b,〜7nからの直流バイアス信号と重畳して出力するものであり、レーザ素子8a,8b,〜8nはバイアスティ6a,6b,〜6nの出力信号により直接変調されてレーザ光を発振し、これを光信号として光伝送路である光ファイバ2に出力する素子である。
Of these, the
FM変調回路5a,5b,〜5nからのFM変調信号を、バイアスティ6a,6b,〜6nで電流源7a,7b,〜7nからの直流バイアス信号と重畳して対応のレーザ素子8a,8b,〜8nに与えることにより、当該レーザ素子8a,8b,〜8nを直接変調すると、光変調度OMI(Optical Modulation Index)が100[%]を超えるように設定してあれば、出力はクリッピングを発生するので、ここでは光変調度OMIを100[%]以上、すなわち、光変調度OMIを“1”以上に設定して、積極的に出力がクリッピングされるようにしておく。
The FM modulation signals from the
また、光カプラ4は各レーザ素子8a,8b,〜8nからの光信号を多重して出力するものであり、親局3側のPD9はこの多重された光信号を光電変換してSCM多重信号された電気信号として得、これを出力するものであり、バンドパスフィルタ10はこのPD9からの電気信号から、所望の子局の信号帯域を抽出するためのものである。
The
電圧源11は、所要の直流バイアス電圧を供給するためのものであり、バイアスティ6はバンドパスフィルタ10の出力信号に、電圧源11からの直流バイアス電圧を付加して、出力信号の平均レベルをクリッピングが存在しない場合の出力信号の平均レベルに合わせるものである。
The
すなわち、子局から送信された光信号は子局内のレーザ素子側でクリッピングを起こした状態で出力されるようにしているため、クリッピングがない場合の信号の平均レベルと異なっているので、所望信号帯抽出用のバンドパスフィルタ10を透過させた受信信号に、バイアスティ6で電圧源11からの直流バイアス電圧を付加することで、平均レベルをクリッピングが存在しない場合の平均レベルに合わせた受信信号に修正するものである。
That is, since the optical signal transmitted from the slave station is output in a state where clipping occurs on the laser element side in the slave station, it differs from the average level of the signal when there is no clipping. By adding a DC bias voltage from the
リミッタ12は上下対称のリミッタ特性を有する振幅制限回路であり、このバイアスティ6より出力された信号を、上下対称のリミッタ特性による制限を与えることにより上下対称の振幅レベルとなった出力信号を得るものである。また、バンドパスフィルタ13はリミッタ12からの出力信号から振幅リミッタにより生じた高調波成分を取り除く回路であり、所望の基地局1a,1b,〜1nからの受信信号を抽出するものである。
The
FM復調回路14はこのバンドパスフィルタ13を経て抽出された信号をFM復調して元の情報信号を得る回路であり、ディスクリミネータ及び遅延検波、PLL(Phase Locked Loop)を用いた同期検波等で情報信号に復調する回路である。
The
次に、このような構成の本システムの作用を説明する。 Next, the operation of the system having such a configuration will be described.
本システムにおける各子局1a,1b,〜1nでは、アナログ信号、すなわち、2値のデジタル信号ではない、映像信号や無線信号等のようなアナログ信号61a,61b,〜61nをFM(Frequency Modulation)変調回路5a,5b,〜5nに入力することにより、FM変調を行ってFM変調信号62a,62b,〜62nを得る。
In each of the
そのFM変調信号62a,62b,〜62nは、光変調度を決める直流バイアス電流を重畳し、すなわち、バイアスティ6a,6b,〜6nで電流源7a,7b,〜7nからの直流バイアス電流と重畳し、レーザ素子8a,8b,〜8nに与えることにより、当該レーザ素子8a,8b,〜8nを直接変調する。
The
すなわち、直流バイアス電流値の大きさは、レーザ素子8a,8b,〜8nを直接変調する際の光変調度を決定し、この光変調度のレベルにより、波形がクリッピングされる割合が異なる。
That is, the magnitude of the DC bias current value determines the degree of optical modulation when directly modulating the
ここで、本発明においてはレーザ素子8a,8b,〜8nから出力される光信号はその光変調度OMI(Optical Modulation Index)が100[%]を超えるように設定してあり、このOMIが100[%]以上となる条件下で直接変調することで送信する信号の波形にクリッピングを発生させる。レーザ素子8a,8b,〜8nには、ファブリーぺロー型半導体レーザ素子を使用する。
Here, in the present invention, the optical signals output from the
その結果、レーザ素子8a,8b,〜8n出力である光信号52a,52b,〜52nの光スペクトルは、図2に示されるように、帯域が広げられてコヒーレンシーが落ち、他光信号との干渉性が低減される。
As a result, as shown in FIG. 2, the optical spectrum of the
各子局1a,1b,〜1nにおける各レーザ素子8a,8b,〜8nから出力された光信号52a,52b,〜52nは、光伝送路である光ファイバ2を介し伝送され、光カプラ4で多重された後、親局3へと伝送される。
The
このようにして子局の出力する光信号は光カプラ4で他子局からの光信号と多重された後、親局3まで伝送される。
In this way, the optical signal output from the slave station is multiplexed with the optical signal from the other slave station by the
各子局1a,1b,〜1nのFM変調信号62a,62b,〜62nは、互いに異なる周波数帯に配置されており、親局3では、一括して一つのPD9で受信して、SCM多重信号された電気信号を得る。受信した電気信号をバンドパスフィルタ10を透過させて、所望の基地局(子局)1a,1b,〜1nからの受信信号63を抽出する。
The
受信信号63の波形の平均レベルは、図3(a)に示されるように、子局1a,1b,〜1n側でクリッピングを起こしているため、クリッピングがない場合の信号の平均レベルと異なっていて、その差異レベルはOMIに依存している。
As shown in FIG. 3A, the average level of the waveform of the received signal 63 is different from the average level of the signal when there is no clipping because clipping occurs on the
そこで、バンドパスフィルタ10を透過後の信号に、バイアスティ6で電圧源11からの直流バイアス電圧を付加する。これにより、受信信号63を図3(b)に示すような、平均レベルをクリッピングが存在しない場合の平均レベルに合わせたかたちの受信信号64とする。
Therefore, a DC bias voltage from the
この受信信号64をリミッタ12に入力して、上下対称のリミッタ出力信号65を得て、バンドパスフィルタ13を透過させてから、FM復調回路14に入力し、情報信号66を得る。このようなリミッタには、例えばオペアンプがある。
The received
子局1a,1b,…1nに与える情報信号61a,61b,…61nを正弦波の2-tone信号とし、この情報信号に光変調度100[%]以上の変調を与えるような直流バイアス信号を与えてレーザ素子8にクリッピングを起こさせるようにした場合での、周波数復調信号(情報信号66)の周波数スペクトルの数値計算結果を図3(d)に示す。
The information signals 61a, 61b,... 61n to be supplied to the
光多重に伴うビート雑音を抑制する技術として、子局側において、クリッピングにより波形の振幅が上下非対称となった形態で情報信号を光信号として多重して送るようにするが、クリッピングによるこのような上下非対称が今度は復調側でのIM3等の歪発生を呼び、問題となる。しかし、本発明システムでは図3(d)から判るように、受信側である親局では受信信号をバイアスティ6において、リミッタ出力信号65の波形振幅が上下対称となるような適切な直流バイアス電圧を付加するようにした。そして、このことにより、復調された情報信号にはIM3等の高調波歪の発生が抑圧されてクリッピングによる上下非対称の問題が解消される。
As a technique for suppressing beat noise associated with optical multiplexing, on the slave station side, an information signal is multiplexed and sent as an optical signal in a form in which the amplitude of the waveform becomes asymmetrical due to clipping. This vertical asymmetry calls for the occurrence of distortion such as IM3 on the demodulation side, which becomes a problem. However, in the system of the present invention, as can be seen from FIG. 3 (d), in the master station on the receiving side, the received signal is the
一方、従来装置のように、平均レベルを変更する信号処理を施さない場合、つまり、受信信号63をそのままリミッタ12に入力すると、リミッタ出力信号67は、図4(b)のように波形の振幅が非対称にリミットされた周波数変調信号となる。この出力信号67をFM復調回路14に入力して復調すると、クリッピングによる波形の非対称の影響が歪として現れてしまう。
On the other hand, when the signal processing for changing the average level is not performed as in the conventional apparatus, that is, when the received signal 63 is input to the
図4(c)に、クリッピングを図3(d)と同条件で起こした場合の、従来装置におけるFM復調信号の周波数スペクトルの数値計算結果を示した。図4(c)からわかるように、従来技術の場合、第3高調波IM3が大きく生じており、ダイナミックレンジが著しく抑圧されている。 FIG. 4 (c) shows the numerical calculation result of the frequency spectrum of the FM demodulated signal in the conventional apparatus when clipping occurs under the same conditions as in FIG. 3 (d). As can be seen from FIG. 4C, in the case of the prior art, the third harmonic IM3 is greatly generated, and the dynamic range is remarkably suppressed.
このように、本発明によれば、親局では、子局側でのクリッピングにより波形の振幅が上下非対称となった受信信号に直流バイアス電圧を付加して、周波数変調信号の平均レベルを適正な位置に戻す調整をした後、波形の振幅が上下対称になるように振幅制限してから周波数復調を行うようにしたから、周波数復調時の受信信号の平均レベルのずれによる歪が抑圧でき、情報信号のFM予変調による光変調度に対する入力ダイナミックレンジ改善効果を損なうことなく得られて、通信品質の高い変換を保証できる。また、ファブリペロー型半導体レーザ素子を用いても、歪及び光ビート雑音の影響を受けないため、低コストの光SCM多重ネットワークを提供できる。 As described above, according to the present invention, the master station adds a DC bias voltage to the received signal whose waveform amplitude is asymmetric in the vertical direction due to clipping at the slave station, so that the average level of the frequency modulation signal is set appropriately. After the adjustment to return to the position, the amplitude is limited so that the amplitude of the waveform is vertically symmetrical, and then the frequency demodulation is performed. Therefore, distortion due to the deviation of the average level of the received signal at the time of frequency demodulation can be suppressed, and information can be suppressed. It can be obtained without impairing the input dynamic range improvement effect on the optical modulation degree by the FM pre-modulation of the signal, and the conversion with high communication quality can be guaranteed. Even if a Fabry-Perot type semiconductor laser element is used, it is not affected by distortion and optical beat noise, so that a low-cost optical SCM multiplex network can be provided.
ところで、上記図1の構成のリミッタ12として、例えばオペアンプを使用したが、ダイオードを用いる振幅制限もある。そこで、リミッタとしてダイオードを用いる例を第2の実施例として次に説明する。
By the way, for example, an operational amplifier is used as the
(第2の実施例)図5(a),(b)は、リミッタとしてダイオードを用いるようにした第2の実施例における親局3の構成例を示すブロック図であり、図5の(a)と(b)ではダイオードの接続形態をそれぞれで変えてある。
(Second Embodiment) FIGS. 5A and 5B are block diagrams showing a configuration example of the
図5において、9はPD(Photo Detector)、10はバンドパスフィルタ、11は電圧源、13はバンドパスフィルタ、14はFM復調回路、19はダイオード、20はバイアスコイル、21は抵抗、22はキャパシタである。 In FIG. 5, 9 is a PD (Photo Detector), 10 is a band pass filter, 11 is a voltage source, 13 is a band pass filter, 14 is an FM demodulation circuit, 19 is a diode, 20 is a bias coil, 21 is a resistor, 22 is It is a capacitor.
ここで、親局3側のPD9は、多重されて伝送されてきた光信号を光電変換してSCM多重信号された電気信号として得、これを受信信号として出力するものであり、バンドパスフィルタ10はこのPD9からの電気信号から、所望の子局の信号帯域を抽出するためのものである。
Here, the
また、電圧源11は、所要の直流バイアス電圧を供給するためのものであり、バイアスコイル20はバンドパスフィルタ10の出力に、電圧源11からの直流バイアス電圧を付加するためのものである。
The
図5(a)の構成の場合、ダイオード19はカソード側をバンドパスフィルタ10の出力側とバイアスコイル20との接続端側に接続してあり、アノード側はキャパシタ22を介してバンドパスフィルタ13の入力側に接続してある。また、ダイオード19のアノード側は抵抗21を介して接地されている。
In the case of the configuration of FIG. 5A, the
図5(b)の構成の場合、バイアスコイルは無く、ダイオード19はそのカソード側を電圧源11に接続され、アノード側をバンドパスフィルタ10の出力側に接続してある。また、バンドパスフィルタ10の出力側は抵抗21を介して接地してある。
5B, there is no bias coil, the
また、バンドパスフィルタ10の出力側はキャパシタ22を介してバンドパスフィルタ13の入力側に接続してある。
The output side of the
また、ダイオード19のアノード側は抵抗21を介して接地されている。このダイオード19はバンドパスフィルタ10の出力に、電圧源11からの直流バイアス電圧を付加した前記受信信号をクリップするためのものであり、カソード側をバイアスコイル20側に接続してある。
The anode side of the
キャパシタ22は直流成分のカット用であり、このキャパシタ22を介して交流成分のみを得てこれをバンドパスフィルタ13に入力することにより、ダイオードで振幅制限されたことにより生じる高調波を取り除いて、所望の周波数成分の信号を抽出するようにしてある。このバンドパスフィルタ13で抽出された信号をFM復調回路14で復調して情報信号を得る。
The
上記構成の本システムの作用を説明する。 The operation of the system having the above configuration will be described.
