JP3181871B2 - 他励インバータ式主軸駆動発電装置 - Google Patents
他励インバータ式主軸駆動発電装置Info
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- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、回転速度の変動す
る主軸で駆動される同期発電機と、この同期発電機の出
力を整流して直流に変換するコンバータと、このコンバ
ータの直流出力を交流に変換し負荷に供給する他励式イ
ンバータと、このインバータ及び負荷に無効電力を供給
する同期調相機とを備えた他励インバータ式主軸駆動発
電装置に関するものである。
る主軸で駆動される同期発電機と、この同期発電機の出
力を整流して直流に変換するコンバータと、このコンバ
ータの直流出力を交流に変換し負荷に供給する他励式イ
ンバータと、このインバータ及び負荷に無効電力を供給
する同期調相機とを備えた他励インバータ式主軸駆動発
電装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】船舶等の主機関で駆動される同期発電機
の、出力周波数が大幅に変動する交流出力電力を、他励
式インバータを介して一定電圧・一定周波数の交流電力
に変換して、負荷に電力を供給する他励インバータ式主
軸駆動発電装置は、すでに知られた技術である。この種
の主軸駆動発電装置は、たとえば、特公昭４５−２２２
６２号公報や特公昭４７−３０７６７号公報に開示され
ており、省エネルギー及び省保守の上で効果が大きく、
多くの船舶で実用されている。
の、出力周波数が大幅に変動する交流出力電力を、他励
式インバータを介して一定電圧・一定周波数の交流電力
に変換して、負荷に電力を供給する他励インバータ式主
軸駆動発電装置は、すでに知られた技術である。この種
の主軸駆動発電装置は、たとえば、特公昭４５−２２２
６２号公報や特公昭４７−３０７６７号公報に開示され
ており、省エネルギー及び省保守の上で効果が大きく、
多くの船舶で実用されている。
【０００３】この種の従来の他励インバータ式主軸駆動
発電装置の構成例を図７に示す。同図において、プロペ
ラ軸２等に直結される回転変動のあるエンジン等の駆動
機（ＥＮＧ）４が同期発電機（Ｇ）６を駆動する。この
同期発電機６は船内母線１０から励磁用変圧器１２及び
コンバータ１４を介して、同期発電機６の界磁巻線８に
励磁電流が供給されて発電する。同期発電機６の交流出
力はコンバータ１６によって直流に変換され、その直流
はさらに他励式インバータ１８によって交流に再変換さ
れる。インバータ１８の交流出力は母線１０及び同期調
相機（ＳＣ）２０に有効電力を供給する。
発電装置の構成例を図７に示す。同図において、プロペ
ラ軸２等に直結される回転変動のあるエンジン等の駆動
機（ＥＮＧ）４が同期発電機（Ｇ）６を駆動する。この
同期発電機６は船内母線１０から励磁用変圧器１２及び
コンバータ１４を介して、同期発電機６の界磁巻線８に
励磁電流が供給されて発電する。同期発電機６の交流出
力はコンバータ１６によって直流に変換され、その直流
はさらに他励式インバータ１８によって交流に再変換さ
れる。インバータ１８の交流出力は母線１０及び同期調
相機（ＳＣ）２０に有効電力を供給する。
【０００４】コンバータ１４は、母線１０から電力を得
て動作する制御器１５によって制御される。制御器１５
は、コンバータ１４の位相制御を行い、その出力電流を
制御することにより界磁巻線８に流す励磁電流を調整し
て同期発電機６の出力電圧を調整し、その結果として、
コンバータ１６とインバータ１８間の電圧差を調整して
インバータ１８の電力を制御する。なお、インバータ１
８の最終出力電力を制御する方式には、同期発電機６に
よる上述の制御方式のほかにも種々知られており、たと
えば、同期発電機６と同期調相機２０の電圧を一定にし
ておき、コンバータ１６の位相制御を行い、コンバータ
１６とインバータ１８間の電圧差を調整して行う方式、
あるいは、インバータ１８の位相制御を行い、コンバー
タ１６とインバータ１８間の電圧差を調整して行う方式
等がある。これらの方式は単独に、または適宜組み合わ
せて用いられる。同期調相機２０には始動用として、た
とえば誘導電動機（ＩＭ）からなる電動機２４が連結さ
れており、開閉器２６を介して母線１０から電動機２４
に電力を供給することにより電動機２４を介して同期調
