JP3148209B2 - Control device for cycloconverter - Google Patents
Control device for cycloconverterInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はベクトル制御の非循環電流方式サイクロン
コバータの制御装置に関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for a vector-controlled non-circulating current type cyclone converter.
〔従来の技術〕 第2図は従来のこの種のサイクロコンバータの制御装
置を示すブロック図である。同図において、1は速度設
定器、2は速度制御器、3は磁束指令器、4は磁束制御
器であって、1〜4によりd軸およびq軸分電流指令発
生回路(第1の信号発生回路)52が構成されている。53
A、53Bは第2および第3の信号発生回路(共に、2相/3
相座標変換器)はベクトル回転器7、2相/3相変換器9
により構成されている。11は交流電動機36の電機子電流
用ゲート制御器、12は3相交流電源、13は3相の非循環
電流方式正弦波サイクロコンバータCC、22はq軸分電流
制御器(比例積分増幅器)、23はd軸分電流制御器(比
例積分増幅器)、24は一次遅れ演算器、25、27、28は掛
算器、29は割算器、31は積分器、5、26、30、40は固定
ゲインである。33は正弦波及び余弦波発生器、34はベク
トル回転器、35は3相/2相変換器であって、両者により
第4の信号発生回路51が構成されている。37は交流電動
機36に軸結されたレゾルバであって、その出力は速度検
出器32に入力される。[Prior Art] FIG. 2 is a block diagram showing a conventional control device for a cycloconverter of this type. In the figure, 1 is a speed setting device, 2 is a speed controller, 3 is a magnetic flux commander, and 4 is a magnetic flux controller, and a d-axis and q-axis current command generation circuit (first signal) (A generation circuit) 52 is configured. 53
A and 53B are the second and third signal generation circuits (both two-phase / 3
Phase coordinate converter) is a vector rotator 7, a two-phase / 3-phase converter 9
It consists of. 11 is a gate controller for the armature current of the AC motor 36, 12 is a three-phase AC power supply, 13 is a three-phase non-circulating current type sine wave cycloconverter CC, 22 is a q-axis current controller (proportional integration amplifier), 23 is a d-axis current controller (proportional integral amplifier), 24 is a first-order lag calculator, 25, 27, 28 are multipliers, 29 is a divider, 31 is an integrator, 5, 26, 30, and 40 are fixed Gain. 33 is a sine wave and cosine wave generator, 34 is a vector rotator, and 35 is a three-phase / two-phase converter. Reference numeral 37 denotes a resolver connected to the AC motor 36, and its output is input to the speed detector 32.
速度検出器32が検出した交流電動機36の速度フイード
バック値ωrは速度制御器2および磁束指令器3に送出
する。速度制御器2は速度目標値ωr *に対応するq軸
分電流設定値iq *を送出する。交流電動機36の各相出力
電流iR、iS、iTは第4の信号発生回路51で2相交流電流
iα、iβに変換されたのち、2次磁束回転座標系の値
として2次磁束に直角な直流量に変換され、q軸分電流
フイードバック値iq -d軸分電流フイードバック値id -と
なり、前者とq軸分電流設定値iq *との偏差εqがq軸
分電流制御器22に供給され、該q軸分電流制御器22はq
軸分電圧指令値Vq *を送出する。Speed feedback value omega r of the AC motor 36 speed detector 32 has detected is sent to the speed controller 2 and the magnetic flux command unit 3. Speed controller 2 sends the velocity target value omega q-axis component current setpoint corresponding to r * i q *. The output currents i R , i S , and i T of each phase of the AC motor 36 are converted into two-phase AC currents iα and iβ by a fourth signal generation circuit 51, and then the secondary magnetic flux is used as a secondary magnetic flux coordinate system. to be converted into quadrature DC volume, q-axis component current feedback value i q - d-axis component current feedback value i d -, and the former and the q-axis component current setpoint i q * deviation epsilon q between the q-axis component current The current controller 22 supplies the q-axis current to the controller 22.
The axis voltage command value V q * is sent.
磁束制御器4は、磁束指令器3の出力Φ*と、d軸分
電流フイードバック値id -に対する一次遅れ演算器24の
出力Φ−との偏差が入力されてd軸分電流設定値id *を
出力し、この値とd軸分電流フイードバック値id -との
偏差εdがd軸分電流制御器23に入力される。d軸分電
流制御器23はd軸分電圧指令値Vd *を出力する。Flux controller 4 includes an output [Phi * of the magnetic flux command unit 3, the d-axis component current feedback value i d - the output of the first order lag calculator 24 for [Phi - deviation between is input d-axis component current setpoint i d * outputs, this value and the d-axis component current feedback value i d - deviation between epsilon d is input to the d-axis component current controller 23. The d-axis current controller 23 outputs a d-axis voltage command value V d * .
積分器31は回転磁界の角周波数ω0を積分して2次磁
束位相θ0を算出し、正弦波および余弦波発生器33に入
力し、この正弦波および余弦波発生器33は2次磁束方向
信号sinθ0およびcosθ0を送出する。The integrator 31 integrates the angular frequency ω 0 of the rotating magnetic field to calculate a secondary magnetic flux phase θ 0, which is input to a sine wave and cosine wave generator 33. It sends out direction signals sin θ 0 and cos θ 0 .
q軸分電圧指令値Vq *は干渉項と誘起電圧項の補償が
行われてvq *となり、また、d軸分電圧指令値Vd *は干
渉項と誘起電圧項の補償が行われてvd *となり、両者
は、2次磁束方向信号sinθ0、cosθ0をパラメータと
して、第2の信号発生回路53Aのベクトル回転器7によ
り2相交流電圧Vα*、Vβ*に変換されたのち3相変
換されて、3相交流電圧設定値VR *、VS *、VT *とな
り、ゲート制御器11に供給される。The q-axis voltage command value V q * is compensated for the interference term and the induced voltage term to be v q * , and the d-axis voltage command value V d * is the compensation for the interference term and the induced voltage term. v d *, and the both Te, secondary flux direction signals sin [theta 0, the cos [theta] 0 as a parameter, two-phase AC voltage by a vector rotator 7 of the second signal generating circuit 53A V.alpha *, after being converted to v? * After the three-phase conversion, the three-phase AC voltage set values V R * , V S * , and V T * are supplied to the gate controller 11.