この第2の実施例においても第1の実施例同様、親局3において、一括してPD9で受信して得たSCM多重信号から、バンドパスフィルタ10で、所望の基地局(子局)1a,1b,…1nからの受信信号71を抽出する。そしてダイオード19により、受信信号71の片端を振幅制限することで、上下対称の受信信号を得る。
Also in the second embodiment, similar to the first embodiment, a desired base station (slave station) 1a is obtained by a
すなわち、子局側から送信されてくる光信号は、ビート雑音を抑制するために、送信情報のFM変調信号を片端についてクリッピングし、これにてレーザ素子を直接変調することにより、光スペクトルを拡散させて光信号のコヒーレンシーを弱めている。従って、信号の波形は上下非対称となっていることから、ダイオード19により、受信信号71のクリッピングしていない他方の片端を振幅制限することで、上下対称にした受信信号を得るようにしている。
In other words, the optical signal transmitted from the slave station side spreads the optical spectrum by clipping the FM modulation signal of transmission information at one end and directly modulating the laser element with this in order to suppress beat noise. This weakens the coherency of the optical signal. Accordingly, since the waveform of the signal is asymmetrical in the vertical direction, the
ダイオード19の挿入構成としては、例えば、図5(a)、あるいは図5(b)が考えられる。
As an insertion configuration of the
ここでは、図5(a)について、受信信号71の振幅制限の様子を説明する。受信信号71に、電圧源11からの直流バイアス電圧をバイアスコイル20を介して付加する。ダイオード特性と直流バイアス電圧を最適に選び、ダイオード19、直流カットコンデンサ22を透過させて、図6(a)〜(c)に示されるように、上下対称の受信信号72を得る。
Here, the state of amplitude limitation of the received
受信信号72は、さらにバンドパスフィルタ13を透過させて所要の周波数成分を抽出した後、これを周波数復調回路14に入力して、復調することにより、情報信号を得る。
The received
この実施例は、リミッタをダイオードにより構成した形態を説明したものであり、第1の実施例と同様の効果が得られて、情報信号に発生する歪は抑えられることになる。 In this embodiment, a mode in which the limiter is constituted by a diode is described. The same effect as that of the first embodiment can be obtained, and distortion generated in the information signal can be suppressed.
第1の実施例において、FM復調回路14がディスクリミネータのような微分回路や同期検波による周波数復調回路であれば、上述のような直流バイアス電圧の付加が効果的である。
In the first embodiment, if the
一方、周波数復調回路(FM復調回路14)には、遅延検波による回路もある。遅延検波によるFM復調回路を用いた親局3の例を図7に示す。
On the other hand, the frequency demodulation circuit (FM demodulation circuit 14) includes a circuit based on delay detection. FIG. 7 shows an example of the
図7に示される親局3の構成において、29が遅延検波により周波数復調を行う方式のFM復調回路である。このFM復調回路29は、入力信号を分配する分岐回路25、入力信号を遅延時間τだけ遅延させる遅延回路26、分岐回路25の一方の分岐出力と遅延回路26の出力との排他的論理和をとるExOR回路27、このExOR回路27の出力から所要の周波数帯域の信号成分を抽出する構成されている。
In the configuration of the
親局3はまた、このFM復調回路29の前段にコンパレータ24を設けてあり、このコンパレータ24により受信信号である周波数変調信号63を電圧源11からのスレッショルド電圧信号(Vth)72と大小を比較して、“1”,“0”のデジタル形式の信号にし、これをFM復調回路29に与える構成としてある。
The
このような構成において、子局側からの多重化された光信号は、親局3におけるPD9により光電変換されて電気信号化され、バンドパスフィルタ10を通すことによって所望の信号帯域を抽出した後、この電気信号(周波数変調信号63)はコンパレータ24に入力される。
In such a configuration, the multiplexed optical signal from the slave station side is photoelectrically converted into an electrical signal by the
コンパレータ24では、周波数変調信号63を電圧源11からのスレッショルド電圧信号(Vth)72と大小を比較して、“1”,“0”のデジタル形式の信号波形73にして取り出す。取り出した信号73を分岐回路25により2つに分岐し、一方を遅延回路26により時間差τをつけて、ExOR回路27に入力する。
The
ExOR回路27の出力信号をローパスフィルタ28に通して高周波成分を除去し、信号波形73の立ち上がり/立ち下がりの位相情報を取り出すことで、周波数復調となり情報信号を取り出せる。
By passing the output signal of the
従来の周波数復調回路(FM復調回路)29では、図8の上部に示されるように、Vth 72は、受信した周波数変調信号63の平均レベルに合わせるようにしている。
In the conventional frequency demodulator circuit (FM demodulator circuit) 29, as shown in the upper part of FIG. 8,
しかし、本発明においては子局側でクリッピングが生じているため、図8の下部に示されるように、従来通りのVth 72の設定ではなく、クリッピングが起きていないと仮定した場合の周波数変調信号63の平均レベルに合わせる。
However, since clipping occurs on the slave station side in the present invention, as shown in the lower part of FIG. 8, the frequency modulation signal is assumed not to cause clipping but to set
このVth 72の設定値の違いは、コンパレータ出力信号73の位相情報のずれとして現れる。
This difference in the set value of
図8に、両者のコンパレータ出力信号73を示している。位相情報であるパルス幅にずれが生じているのがわかる。 FIG. 8 shows both comparator output signals 73. It can be seen that there is a deviation in the pulse width which is the phase information.
従来のコンパレータ出力信号73を復調すると、情報信号に歪が発生するが、本発明によるコンパレータ出力信号73においては、復調した際に、情報信号に歪は発生しない。
When the conventional
(第3の実施例)本発明の第3の実施例を説明する。 (Third Embodiment) A third embodiment of the present invention will be described.
図9は、本実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。 FIG. 9 is a block diagram illustrating the configuration of the optical transmission apparatus according to the present embodiment.
図9において、第1の実施例と同じ構成要素には同符号を付してある。すなわち、図において、1a,1b,…1nはそれぞれ子局、2は光伝送路、3は親局、4は光カプラ、5a,5b,…5nはFM変調回路、6a,6b,〜6nはバイアスティ、7a,7b,…7nは電流源、8a,8b,〜8nはレーザ素子、9はPD(Photo Detector)、10,10a,10b,〜10nはバンドパスフィルタ、11,11a,11b,〜11nは電圧源、12,12a,12b,〜12nはリミッタ、13はバンドパスフィル、14はFM復調回路である。 In FIG. 9, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. That is, in the figure, 1a, 1b,... 1n are slave stations, 2 is an optical transmission line, 3 is a master station, 4 is an optical coupler, 5a, 5b, ... 5n are FM modulation circuits, and 6a, 6b,. Bias tee, 7a, 7b,... 7n are current sources, 8a, 8b, .about.8n are laser elements, 9 is a PD (Photo Detector), 10, 10a, 10b, .about.10n are bandpass filters, 11, 11a, 11b,. ˜11n is a voltage source, 12, 12a, 12b, ˜12n are limiters, 13 is a band pass fill, and 14 is an FM demodulation circuit.
子局1aはFM復調回路5a、2つのバイアスティ6a、電流源7a、電圧源11a、バンドパスフィルタ10a、レーザ素子8aとを備えて構成されており、子局1bはFM復調回路5b、2つのバイアスティ6b、電流源7b、電圧源11b、バンドパスフィルタ10b、レーザ素子8bとを備えて構成されており、子局1nはFM復調回路5n、2つのバイアスティ6n、電流源7n、電圧源11n、バンドパスフィルタ10n、レーザ素子8nとを備えて構成されている。
The
また、親局3はPD9、バンドパスフィルタ10,13、リミッタ12、FM復調回路とを備えて構成されている。
The
この実施例では、図1に示した第1の実施例の構成に対して、子局1a,1b,…1nにおいてはバイアスティ6a,6b,〜6n、電圧源11a、11b,〜11n、バンドパスフィルタ10a,10b,〜10nを新たに設け、親局3においては電圧源11とバイアスティ6を削除した。
In this embodiment, the
電圧源11a,11b,〜11nは、それぞれ所要の直流バイアス電圧を供給するためのものであり、前段側のバイアスティ6a,6b,〜6nはそれぞれ前段のFM変調回路5a,5b,〜5nの出力に、電圧源11a,11b,〜11nからの直流バイアス電圧を付加して、平均レベルをクリッピングが存在しない場合の平均レベルに合わせた受信信号とするものである。
The
リミッタ12a,12b,〜12nは上下対称のリミッタ特性を有する振幅制限回路であり、対応するバイアスティ6a,6b,〜6nより出力された信号を、上下対称のリミッタ特性による制限を与えることにより上下対称の振幅レベルとなった出力信号を得るものである。
The
また、バンドパスフィルタ10a,10b,〜10nはリミッタ12a,12b,〜12nからの出力信号から所望の周波数帯域の成分を抽出する回路であり、また、後段側のバイアスティ6a,6b,〜6nは、バンドパスフィルタ10a,10b,〜10nから出力されたFM変調信号を電流源7a,7b,〜7nからの直流バイアス信号と重畳して出力するものであり、レーザ素子8a,8b,〜8nは後段側のバイアスティ6a,6b,〜6nの出力信号により直接変調されてレーザ光を発振してこれを光信号として光伝送路である光ファイバ2に出力する素子である。
The
また、光カプラ4は光ファイバ2を介して伝送されてきた各レーザ素子8a,8b,〜8nからの光信号を多重して出力するものであり、親局3側のPD9はこの多重された光信号を光電変換してSCM多重信号された電気信号として得、これを出力するものであり、バンドパスフィルタ10はこのPD9からの電気信号のうちの所望の周波数帯域成分を抽出することにより、所望の基地局1a,1b,〜1nからの受信信号を抽出するものである。
The
リミッタ12は上下対称のリミッタ特性を有する振幅制限回路であり、このバンドパスフィルタ10より出力された信号を、上下対称のリミッタ特性による制限を与えることにより上下対称の波高レベルとなった出力信号を得るものである。また、バンドパスフィルタ13はリミッタ12からの出力信号から所望の周波数帯域の成分を抽出する回路であり、FM復調回路14はこのバンドパスフィルタ13を経た信号をFM復調して元の情報信号を得る回路である。
The
このような構成の第3の実施例は、クリッピングによる光信号の波形形状の非対称性を各子局1a,1b,〜1n側において補正するようにしたものである。
In the third embodiment having such a configuration, the asymmetry of the waveform shape of the optical signal due to clipping is corrected on the side of each of the
すなわち、各子局1a,1b,〜1nにおいて、アナログである情報信号61a,61b,〜61nをFM(Frequency Modulation)変調回路5a,5b,〜5nに入力し、FM変調を行い、FM変調信号62a,62b,〜62nを得る(図10の〔状態A〕)。
That is, in each of the
FM変調信号62a,62b,〜62nは、前段側のバイアスティ6a,6b,〜6nで電圧源11a,11b,〜11nからの直流バイアス電圧を付加されて、リミッタ12a,12b,〜12n、高調波を除去するためのバンドパスフィルタ10a,10b,〜10nを透過させる。
The
これにより、波形の片側がクリッピングされ、且つ、高調波成分の除去された変調信号69a,69b,〜69nが得られる(図10の〔状態B〕)。この変調信号69a,69b,〜69nは上下が非対称となっている。 As a result, modulated signals 69a, 69b, to 69n from which one side of the waveform is clipped and from which the harmonic components are removed are obtained ([State B] in FIG. 10). The modulation signals 69a, 69b, to 69n are asymmetrical in the vertical direction.
上下が非対称となった変調信号69a,69b,〜69nは、後段側のバイアスティ6a,6b,〜6nで電流源7a,7b,〜7nからの直流バイアス電流に重畳されて、レーザ素子8a,8b,〜8nをOMI>100[%]で直接変調する。
The modulation signals 69a, 69b, .about.69n having asymmetric top and bottom are superimposed on the DC bias currents from the
ここで、レーザ素子8a,8b,〜8nのクリッピングによるリミットと、リミッタ12a,12b,〜12nによるリミットで、伝送される光信号53a,53b,〜53nの上下が対称となるように、つまり平均レベルに変動がないように、直流バイアス電圧とOMIを調整する(図10の〔状態C〕)。
Here, the upper and lower sides of the transmitted
本第3の実施例では、伝送される光信号53a,53b,〜53nは信号波形が既に上下対称となっているため、親局3側には、通常のFM復調回路を備える構成でよい。
In the third embodiment, since the signal waveforms of the transmitted
次に、伝送される光信号の平均レベルの位置を変動させない、すなわち、FM変調信号波形の上下振幅を変動させないようにして親局3の構成の簡素化を図るようにした実施例を第4の実施例として説明する。
Next, a fourth embodiment in which the configuration of the
(第4の実施例)第4の実施例では、伝送される光信号の平均レベルの位置を変動させない方法を説明する。第4の実施例の光伝送装置の構成を図11に示す。主な構成は、第1〜第3の実施例と同じであり、同一のものに対しては、同符号を付した。 (Fourth Embodiment) In the fourth embodiment, a method for changing the position of the average level of the transmitted optical signal will be described. The configuration of the optical transmission apparatus of the fourth embodiment is shown in FIG. The main configuration is the same as in the first to third embodiments, and the same components are denoted by the same reference numerals.
ここに示した構成は、親局3から電圧源11とバイアスティ6を廃止した構成であり、レーザ素子に入力する周波数変調信号62a,62b,〜62nの振幅を大きくとり、レーザ素子8a,8b,〜8nの閾値Ith以下のレベルから飽和領域までの範囲で周波数変調信号が振られるようにすることにより、レーザ素子8a,8b,〜8nの持つE/O特性により、信号の上下をクリップさせるようにすることでこれを実現している。
The configuration shown here is a configuration in which the
通常、レーザ素子の特性は、図12に示されるような変調電流-光出力特性(E/O特性)を持つ。図からわかるように、レーザ素子に印加される変調電流の値が閾値Ith以下では、レーザ素子は発振しないため、光出力は小さく、一方、変調電流の値が大きくなり過ぎると、光出力は飽和する。 Normally, the laser element has a modulation current-light output characteristic (E / O characteristic) as shown in FIG. As can be seen from the figure, when the value of the modulation current applied to the laser element is less than or equal to the threshold value Ith, the laser element does not oscillate, so the light output is small. On the other hand, if the value of the modulation current is too large, the light output is saturated. To do.