相機２０が始動される。同期調相機２０の界磁巻線２２
に、母線１０に接続された励磁装置２８から制御された
励磁電流を供給することにより、同期調相機２０の電圧
が調整される。
て動作する制御器１５によって制御される。制御器１５
は、コンバータ１４の位相制御を行い、その出力電流を
制御することにより界磁巻線８に流す励磁電流を調整し
て同期発電機６の出力電圧を調整し、その結果として、
コンバータ１６とインバータ１８間の電圧差を調整して
インバータ１８の電力を制御する。なお、インバータ１
８の最終出力電力を制御する方式には、同期発電機６に
よる上述の制御方式のほかにも種々知られており、たと
えば、同期発電機６と同期調相機２０の電圧を一定にし
ておき、コンバータ１６の位相制御を行い、コンバータ
１６とインバータ１８間の電圧差を調整して行う方式、
あるいは、インバータ１８の位相制御を行い、コンバー
タ１６とインバータ１８間の電圧差を調整して行う方式
等がある。これらの方式は単独に、または適宜組み合わ
せて用いられる。同期調相機２０には始動用として、た
とえば誘導電動機（ＩＭ）からなる電動機２４が連結さ
れており、開閉器２６を介して母線１０から電動機２４
に電力を供給することにより電動機２４を介して同期調
相機２０が始動される。同期調相機２０の界磁巻線２２
に、母線１０に接続された励磁装置２８から制御された
励磁電流を供給することにより、同期調相機２０の電圧
が調整される。
【０００５】以上のように構成されたインバータ式主軸
駆動発電装置においては、インバータ１８としてサイリ
スタを用いた三相の他励式インバータを採用している。
この方式のインバータはサイリスタの転流のための電圧
源である同期調相機２０の内部リアクタンス（初期過渡
リアクタンス）に起因して、転流期間中に端子電圧波形
に陥没部が発生し、装置出力の電圧波形に歪みが含まれ
ることになる。この電圧歪みは負荷装置に高調波電流を
流し、機器に温度上昇を生ずる原因となる。
駆動発電装置においては、インバータ１８としてサイリ
スタを用いた三相の他励式インバータを採用している。
この方式のインバータはサイリスタの転流のための電圧
源である同期調相機２０の内部リアクタンス（初期過渡
リアクタンス）に起因して、転流期間中に端子電圧波形
に陥没部が発生し、装置出力の電圧波形に歪みが含まれ
ることになる。この電圧歪みは負荷装置に高調波電流を
流し、機器に温度上昇を生ずる原因となる。
【０００６】図８に上述の陥没部を生じた同期調相機２
０の端子電圧の波形例を示す。図８の波形例において、
陥没部は符号Ｃ１〜Ｃ４で示されている。
０の端子電圧の波形例を示す。図８の波形例において、
陥没部は符号Ｃ１〜Ｃ４で示されている。
【０００７】このような電圧歪みを軽減するために種々
の波形改善策が提案されている。最も多く採用されてい
る方式が図９に示すものである。図９の装置では、イン
バータ１８の交流出力端に直列に波形改善リアクトル３
０を接続し、このリアクトル３０と同期調相機２０との
接続点を発電装置の出力端として母線１０に接続するも
のである。このリアクトル３０を挿入することにより、
インバータ１８のサイリスタ転流時の電圧波形の陥没量
を低減し、波形改善を図っている。
の波形改善策が提案されている。最も多く採用されてい
る方式が図９に示すものである。図９の装置では、イン
バータ１８の交流出力端に直列に波形改善リアクトル３
０を接続し、このリアクトル３０と同期調相機２０との
接続点を発電装置の出力端として母線１０に接続するも
のである。このリアクトル３０を挿入することにより、
インバータ１８のサイリスタ転流時の電圧波形の陥没量
を低減し、波形改善を図っている。
【０００８】図１０は、後述の本発明による回路構成と
の比較のために示した図９の回路の要部の等価回路であ
る。ここには、インバータ１８、同期調相機２０、及び
母線１０に接続される負荷３２の共通接続部を中心とし
て図示されている。ここで、同期調相機２０の初期過渡
インダクタンスがＬs″、同期調相機２０の内部誘導起
電力がｅaで示されている。
の比較のために示した図９の回路の要部の等価回路であ
る。ここには、インバータ１８、同期調相機２０、及び
母線１０に接続される負荷３２の共通接続部を中心とし
て図示されている。ここで、同期調相機２０の初期過渡
インダクタンスがＬs″、同期調相機２０の内部誘導起
電力がｅaで示されている。
【０００９】図１１に、リアクトル３０を挿入したとき
