JP3207513B2 - 無線通信装置 - Google Patents
無線通信装置Info
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- JP3207513B2 JP3207513B2 JP13874192A JP13874192A JP3207513B2 JP 3207513 B2 JP3207513 B2 JP 3207513B2 JP 13874192 A JP13874192 A JP 13874192A JP 13874192 A JP13874192 A JP 13874192A JP 3207513 B2 JP3207513 B2 JP 3207513B2
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
や携帯無線電話機、コードレス電話機などの無線通信装
置に係わり、特に受信復調方式としてダイレクトコンバ
ージョン受信方式を採用した装置に関する。
移動無線機の受信復調方式としては、一般にダブルスー
パヘテロダイン受信方式が採用されている。図7はこの
種の移動無線機の受信回路系の構成の一例を示すもので
ある。
れた受信高周波信号は可変減衰器(ATT)12を経て
高周波増幅器13で増幅されたのち、高周波帯域通過フ
ィルタ14を通過して第1周波数混合器15に入力され
る。この第1周波数混合器15では、上記受信高周波信
号が第1局部発振回路(LO1)16から出力された第
1局部発振信号とミキシングされ、これにより第1中間
周波信号に周波数変換される。なお、第1局部発振回路
16は周波数シンセサイザにより構成される。上記第1
中間周波信号は、第1中間周波フィルタ17を通過した
のち、第2周波数混合器18に入力される。この第2周
波数混合器18では、上記第1中間周波信号が第2局部
発振回路(LO2)19から発生された第2局部発振信
号とミキシングされて第2中間周波信号に周波数変換さ
れる。この第2中間周波信号は、第2中間周波フィルタ
20を通されたのち検波回路21に入力される。この検
波回路21では、上記第2中間周波信号が中間周波増幅
器21aで増幅されたのち検波器21bで検波され、こ
の検波出力がデータフィルタ21cでフィルタリングさ
れたのち復調信号として出力される。
共通のサービスエリアに複数のキャリアが参入して選択
呼出サービスや自動車・携帯無線電話サービスなどの移
動無線通信サービスを提供するようになってきている。
このような地域では、共通のサービスエリアに各キャリ
アごとに基地局が設置されて送信が行なわれる。このた
め、例えばA社のサービスを受けている移動無線機が他
社の基地局の近くに移動すると、希望波の受信レベルよ
りも妨害波の受信レベルの方が高くなる、いわゆるD/
U逆転状態になることがある。このような場合、移動無
線機の受信回路系では、高周波増幅器13や混合器15
において希望波に対する妨害波の混変調が発生し、たと
え希望波の受信レベルが十分高くても希望波を正しく受
信できなくなることがある。
る移動無線機の受信回路系には可変利得制御回路が設け
られている。すなわち、図7に示すごとく、上記第2中
間周波フィルタ20から出力された第2中間周波信号
は、増幅器22で増幅されたのち整流回路23で整流さ
れて直流電圧となり、この直流電圧が利得制御信号とし
て可変減衰器12に供給される。この結果可変減衰器1
2の減衰量は制御され、これにより受信高周波信号の信
号レベルが可変される。このように構成すれば、受信電
界強度の高い妨害波が受信されている場合には、第2中
間周波信号の信号レベルが高くなってそれに伴い利得制
御信号の直流電圧が高くなり、これにより可変減衰器1
2の減衰量が増加する。このため、受信高周波信号の信
号レベルは減少し、これにより上記妨害波による混変調
の発生は抑圧される。
させるために、より一層の小形軽量化が要求されてい
る。しかし、上記したダブルスーパヘテロダイン受信方
式の無線機では、受信回路系の構成が複雑で大形になり
がちである。そこで、最近では受信回路系の構成を簡単
小形化する手段として、ダイレクトコンバージョン受信
方式が注目されている。このダイレクトコンバージョン
受信方式は、シングルスーパヘテロダイン受信方式の一
種で、受信高周波信号を中間周波段を経ずに一気にベー