そこで、レーザ素子8a,8b,〜8nに印加する周波数変調信号62a,62b,〜62nの振幅を大きくとり、レーザ素子8a,8b,〜8nの閾値Ith以下のレベルから飽和領域までの範囲で周波数変調信号が振られるようにすることにより、レーザ素子8a,8b,〜8nの持つE/O特性により、信号の上下をクリップさせる。
Therefore, the amplitude of the
レーザ素子8a,8b,〜8nに印加する周波数変調信号62a,62b,〜62nのバイアス電流レベルを調整して、上下のクリップ量が同量になるように設定することで、図12に示されるように、光信号54の平均レベルは、周波数変調信号62の平均レベルの位置と等しくすることができる。
FIG. 12 shows the adjustment of the bias current levels of the
親局3側では、光信号54の平均レベルの位置変動がないため、第1の実施例で述べたようなバイアスを付加するような信号処理を行うことなく、リミッタ12の出力信号として、上下対称の受信信号が得られ、周波数復調回路13において、歪みが抑制された情報信号を得ることができる。
On the
また、図13(a)に示すように、レーザ素子8と並列にダイオード23を接続する付加回路で振幅制限を行ってもよい。この場合、レーザ素子8に変調電流71を印加した際、ダイオード23にかかる電圧が立ち上がり電圧VFを超えていなければ、レーザ素子8に全ての変調電流71が流れ、レーザ素子8に変調電流71の変調がかかる。
Further, as shown in FIG. 13A, the amplitude may be limited by an additional circuit in which a
しかし、ダイオード23の立ち上がり電圧VFを超えると、超えた電圧分の変調電流71はダイオード23に流れるため、レーザ素子8には、変調電流71の変調がかからない。
However, when the rising voltage VF of the
よって、図13(b)のようなレーザの変調電流-光出力の特性が得られ、このような簡単な回路の付加で、光信号55の上下をクリップさせることが可能となる。
Therefore, the characteristic of the laser modulation current-optical output as shown in FIG. 13B can be obtained, and by adding such a simple circuit, it is possible to clip the top and bottom of the
以上、第1〜第4の実施例は、アナログとしての情報信号を周波数変調信号に予変調する構成について述べてきた。理由は、当該周波数変調信号は、復調する際に振幅成分のゆらぎをリミッタ等で除去可能であり、振幅クリッピングに対して伝送特性の劣化がなく、耐力があるから実用的であることによる。しかし、この他にも、無線通信に使用されているπ/4シフトQPSK変調であっても同様の効果が得られるので、次にその例を第5の実施例として説明する。 As described above, the first to fourth embodiments have described the configuration in which the analog information signal is premodulated into the frequency modulation signal. The reason is that the frequency-modulated signal is practical because it can remove fluctuations in the amplitude component with a limiter or the like when demodulating, has no deterioration in transmission characteristics with respect to amplitude clipping, and has tolerance. However, in addition to this, the same effect can be obtained even with π / 4 shift QPSK modulation used in wireless communication, so an example thereof will be described as a fifth embodiment.
(第5の実施例)図14は、本第5の実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図であって、子局をπ/4シフトQPSK変調の無線信号を受信可能な無線基地局とした場合の例である。主たる構成は第1の実施例と同様であり、同一の構成要素には同一の符号を付して示した。 (Fifth Embodiment) FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an optical transmission apparatus according to the fifth embodiment, in which a slave station can receive a radio signal of π / 4 shift QPSK modulation. This is an example of the case. The main configuration is the same as that of the first embodiment, and the same components are denoted by the same reference numerals.
図14において、1a,1b,〜1nはそれぞれ子局、2は光伝送路、3は親局、4は光カプラ、6a,6b,〜6nはバイアスティ、7a,7b,〜7nは電流源、8a,8b,〜8nはレーザ素子、9はPD、10はバンドパスフィルタ、11は電圧源、12はリミッタ、13はバンドパスフィル、15a,15b,〜15nはアンテナ、16a,16b,〜16nはローノイズアンプ、17はπ/4シフトQPSK復調回路である。
In FIG. 14, 1a, 1b, and 1n are slave stations, 2 is an optical transmission line, 3 is a master station, 4 is an optical coupler, 6a, 6b, and 6n are bias tees, and 7a, 7b, and 7n are current sources. , 8a, 8b, ˜8n are laser elements, 9 is a PD, 10 is a band pass filter, 11 is a voltage source, 12 is a limiter, 13 is a band pass fill, 15a, 15b, ˜15n are antennas, 16a, 16b, ˜.
子局1aはローノイズアンプ16a、バイアスティ6a、電流源7a、レーザ素子8aとを備えて構成されており、子局1bはローノイズアンプ16b、バイアスティ6b、電流源7b、レーザ素子8bとを備えて構成されており、子局1nはローノイズアンプ16n、バイアスティ6n、電流源7n、レーザ素子8nとを備えて構成されている。
The
また、親局3はPD9、バンドパスフィルタ10,13、電圧源11、バイアスティ6、リミッタ12、π/4シフトQPSK復調回路17とを備えて構成されている。
The
移動端末などより送られてくる無線信号はπ/4シフトQPSK変調されたものとすると、子局1a,1b,〜1nそれぞれでは自局の持つアンテナ15a,15b,〜15nで受信した自局サービスエリア内の移動端末からのπ/4シフトQPSK変調無線信号を、ローノイズアンプ16a,16b,〜16nで増幅する。そして、この増幅した信号はバイアスティ6a,6b,〜6nで電流源7a,7b,〜7nからの直流バイアス信号を付加して、自局対応のレーザ素子8a,8b,〜8nに与え、これらレーザ素子8a,8b,〜8nを直接変調させる。
Assuming that a radio signal transmitted from a mobile terminal or the like is subjected to π / 4 shift QPSK modulation, each of the
このとき、第1〜第4の実施例と同様に、当該レーザ素子8a,8b,〜8nから出力される光信号55a,55b,〜55nの光変調度OMI(Optical Modulation Index)が100[%]を超えるように設定し、クリッピングを発生させる。
At this time, as in the first to fourth embodiments, the optical modulation index OMI (Optical Modulation Index) of the optical signals 55a, 55b,... 55n output from the
ここで任意の子局1Lから伝達する無線信号が他の子局1a,1b,〜1n(n≠L)から伝達する無線信号と同一の周波数帯であれば、ローノイズアンプ16a,16b,〜16n透過後に周波数変換を行い、光カプラ4において、他子局1a,1b,〜1n(n≠L)からの光信号とのSCM多重を可能とする。
Here, if the radio signal transmitted from an arbitrary slave station 1L is in the same frequency band as the radio signal transmitted from
親局3では、この光カプラ4によりSCM多重されて送られてきた光信号を、一つのPD9で一括して受信し、所望の子局1a,1b,〜1nからの受信信号をバンドパスフィルタ10で抽出する。バンドパスフィルタ10以後の信号処理は第1の実施例と同じであり、バンドパスフィルタ13を透過してきた受信信号70を、π/4シフトQPSK用の復調回路17に入力して、伝達情報を得る。
In the
第1〜第4の実施例までは、アナログとしての情報信号を周波数変調信号に予変調する構成について述べてきた。なぜなら、周波数変調信号は、復調する際に振幅成分のゆらぎをリミッタ等で除去することが可能であり、振幅クリッピングに対して伝送特性の劣化がなく、耐力があるからである。 Up to the first to fourth embodiments, the configuration for premodulating an information signal as an analog signal into a frequency modulation signal has been described. This is because fluctuation of the amplitude component can be removed by a limiter or the like when demodulating the frequency modulation signal, and there is no deterioration in transmission characteristics with respect to amplitude clipping, and there is strength.
これと同様に、π/4シフトQPSKも、包絡線が一定であり、周波数変調信号と同様に、振幅クリッピングに対し耐力があり、移動通信の無線信号として頻繁に用いられている。 Similarly, the π / 4 shift QPSK has a constant envelope, and is resistant to amplitude clipping like the frequency modulation signal, and is frequently used as a radio signal for mobile communication.
そのため、本第5の実施例のように、移動通信の子局(基地局)と親局(集中基地局)において、無線信号の変調方式がπ/4シフトQPSK変調であれば、周波数変調信号に予変調することなく、このπ/4シフトQPSK変調信号でレーザ素子を直接変調するようにし、これによって、波形にクリッピングを起こさせるようにしてもよい。 Therefore, as in the fifth embodiment, if the radio signal modulation method is π / 4 shift QPSK modulation in the mobile communication slave station (base station) and the master station (centralized base station), the frequency modulation signal Alternatively, the laser element may be directly modulated with the π / 4 shift QPSK modulation signal without pre-modulating the waveform, thereby causing clipping in the waveform.
以上、第5の実施例の構成においては、π/4シフトQPSK変調を対象として本発明を適用可能であることを示した。 As described above, in the configuration of the fifth embodiment, it has been shown that the present invention can be applied to π / 4 shift QPSK modulation.
ところで、本発明における主たる目的は、光多重に伴うビート雑音を抑制する技術として、子局側において、クリッピングにより上下非対称となった形態で情報信号を光信号として多重して送るようにした場合に、クリッピングによる信号波形の上下非対称が復調側でのIM3等の高調波による歪発生を呼ぶことに対する改善にある。 By the way, the main purpose of the present invention is as a technique for suppressing beat noise associated with optical multiplexing when the slave station side multiplexes and sends an information signal as an optical signal in a form that is vertically asymmetric due to clipping. In addition, the vertical asymmetry of the signal waveform due to clipping is an improvement over what is called distortion generation due to harmonics such as IM3 on the demodulation side.
そして、その改善策として第1の実施例の本発明システムでは受信側である親局では受信信号をバイアスティ6において、リミッタ出力信号65が上下対称となるような適切な直流バイアス電圧を付加するようにし、このことにより、復調された情報信号にはIM3等の歪抑圧がなされてクリッピングによる上下非対称の問題を解消するようにした。
As a measure for improvement, in the system according to the first embodiment of the present invention, the master station on the receiving side adds an appropriate DC bias voltage so that the received signal is biased at 6 and the
しかし、確かな信頼性を維持できるシステムにするには、このような処理だけではまだ十分とは云えない。 However, such a process is not yet sufficient for a system that can maintain reliable reliability.
すなわち、第1の実施例の構成の場合、親局3側の構成において、バイアスティ6にて付加する電圧源11からの直流バイアス電圧の大きさにより、FM復調回路14による復調後の情報信号中に生じる歪量が違ってくる。また、経年変化等の影響から子局側のレーザ素子において、その特性が変わり、伝送されてくる光信号のクリッピング状態も変化する可能性もある。
That is, in the case of the configuration of the first embodiment, in the configuration on the
従って、このようなことに対処できて長期的に安定し、信頼性のある光伝送装置を提供するには、直流バイアス電圧を適正な値に制御する必要がある。 Therefore, in order to provide such an optical transmission apparatus that can cope with such a situation and is stable in the long term, it is necessary to control the DC bias voltage to an appropriate value.
そこで、このような制御を可能にした実施例を次に第6の実施例として説明する。 Accordingly, an embodiment that enables such control will be described as a sixth embodiment.
(第6の実施例)伝送されてきた信号の持つレーザ素子8によるクリッピングの影響を、当該レーザ素子にてのクリッピングによるリミットと、リミッタ12によるリミットで、当該伝送されてきた信号の波形の上下が対称となるように、つまり平均レベルに変動がないように、直流バイアス電圧を復調信号の歪み量対応に調整するようにしたものがこの第6の実施例である。
(Sixth Embodiment) The effect of clipping by the
図15に、第6の実施例の光伝送装置における親局3の構成図を示す。子局側の構成は、第1の実施例と同一とし、親局3の構成で、第1の実施例と同じものには、同一符号を付した。
FIG. 15 shows a configuration diagram of the
図15に示す第6の実施例においては、図1に示した第1の実施例での親局構成に、更に歪検出器18を設け、この歪検出器18でFM復調回路14の出力を監視して、FM復調信号出力に含まれる歪み対応に電圧源11の電圧値を調整できるようにしたものである。なお、電圧源11は出力電圧を歪検出器18の出力対応に可変可能な構成とする。
In the sixth embodiment shown in FIG. 15, a
親局3側におけるバイアスティ6において付加する電圧源11からの直流バイアス電圧の大きさにより、FM復調回路14による復調後の情報信号中に生じる歪量が違ってくる。また、経年変化等の影響から子局側のレーザの特性が変わり、伝送されてくる光信号のクリッピング状態も変化する可能性もある。
The amount of distortion generated in the information signal demodulated by the
従って、このようなことに対処できて長期的に安定し、信頼性のある光伝送装置を提供するには、直流バイアス電圧を適正な値に制御する必要がある。 Therefore, in order to provide such an optical transmission apparatus that can cope with such a situation and is stable in the long term, it is necessary to control the DC bias voltage to an appropriate value.