の出力端子電圧の波形例を示す。ここでは、図８におけ
る陥没部Ｃ１〜Ｃ４に対応する陥没部が符号Ｄ１〜Ｄ４
で示されている。
の出力端子電圧の波形例を示す。ここでは、図８におけ
る陥没部Ｃ１〜Ｃ４に対応する陥没部が符号Ｄ１〜Ｄ４
で示されている。
【００１０】図９，１０に示すリアクトル挿入方式で
は、挿入するリアクトル３０のインダクタンスＬ30の値
を大きくすると波形陥没量が少なくなり、出力電圧の波
形歪み率は低下するが、同時にインバータ１８の出力電
流の電流重なり角Ｕが大きくなり、その結果、インバー
タ１８の転流余裕角（γ−Ｕ）が減少して、安全なイン
バータ運転を行うことが困難になるという不都合があっ
た。
は、挿入するリアクトル３０のインダクタンスＬ30の値
を大きくすると波形陥没量が少なくなり、出力電圧の波
形歪み率は低下するが、同時にインバータ１８の出力電
流の電流重なり角Ｕが大きくなり、その結果、インバー
タ１８の転流余裕角（γ−Ｕ）が減少して、安全なイン
バータ運転を行うことが困難になるという不都合があっ
た。
【００１１】そのため、波形歪みを小さくする手段とし
て、インバータの交流出力側にリアクトルを挿入するこ
とにより波形陥没量を減少させるとともに、電流重なり
角Ｕを小さくするため同期調相機２０の初期過渡リアク
タンスをできるだけ小さくする方式が採られていた。
て、インバータの交流出力側にリアクトルを挿入するこ
とにより波形陥没量を減少させるとともに、電流重なり
角Ｕを小さくするため同期調相機２０の初期過渡リアク
タンスをできるだけ小さくする方式が採られていた。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】以上の説明のように、
出力電圧波形改善のために、これまでは同期調相機２０
の初期過渡リアクタンスをできるだけ小さくする方式、
すなわち同期調相機２０の体格を大きくする以外には旨
い改善策が無かった。とくに、出力電圧波形を完全な正
弦波にするためには同期調相機２０の初期過渡リアクタ
ンスをゼロにするか、コンデンサとリアクトルを組み合
わせた正弦波フィルタを出力側に接続するかのいずれか
になる。しかし、前者は原理的に不可能であり、後者は
装置が複雑になるばかりでなくコスト高になるなどの問
題があった。
出力電圧波形改善のために、これまでは同期調相機２０
の初期過渡リアクタンスをできるだけ小さくする方式、
すなわち同期調相機２０の体格を大きくする以外には旨
い改善策が無かった。とくに、出力電圧波形を完全な正
弦波にするためには同期調相機２０の初期過渡リアクタ
ンスをゼロにするか、コンデンサとリアクトルを組み合
わせた正弦波フィルタを出力側に接続するかのいずれか
になる。しかし、前者は原理的に不可能であり、後者は
装置が複雑になるばかりでなくコスト高になるなどの問
題があった。
【００１３】したがって、本発明の目的は、簡単な装置
構成のもとで、同期調相機の体格を大して大きくするこ
となく、原理的に歪みの全く無い正弦波電圧を出力しう
る他励インバータ式主軸駆動発電装置を提供することに
ある。
構成のもとで、同期調相機の体格を大して大きくするこ
となく、原理的に歪みの全く無い正弦波電圧を出力しう
る他励インバータ式主軸駆動発電装置を提供することに
ある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に請求項１に係る発明は、回転速度の変動する主軸で駆
動される同期発電機と、この同期発電機の出力を整流し
て直流に変換するコンバータと、このコンバータの直流
出力を交流に変換し負荷に供給する他励式インバータ
と、このインバータ及び負荷に無効電力を供給する同期
調相機とを備えた他励インバータ式主軸駆動発電装置に
おいて、インバータと同期調相機との間に、インバータ
側及び同期調相機側双方から電流が流入したときこれら
の電流により生じる磁束が加わり合うように、同一鉄心
上に巻装した直列接続の二つのコイルから構成される波
形改善リアクトルを接続し、両コイルの直列接続点から
発電装置出力端を導出すると共に、波形改善リアクトル
は、両コイル間の相互インダクタンスが両コイルのうち
同期調相機に接続されているコイルの自己インダクタン
スと同期調相機の初期過渡インダクタンスとの和にほぼ
等しい値となるように構成されていることを特徴とする
ものである。
に請求項１に係る発明は、回転速度の変動する主軸で駆
動される同期発電機と、この同期発電機の出力を整流し