スバンド信号に周波数変換して復調する方式である。
イレクトコンバージョン受信方式を採用した移動無線機
においては、受信電界強度の大きい妨害波による混変調
の発生を抑圧するための有効な対策がいまのところまだ
提案されていなかった。
で、その目的とするところは、ダイレクトコンバージョ
ン受信方式の受信回路系において、受信電界強度の大き
い妨害波が受信されてもこの妨害波による混変調の発生
を抑圧することができ、これにより無線機のより一層の
小形軽量化と受信特性の向上とを可能にする無線通信装
置を提供することにある。
変調の発生を効果的に抑圧するとともに、希望波の受信
レベルが低下した場合でも受信動作が正しく行なわれる
ようにし、これにより妨害波に強くしかも希望波に対す
る受信感度の高い無線通信装置を提供することである。
に本発明は、強入力の妨害波により混変調が発生する
と、希望波の受信ベースバンド信号から所定の同期信号
が検出できなくなることに着目し、受信無線信号の信号
路にこの受信無線信号のレベルを可変して出力するため
の利得可変形のレベル可変手段を設けるとともに、上記
復調されたベースバンド信号から所定の同期信号が検出
されるか否かを判定するための判定手段と、利得制御手
段とを設け、上記判定手段により所定の同期信号が検出
されないと判定された場合には、上記利得制御手段によ
り上記レベル可変手段の利得を所定値以下に低下させる
ようにしたものである。
本発明は、受信無線信号の信号路にこの受信無線信号の
レベルを可変して出力するための利得可変形のレベル可
変手段を設けるとともに、上記復調されたベースバンド
信号から所定の同期信号が検出されるか否かを判定する
ための第1の判定手段と、上記無線信号の受信電界強度
が所定値よりも高いか低いかを判定するための第2の判
定手段と、利得制御手段とを設け、上記第1の判定手段
により所定の同期信号が検出されないと判定され、かつ
上記第2の判定手段により上記無線信号の受信電界強度
が所定値よりも高いと判定された場合に、上記利得制御
手段により上記可変レベル手段の利得を所定値以下に低
下させるようにしたものである。
い妨害波が入力されてこれにより3次の混変調波が発生
すると、その影響により受信データの復調に誤りが発生
して、フレーム同期信号を正確に検出できなくなる。そ
うすると、利得可変制御手段から可変レベル回路の利得
を低減するための利得制御信号が生成され、この利得制
御信号により可変レベル回路の利得は減少して、受信無
線信号のレベルは低減される。このため、受信電界強度
の大きい妨害波が受信されてもこれによる3次の混変調
波の発生は抑圧され、この結果妨害波の影響を大きく受
けることなく正確な復調を行なうことが可能となる。
形であることにより構成の一層の小形軽量化が可能で、
しかも妨害波による混変調の発生が抑圧された受信性能
の優れた無線通信装置を提供することが可能となる。
に一定の利得が与えられた状態で、希望波の受信レベル
が低下してその受信ベースバンド信号の振幅レベルがし
きい値以下に低下すると、レベル可変手段に設定されて
いる上記利得がさらに大きい利得に変更されることにな
る。このため、通常であればまだ十分に希望波を受信可
能であるにも拘らず、レベル可変手段の利得が小さい値
に制限されているがために希望波を十分な受信レベルで
受信できなくなるといった不具合は防止され、希望波の
受信レベルが低下した場合でもベースバンドデータを正
しく受信復調することが可能となる。
を示すものである。選択呼出信号はフレーム構成をな
し、1フレームはフレーム同期信号Fが挿入される同期
ブロックと、各々選択呼出受信機のアドレスが挿入され
る15個の呼出ブロックB1〜B15とに時分割多重され
ている。選択呼出受信機には、上記各呼出ブロックB1
〜B15のうちの一つが予め固定的に割り当てられてお
り、この選択呼出受信機に対する呼出要求が発生する
と、基地局は上記選択呼出信号の各呼出ブロックB1〜
B15のうち上記選択呼出受信機に割り当てられている呼
出ブロック(例えばB2)に呼出アドレスを挿入して送
信する。
消耗を抑制するために待受時にバッテリセービングを行
なう。バッテリセービングとは、1フレーム期間のう
ち、同期ブロックと自己に割り当てられた呼出ブロック
の受信期間にのみ受信回路系に給電を行なって受信動作
を行なわせ、他の期間には受信回路系に対する給電を断