そのために、この実施例では、FM復調回路14からの出力信号を分岐して、歪検出器18に入力し、この歪検出器18にて歪み量を検出するようにしている。歪検出器18には、その検出結果をもとに、電圧源11に対して、歪み量が抑えられるように、付加する直流バイアス電圧値を制御する機能を持たせておく。
Therefore, in this embodiment, the output signal from the
この結果、歪み対応に電圧源11の電圧が調整制御され、長期的に安定して、信頼性のある光伝送装置が得られるようになる。
As a result, the voltage of the
以上は、伝送されてくる光信号のクリッピング状態の変化等に対して、親局側においてバイアスティ6による直流バイアス電圧の調整を歪検出器の歪み検出量対応に実施する構成としたことにより、FM復調回路14による復調後の情報信号中に生じる歪み量を改善するようにし、長期的安定性と信頼性を高めることのできる構成としたものであった。これを子局側において行う構成とすることもできるので、その例を次に第7の実施例として説明する。
The above is a configuration in which adjustment of the DC bias voltage by the
(第7の実施例)伝送する信号の持つレーザ素子8によるクリッピングの影響を、当該レーザ素子にてのクリッピングによるリミットと、リミッタ12によるリミットで、当該伝送されてきた信号の波形の上下が対称となるように、つまり平均レベルに変動がないように、送信する光信号の歪み量対応に直流バイアス電圧を調整すると共に、送信する光信号の歪み量対応にバイアスティ6で電流源7からの直流バイアス電流の重畳量を調整して、レーザ素子8の光変調度OMIを調整するようにするのがこの第7の実施例である。
(Seventh Embodiment) The effect of clipping by a
図16は、第7の実施例の光伝送装置の子局を示す構成図である。親局側の構成は、第3の実施例と同一とし、第1〜第6の実施例と同じものに対しては、同一符号を付した。 FIG. 16 is a configuration diagram illustrating a slave station of the optical transmission apparatus according to the seventh embodiment. The configuration on the master station side is the same as that of the third embodiment, and the same reference numerals are given to the same components as those of the first to sixth embodiments.
図16において、子局1はFM変調回路5、バイアスティ6、電圧源11、レーザ素子8、PD9、バンドパスフィルタ13、バイアスティ6、電流源7、リミッタ12、FM復調回路14、そして、歪検出器18とを備えて構成されている。
In FIG. 16, the
これらのうち、FM復調回路5は入力されるアナログ信号をFM変調して出力するものであり、電圧源11は、可変型の電圧発生装置であって所要とするレベルの直流バイアス電圧を供給するためのものであり、バイアスティ6は前段のFM変調回路5の出力に、電圧源11からの直流バイアス電圧を付加して、光信号56の平均レベルをクリッピングが存在しない場合での平均レベルに合わせた受信信号とするものである。すなわち、波形の零レベルが本来のFM変調波形のゼロクロス点が、送信される光信号56のゼロクロス点になるように、ゲタを履かせて調整するのが直流バイアス電圧11である。
Among these, the
リミッタ12は上下対称のリミッタ特性を有する振幅制限回路であり、バイアスティ6より出力された信号を、上下対称のリミッタ特性による制限を与えることにより、波形がこの時点では上下非対称となった出力信号を得るものである。また、バンドパスフィルタ13はリミッタ12からの出力信号より所望の周波数帯域の成分を抽出する回路であり、また、電流源7は可変型の電流発生装置であって所要とするレベルの直流バイアス電流を供給するためのものである。
The
また、後段のバイアスティ6は、バンドパスフィルタ13から出力されたFM変調信号に電流源7からの直流バイアス電流を重畳して出力し、レーザ素子8に与えるものである。
The
レーザ素子8は後段のバイアスティ6の出力信号により直接変調されてレーザ光を発振してこれを光信号として光伝送路である光ファイバ2に出力する素子である。
The
後段のバイアスティ6によって合波される直流バイアス電流とFM変調信号の振幅は、レーザ素子8を直接変調する際の光変調度を決定し、波形のクリッピングされる割合が決まる。
The direct current bias current combined with the
PD9は光信号を光電変換して電気信号に戻すためのものであり、FM復調回路14はこのPD9の出力する電気信号を周波数復調して元の信号に戻すためのものであり、歪検出器18はこのFM復調回路14の復調出力から歪み量を検出し、この検出した歪み対応に電圧源11の電圧値や電流源7の電流値を調整制御するものである。
The
本システムでは、子局内に信号にゲタを履かせて信号波形の零レベル位置を調整するバイアス電圧印加用のバイアスティ11と光変調度を決定するバイアス電流印加用のバイアスティ6を設けると共に、子局から親局側に送る光信号中の歪みを監視するために子局に歪検出器18を設け、この歪検出器18の検出した歪み対応に電圧源11の電圧値や電流源7の電流値を調整できるようにしたものであって、第3の実施例における子局に、歪み監視機能を設けてFM変調信号出力に含まれる歪み対応に電圧源11の電圧値と電流源7の電流値を歪み対応に調整できるようにしたものである。
In this system, a bias voltage
第3の実施例で説明したものは、子局において、クリッピングによる光信号の非対称性を子局1側において補正するようにしたものであったが、これに、歪み監視機能を設けてFM変調信号出力に含まれる歪み対応に電圧源11の電圧値と電流源7の電流値を歪み対応に調整できるようにしたものである。
In the third embodiment, in the slave station, the asymmetry of the optical signal due to clipping is corrected on the
このような構成において、子局1では、アナログである情報信号61をFM変調回路5に入力してFM変調を行い、FM変調信号62を得、FM変調信号62は、バイアスティ6で電圧源11からの直流バイアス電圧を付加されて、リミッタ12、高調波を除去するためのバンドパスフィルタ10を透過させる。
In such a configuration, the
これにより、波形の片側がクリッピングされ、且つ、高調波成分の除去された変調信号69が得られる。この変調信号69は上下が非対称となっている。
Thereby, one side of the waveform is clipped, and a modulated
この上下が非対称となった変調信号69は、光変調度OMIを決めるために設けてあるバイアスティ6により電流源7からの直流バイアス電流に重畳されて、レーザ素子8をOMI>100[%]で直接変調する。
The
ここで、レーザ素子8のクリッピングによるリミットと、リミッタ12によるリミットで、伝送される光信号53の上下が対称となるように、つまり、送信される光信号56の平均レベル位置と、FM変調回路5の出力信号の平均レベルの位置が一致するように、直流バイアス電圧とOMIを調整する。
Here, the upper and lower sides of the transmitted
このように、上下が非対称となった変調信号69をバイアスティ6を介して直流バイアス電流と重畳し、これでレーザ素子8をOMI>100[%]で直接変調することで、コヒーレンシーの低い、従って、ビート雑音の発生しにくい光信号に変換して光ファイバによる伝送路へと送信する。
In this way, the
ここで、本システムではレーザ素子8のクリッピングによるリミットと、リミッタ12によるリミットで、伝送される光信号53の上下が対称となるように、つまり平均レベルに変動がないように、歪検出器18の検出した歪み量対応に直流バイアス電圧および光変調度OMIは調整する。
Here, in the present system, the
すなわち、レーザ素子8の出力光をPD9により電気信号に戻し、これをFM復調回路14で復調して元の信号に戻す。歪検出器18はこのFM復調回路14の出力を監視して、FM復調信号出力に含まれる歪み対応に電圧源11の電圧値と、電流源7の電流値を調整する。
That is, the output light of the
歪検出器18は自己の検出した歪み量に応じ、レーザ素子8のクリッピングによるリミットと、リミッタ12によるリミットで、伝送される光信号53の上下が対称となるように、つまり、送信される光信号56の平均レベル位置と、FM変調回路5の出力信号の平均レベルの位置が一致するように、直流バイアス電圧値および光変調度OMIを調整制御する制御出力を発生するように構成してあれば、電圧源11と電流源7は歪検出器18の出力対応に出力レベルが調整される結果、レーザ素子8はコヒーレンシーの低い、従って、ビート雑音の発生しにくい光信号で、且つ、歪みのない光信号にFM変調信号を変換して光ファイバによる伝送路へと送信することができるようになる。
The
そして、歪み量を監視して歪み量が少なくなるようにバイアス電圧とOMIを制御するようにした結果、レーザ素子8の経年変化、温度変化等の影響で、レーザ素子8のバイアス特性が変わっても、子局1から伝送する光信号56のクリッピング状態の変化は正常な状態に補正され、クリッピングの状態が変動することによる親局側での復調の際の情報信号に含まれる歪み量を抑制できて、復調した信号の劣化を防止でき、通信品位を維持できるようになる。
As a result of monitoring the amount of distortion and controlling the bias voltage and OMI so as to reduce the amount of distortion, the bias characteristic of the
従って、長期的に安定し、信頼性のある光伝送装置を提供することができる。 Therefore, it is possible to provide an optical transmission device that is stable and reliable over the long term.
以上、第6及び第7の実施例は、レーザ素子の経年変化や温度変化に伴うクリッピング状態の変化を、親局または子局側で補正制御できるようにしたものであった。 As described above, in the sixth and seventh embodiments, the change in the clipping state due to the secular change or temperature change of the laser element can be corrected and controlled on the master station or slave station side.
そして、これらの実施例では復元したFM復調信号中に含まれる歪み量を歪検出器18で検出し、その検出結果に基づいて、歪み量が抑制される方向に電圧源11による付加する直流バイアス電圧値や、電流源7による付加する直流バイアス電流を制御するが、その直流バイアス電圧値および直流バイアス電流によって、光変調度OMIが変化する。この光変調度により、光スペクトルの拡散量が変化するため、ビート雑音の抑圧効果が不安定となる。そこで、これについて次に触れておく。
In these embodiments, the distortion amount included in the restored FM demodulated signal is detected by the
(第8の実施例)第8の実施例の光伝送装置の構成は、第1の実施例の構成と同じとする。 (Eighth Embodiment) The configuration of the optical transmission apparatus of the eighth embodiment is the same as that of the first embodiment.
レーザ素子8において、光スペクトルの広がりの様子は、OMIに大きく依存している。図17にファブリーペローレーザ素子のOMI[%]と光スペクトルの3dB帯域[nm]の関係を示す。
In the
図17に示されるように、光変調度OMIがOMI>100[%]においてクリッピングがはじまると、急激に光スペクトルが広がり出し、OMI=約175[%]で、光スペクトルの広がりはほぼ飽和する。光スペクトルの広がりが大きければ、大きい程、ビート雑音の影響も低減されるので、光変調度OMIは、OMI≧175[%]とするのが良い。 As shown in FIG. 17, when clipping starts when the optical modulation degree OMI is OMI> 100 [%], the optical spectrum suddenly spreads, and when OMI = about 175 [%], the optical spectrum spread is almost saturated. . The greater the spread of the optical spectrum, the smaller the influence of beat noise, so the degree of optical modulation OMI is preferably OMI ≧ 175 [%].
但し、レーザ素子8の温度状態、経年劣化等によってバイアス条件が変わり、OMIが変化する可能性がある。そのとき、OMI<175[%]以下となると、光スペクトルの拡散量がOMIに大きく依存するため、ビート雑音の影響が変化して、光伝送装置として安定した通信品質を保証できない。
However, there is a possibility that the bias condition changes depending on the temperature state of the
以上から、OMIは、十分に光スペクトルが拡散されており、少々のバイアス条件の変化にも、拡散の様子が変化しない飽和領域内を選択するべきである。従って、図17によれば、OMI≧200[%]が、前述の条件を満たしていると考えられる。従って、直流バイアス電流値はOMI≧200[%]の範囲でOMIを制御できるような値にする。 From the above, the OMI should be selected in a saturated region where the light spectrum is sufficiently diffused and the state of diffusion does not change even if a slight change in bias conditions occurs. Therefore, according to FIG. 17, it is considered that OMI ≧ 200 [%] satisfies the above-described condition. Therefore, the DC bias current value is set to a value that allows the OMI to be controlled in the range of OMI ≧ 200 [%].
また、レーザ素子8の光スペクトル拡散は、レーザ出力面への戻り光にも依存している。レーザ素子8に接続されている光ファイバ2の接続先等の反射が大きい場合には、その反射による戻り光の影響からレーザ素子8の発振が強まり、光スペクトルが狭化する傾向がある。
Further, the optical spectrum diffusion of the
このような反射による戻り光を抑圧するために、レーザ素子8の出力端にアイソレータを挿入することも、光スペクトル拡散に効果がある。
Inserting an isolator at the output end of the
レーザ素子のクリッピング変調は、子局間の波長の位置関係において、所定の値以上ビート雑音が発生する範囲が減少するという効果もある。つまり、今までは任意の子局間の光源の中心波長を0.5[nm]以上離さなければ、ビート雑音を所定の値以下に低減できなかったところを、クリッピング変調を用いた場合には0.2[nm]以上離すだけで良くなると云うような効果である。 The clipping modulation of the laser element also has an effect of reducing the range in which beat noise is generated above a predetermined value in the positional relationship of wavelengths between slave stations. In other words, until now, if the center wavelength of the light source between arbitrary slave stations is not separated by 0.5 [nm] or more, beat noise cannot be reduced to a predetermined value or less when using clipping modulation. It is an effect that it is improved only by separating by 0.2 [nm] or more.
クリッピング変調は、ビート雑音の抑制効果が大きいという利点はあるが、完全に除去できるわけではない。そのため、波長制御と組み合わせて本実施例を用いることも、より高い通信品質を確保でき、有効である。このとき、各子局に対する、従来の波長多重の波長精度及び波長間隔に比べて、クリッピング変調を適用したことで、波長精度および波長間隔に対する要求を大きく緩和することが可能となる。そのため、クリッピング変調と波長多重の併用はビート雑音の抑圧および回避に効果的である。 Although the clipping modulation has an advantage that the effect of suppressing beat noise is large, it cannot be completely removed. Therefore, using this embodiment in combination with wavelength control is also effective because it can ensure higher communication quality. At this time, by applying the clipping modulation compared to the wavelength accuracy and wavelength interval of the conventional wavelength multiplexing for each slave station, it is possible to greatly relax the requirements for wavelength accuracy and wavelength interval. Therefore, the combined use of clipping modulation and wavelength multiplexing is effective in suppressing and avoiding beat noise.
なお、本発明は上述した実施例に限定されることなく、種々変形して実施可能である。 In addition, this invention is not limited to the Example mentioned above, A various deformation | transformation can be implemented.
以上、第1の実施例から第8の実施例においては、光ビート雑音低減とダイナミックレンジ確保に関する技術について説明した。次に、干渉波抑圧に関する技術、および、子局から親局へ伝送する光信号の光変調度を“1”以上とした場合においても、振幅制限による受信感度の劣化を防止できるようにする技術について説明する。 As described above, in the first to eighth embodiments, the technology related to optical beat noise reduction and dynamic range securing has been described. Next, a technique relating to interference wave suppression, and a technique capable of preventing deterioration of reception sensitivity due to amplitude limitation even when the optical modulation degree of the optical signal transmitted from the slave station to the master station is set to “1” or more. Will be described.