て直流に変換するコンバータと、このコンバータの直流
出力を交流に変換し負荷に供給する他励式インバータ
と、このインバータ及び負荷に無効電力を供給する同期
調相機とを備えた他励インバータ式主軸駆動発電装置に
おいて、インバータと同期調相機との間に、インバータ
側及び同期調相機側双方から電流が流入したときこれら
の電流により生じる磁束が加わり合うように、同一鉄心
上に巻装した直列接続の二つのコイルから構成される波
形改善リアクトルを接続し、両コイルの直列接続点から
発電装置出力端を導出すると共に、波形改善リアクトル
は、両コイル間の相互インダクタンスが両コイルのうち
同期調相機に接続されているコイルの自己インダクタン
スと同期調相機の初期過渡インダクタンスとの和にほぼ
等しい値となるように構成されていることを特徴とする
ものである。
【００１５】請求項２に係る発明は、回転速度の変動す
る主軸で駆動される同期発電機と、この同期発電機の出
力を整流して直流に変換するコンバータと、このコンバ
ータの直流出力を交流に変換し負荷に供給する他励式イ
ンバータと、このインバータ及び負荷に無効電力を供給
する同期調相機とを備えた他励インバータ式主軸駆動発
電装置において、インバータと発電装置出力端との間
に、インバータ側及び発電装置出力端側双方から電流が
流入したときこれらの電流により生じる磁束が打ち消し
合うように、同一鉄心上に巻装した直列接続の二つのコ
イルから構成される波形改善リアクトルを接続し、両コ
イルの直列接続点に同期調相機を接続すると共に、波形
改善リアクトルは、両コイル間の相互インダクタンスが
同期調相機の初期過渡インダクタンスにほぼ等しい値と
なるように構成されていることを特徴とするものであ
る。
る主軸で駆動される同期発電機と、この同期発電機の出
力を整流して直流に変換するコンバータと、このコンバ
ータの直流出力を交流に変換し負荷に供給する他励式イ
ンバータと、このインバータ及び負荷に無効電力を供給
する同期調相機とを備えた他励インバータ式主軸駆動発
電装置において、インバータと発電装置出力端との間
に、インバータ側及び発電装置出力端側双方から電流が
流入したときこれらの電流により生じる磁束が打ち消し
合うように、同一鉄心上に巻装した直列接続の二つのコ
イルから構成される波形改善リアクトルを接続し、両コ
イルの直列接続点に同期調相機を接続すると共に、波形
改善リアクトルは、両コイル間の相互インダクタンスが
同期調相機の初期過渡インダクタンスにほぼ等しい値と
なるように構成されていることを特徴とするものであ
る。
【００１６】
【発明の実施の形態】（実施の形態１）請求項１に係る
発明の実施の形態について、以下、図面を参照して説明
する。図１は本発明による他励インバータ式主軸駆動発
電装置の回路構成を示すものである。この装置は、すで
に述べた図７の装置構成を基本としており、同一要素に
は同一符号を付して重複説明は省略する。主回路におけ
る電力調整の方式は種々知られており、同期発電機６ま
たはコンバータ１６またはインバータ１８またはそれら
の組合せによって実施できることは、すでに述べた通り
である。図１の装置においては、本発明に従い、インバ
ータ１８と同期調相機２０との間に波形改善リアクトル
４０が接続されている。この波形改善リアクトル４０
は、インバータ１８の交流出力端子に直列に接続される
第１のコイル４１と、同期調相機２０に直列に接続され
る第２のコイル４２とを備えている。両コイル４１，４
２は同一鉄心上に図示の極性で巻装され、両コイル４
１，４２の直列接続点Ａが母線１０に接続される。リア
クトル４０の第１のコイル４１の自己インダクタンスを
Ｌ11、第２のコイル４２の自己インダクタンスをＬ12、
両コイル４１，４２間の相互インダクタンスをＭ10とす
る。
発明の実施の形態について、以下、図面を参照して説明
する。図１は本発明による他励インバータ式主軸駆動発
電装置の回路構成を示すものである。この装置は、すで
に述べた図７の装置構成を基本としており、同一要素に
は同一符号を付して重複説明は省略する。主回路におけ
る電力調整の方式は種々知られており、同期発電機６ま
たはコンバータ１６またはインバータ１８またはそれら
の組合せによって実施できることは、すでに述べた通り
である。図１の装置においては、本発明に従い、インバ
ータ１８と同期調相機２０との間に波形改善リアクトル
４０が接続されている。この波形改善リアクトル４０