として受信動作を行なわないようにするものである。例
えば、呼出ブロックB2が割り当てられている選択呼出
受信機では、図4(b)に示すごとく同期ブロックの受
信期間と呼出ブロックB2の受信期間にのみ受信回路系
に対し給電が行なわれる。
出受信機の構成を示す回路ブロック図である。同図にお
いて、図示しない基地局から送信された選択呼出信号
は、アンテナ31で受信されたのち高周波増幅器32で
高周波増幅され、さらに可変減衰器(ATT)33を経
て高周波フィルタ34にてフィルタリングされる。そし
て、この高周波フィルタ34から出力された受信高周波
信号は、二分岐されたのち混合器35,36に入力され
る。またこれらの混合器35,36には、それぞれ局部
発振回路(LO)37から出力されたのち移相器38に
より相互にπ/2の移相差が設けられた2つの局部発振
信号が入力されている。しかして混合器35,36で
は、それぞれ上記受信高周波信号が上記2つの局部発振
信号とミキシングされてベースバンド信号に変換され
る。そして、これらの混合器35,36から出力された
受信ベースバンド信号は、ベースバンドフィルタ39,
40を通過したのち検波器(DET)41に入力され、
この検波器41で“1”,“0”のディジタルデータD
Tに復調されて制御回路(CONT)50に入力され
る。
レーム同期信号検出回路51と、アドレス復号回路(D
EC)52と、同期保護回路53とを備えている。フレ
ーム同期信号検出回路51は、フレーム同期信号Fのビ
ット数に相当する段数を有するシフトレジスタ51aと
ゲート回路51bとからなり、シフトレジスタ51aに
は上記検波器41から出力されたディジタルデータDT
が直列にシフト入力される。シフトレジスタ51aは、
上記ディジタルデータDTが1ビットシフト入力される
ごとに、その時点で記憶されているデータをゲート回路
51bへ並列に出力する。ゲート回路51bは、上記シ
フトレジスタ51aから供給されたデータのパターンが
フレーム同期信号Fのパターンと一致した時に、非反転
出力端子から“H”レベルのフレーム同期検出信号FS
を出力する。
スタ51aから直列にシフト出力されたアドレスデータ
を復号し、自己の選択呼出受信機のアドレスデータが検
出された場合に、例えば鳴音、点滅光または振動を発生
させたるための報知制御信号ASを出力する。
1フレームに相当する期間を計時するごとにタイムアウ
ト信号を発生するタイマ(TIM)53bと、アンドゲ
ート53cとにより構成される。アンドゲート53c
は、上記ゲート回路51bの反転出力端子が“H”レベ
ルになっている期間、つまりフレーム同期検出信号FS
が発生されていない期間にゲート開成状態となり、この
ゲート開成期間にタイマ53bから発生されたタイムア
ウト信号をカウンタ53aに供給する。カウンタ53a
は、タイマ53bから発生されたタイムアウト信号の発
生数をカウントし、このカウント値が所定のフレーム数
に相当する数になったときに“H”レベルの同期外れパ
ルスPSを出力する。またカウンタ53aのカウント値
は、上記フレーム同期検出信号FSによりリセットされ
る。すなわち、同期保護回路53は、フレーム同期信号
Fが所定のフレーム数で連続して検出されなかった場合
に同期外れパルスPSを発生する。
フレーム同期信号の受信の有無に応じて可変減衰器33
の減衰量を制御するための利得制御回路60を備えてい
る。図1において、上記ベースバンドフィルタ40から
出力されたベースバンド信号はバッファ増幅器61を介
して整流回路62に入力され、この整流回路62で整流
されて上記ベースバンド信号の振幅レベルが検出され
る。そして、この振幅レベルの検出値はしきい値回路6
3において予め設定されたしきい値Vth1 と比較され、
上記振幅レベルの検出値がしきい値Vth1 以上の場合に
アンドゲート64の非反転出力端子から“H”レベルの
検出信号が発生される。この検出信号は、遅延回路65
で一定量遅延されたのちD形フリップフロップ66のD
入力端子に入力される。すなわち、上記整流回路62、
しきい値回路63、アンドゲート64および遅延回路6
5により、電波の受信の有無を判定するための回路が構
成される。
には(Q ̄)出力端子から“H”レベルの信号QSを出
力しており、上記電波が受信されていることを表わす検
出信号がD入力端子に入力されている状態で、前記制御