干渉波抑圧に関する技術について説明する。 A technique related to interference wave suppression will be described.
<干渉波抑圧に関する技術>無線基地局では、受信した所望波に対して、近い周波数帯に干渉波が混じることがある。そして、ときには、干渉波のパワーが、所望波のパワーよりも大きいこともある。特に無線基地局を、主にアンテナ部と電気−光変換部だけの構成とし、受信した無線信号を親局に光伝送する光アナログ伝送装置においては、この干渉波は、所望波の光変調度を圧迫する原因となる。 <Technique Regarding Interference Wave Suppression> In a radio base station, an interference wave may be mixed in a frequency band close to the received desired wave. In some cases, the power of the interference wave is greater than the power of the desired wave. In particular, in an optical analog transmission apparatus in which a radio base station mainly includes only an antenna unit and an electro-optical conversion unit and optically transmits a received radio signal to a master station, this interference wave has an optical modulation degree of a desired wave. Cause pressure.
そして、所望波の光変調度が小さく制限されると、親局において、所望波のCNRが小さくなるため、仕様となる誤り率を達成できない場合が生じてしまう。 If the optical modulation degree of the desired wave is limited to a small value, the CNR of the desired wave becomes small in the master station, so that there may be a case where the specified error rate cannot be achieved.
そこで、これに対処する技術を次に説明することにする。 A technique for dealing with this will be described next.
ここでは、子局において情報信号と共に受信する干渉波を大きく抑圧できるようにし、情報信号を光信号に変換する際に、安定した光変調度を確保できるようにする技術を第9の実施例として説明する。 Here, as a ninth embodiment, a technique for enabling a slave station to largely suppress an interference wave received together with an information signal and ensuring a stable degree of optical modulation when converting the information signal into an optical signal is described as a ninth embodiment. explain.
(第9の実施例)子局において情報信号と共に受信する干渉波を大きく抑圧できるようにするために、第9の実施例においては、帯域透過フィルタを子局に設け、受信した情報信号を当該帯域透過フィルタを通すことにより、情報信号と共に受信する干渉波を抑圧する。 (Ninth Embodiment) In order to be able to largely suppress the interference wave received together with the information signal in the slave station, in the ninth embodiment, a band transmission filter is provided in the slave station, and the received information signal is By passing the band-pass filter, the interference wave received together with the information signal is suppressed.
本発明の第9の実施例を説明する。図22は、本第9の実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。ここでは、無線信号81の変調方式をQPSK(quadrature phase-shift keying)とした場合での無線送信器29の構成を示す。
A ninth embodiment of the present invention will be described. FIG. 22 is a block diagram illustrating the configuration of the optical transmission apparatus according to the ninth embodiment. Here, the configuration of the
図22において、1は子局、29は移動端末であるユーザの所持する無線送信器、3は親局、2は光ファイバであって、子局1と親局3とを結ぶ光伝送路である。
In FIG. 22, 1 is a slave station, 29 is a wireless transmitter possessed by a user who is a mobile terminal, 3 is a master station, 2 is an optical fiber, and is an optical transmission path connecting the
これらのうち、無線送信器29は信号源30と、直交変調器31と、局部発振器33と、乗算器34と、バンドパスフィルタ35と、パワーアンプ36と送信アンテナ37とからなる。
Among these, the
変調方式がQPSKの場合、Iチャネル信号82とQチャネル信号83がある。無線送信器29における信号源30は、Iチャネル信号82とQチャネル信号83を発生するものであり、直交変調器31はこれら各信号82,83を直交変調してQPSK信号84に変換するものである。また、局部発振器33は局部発振周波数信号を発生するものであり、乗算器34はこの局部発振周波数信号とQPSK信号84とを乗算して無線伝送用の高い周波数帯の信号に変換するものである。バンドパスフィルタ35は、乗算器34にて変換された無線伝送用の高い周波数帯の信号を帯域制限するものであり、パワーアンプ36はこの帯域制限された無線伝送用の高い周波数帯の信号を増幅するものであり、送信アンテナ37はこの増幅された無線信号81を空中に送信するためのものである。
When the modulation method is QPSK, there are an
また、子局1は、バイアスティ6と、電流源7と、レーザ素子8と、アンテナ15と、ローノイズアンプ16と、帯域透過フィルタ91とから構成される。
The
子局1におけるアンテナ15は無線信号を受信するものであり、ローノイズアンプ16は、アンテナ15で受信した無線信号81を、干渉波である無線信号89と共に増幅するものである。帯域透過フィルタ91はこの増幅された信号のうちの所要のチャネルの周波数成分を抽出するためのものであり、バイアスティ6はこの帯域透過フィルタ91によって、抽出された特定のチャネル成分の受信信号87に、電流源7からの直流バイアス信号を付加して出力するものであり、レーザ素子8はこのバイアスティ6にて直流バイアス信号が付加された特定チャネル成分の受信信号87が印加されて、当該信号のレベル対応のレーザ光線を発生するものである。このレーザ光線(光信号57)は光ファイバ3を介して親局3に伝送される構成である。
The
また、親局3はPD(光電変換用の受光素子)9、バンドパスフイルタ10と、プリアンプ39と、直交復調器40とからなる。
The
親局3におけるPD9は、光ファイバ2を介して伝送されてきた光信号57を受信し、電気信号に変換するものであり、プリアンプ39はこの電気信号を増幅するものであり、バンドパスフイルタ10はこの増幅された電気信号から雑音成分を抑圧して信号成分を抽出するものであり、直交復調器40はこのバンドパスフイルタ10透過後の信号を復調して元の情報信号に復元するものである。
The
このような構成において、無線送信器29では信号源30から、Iチャネル信号82とQチャネル信号83を発生する。これら各信号82,83は、直交変調器31により、QPSK信号84に変換され、さらに局部発振器33と乗算器34で、無線伝送用の高い周波数帯に変換される。そして、バンドパスフィルタ35を通すことで帯域制限された後、パワーアンプ36を介して、増幅されて無線信号81として、送信アンテナ37から子局1側へと送信される。
In such a configuration, the
加入者の無線送信器29から送信された無線信号81は、子局1のアンテナ15で受信される。この際、他加入者もしくは他無線サービスで使用している無線信号89も、アンテナ15で受信されることになる。
A
子局1ではそのアンテナ15で受信した無線信号81は、干渉波である無線信号89と共に、ローノイズアンプ16に送られ、ここで増幅される。そして、更に帯域透過フィルタ91に通され、特定のチャネル成分が抽出される。そして、この帯域透過フィルタ91を通過した受信信号87は、バイアスティ6で電流源7からの直流バイアス信号を付加されて、レーザ素子8に印加され、当該レーザ素子8を直接変調する。
In the
この変調により、レーザ素子8から光信号57が出力される。そして、レーザ素子8から出力された光信号57は、光ファイバ2を介して、親局3へと伝送される。親局3では、この伝送されてきた光信号57をPD9で受信し、電気信号に変換してからプリアンプ39で増幅する。そして、バンドパスフイルタ10を通すことによって雑音成分を抑圧し、直交復調器40に入力して、伝達信号を得る。
By this modulation, an
子局1において、図23(a)に示すように、所望波である無線信号81よりも、干渉波である無線信号89のほうが大きい場合がある。
In the
このような場合、光信号57の光変調度は、干渉波の強度で決定されてしまい、所望波の光変調度が制限される。そして、親局3における受信信号のCNRが制限されてしまう。
In such a case, the optical modulation degree of the
そのため、子局1において、電気−光変換の前に(すなわち、レーザ素子8による光変換の前に)、図23(b)に点線で示されるような透過特性を持つ帯域透過フィルタ91に、無線信号81及び89を含む受信信号を通過させる必要がある。
Therefore, in the
帯域透過フィルタ91は、図23(b)に点線で示されるような透過特性を持つ結果、所望波である無線信号81は透過させるが、干渉波である無線信号89の帯域は通さないので、干渉波を抑圧することになる。そのため、干渉波の信号強度にかかわらず、所望波の光変調度を安定させることができ、光変調度の上限を大きくすることができる。
As a result of the transmission characteristics as shown by the dotted line in FIG. 23B, the
所望波と干渉波の周波数間隔が十分離れていない場合は、帯域透過フィルタ23の透過帯域をより狭帯化することで、干渉波の抑圧度を大きくする。
When the frequency interval between the desired wave and the interference wave is not sufficiently separated, the degree of suppression of the interference wave is increased by narrowing the transmission band of the
しかし、帯域透過フィルタ91の透過帯域が狭過ぎると、所望波において符号間干渉が起こる。その際、選択できる最も狭帯域の通過帯域フィルタ91は、波形等化のためのフィルタとなる。
However, if the transmission band of the
伝送系で行う理想的な波形等化は、受信信号に対して、符号判定時点で符号間干渉を零とする。受信信号のシンボルレートをBsym [symbol/second]、シンボルレートBsym の1/2となるナイキスト周波数をfN [Hz]とする。波形等化のための理想的な帯域等過フィルタは、図24に示されるように、遮断周波数(ここでの遮断周波数は、理想的に透過率が“0”となる周波数)は、透過中心周波数fc [Hz]に対し、fc ±fNとなる。また、3[dB]透過帯域幅Δfは、Δf=2fN =Bsymとなる。 Ideal waveform equalization performed in the transmission system sets the intersymbol interference to zero at the time of code determination for the received signal. The symbol rate of the received signal is Bsym [symbol / second], and the Nyquist frequency that is ½ of the symbol rate Bsym is fN [Hz]. As shown in FIG. 24, an ideal band isostatic filter for waveform equalization has a cut-off frequency (the cut-off frequency here is a frequency at which the transmittance is ideally “0”). For frequency fc [Hz], fc ± fN. The 3 [dB] transmission bandwidth Δf is Δf = 2fN = Bsym.
しかし、符号判定時点に、時間的偏差が生ずると、符号間干渉が極めて大きくなるという欠点がある。そのため、実際には遮断周波数をfc ±(1+α)fNとして透過帯域を広げ、帯域内でのフィルタ特性を緩やかにしても符号間干渉のない伝送系を用いる。 However, if a time deviation occurs at the time of code determination, there is a disadvantage that intersymbol interference becomes extremely large. Therefore, in practice, a transmission system having no intersymbol interference is used even when the cut-off frequency is fc ± (1 + α) fN, the transmission band is widened, and the filter characteristics within the band are moderated.
このαをロールオフ率といい、0≦α≦1である(但し、α=0は理想フィルタ)。 This α is called a roll-off rate, and 0 ≦ α ≦ 1 (where α = 0 is an ideal filter).
上記の(1+α)倍までの遮断周波数を持つフィルタを通過させた波形整形は、ロールオフ整形と呼ばれている。 Waveform shaping through a filter having a cutoff frequency up to (1 + α) times is called roll-off shaping.
ロールオフ整形の透過特性g(x)は以下のように表される。 The transmission characteristic g (x) of roll-off shaping is expressed as follows.
g(x)=1(但し、|x|<1−α)
g(x)=(1/2)・[1−sin{(π/2α)・(x−1)}]
(但し、1−α≦|x|≦1−α)
g(x)=0(但し、1+α<|x|)
なお、xは中心周波数fc からの周波数差を、ナイキスト周波数fN で正規化したものである。
g (x) = 1 (where | x | <1-α)
g (x) = (1/2) · [1-sin {(π / 2α) · (x−1)}]
(However, 1-α ≦ | x | ≦ 1-α)
g (x) = 0 (where 1 + α <| x |)
Note that x is a frequency difference from the center frequency fc normalized by the Nyquist frequency fN.
ロールオフ整形は、インパルス応答の収束が理想フィルタに比べて早くなるため、判定時点の時間偏差の影響が少ない。通常、無線通信では、送信側と受信側に等しいフィルタを挿入し、双方のフィルタの通過特性で、ロールオフ整形を行う。このフィルタは、ルートロールオフフィルタと呼ばれる。 In roll-off shaping, the impulse response converges faster than the ideal filter, so that the influence of the time deviation at the time of determination is small. Normally, in wireless communication, equal filters are inserted on the transmission side and the reception side, and roll-off shaping is performed with the pass characteristics of both filters. This filter is called a root roll-off filter.
図25に、子局1に備えた帯域透過フィルタ91の3[dB]透過帯域幅とシンボルレートBsym の関係を示す。
FIG. 25 shows the relationship between the 3 [dB] transmission bandwidth of the
帯域透過フィルタ91は、情報信号の中心周波数fc を中心に、3[dB]通過帯域幅をΔf[Hz]とする。子局1の受信側においてのみ、情報信号にロールオフ整形を施す場合は、Δf=Bsym となる。また送信側で既にロールオフ整形されている情報信号に対しては、Δf=2Bsym とし、情報信号の信号成分を抑圧しないようにする。
The band-
そして、送信側と受信側において、ロールオフ係数αのルートロールオフフィルタで波形等化を行う場合は、理想的には、△f=(α+3)Bsym /3であるが、フィルタ特性のふらつきを考慮してBsym ≦Δf≦2Bsymとする。 When the waveform equalization is performed by the root roll-off filter having the roll-off coefficient α on the transmission side and the reception side, ideally, Δf = (α + 3) Bsym / 3. In consideration, Bsym ≦ Δf ≦ 2Bsym.
以上から、子局1に備える帯域透過フィルタ23の3[dB]通過帯域幅Δf[Hz]の条件は、シンボルレートBsym [symbol/second]に対して、Bsym ≦Δf≦2Bsymの範囲にあると最適であることがわかる。
From the above, the condition of 3 [dB] pass bandwidth Δf [Hz] of the
ビットレートBsym [bit /second]とシンボルレートBsym は、変調方式により異なるため、帯域透過フィルタの3[dB]通過帯域幅ΔfをビットレートBm では表せない。 Since the bit rate Bsym [bit / second] and the symbol rate Bsym differ depending on the modulation method, the 3 [dB] pass bandwidth Δf of the band pass filter cannot be expressed by the bit rate Bm.