は、インバータ１８の交流出力端子に直列に接続される
第１のコイル４１と、同期調相機２０に直列に接続され
る第２のコイル４２とを備えている。両コイル４１，４
２は同一鉄心上に図示の極性で巻装され、両コイル４
１，４２の直列接続点Ａが母線１０に接続される。リア
クトル４０の第１のコイル４１の自己インダクタンスを
Ｌ11、第２のコイル４２の自己インダクタンスをＬ12、
両コイル４１，４２間の相互インダクタンスをＭ10とす
る。
【００１７】図２は波形改善リアクトル４０の部分の１
相分の回路構成を示すものである。コイル４１の電流を
ｉu、コイル４２の電流をｉa、母線１０からこれに接続
された負荷３２に流れる電流をｉh、負荷電圧をｖh、同
期調相機２０の初期過渡インダクタンスをＬs″、同期
調相機２０の内部誘導起電力をｅa、同期調相機２０の
端子電圧をｅuとする。
相分の回路構成を示すものである。コイル４１の電流を
ｉu、コイル４２の電流をｉa、母線１０からこれに接続
された負荷３２に流れる電流をｉh、負荷電圧をｖh、同
期調相機２０の初期過渡インダクタンスをＬs″、同期
調相機２０の内部誘導起電力をｅa、同期調相機２０の
端子電圧をｅuとする。
【００１８】図３は図２の回路装置の等価回路を示すも
のである。ここには波形改善リアクトル４０の両コイル
４１，４２の自己インダクタンスＬ11，Ｌ12及び両コイ
ル間の相互インダクタンスＭ10が考慮されている。ま
た、ここでは仮想接続点Ａ′の、中性点Ｏから見た電圧
ｅu′も示されている。
のである。ここには波形改善リアクトル４０の両コイル
４１，４２の自己インダクタンスＬ11，Ｌ12及び両コイ
ル間の相互インダクタンスＭ10が考慮されている。ま
た、ここでは仮想接続点Ａ′の、中性点Ｏから見た電圧
ｅu′も示されている。
【００１９】従来技術において同期調相機２０の端子電
圧ｅuが歪む原因は、インバータ１８の転流による電流
の変化が同期調相機２０内部の初期過渡リアクタンスＬ
s″に電圧降下を発生させることにある。本発明におい
ては、二つのリアクトルコイル４１，４２の自己インダ
クタンスＬ11，Ｌ12と相互インダクタンスＭ10の適切な
選定により、同期調相機の初期過渡インダクタンスを等
価的に打ち消すことができるので、結果的にインバータ
の転流による出力電圧の波形陥没を完全に除去すること
ができるのである。
圧ｅuが歪む原因は、インバータ１８の転流による電流
の変化が同期調相機２０内部の初期過渡リアクタンスＬ
s″に電圧降下を発生させることにある。本発明におい
ては、二つのリアクトルコイル４１，４２の自己インダ
クタンスＬ11，Ｌ12と相互インダクタンスＭ10の適切な
選定により、同期調相機の初期過渡インダクタンスを等
価的に打ち消すことができるので、結果的にインバータ
の転流による出力電圧の波形陥没を完全に除去すること
ができるのである。
【００２０】図３の等価回路を参照して、 Ｌ12−Ｍ10＋Ｌs″＝０ …（１） が成り立つように、自己インダクタンスＬ12及び相互イ
ンダクタンスＭ10を選定するものとする。ただし、Ｍ＝
ｋ・（Ｌ11・Ｌ12）1/2 、ｋは結合係数であり、０＜ｋ
＜１ である。ここでは、両コイル４１，４２は同一鉄
心上に巻装されており、ｋはほぼ１である。波形改善リ
アクトル４０をこのように構成することにより、中性点
Ｏに対するＡ′点の電圧ｅu′は同期調相機２０の内部
誘導起電力ｅaと常に等しくなり、その結果、負荷端子
電圧ｖhを、転流による陥没の無い正弦波とすることが
できる。
ンダクタンスＭ10を選定するものとする。ただし、Ｍ＝
ｋ・（Ｌ11・Ｌ12）1/2 、ｋは結合係数であり、０＜ｋ
＜１ である。ここでは、両コイル４１，４２は同一鉄
心上に巻装されており、ｋはほぼ１である。波形改善リ
アクトル４０をこのように構成することにより、中性点
Ｏに対するＡ′点の電圧ｅu′は同期調相機２０の内部
誘導起電力ｅaと常に等しくなり、その結果、負荷端子
電圧ｖhを、転流による陥没の無い正弦波とすることが
できる。
【００２１】図３におけるインバータ１８の電流重なり
角Ｕnは、
角Ｕnは、
【数１】 で表すことができる。ただし、γはインバータ１８の制
御進み角、ωは同期調相機２０の電気角速度、Ｉdはイ
ンバータ１８の直流側電流、Ｖpは同期調相機２０の内
部誘導起電力相電圧実効値である。
御進み角、ωは同期調相機２０の電気角速度、Ｉdはイ
ンバータ１８の直流側電流、Ｖpは同期調相機２０の内
部誘導起電力相電圧実効値である。