回路50から同期外れパルスPSが発生されたときに
(Q ̄)出力端子から“L”レベルの信号QSを出力し
て利得制御信号発生回路(V−GEN)67に供給す
る。
に示すごとくスイッチングトランジスタTrと出力抵抗
R1 ,R2 とから構成され、上記D形フリップフロップ
66から出力される信号QSが“H”レベルのときに0
Vの利得制御信号GCSを出力し、一方上記信号QSが
“L”レベルになったときに出力抵抗R1 ,R2 により
決まる正電圧の利得制御信号GCSを出力する。可変減
衰器33は、上記利得制御信号GCSが0Vのときには
減衰量を0に設定し、利得制御信号GCSが正電圧にな
ると所定の減衰量を設定する。
ンドフィルタ40から出力されたベースバンド信号は、
上記バッファ増幅器61を介して増幅器68に入力さ
れ、この増幅器68で一定レベル増幅されたのち整流回
路69によりその振幅レベルが検出される。この振幅レ
ベルの検出値は、しきい値回路70において予め設定さ
れたしきい値Vth2 と比較され、上記振幅レベルの検出
値がしきい値Vth2 以上の場合に検出信号が出力され
る。アンドゲート71は、前記アンドゲート64の反転
出力が“H”レベルになっていないときにゲート開成状
態となり、この状態で上記しきい値回路70から出力さ
れた検出信号(“H”レベル)を通過させる。この検出
信号は、オアゲート72を介してD形フリップフロップ
66のリセット端子に入力され、これによりD形フリッ
プフロップ66の(Q ̄)出力は“H”レベルにリセッ
トされる。すなわち、上記増幅器68、整流回路69、
しきい値回路70およびアンドゲート71は、可変減衰
器33に減衰量を与えたことにより選択呼出信号の受信
レベルがしきい値Vth1 以下になった場合に、これを検
出して可変減衰器33の減衰量を0に戻すものである。
なお、上記D形フリップフロップ66の(Q ̄)出力
は、制御回路50からリセット信号が発生された場合に
も“H”レベルにリセットされる。
信機の動作を説明する。先ず選択呼出信号が十分なレベ
ルで受信され、かつ妨害波による混変調が発生していな
い場合について述べる。この場合には、ベースバンドフ
ィルタ40から振幅レベルが十分に高い受信ベースバン
ド信号が出力されるので、利得制御回路60の整流回路
62により検出された振幅レベルはしきい値回路63の
しきい値Vth1 よりも高くなる。このため、アンドゲー
ト64からは“H”レベルの受信検出信号が出力され
て、この検出信号はD形フリップフロップ66のD入力
端子に供給される。しかし、このとき制御回路50で
は、フレーム同期信号検出回路51により各フレームご
とにフレーム同期信号Fが検出されるため、カウンタ5
3aから同期外れパルスPSは発生されない。したがっ
て、D形フリップフロップ66にはトリガがかからず、
この結果D形フリップフロップ66の(Q ̄)出力端子
から出力される信号QSは“H”レベルに保持される。
このため、利得制御信号発生回路67から出力される利
得制御信号GCSは0Vとなり、これにより可変減衰器
33の減衰量は0に設定される。したがって、このとき
選択呼出信号の受信高周波信号は、可変減衰器33によ
る減衰を受けずに十分に大きなレベルのまま周波数変換
および復調に供される。
妨害波が受信された場合には、次のように動作する。す
なわち、希望波以外に受信電界強度の大きい妨害波が受
信されると、高周波増幅器32または混合器35,36
において3次の混変調が発生し、これにより混合器3
5,36から出力される受信ベースバンド信号には希望
波周波数f0 と上記混変調波周波数f1 との差に相当す
るビート成分が発生する。受信ベースバンド信号にビー
ト成分が発生すると、検波器41で検波した際にデータ
誤りが発生し、この結果制御回路50においてフレーム
同期信号Fが検出できなくなる。
は同期信号検出回路51からフレーム同期検出信号FS
が出力されないため、カウンタ53aのカウント動作が
進行する。そして、例えば数フレームに相当する期間が
経過してもフレーム同期検出信号FSが検出されない
と、カウンタ53aから同期外れパルスPSが発生され
る。一方、このとき利得制御回路60のアンドゲート6
4からは依然として受信検出信号が出力されている。こ
のため、上記同期外れパルスPSが発生されると、D形