一例として、情報信号がQPSK変調である場合、ビットレートがBbit であれば、シンボルレートBsym は、Bsym =Bbit /2である。さらに、ナイキスト周波数fN [Hz]は、fN =Bsym /2=Bbit /4の関係となる。 As an example, when the information signal is QPSK modulation and the bit rate is Bbit, the symbol rate Bsym is Bsym = Bbit / 2. Further, the Nyquist frequency fN [Hz] has a relationship of fN = Bsym / 2 = Bbit / 4.
以上、第9の実施例によれば、子局1に帯域透過フィルタ38を設け、当該子局1において受信した情報信号を帯域透過フィルタ38に通過させることにより、所望のチャネルの情報信号を抽出し、この抽出した情報信号でレーザ素子8を駆動して親局3に光伝送するようにしたものであるから、子局1では情報信号と共に受信する干渉波を前記帯域透過フィルタ91を通したことにより大きく抑圧できるようになる。従って、本発明によれば、情報信号を光信号に変換する際に、安定した光変調度を提供することが可能となる。
As described above, according to the ninth embodiment, the
以上は子局において、帯域透過フィルタにより特定チャネルの情報信号を抽出した後、光電変換して親局に伝送する構成であって、チャネル選択により、情報信号に含まれている干渉波を抑圧できることを利用するものであったが、子局において、情報信号は単一チャネルではなく、複数チャネルあることから、任意の所望チャネルを選択できるようにしたいところである。従って、次に情報信号中から所望チャネルの情報信号を選択して波形等化できるようにする例を第10の実施例として次に説明する。 The above is a configuration in which an information signal of a specific channel is extracted by a band transmission filter in a slave station, and then photoelectrically converted and transmitted to the master station, and interference signals included in the information signal can be suppressed by channel selection. However, since the information signal is not a single channel but a plurality of channels in the slave station, it is desired to be able to select any desired channel. Accordingly, an example in which the information signal of the desired channel is selected from the information signals and waveform equalization can be selected next will be described as a tenth embodiment.
(第10の実施例)図26は、本第10の実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。尚、図26において、子局1と親局3については、第9の実施例と同一の構成に対し、同一の符号を付した。なお、第9の実施例と同様に、無線信号81の変調方式をQPSK(quadrature phase-shift keying)とする。
(Tenth Embodiment) FIG. 26 is a block diagram showing a configuration of an optical transmission apparatus according to the tenth embodiment. In FIG. 26, for the
図26において、1は子局、29は移動端末であるユーザの所持する無線送信器、2は光ファイバ、3は親局である。無線送信器29は第9の実施例と同様、信号源30と、直交変調器31と、局部発振器33と、乗算器34と、バンドパスフィルタ35と、パワーアンプ36と送信アンテナ37とからなる。そして、第10の実施例の光伝送装置においては、更に送信側ルートロールオフフィルタ32を設けており、直交変調器31の出力を帯域制限するようにしてある。
In FIG. 26, 1 is a slave station, 29 is a wireless transmitter possessed by a user who is a mobile terminal, 2 is an optical fiber, and 3 is a master station. As in the ninth embodiment, the
すなわち、変調方式がQPSKであるので、無線送信器29における信号源30にてIチャネル信号82とQチャネル信号83を発生させ、直交変調器31にてこれら各信号82,83を直交変調してQPSK信号84に変換し、このQPSK信号84を波形ロールオフ整形するための送信側ルートロールオフフィルタ32を通すことによって帯域制限するようにし、この帯域制限したQPSK信号84を乗算器34にて局部発振器33からの局部発振周波数信号と乗算して無線伝送用の高い周波数帯の信号に変換する構成である。
That is, since the modulation method is QPSK, the
バンドパスフィルタ35は、乗算器34にて変換された無線伝送用の高い周波数帯の信号を帯域制限するものであり、パワーアンプ36はこの帯域制限された無線伝送用の高い周波数帯の信号を増幅するものであり、送信アンテナ37はこの増幅された無線信号81を空中に送信するためのものである。
The
また、子局1は、バイアスティ6と、電流源7と、レーザ素子8と、アンテナ15と、ローノイズアンプ16と、局部発振器33aと、乗算器34aと、受信側ルートロールオフフィルタ38とが設けられて構成される。
The
すなわち、ここでは局部発振器33aと、乗算器34aを新たに設け、所望のチャネルを選択できる機能を設け、帯域透過フィルタ91の代わりに受信側ルートロールオフフィルタ38を用い、チャネル選択、波形等化、周波数変換の際に生じるイメージ除去の機能を持たせる点が第9の実施例と異なる。
That is, here, a
子局1におけるローノイズアンプ16は、子局1のアンテナ15で受信した無線信号81を、干渉波である無線信号89と共に増幅するものである。乗算器34aは局部発振器33aからの局部発振周波数信号とローノイズアンプ16の出力とを乗算して周波数ダウンコンバートするものであり、受信側ルートロールオフフィルタ38はこのダウンコンバートされた受信信号中から波形ロールオフ整形して所望の特定チャネル成分の受信信号87を抽出するものであり、バイアスティ6はこの抽出された信号に電流源7からの直流バイアス信号を付加して出力するものであり、レーザ素子8はこのバイアスティ6にて直流バイアス信号が付加された特定チャネル成分の受信信号87が印加されて、当該信号のレベル対応のレーザ光線を発生するものである。このレーザ光線(光信号57)は光ファイバ3を介して親局3に伝送される構成である。
The
また、親局3はPD(光電変換用の受光素子)9、バンドパスフイルタ10と、プリアンプ39と、直交復調器40とからなる。
The
親局3におけるPD9は、光ファイバ2を介して伝送されてきた光信号57を受信し、電気信号に変換するものであり、プリアンプ39はこの電気信号を増幅するものであり、バンドパスフイルタ10はこの増幅された電気信号から雑音成分を抑圧して信号成分を抽出するものであり、直交復調器40はこのバンドパスフイルタ10透過後の信号を復調して元の情報信号に復元するものである。
The
このような構成の第10の実施例の光伝送装置の作用を説明するが、ここでも第9の実施例と同様に無線信号81の変調方式はQPSK(quadrature phase-shift keying)として説明する。
The operation of the optical transmission apparatus of the tenth embodiment having such a configuration will be described. Here, the modulation scheme of the
加入者の無線送信器29において、信号源30から、Iチャンネル信号82とQチャンネル信号83を発生する。各信号82,83は、直交変調器31により、QPSK信号84に変換され、送信側ルートロールオフフィルタ32を通されて、帯域制限されたQPSK信号85となる。QPSK信号85は、局部発振器33と乗算器34で、無線伝送用の高い周波数帯に変換される。
In the subscriber's
そして、バンドパスフィルタ35、パワーアンプ36を介して、無線信号81として、送信アンテナ37から子局1側へ送信される。加入者の無線送信器29から送信された無線信号81は、子局1のアンテナ15で受信する。この際、他加入者もしくは他無線サービスで使用している無線信号89も、アンテナ15で受信することになる。受信した無線信号81は、干渉波である無線信号89と共に、ローノイズアンプ16で増幅されて、局部発振器33aと乗算器34aにより、低い周波数帯のQPSK信号86に変換される。
Then, the signal is transmitted from the
そして、このQPSK信号86は、受信側ルートロールオフフィルタ38で帯域制限されることで、干渉波である無線信号89を大きく抑圧する。また無線信号81及び89の周波数帯をダウンコンバートすることで、より隣接して、強度の大きい干渉波も抑圧することが可能となる。
The
受信側ルートロールオフフィルタ38を透過した受信信号87は、バイアスティ6で電流源7からの直流バイアス信号を付加されて、レーザ素子8を直接変調する。レーザ素子8から出力された光信号57は、第9の実施例と同様、光ファイバ2を介して、親局3へ伝送される。
The received
親局3では、この伝送されてきた光信号57をPD9で受信し、電気信号に変換してからプリアンプ39で増幅する。そして、バンドパスフイルタ10を通すことによって雑音成分を抑圧し、直交復調器40に入力して、伝達信号を得る。
In the
この実施例では、ルートロールオフフィルタを送信側および受信側に設け、送信側ではこのルートロールオフフィルタを通して波形ロールオフ整形することによって無用な周波数成分を抑圧し、特定チャネルの周波数に絞って送信し、受信側では受信信号をルートロールオフフィルタを通して波形ロールオフ整形することによって無用な周波数成分を抑圧し、所望の特定チャネルの周波数に絞って受信できるようにしたことにより、情報信号中から任意の所望チャネルを選択して波形等化できるようにしたものである。 In this embodiment, a root roll-off filter is provided on the transmission side and the reception side, and on the transmission side, unnecessary frequency components are suppressed by performing waveform roll-off shaping through the root roll-off filter, and transmission is performed by narrowing down to a specific channel frequency. On the receiving side, the received signal is waveform-rolled off through a root roll-off filter to suppress unnecessary frequency components and receive the signal with the desired specific channel frequency. The desired channel can be selected and waveform equalization can be performed.
そして、子局1において、受信した情報信号から所望チャネルを選択し、その所望チャネルである情報信号を波形等化することは以下の効果をもたらす。
Then, in the
すなわち、チャネル選択は、情報信号に含まれている干渉波を抑圧する。そのため、情報信号の強度が干渉波へ依存せず、光信号に変換する際に、情報信号に対する光変調度を安定化できる。 That is, the channel selection suppresses the interference wave included in the information signal. Therefore, the intensity of the information signal does not depend on the interference wave, and the optical modulation degree for the information signal can be stabilized when the information signal is converted into an optical signal.
また、情報信号に波形等化を施すと、伝送系に振幅制限等の非線形信号処理があっても、情報信号の受信感度は劣化しない。そのため、子局から親局への伝送系に使用するコンポーネント、または伝送方式の自由度が広がり、光アナログ伝送装置の構成を多種多様にすることができる。 Further, if waveform equalization is performed on the information signal, the reception sensitivity of the information signal does not deteriorate even if the transmission system has nonlinear signal processing such as amplitude limitation. Therefore, the degree of freedom of components or transmission methods used in the transmission system from the slave station to the master station is increased, and the configuration of the optical analog transmission apparatus can be diversified.
第10の実施例では、受信側である子局において受信信号をルートロールオフフィルタを通して波形ロールオフ整形することにより、無用な周波数成分を抑圧し、所望の特定チャネルの周波数に絞って受信できるようにしたことにより、情報信号中から任意の所望チャネルを選択して親局に伝送することができるようにしている。 In the tenth embodiment, the received signal is subjected to waveform roll-off shaping through a root roll-off filter at a slave station on the receiving side, so that unnecessary frequency components can be suppressed, and reception can be performed by narrowing down to a desired specific channel frequency. As a result, any desired channel can be selected from the information signal and transmitted to the master station.
無線基地局では、受信した所望波に対して、近い周波数帯に干渉波が混じることがあるが、ときとして干渉波のパワーが、所望波のパワーよりも大きいこともあり、特に無線基地局を、主にアンテナ部と電気−光変換部だけの構成とし、受信した無線信号を親局に光伝送する光アナログ伝送装置においては、この干渉波は、所望波の光変調度を圧迫する原因となる。 In a radio base station, an interference wave may be mixed in a near frequency band with respect to a received desired wave, but sometimes the power of the interference wave may be larger than the power of the desired wave. In an optical analog transmission apparatus that mainly includes only an antenna unit and an electro-optical conversion unit and optically transmits a received radio signal to a master station, this interference wave causes the optical modulation degree of the desired wave to be compressed. Become.
そして、所望波の光変調度が小さく制限されると、親局において、所望波のCNRが小さくなるため、仕様となる誤り率を達成できない場合が生じてしまう。しかし、以上の第9及び第10の実施例により、これを解消することができる。 If the optical modulation degree of the desired wave is limited to a small value, the CNR of the desired wave becomes small in the master station, so that there may be a case where the specified error rate cannot be achieved. However, this can be solved by the ninth and tenth embodiments.
<伝送光信号の光変調度を高くする技術>以上は干渉波抑圧の技術について説明した。次に、子局から親局へ伝送する光信号の光変調度を高くする技術を説明する。 <Technology for Increasing the Optical Modulation of Transmission Optical Signal> The interference wave suppression technology has been described above. Next, a technique for increasing the optical modulation degree of the optical signal transmitted from the slave station to the master station will be described.
子局から親局へ伝送する光信号の光変調度を“1”以上として、親局における所望波のCNRを大きくとる方法がある。しかし、所望波が角度変調されている無線信号である場合は、振幅制限のために受信感度が劣化する。そのため、必要となるCNR値が大きくなり、子局に対する仕様を厳しくしてしまう。 There is a method in which the optical modulation degree of an optical signal transmitted from a slave station to a master station is set to “1” or more to increase the CNR of a desired wave in the master station. However, when the desired wave is a radio signal that is angle-modulated, the reception sensitivity is degraded due to the amplitude limitation. For this reason, the required CNR value becomes large, and the specifications for the slave stations become strict.
そして、子局から親局には光信号で伝送するが、親局において受信する光信号の強度は高い方が良い。しかし、光信号の受信側である親局3で受信する光信号の強度を確保するために、送信側での1チャネル当たりの光変調度を大きくとるようにすると、光信号の光変調度OMI(Optical Modulation Index)が100[%]を超え易く、クリッピング(振幅制限)されてCNR(キャリアノイズ比)が劣化する心配がある。
An optical signal is transmitted from the slave station to the master station, but the strength of the optical signal received at the master station is preferably high. However, in order to secure the intensity of the optical signal received by the
このような心配を解消して光信号の光変調度の限界を100[%]以上とすることができる実施例を次に第11の実施例として説明する。 Next, an eleventh embodiment will be described, in which such a concern can be solved and the limit of the optical modulation degree of the optical signal can be set to 100% or more.