【００２２】因みに、図９に示した従来方式の回路構成
の場合電流重なり角Ｕoは、
の場合電流重なり角Ｕoは、
【数２】 で表すことができる。ただし、Ｌ30はリアクトル３０の
自己インダクタンスである。
自己インダクタンスである。
【００２３】図１の回路構成による場合の電流重なり角
Ｕn が図９に示す回路構成による場合の電流重なり角Ｕ
oより大きくなると、インバータ１８の転流余裕角（γ
−Ｕ）が従来方式に比べて大きくなり、安全な運転が困
難となる。そこで、Ｕn＝Ｕoとする条件は、（２）式及
び（３）式の比較からして、 Ｌ11＋Ｌ12−２Ｍ10＝Ｌ30 …（４） であることが分かる。
Ｕn が図９に示す回路構成による場合の電流重なり角Ｕ
oより大きくなると、インバータ１８の転流余裕角（γ
−Ｕ）が従来方式に比べて大きくなり、安全な運転が困
難となる。そこで、Ｕn＝Ｕoとする条件は、（２）式及
び（３）式の比較からして、 Ｌ11＋Ｌ12−２Ｍ10＝Ｌ30 …（４） であることが分かる。
【００２４】したがって、（１）式及び（４）式を満足
するようにインダクタンスＬ11及びインダクタンスＬ12
を選定すれば、電流重なり角を従来方式と同一にした上
で、出力電圧を正弦波にすることができる。
するようにインダクタンスＬ11及びインダクタンスＬ12
を選定すれば、電流重なり角を従来方式と同一にした上
で、出力電圧を正弦波にすることができる。
【００２５】本発明によれば、同期調相機２０の端子電
圧ｅuの実効値が従来方式より数％上昇するが、このこ
とに対して、同期発電機６及び同期調相機２０の体格を
若干増加するだけで対応することができ、従来方式で困
難であった正弦波出力電圧を容易に得ることができる。
圧ｅuの実効値が従来方式より数％上昇するが、このこ
とに対して、同期発電機６及び同期調相機２０の体格を
若干増加するだけで対応することができ、従来方式で困
難であった正弦波出力電圧を容易に得ることができる。
【００２６】以上の理論に基づいて設計した波形改善リ
アクトル４０を使用して実際に運転した場合の出力電圧
波形の一例を図４に示す。ここで、ｖhhは負荷３２の線
間電圧、ｅihはインバータ１８の出力線間電圧、ｅuhは
同期調相機２０の端子線間電圧である。図４から分かる
ように、本発明によれば、インバータ線間電圧ｅih及び
同期調相機線間電圧ｅuhが歪み波形をしているにもかか
わらず、負荷の線間電圧ｖhhを正弦波形にすることがで
きる。
アクトル４０を使用して実際に運転した場合の出力電圧
波形の一例を図４に示す。ここで、ｖhhは負荷３２の線
間電圧、ｅihはインバータ１８の出力線間電圧、ｅuhは
同期調相機２０の端子線間電圧である。図４から分かる
ように、本発明によれば、インバータ線間電圧ｅih及び
同期調相機線間電圧ｅuhが歪み波形をしているにもかか
わらず、負荷の線間電圧ｖhhを正弦波形にすることがで
きる。
【００２７】出力電圧波形に多少の高調波成分が含まれ
ることが許容される場合は、（１）式左辺のＬ12やＭ10
の値を適宜選定することにより、波形陥没部の補正量を
少なくすることができ、それによりリアクトル４０のイ
ンダクタンスＬ11，Ｌ12を小さく選定し、一層体格の小
さいリアクトル４０とすることができる。
ることが許容される場合は、（１）式左辺のＬ12やＭ10
の値を適宜選定することにより、波形陥没部の補正量を
少なくすることができ、それによりリアクトル４０のイ
ンダクタンスＬ11，Ｌ12を小さく選定し、一層体格の小
さいリアクトル４０とすることができる。
【００２８】（実施の形態２）次に請求項２に係る発明
の実施の形態について説明する。図５は実施の形態２の
回路構成を示すものである。図５の装置は、図１におけ
るリアクトル４０をリアクトル５０に置換したものに相
当するものである。リアクトル５０は同一鉄心上に巻装
された２組のコイル５１及び５２を備えている。両コイ
ル５１，５２は図の極性で直列にして、インバータ１８
と母線１０の間に接続され、両コイル５１，５２の直列
接続点Ｂが直接に同期調相機２０に接続されている。こ
こで、コイル５１の自己インダクタンスをＬ21、コイル
５２の自己インダクタンスをＬ22、両コイル間の相互イ
ンダクタンスをＭ20とする。
の実施の形態について説明する。図５は実施の形態２の
回路構成を示すものである。図５の装置は、図１におけ
るリアクトル４０をリアクトル５０に置換したものに相
当するものである。リアクトル５０は同一鉄心上に巻装