フリップフロップ66の(Q ̄)出力QSが“H”レベ
ルから“L”レベルに変化する。このため、利得制御信
号発生回路67からは一定の正電圧レベルを有する利得
制御信号GCSが出力され、この結果可変減衰器33に
は一定の減衰量ATが発生する。したがって、以後受信
高周波信号の振幅レベルは上記可変減衰器33により低
減される。このため、妨害波による混変調波成分は減衰
され、この結果ビートの発生は低減されて正常なデータ
復調が可能となる。図5はこの場合の可変利得制御動作
を説明するための図である。
よる混変調波成分ばかりでなく希望波の受信高周波信号
の振幅レベルも減衰を受ける。しかし、妨害波による混
変調波成分は3次の混変調波であるため、図5に示すご
とく希望波の受信高周波信号レベルに比べてその減衰量
は大きくなる。このため、希望波の受信高周波信号に対
しそれ程大きな減衰量を与えなくても、混変調波のレベ
ルを十分に抑圧することが可能である。
に一定の減衰量が与えられている状態で選択呼出受信機
が移動し、これにより妨害波の影響は解消されたもの
の、希望波の受信高周波信号レベルが受信可能な最低レ
ベルVmin よりも低下したとする。この状態では、通常
であればまだ十分に希望波を受信可能であるにも拘ら
ず、上記可変減衰器33に減衰量を与えているがために
希望波を十分な受信レベルで受信できなくなる。
希望波の受信レベルがしきい値Vth1 以下になると、上
記可変減衰器33に与えられている減衰量が次のように
して自動的に0にリセットされる。すなわち、ベースバ
ンドフィルタ40から出力された受信ベースバンド信号
の振幅レベルが低下し、これにより整流回路62から出
力される振幅検出レベルがしきい値回路63に設定され
ているしきい値Vth1以下になると、アンドゲート64
の非反転出力端子から出力される検出信号が“L”レベ
ルになる代わりに、反転出力端子から出力されている信
号が“H”レベルとなる。このため、アンドゲート71
はゲート開成状態になる。
はバッファ増幅器61を経たのち増幅器68で一定レベ
ル増幅され、この増幅後の振幅レベルがしきい値回路7
0においてしきい値Vth2 と比較される。このとき上記
増幅器68による増幅レベルは可変減衰器33による減
衰量に対応して設定してある。このため、上記希望波の
受信レベルが通常受信可能なレベル以上であれば、しき
い値回路70からは“H”レベルが出力される。そし
て、この“H”レベルの信号は、ゲート開成状態になっ
ている上記アンドゲート71を通過し、さらにオアゲー
ト72を経てD形フリップフロップ66のリセット端子
に供給される。このため、それまで“L”レベルとなっ
ていたD形フリップフロップ66の(Q ̄)出力は
“H”レベルに復帰し、この結果利得制御信号発生回路
67から出力される利得制御信号GCSは0Vになる。
(0)に戻り、以後希望波の受信高周波信号は可変減衰
器33による減衰を受けずに周波数変換および復調に供
されることになり、正常な受信動作が可能となる。図6
はこの場合の可変利得制御動作を示したもので、ATは
可変減衰器33において解除される減衰量を示してい
る。
機では、受信高周波信号路に可変減衰器33を設けると
ともに、利得制御回路60において、受信ベースバンド
信号の振幅レベルがしきい値Vth1 以上であるか否かを
判定し、振幅レベルがしきい値Vth1 以上となっている
にも拘らず制御回路50から同期外れパルスPSが発生
された場合には、妨害波による混変調が発生しているる
ものと看做して、利得制御信号発生回路67から正電圧
の利得制御信号GCSを発生し、上記可変減衰器33に
一定の減衰量を与えるようにしている。このため、受信
レベルの大きい妨害波が入力されてこれにより3次の混
変調波が発生しても、この混変調波の発生を抑圧してベ
ースバンドデータの復調を正しく行なうことが可能とな
る。
利得制御信号GCSを発生して可変減衰器33を制御す
るようにしたことにより、中間周波段を持たないダイレ
クトコンバージョン受信方式を採用した選択呼出受信機
においても、正確で安定な可変利得制御を行なうことが
できる。
一定の減衰量が与えられた状態で、希望波の受信レベル
が低下してその受信ベースバンド信号の振幅レベルがし
きい値Vth1 以下に低下した場合には、D形フリップフ
ロップ66の出力をリセットして利得制御信号GCSを