(第11の実施例)本発明においては、子局1において波形等化をしてから光変調し、親局に対して光伝送するようにし、これによって、クリッピングによる受信感度の劣化を起こらないようにして、子局側での光信号の光変調度の限界を100[%]以上とすることを可能にする。そして、親局3において、より大きいCNRの受信信号を得られるようにする。
(Eleventh embodiment) In the present invention, after the waveform equalization is performed in the
本発明の第11の実施例を説明する。図27は、本第11の実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。子局1と親局3で、第9の実施例と同一の構成に対しては、同一の符号を付した。
An eleventh embodiment of the present invention will be described. FIG. 27 is a block diagram illustrating the configuration of the optical transmission apparatus according to the eleventh embodiment. In the
子局1は、バイアスティ6と、電流源7と、レーザ素子8と、アンテナ15と、ローノイズアンプ16と、局部発振器33A,33B,〜33Nと、乗算器34A,34B,〜34Nと、フィルタ50A,50B,〜50Nと、加算器43が設けられて構成される。
The
すなわち、ここでは局部発振器33A,33B,〜33Nと、乗算器34A,34B,〜34Nと、フィルタ50A,50B,〜50Nと、加算器43とが新たに設けられ、複数のチャネルに対して波形等化を行う点が第10の実施例と異なる。
That is, here,
子局1におけるローノイズアンプ16は、子局1のアンテナ15で受信した無線信号81を、干渉波である無線信号89と共に増幅するものである。乗算器34Aは局部発振器33Aからの局部発振周波数信号とローノイズアンプ16の出力とを乗算して周波数ダウンコンバートするものであり、フィルタ50Aはこのダウンコンバートされた受信信号中から所望の特定チャネル成分の受信信号87Aを抽出するものであり、乗算器34Bは局部発振器33Bからの局部発振周波数信号とローノイズアンプ16の出力とを乗算して周波数ダウンコンバートするものであり、フィルタ50Bはこのダウンコンバートされた受信信号中から所望の特定チャネル成分の受信信号87Bを抽出するものであり、… …乗算器34Nは局部発振器33Nからの局部発振周波数信号とローノイズアンプ16の出力とを乗算して周波数ダウンコンバートするものであり、フィルタ50Nはこのダウンコンバートされた受信信号中から所望の特定チャネル成分の受信信号87Nを抽出するものである。
The
加算器43は、これらA,〜Nの各系統の出力であるフィルタ50A,50B,〜50Nの出力(受信信号87A,〜87N)を合波するものであり、バイアスティ6はこの合波された信号に電流源7からの直流バイアス信号を付加して出力するものであり、レーザ素子8はこのバイアスティ6にて直流バイアス信号が付加された合波信号が印加されて、当該信号に従った変調がかけられたレーザ光線を発生するものである。このレーザ光線(光信号70)は光ファイバ3を介して親局3に伝送される構成である。
The
また、親局3はPD(光電変換用の受光素子)9、バンドパスフイルタ10と、プリアンプ39と、直交復調器40とからなる。
The
親局3におけるPD9は、光ファイバ2を介して伝送されてきた光信号57を受信し、電気信号に変換するものであり、プリアンプ39はこの電気信号を増幅するものであり、バンドパスフイルタ10はこの増幅された電気信号から雑音成分を抑圧して信号成分を抽出するものであり、直交復調器40はこのバンドパスフイルタ10透過後の信号を復調して元の情報信号に復元するものである。
The
このような構成の第10の実施例の光伝送装置の作用を説明するが、ここでも第9の実施例と同様に無線信号81の変調方式はQPSK(quadrature phase-shift keying)として説明する。
The operation of the optical transmission apparatus of the tenth embodiment having such a configuration will be described. Here, the modulation scheme of the
子局1において、まずアンテナ15で、複数の無線信号81A,81B〜81Nを受信する。受信した無線信号81A,81B,〜81Nは、ローノイズアンプ16で増幅して、所望のチャンネル数Nに分割する。無線信号81A,81B,〜81Nは、局部発振器33A,33B,〜33Nと乗算器34A,34B,〜34Nにより周波数変換され、フィルタ50A,50B,〜50Nを通過して、受信信号87A,87B,〜87Nを得る。
In the
受信信号87A,87B,〜87Nは、それぞれ異なる周波数を持ち、3次相互変調歪みが落ちてこない周波数配置にする。また、受信信号81A,81B,〜81Nは、フィルタ50A,50B,〜50Nにより波形等化される。
The received signals 87A, 87B,..., 87N have different frequencies, and are arranged in a frequency arrangement where the third-order intermodulation distortion does not fall. Also, the received
受信信号87A,87B,〜87Nは、加算器48で合波された後、バイアスティ6で電流源7からの直流バイアス信号を付加されて、レーザ素子8を直接変調する。
The received signals 87A, 87B,... 87N are combined by the
レーザ素子8から出力される光信号90は、光ファイバ2を介して親局3へ伝送される。親局3では、送信されてきた光信号90をPD9で受信し、プリアンプ39で増幅する。そして、バンドパスフイルタ10で、複数チャネルA,B〜Nのうちの所望のチャネルの受信信号88を抽出する。バンドバスフィルタ10は、受信信号88の変調帯域より広くとり、信号波形を劣化させないようにする。受信信号88は、復調器49に入力されて復調され、伝達情報を得る。
The optical signal 90 output from the
本実施例においては、A,B,〜Nの系統別に局部発振器(33A,33B,〜33N)、乗算器(34A,34B,〜34N)、フィルタ(50A,50B,〜50N)があり、複数チャネルA,B,〜N分が加算器43により合波されてこれによりレーザ素子8を変調する構成である。そのため、子局1のレーザ素子8から出力される光信号90は、複数チャネルA,B,〜N構成となっている。
In this embodiment, there are local oscillators (33A, 33B,... 33N), multipliers (34A, 34B, .about.34N), filters (50A, 50B, .about.50N) for each of A, B,. Channels A, B,..., N are combined by an
そして、親局3では、送信されてきた光信号90をPD9で受信し、プリアンプ39で増幅し、バンドパスフイルタ10で複数チャネルA,B〜Nのうちの所望のチャネルの受信信号88を抽出する。
In the
従って、親局3において、受信する信号強度を得るために、1チャネル当たりの光変調度を大きくとりたいところであるが、1チャネル当たりの光変調度を大きくとると、光信号の光変調度OMI(Optical Modulation Index)が100[%]を超え易く、クリッピング(振幅制限)される可能性が高くなる。
Therefore, the
しかし、本発明においては、子局においてフィルタ50A,50B,〜50Nによりそれぞれチャネル別に波形等化をしているため、振幅制限に耐力が備わり、クリッピングによる受信感度の劣化は起こらない。よって、光信号の光変調度の限界を100[%]以上とすることができ、親局3において、より大きいCNRの受信信号88を得ることが可能となる。
However, in the present invention, the waveform equalization is performed for each channel by the
ところで、加入者からの情報信号はリモート局としての子局で受信され、その受信された情報信号は子局から親局に送られるが、子局親局間の伝送は光伝送で行われるので親局において受信する光信号の強度は高い方が良い。しかし、子局での受信信号中に干渉波があり、所望波の光信号信号強度が揺らいでいると、で親局側へ安定したCNRを持つ所望信号を伝達することが難しくなる。 By the way, an information signal from a subscriber is received by a slave station as a remote station, and the received information signal is sent from the slave station to the master station, but transmission between the slave station master stations is performed by optical transmission. The intensity of the optical signal received at the master station should be high. However, if there is an interference wave in the received signal at the slave station and the optical signal signal intensity of the desired wave fluctuates, it becomes difficult to transmit the desired signal having a stable CNR to the parent station side.
そこで、次に干渉波がある場合においても、所望波の光信号を安定した信号強度で親局側へ伝送することができるようにする実施例を第12の実施例として説明する。 Therefore, an embodiment in which an optical signal of a desired wave can be transmitted to the master station side with a stable signal intensity even when there is an interference wave will be described as a twelfth embodiment.
(第12の実施例)受信した無線信号をルートロールオフフィルタの狭帯域バンドパスフィルタを通すことにより、所望波以外の干渉波を大きく抑圧することができる。従って、子局にルートロールオフフィルタの狭帯域バンドパスフィルタを設け、受信した無線信号を当該ルートロールオフフィルタの狭帯域バンドパスフィルタを通して抽出するようにする。 (Twelfth embodiment) By passing a received radio signal through a narrow band-pass filter of a root roll-off filter, interference waves other than the desired wave can be greatly suppressed. Therefore, the slave station is provided with a narrow band-pass filter of the root roll-off filter, and the received radio signal is extracted through the narrow-band band pass filter of the root roll-off filter.
本発明の第12の実施例を説明する。図28は、本第12の実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。加入者の無線送信器29、子局1及び親局3の構成は、図26で説明した第10の実施例と同じである。
A twelfth embodiment of the present invention will be described. FIG. 28 is a block diagram illustrating the configuration of the optical transmission apparatus according to the twelfth embodiment. The configurations of the subscriber's
但し、親局3に、複数の子局1a,1b,〜1nが、光カプラ4によりパッシブ多重(SCM多重)されて収容される。尚、図28において、図26と同一の構成に対しては、同一の符号を付した。
However, a plurality of
第10の実施例と同様に、無線信号81の変調方式をQPSK(Quadrature phase・shift keying)とし、送信アンテナ37から子局1a,1b,〜1n側へ送信する。加入者の無線送信器29から送信された無線信号81は、複数の子局1a,1b,〜1nのうち、ある子局、例えば、子局1aのアンテナ15aで受信する。
Similarly to the tenth embodiment, the modulation method of the
子局1aにおいて、受信した無線信号81は、ローノイズアンプ16aで増幅されて、局部発振器33と乗算器34により、低い周波数帯のQPSK信号86に変換される。そして、QPSK信号86は、受信側ルートロールオフフィルタ38aで帯域制限される。ここで、ルートロールオフフィルタ38aとしては、波形ローオフ整形する狭帯域バンドパスフィルタを用いており、従って、所望波以外の干渉波を大きく抑圧することができるようになる。
In the
そのため、半導体レーザ素子を直接変調する際に、所望波の光変調度を、干渉波によって圧迫されることを回避でき、干渉波の有無によらず、所望波の安定した信号強度を親局側へ伝達することが可能となる。 Therefore, when directly modulating the semiconductor laser element, the degree of optical modulation of the desired wave can be avoided from being pressed by the interference wave, and the stable signal intensity of the desired wave can be obtained on the master station side regardless of the presence or absence of the interference wave. Can be communicated to.