された２組のコイル５１及び５２を備えている。両コイ
ル５１，５２は図の極性で直列にして、インバータ１８
と母線１０の間に接続され、両コイル５１，５２の直列
接続点Ｂが直接に同期調相機２０に接続されている。こ
こで、コイル５１の自己インダクタンスをＬ21、コイル
５２の自己インダクタンスをＬ22、両コイル間の相互イ
ンダクタンスをＭ20とする。
【００２９】図６は図５の装置の回路構成に対応する等
価回路を示すものである。この等価回路からして、 −Ｍ20＋Ｌs″＝０ …（５） が成り立つように相互インダクタンスＭ20を選定すれ
ば、中性点Ｏから見た両コイル５１，５２の直列接続点
Ｂ′の電圧ｅu′は同期調相機２０の内部誘導起電力ｅa
と常に等しくなり、その結果、負荷端子電圧ｖhを、転
流による陥没のない正弦波電圧とすることができる。
価回路を示すものである。この等価回路からして、 −Ｍ20＋Ｌs″＝０ …（５） が成り立つように相互インダクタンスＭ20を選定すれ
ば、中性点Ｏから見た両コイル５１，５２の直列接続点
Ｂ′の電圧ｅu′は同期調相機２０の内部誘導起電力ｅa
と常に等しくなり、その結果、負荷端子電圧ｖhを、転
流による陥没のない正弦波電圧とすることができる。
【００３０】図５，６の回路構成による場合の電流重な
り角Ｕnは、
り角Ｕnは、
【数３】 で表すことができる。
【００３１】また、図９〜１１の従来方式の場合の電流
重なり角Ｕoは（３）式で与えられるから、実施の形態
２の場合、電流重なり角に関し、Ｕn＝Ｕo とするため
の条件は、 Ｌ21 ＝ Ｌ30 …（７） となる。
重なり角Ｕoは（３）式で与えられるから、実施の形態
２の場合、電流重なり角に関し、Ｕn＝Ｕo とするため
の条件は、 Ｌ21 ＝ Ｌ30 …（７） となる。
【００３２】したがって、（５）式及び（７）式を満足
するようにリアクトル５０の両コイル５１，５２のイン
ダクタンスＬ21，Ｌ22を選定すれば、電流重なり角を従
来方式と同一にした上で、実施の形態１の場合と同様に
出力電圧を正弦波にすることができる。
するようにリアクトル５０の両コイル５１，５２のイン
ダクタンスＬ21，Ｌ22を選定すれば、電流重なり角を従
来方式と同一にした上で、実施の形態１の場合と同様に
出力電圧を正弦波にすることができる。
【００３３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、既
存の回路に単にリアクトルを接続するだけで、他励式イ
ンバータによる交流電源の宿命であった出力電圧の波形
歪みを完全に除去し、ここに正弦波電圧を供給できる安
価な他励インバータ式主軸駆動発電装置を提供すること
ができる。
存の回路に単にリアクトルを接続するだけで、他励式イ
ンバータによる交流電源の宿命であった出力電圧の波形
歪みを完全に除去し、ここに正弦波電圧を供給できる安
価な他励インバータ式主軸駆動発電装置を提供すること
ができる。
【図１】請求項１に係る発明の実施の形態を示す他励イ
ンバータ式主軸駆動発電装置の回路図。
ンバータ式主軸駆動発電装置の回路図。
【図２】図１の装置の要部の接続図。
【図３】図２の回路部分の等価回路を示す図。
【図４】図１の回路における各部の実測出力電圧波形を
示す線図。
示す線図。
【図５】請求項２に係る発明の実施の形態を示す他励イ
ンバータ式主軸駆動発電装置の回路図。
ンバータ式主軸駆動発電装置の回路図。
【図６】図５の装置の要部の等価回路を示す図。
【図７】従来の他励インバータ式主軸駆動発電装置の回
路図。
路図。
【図８】図７の装置による場合の出力電圧波形図。
【図９】従来の波形改善リアクトルを接続した他励イン
バータ式主軸駆動発電装置の要部の回路図。
バータ式主軸駆動発電装置の要部の回路図。
【図１０】図９の装置の等価回路を示す図。
【図１１】図９の装置による場合の出力電圧波形図。
２ プロペラ軸 ４ 駆動機（ＥＮＧ） ６ 同期発電機（Ｇ） ８ 界磁巻線 １０ 母線 １２ 励磁用変圧器 １４ コンバータ １５ 制御器 １６ コンバータ １８ 他励式インバータ ２０ 同期調相機（ＳＣ） ２２ 界磁巻線 ２４ 電動機 ２６ 開閉器 ２８ 励磁装置（ＥＸ） ３０ 波形改善リアクトル ３２ 負荷 ４０ 波形改善リアクトル ４１ コイル ４２ コイル ５０ 波形改善リアクトル ５１ コイル ５２ コイル
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 3/00 - 5/00 H02P 9/04 H02P 9/14