0Vとし、これにより可変減衰器33の減衰量を0に復
帰させるようにしたので、希望波の受信レベルが低下し
た場合でもベースバンドデータを正しく受信復調するこ
とができる。したがって、通常であればまだ十分に希望
波を受信可能であるにも拘らず、可変減衰器33に減衰
量を与えているがために希望波を十分な受信レベルで受
信できなくなるといった不具合が発生しないようにする
ことができる。
のではない。例えば、可変減衰器33の代わりに可変利
得増幅器を設け、フレーム同期信号が検出されずに同期
外れとなった場合にはこの可変利得増幅器の増幅利得を
通常時よりも低い例えば零に設定するように構成しても
よい。また、高周波増幅器32を可変利得増幅器により
構成し、フレーム同期信号が検出されない場合にはこの
高周波増幅器の増幅利得を通常時よりも低い値に設定す
るように構成してもよい。さらに、可変減衰器またはそ
れに代わる可変利得増幅器をアンテナと高周波増幅器と
の間に挿入するようにしてもよく、またアンテナと高周
波増幅器との間および高周波増幅器と高周波フィルタと
の間の両方に挿入するようにしてもよい。
検出や同期外れの判定等を、制御回路50内に設けたシ
フトレジスタやゲート回路などにより構成されるハード
回路によって行なう場合について説明したが、制御回路
にマイクロコンピュータが備えられている場合には、こ
のマイクロコンピュータによりソフト的に行なうように
してもよい。
び利得制御回路の回路構成、適用する移動無線機の種類
やその構成などについても、本発明の要旨を逸脱しない
範囲で種々変形して実施できる。
信号の信号路にこの受信無線信号のレベルを可変して出
力するための利得可変形のレベル可変手段を設けるとと
もに、上記復調されたベースバンド信号から所定の同期
信号が検出されるか否かを判定するための判定手段と、
利得制御手段とを設け、上記判定手段により所定の同期
信号が検出されないと判定された場合には、上記利得制
御手段により上記レベル可変手段の利得を所定値以下に
低下させるようにしたものである。
ンバージョン受信方式の受信回路系において、受信電界
強度の大きい妨害波が受信されてもこの妨害波による混
変調の発生を抑圧することができ、これにより無線機の
より一層の小形軽量化と受信特性の向上とを可能にする
無線通信装置を提供することができる。
にこの受信無線信号のレベルを可変して出力するための
利得可変形のレベル可変手段を設けるとともに、上記復
調されたベースバンド信号から所定の同期信号が検出さ
れるか否かを判定するための第1の判定手段と、上記無
線信号の受信電界強度が所定値よりも高いか低いかを判
定するための第2の判定手段と、利得制御手段とを設
け、上記第1の判定手段により所定の同期信号が検出さ
れないと判定され、かつ上記第2の判定手段により上記
無線信号の受信電界強度が所定値よりも高いと判定され
た場合に、上記利得制御手段により上記可変レベル手段
の利得を所定値以下に低下させるようにしたものであ
る。
波による混変調の発生を効果的に抑圧するとともに、希
望波の受信レベルが低下した場合でも受信動作が正しく
行なわれるようにし、これにより妨害波に強くしかも希
望波に対する受信感度の高い無線通信装置を提供するこ
とができる。
信回路系の構成を示す回路ブロック図。
図。
す回路図。
テリセービング動作の一例を示す図。
作を説明するための特性図。
御動作を説明するための特性図。
機の受信回路系の構成例を示す回路ブロック図。
器 33…可変減衰器(ATT) 34…高周波フィ
ルタ 35,36…混合器 37…局部発振器
(LO) 38…移相器 39,40…ベー
スバンドフィルタ 41…検波器(DET) 50…制御回路
(CONT) 51…フレーム同期信号検出回路 51a…シフトレ
ジスタ 51b…ゲート回路 52…アドレス復
号回路(DEC) 53…同期保護回路 53a…カウンタ 53b…タイマ 53c…アンドゲ
ート 60…利得制御回路 61…バッファ増
幅器 62,69…整流器 63,70…しき
い値回路 64,71…アンドゲート 65…遅延回路 66…D形フリップフロップ 67…利得制御電
圧発生回路 68…増幅器 72…オアゲート
Claims (2)
- 【請求項1】 所定のフレーム構成をなす無線信号を受
信し、この受信された無線信号を直接ベースバンド信号
に周波数変換して復調するダイレクトコンバージョン形