受信側ルートロールオフフィルタ38aを透過した受信信号87は、バイアスティ6aで電流源7aからの直流バイアス信号を付加されて、レーザ素子8aを直接変調する。ここで、レーザ素子8aから出力される光信号57aの光変調度OMI(Optical Modulation Index)は、100[%]を超えるように設定する。また、任意の子局1L(1≦L≦N)から伝達される無線信号87Lは、他の子局1a,〜1n(≠L)から伝達される無線信号87とは異なる周波数帯に設定し、他子局1a,〜1n(≠L)からの光信号とのSCM多重を可能とする。
The
親局3では、SCM多重された光信号を一つのPD9で一括して受信し、プリアンプ39で増幅する。そして、バンドパスフィルタ10を通すことにより、子局1a,1b,〜1nのうちの所望の子局からの受信信号88を抽出する。
In the
なお、バンドパスフイルタ10は、受信信号88の変調帯域より広くとり、信号成分を劣化させないようにする。受信信号88は、直交復調器40に入力し、ここで復調して伝達情報を得る。また、レーザ素子8としては、ファブリーペロー型半導体レーザ素子でも、分布帰還型半導体レーザ素子でも良いが、より干渉性が小さくなるファプリーペロー型半導体レーザ素子を採用するのが好ましい。
The
通常、光信号57の光変調度を100[%]以上とすると、親局3における受信信号88のCNRはより大きくなり、雑音成分は小さくなるが、反面、伝送信号の振幅が制限されることとなるため、受信信号88の波形は歪み、受信感度が劣化してしまう。
Normally, if the optical modulation degree of the
しかし、子局1において、伝送信号にロールオフ整形を施してから、振幅を制限した場合は、波形の歪にかかわらず、受信感度は劣化しない。図29に、QPSK変調されている無線信号88のCNRに対する誤り率特性を示す。
However, when the
子局1に、ルートロールオフフィルタ38を備えた場合と、ルートロールオフフィルタ以外の狭帯域フィルタ(ここではパターワースフィルタ)を備えた場合の誤り率を、“ロールオフ整形有り”、“ロールオフ整形無し”として、理論限界に対して示す。
The error rate when the
なお、光変調度は250[%]とした。ロールオフ整形が無い場合、受信感度が、理論限界から1[dB]弱劣化する。受信感度の劣化は、無線信号88に要求されるCNRを大きくすることになるとともに、ダイナミックレンジを狭めてしまう。
The light modulation degree was 250 [%]. When there is no roll-off shaping, the reception sensitivity deteriorates slightly by 1 [dB] from the theoretical limit. The deterioration of the reception sensitivity increases the CNR required for the
一方、ロールオフ整形が有りの場合は、誤り率は理論限界に等しく、受信感度の劣化はない。よって、無線信号88に対して、仕様の要求を厳しくするにとなく、光変調度を大きくとれる。
On the other hand, when roll-off shaping is performed, the error rate is equal to the theoretical limit, and there is no deterioration in reception sensitivity. Therefore, the degree of optical modulation can be increased with stricter specification requirements for the
また、QPSK信号は、ロールオフ整形された後は、ソフトリミットもしくはハードリミットを行っても受信感度の劣化は起こらない。子局1のLD(レーザ素子)8を変調する際に用いるドライバアンプにリミッタアンプを使用しても良い。
Further, after roll-off shaping of the QPSK signal, reception sensitivity does not deteriorate even if a soft limit or a hard limit is performed. A limiter amplifier may be used as the driver amplifier used when modulating the LD (laser element) 8 of the
本実施例では、子局1において、伝送信号にロールオフ整形を施してから、振幅を制限したので、その結果、波形の歪にかかわらず、受信感度は劣化しない。
In this embodiment, since the
図30に、本発明で用いるLD8の駆動回路部分の構成の詳細を示す。
FIG. 30 shows details of the configuration of the drive circuit portion of the
図30に示す如く、本発明で用いるLD8の駆動回路は、ドライバアンプ41、カプラ42、パワーデテクタ43、参照電圧発生器44、比較器45、ループフィルタ46とより構成される。
As shown in FIG. 30, the driving circuit of the
ドライバアンプ41はゲイン可変型のアンプであって、電流源7からの直流バイアス信号を付加されてバイアスティ6から出力される受信信号を増幅してレーザ素子8に出力するものであり、レーザ素子8はこのバイアスティ6にて直流バイアス信号が付加された受信信号87が印加されて、当該信号対応に変調されたレーザ光線を発生するようにしてある。
The
ドライバアンプ41で信号を増幅してレーザ素子8を駆動する場合、通常、レーザ素子8から出力される光信号の光変調度を一定値に保つためには、ドライバアンプ41のAGC(Auto Gain control)を行う必要がある。
When driving the
そのため、AGCとしては、図30に示す構成の場合、まず、ドライバアンプ41の出力信号をカプラ42で一部分岐して、パワーデテクタ43で、信号強度を検知し、この検知した信号強度は、参照電圧発生器44からの参照電圧値と比較器45で比較して差信号を得、当該比較器45からの差信号出力をループフィルタ46を通すことによって抽出した信号で、ドライバアンプ41のゲインを制御する。
Therefore, in the case of the configuration shown in FIG. 30, as the AGC, first, the output signal of the
このように、受信側ルートロールオフフィルタ38を透過した受信信号87を、バイアスティ6で電流源7からの直流バイアス信号を付加して、レーザ素子8を直接変調するにあたり、レーザ素子8を駆動するに十分な信号レベルとなるようにドライバアンプ41を介して信号増幅し、レーザ素子8に与えるようにするが、レーザ素子からの光信号出力の光変調度を一定値に保つために、カプラ42、パワーデテクタ43、参照電圧発生器44、比較器45、ループフィルタ46とより構成されるドライバアンプ41のAGC回路で自動利得制御を実施する構成としてある。
In this way, the direct current bias signal from the
しかし、AGC回路を必要とするドライバアンプを用いずとも、もっと簡単な構成でもレーザ素子8を駆動することができる。その例を次に図31で説明する。ドライバアンプを用いずにレーザ素子8を駆動するにはリミッタアンプを用いると良い。
However, the
図31に、リミッタアンプを用いた場合のLD8の駆動回路例を示す。すなわち、受信側ルートロールオフフィルタ38aを透過した受信信号87は、バイアスティ6aで電流源7aからの直流バイアス信号を付加されて後、リミッタアンプ47を介して増幅してからレーザ素子8に印加する構成とする。
FIG. 31 shows an example of a drive circuit for the
リミッタアンプ47は、パワーデテクタや比較器等を必要とせず、レーザ素子(LD)8の駆動回路構成を簡素化することができる。そのため、無線基地局である子局1の一層の小型化を促進することも可能となる。
The
通常、アナログ信号を伝送する際には、上下の振幅がクリップされて受信感度が劣化するため、リミッタアンプは使用されない。しかし、ロールオフ整形されたQPSK信号は、振幅がクリップされても受信感度は劣化しない。従って、このようなケースの場合にはリミッタアンプ47にて増幅してからレーザ素子8に印加する構成が利用可能となる。
Normally, when transmitting an analog signal, the upper and lower amplitudes are clipped and the reception sensitivity is deteriorated, so that the limiter amplifier is not used. However, the reception sensitivity of the roll-off shaped QPSK signal does not deteriorate even if the amplitude is clipped. Therefore, in such a case, a configuration in which the signal is amplified by the
なお、上記は、無線信号がQPSK信号の場合について実施例を示したが、1/4シフトQPSK信号、あるいはオフセットQPSK信号等の角度変調方式でもよい。また、送信側フィルタ32、受信側フィルタ38とも、ルートロールオフフィルタとしたが、送受信側のフィルタを合わせた透過特性がロールオフ整形であればよい。
In the above, the embodiment has been described in the case where the radio signal is a QPSK signal, but an angle modulation method such as a 1/4 shift QPSK signal or an offset QPSK signal may be used. In addition, although the
一方、送信側でフルロールオフ整形された無線信号を伝送するような無線信号を収容する子局1では、フィルタ38には、ロールオフ整形を行わないフィルタを使用すればよい。
On the other hand, in the
以上、第12の実施例は、子局において、干渉波を含む受信した無線信号をルートロールオフフィルタの狭帯域バンドパスフィルタを通すようにすることで、所望波以外の干渉波を大きく抑圧するようにした。そのため、子局から親局に受信信号を光伝送するに当たり、子局において光変換のために半導体レーザ素子を直接変調する際に、所望波の光変調度を、干渉波によって圧迫されることを回避できるようにしたものである。そのため、第12の実施例によれば、受信した信号に干渉波が含まれていても、いなくとも、所望波を安定した信号強度で親局側へ光信号伝達することが可能となる。 As described above, the twelfth embodiment greatly suppresses interference waves other than the desired wave by passing the received radio signal including the interference wave through the narrow band-pass filter of the root roll-off filter in the slave station. I did it. Therefore, when optically transmitting a received signal from the slave station to the master station, when directly modulating the semiconductor laser element for optical conversion in the slave station, the optical modulation degree of the desired wave is suppressed by the interference wave. It can be avoided. Therefore, according to the twelfth embodiment, it is possible to transmit an optical signal to the master station side with a stable signal intensity regardless of whether the received signal contains an interference wave or not.
また、本実施例では、各子局1a,1b,…1nでのレーザ素子8の光変調度を100[%]以上とすることで、出力される光信号57a,57b,…57nの干渉性を抑えることができる。そのため、複数の子局1a,1b,…1nを光SCM多重して一括して親局3のPD9で受信した際に、発生するビート雑音量も低減させることが可能である。つまり、子局1で一緒に受信される干渉波、複数の子局1を多重することにより生じるビート雑音の影響を回避でき、安定したCNRを持つ受信信号88を得ることが可能となる。
Further, in this embodiment, the coherence of the output
以上、第9〜12の実施例において、情報信号にデジタル信号でQPSK変調した信号を用いる例を示したが、このQPSKの変調方式以外で、π/4シフトQPSK、あるいはQAM(Quadrature Amplitude Modulation)を含むAPSK(Amplitude Phase-shift keying)変調を用いる構成にも本実施例は適用可能である。 As described above, in the ninth to twelfth embodiments, an example in which a signal QPSK-modulated with a digital signal is used as an information signal has been described. The present embodiment can also be applied to a configuration using APSK (Amplitude Phase-shift keying) modulation including the.
また、従来は受信信号である情報信号のロールオフ整形は、親局の復調器内のデジタルフィルタで行っていた。しかし、取り扱う情報信号が高速になると、高いサンプル周波数および高速な信号処理機能を持つデジタル回路が必要とされる。特に複数の子局からの情報信号を扱う親局では、受信器の数も多いため、そのようなデジタル回路は規模を大きくし、消費電力も大きくとることになる。しかし、本発明によれば、親局は、各子局において中間波帯でロールオフ整形された受信信号を取り扱うため、デジタル回路に波形等化の機能は必要ない。そのため、親局の消費電力およびシステム規模を縮小することが可能となる。 Conventionally, roll-off shaping of an information signal, which is a received signal, has been performed by a digital filter in a master station demodulator. However, when the information signal to be handled becomes high speed, a digital circuit having a high sample frequency and a high-speed signal processing function is required. In particular, in a master station that handles information signals from a plurality of slave stations, the number of receivers is large, and thus such a digital circuit increases in scale and power consumption. However, according to the present invention, since the master station handles the received signal that has been roll-off shaped in the intermediate wave band in each slave station, the digital circuit does not need a waveform equalization function. As a result, the power consumption and system scale of the master station can be reduced.
1a,1b,〜1n…子局、2…光ファイバ、3…親局、4…光カプラ、5a,5b,〜5n…周波数変調回路、6,6a,6b,〜6n…バイアスティ、7a,7b,〜7n…電流源、8,8a,8b,〜8n…レーザ素子(LD)、9…フォトデテクタ(PD)、10,13,11a,11b,〜11n…バンドパスフィルタ、11,11a,11b,〜11n…電圧源、12,12a,12b,〜12n…リミッタ、14…周波数復調回路、15a,15b,〜15n…アンテナ、16a,16b,〜16n…ローノイズアンプ、17…π/4シフトQPSK復調回路、18…歪検出器、19…ダイオード、20…バイアス付加用コイル、21…抵抗、22…直流カット用コンデンサ、24…コンパレータ、25…分岐回路、26…遅延回路、27…ExOR回路、28…ローパスフィルタ、30…信号源、31…直交変調器、32…送信側ルートロールオフフィルタ、33,33a…局部発振器、34,34a…乗算器、35…バンドパスフィルタ、36…パワーアンプ、37…アンテナ、38…受信側ルートロールオフフィルタ、39…プリアンプ、40…直交復調器、41…ドライバアンプ、42…カプラ、43…パワーデテクタ、44…参照電圧、45…比較器、46…ループフィルタ、47…リミッタアンプ、48…加算器、49…復調器、50A,50B,〜50N…波形等化フィルタ、81…無線信号、82…Iチャネル信号、83…Qチャネル信号、84…QPSK信号、85…ルートロールオフ整形されたQPSK信号、86…受信信号、87…ロールオフ整形されたQPSK信号、88…受信信号、89…干渉波である無線信号、90…光信号
1a, 1b, ~ 1n ... slave station, 2 ... optical fiber, 3 ... master station, 4 ... optical coupler, 5a, 5b, ~ 5n ... frequency modulation circuit, 6, 6a, 6b, ~ 6n ... bias tee, 7a, 7b, -7n ... current source, 8, 8a, 8b, -8n ... laser element (LD), 9 ... photodetector (PD), 10, 13, 11a, 11b, -11n ... band pass filters, 11, 11a, 11b, .about.11n... Voltage source, 12, 12a, 12b, .about.12n... Limiter, 14... Frequency demodulation circuit, 15a, 15b, .about.15n. QPSK demodulation circuit, 18 ... distortion detector, 19 ... diode, 20 ... bias applying coil, 21 ... resistor, 22 ... DC cut capacitor, 24 ... comparator, 25 ... branch circuit, 26 ... delay circuit, 27 ...
Claims (5)
前記子局は無線信号として送信される情報信号を受信する受信手段と、帯域透過フィルタとを備え、
前記受信手段にて受信した情報信号は、周波数変換の信号処理を施さずに、前記帯域透過フィルタを通過して、前記半導体レーザ素子を直接変調する構成をとることを特徴とする光アナログ伝送装置。 In an optical analog transmission device that transmits an optical signal obtained by directly modulating a semiconductor laser element with an information signal received at a slave station to a master station via an optical transmission line,
The slave station includes a receiving means for receiving an information signal transmitted as a radio signal, and a band-pass filter.
The information signal received by the receiving means passes through the band pass filter without being subjected to frequency conversion signal processing, and directly modulates the semiconductor laser device. .
前記子局はデジタル信号で角度変調された無線信号として送信される情報信号を受信する受信手段と、
この受信手段にて受信した情報信号を透過させるためのフィルタとを備え、
前記フィルタを通過した情報信号により前記半導体レーザ素子を直接変調する構成とすることを特徴とする光アナログ伝送装置。 In an optical analog transmission device that transmits an optical signal obtained by directly modulating a semiconductor laser element with an information signal received at a slave station to a master station via an optical transmission line,
The slave station is a receiving means for receiving an information signal transmitted as a radio signal angle-modulated with a digital signal;
A filter for transmitting the information signal received by the receiving means,
An optical analog transmission device characterized in that the semiconductor laser element is directly modulated by an information signal that has passed through the filter.
前記子局はデジタル信号で角度変調された無線信号にて送信される情報信号を受信する受信手段と、
この受信手段にて受信された前記情報信号を波形等化して半導体レーザ素子の変調信号を得る帯域透過フィルタとを具備することを特徴とする光アナログ伝送装置。 In an optical analog transmission apparatus configured to transmit an optical signal obtained by directly modulating a semiconductor laser element using an information signal received at a slave station to a master station via an optical transmission line,
The slave station is a receiving means for receiving an information signal transmitted as a radio signal angle-modulated with a digital signal;
An optical analog transmission device comprising: a band transmission filter that obtains a modulation signal of a semiconductor laser element by waveform-equalizing the information signal received by the receiving means.
前記情報信号は、振幅と角度がデジタル信号で変調されていることを特徴とする光アナログ伝送装置。 The optical analog transmission device according to any one of claims 1 to 3,
An optical analog transmission device characterized in that the information signal is modulated with a digital signal in amplitude and angle.
前記帯域透過フィルタは、その3[dB]透過帯域幅Δfが、該情報信号のシンボルの伝送速度Bsym[symbol/second]に対して、Bsym≦Δf≦2Bsymなる関係を有するものであることを特徴とする光アナログ伝送装置。 In the optical analog transmission device according to any one of claims 1, 3, and 4,
The band-pass filter has a 3 [dB] transmission bandwidth Δf having a relationship of Bsym ≦ Δf ≦ 2Bsym with respect to a symbol transmission rate Bsym [symbol / second] of the information signal. An optical analog transmission device.
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