Claims (2)
- 【請求項１】回転速度の変動する主軸で駆動される同期
発電機と、この同期発電機の出力を整流して直流に変換
するコンバータと、このコンバータの直流出力を交流に
変換し負荷に供給する他励式インバータと、このインバ
ータ及び負荷に無効電力を供給する同期調相機とを備え
た他励インバータ式主軸駆動発電装置において、 前記インバータと前記同期調相機との間に、インバータ
側及び同期調相機側双方から電流が流入したときこれら
の電流により生じる磁束が加わり合うように、同一鉄心
上に巻装した直列接続の二つのコイルから構成される波
形改善リアクトルを接続し、両コイルの直列接続点から
発電装置出力端を導出すると共に、前記波形改善リアク
トルは、前記両コイル間の相互インダクタンスが両コイ
ルのうち前記同期調相機に接続されているコイルの自己
インダクタンスと前記同期調相機の初期過渡インダクタ
ンスとの和にほぼ等しい値となるように構成されている
ことを特徴とする他励インバータ式主軸駆動発電装置。 - 【請求項２】回転速度の変動する主軸で駆動される同期
発電機と、この同期発電機の出力を整流して直流に変換
するコンバータと、このコンバータの直流出力を交流に
変換し負荷に供給する他励式インバータと、このインバ
ータ及び負荷に無効電力を供給する同期調相機とを備え
た他励インバータ式主軸駆動発電装置において、 前記インバータと発電装置出力端との間に、インバータ
側及び発電装置出力端側双方から電流が流入したときこ
れらの電流により生じる磁束が打ち消し合うように、同
一鉄心上に巻装した直列接続の二つのコイルから構成さ
れる波形改善リアクトルを接続し、両コイルの直列接続
点に前記同期調相機を接続すると共に、前記波形改善リ
アクトルは、前記両コイル間の相互インダクタンスが前
記同期調相機の初期過渡インダクタンスにほぼ等しい値
となるように構成されていることを特徴とする他励イン
バータ式主軸駆動発電装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31843797A JP3181871B2 (ja) | 1997-11-19 | 1997-11-19 | 他励インバータ式主軸駆動発電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31843797A JP3181871B2 (ja) | 1997-11-19 | 1997-11-19 | 他励インバータ式主軸駆動発電装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11150866A JPH11150866A (ja) | 1999-06-02 |
| JP3181871B2 true JP3181871B2 (ja) | 2001-07-03 |
Family
ID=18099144
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31843797A Expired - Lifetime JP3181871B2 (ja) | 1997-11-19 | 1997-11-19 | 他励インバータ式主軸駆動発電装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3181871B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5392883B2 (ja) * | 2007-05-01 | 2014-01-22 | 学校法人東京電機大学 | ハイブリッド風力発電システム |
| JP5229729B2 (ja) * | 2008-09-17 | 2013-07-03 | 学校法人東京電機大学 | 風力発電システム |
| JP6143570B2 (ja) * | 2013-06-14 | 2017-06-07 | 学校法人東京電機大学 | 風力発電システム |
-
1997
- 1997-11-19 JP JP31843797A patent/JP3181871B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11150866A (ja) | 1999-06-02 |
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