の受信回路系を備えた無線通信装置において、 前記受信された無線信号の信号路に設けられ、この受信
無線信号のレベルを可変して出力するための可変利得制
御形のレベル可変手段と、 前記復調されたベースバンド信号から所定の同期信号が
検出されるか否かを判定するための判定手段と、 この判定手段により所定の同期信号が検出されないと判
定された場合に、前記レベル可変手段の利得を所定値以
下に低下させ、その他の場合に前記レベル可変手段の利
得を前記所定値を越える値に保持せしめる利得制御手段
とを具備したことを特徴とする無線通信装置。 - 【請求項2】 所定のフレーム構成をなす無線信号を受
信し、この受信された無線信号を直接ベースバンド信号
に周波数変換して復調するダイレクトコンバージョン形
の受信回路系を備えた無線通信装置において、 前記受信された無線信号の信号路に設けられ、この受信
無線信号のレベルを可変して出力するための可変利得制
御形のレベル可変手段と、 前記復調されたベースバンド信号から所定の同期信号が
検出されるか否かを判定するための第1の判定手段と、 前記無線信号の受信電界強度が所定値よりも高いか低い
かを判定するための第2の判定手段と、 前記第1の判定手段により所定のフレーム同期信号が検
出されないと判定され、かつ前記第2の判定手段により
前記無線信号の受信電界強度が所定値よりも高いと判定
された場合に、前記レベル可変手段の利得を所定値以下
に低下させ、その他の場合に前記レベル可変手段の利得
を前記所定値を越える値に保持せしめる利得制御手段と
を具備したことを特徴とする無線通信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13874192A JP3207513B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | 無線通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13874192A JP3207513B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | 無線通信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05335857A JPH05335857A (ja) | 1993-12-17 |
JP3207513B2 true JP3207513B2 (ja) | 2001-09-10 |
Family
ID=15229093
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13874192A Expired - Lifetime JP3207513B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | 無線通信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3207513B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JP2993558B2 (ja) * | 1996-10-23 | 1999-12-20 | 日本電気株式会社 | 受信機 |
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JP2005094502A (ja) | 2003-09-18 | 2005-04-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信回路 |
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-
1992
- 1992-05-29 JP JP13874192A patent/JP3207513B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
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JPH05335857A (ja) | 1993-12-17 |
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