サイクロコンバータ13の正群コンバータ41および負群
コンバータ42の切換えに必要なiS *、iR *、iT *は、q
軸分電流設定値iq *とd軸分電流設定値id *を入力され
る第3の信号発生回路53Bで作成されて、ゲート切換器1
4に入り、該ゲート切換器14はこの3相交流電流設定値i
R *、iS *、iT *の正負極性に応じて、ゲートパルスを
正群コンバータ41または負群コンバータ42へ分配する。I S * , i R * , i T * required for switching between the positive group converter 41 and the negative group converter 42 of the cycloconverter 13 are q
The third signal generation circuit 53B to which the axis current setting value i q * and the d axis current setting value id * are input, and the gate switch 1
4 and the gate switch 14 sets the three-phase AC current set value i
R *, i S *, according to the positive or negative polarity of i T *, distributes the gate pulse to the positive group converter 41 or a negative group converter 42.
上記したように、ゲート制御器11から送出されるゲー
トパルスは3相交流電流設定値iR *、iS *、iT *の正負
極性に応じて、ゲート切換器14により正群コンバータ41
または負群コンバータ42に入力されるが、正群コンバー
タ41と負群コンバータ42の切換え時の交流短絡を防止す
るために、数msのむだ時間(両群コンバータ41、42が共
にOFFとなる時間)を設けているので、サイクロコンバ
ータ13の交流出力波形にひずみが発生し、q軸およびd
軸電流制御器が過度に応答し、誤指令を発生する恐れが
あった。As described above, three-phase alternating current setpoint gate pulse sent from the gate controller 11 i R *, i S * , according to the positive or negative polarity of i T *, the gate switching unit 14 by the positive group converter 41
Alternatively, it is input to the negative group converter 42, but in order to prevent an AC short circuit at the time of switching between the positive group converter 41 and the negative group converter 42, a dead time of several ms (the time when both the group converters 41 and 42 are OFF) ), Distortion occurs in the AC output waveform of the cycloconverter 13, and the q-axis and d
The shaft current controller may respond excessively and generate an erroneous command.
この発明は上記問題を解消するためになされたもの
で、正負群コンバータの切換え期間中の電流制御器の誤
動作を防止することかできるサイクロコンバータの制御
装置を提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problem, and has as its object to provide a control device of a cycloconverter which can prevent a malfunction of a current controller during a switching period of a positive / negative group converter.
この発明は上記目的を達成するため、比例積分増動作
を行って電圧指令値を送出するq軸分電流制御器とd軸
分電流制御器の積分動作を、正群コンバータと負群コン
バータの切換えの期間中は、休止させる構成としたもの
である。In order to achieve the above object, the present invention performs the integral operation of the q-axis current controller and the d-axis current controller for performing a proportional integral increasing operation and sending a voltage command value by switching between a positive group converter and a negative group converter. During the period, the system is configured to be stopped.
この発明では、電流制御器の積分動作が中止されるの
で、電流制御器の積分項は切換開始前の値をホールド
し、交流出力波形の歪みの偏差が蓄積されない。According to the present invention, since the integration operation of the current controller is stopped, the integration term of the current controller holds the value before the start of switching, and the deviation of the distortion of the AC output waveform is not accumulated.
以下、この発明の1実施例を図面を参照して説明す
る。Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
第1図において、q軸分電流制御器22およびd軸分電
流制御器23はゲート切換器14の出力を信号線15を通して
受け取る構成となっており、該出力を受け取ったq軸分
電流制御器22およびd軸分電流制御器23は、前記したむ
だ時間の間、積分項の値をホールドする。他の構成は第
2図のものと同じである。In FIG. 1, a q-axis current controller 22 and a d-axis current controller 23 are configured to receive the output of the gate switch 14 through a signal line 15, and the q-axis current controller receiving the output. The current controller 22 and the d-axis current controller 23 hold the value of the integral term during the dead time. Other configurations are the same as those in FIG.
正群コンバータ41から負群コンバータ42への、また、
その逆の切換え期間中(むだ時間中)は、切換え動作を
行っている相には電流が流れないため、該相の電流波形
が正弦波状にはならない。この間、本実施例では、q軸
分電流制御器22およびd軸分電流制御器23は積分項は積
分動作を中止して、その値をホールドするので、歪みの
偏差が蓄積されることはなく、各々が送出するq軸分電
圧指令値Vq *、d軸分電圧指令値Vd *に上記歪み分が含
まれないようになる。From the positive group converter 41 to the negative group converter 42,
During the reverse switching period (during the dead time), no current flows in the phase performing the switching operation, so that the current waveform of the phase does not become a sine wave. During this time, in the present embodiment, the q-axis current controller 22 and the d-axis current controller 23 stop the integration operation of the integration term and hold the value, so that the deviation of the distortion is not accumulated. , The q-axis voltage command value V q * and the d-axis voltage command value V d * do not include the distortion.
しかも、本実施例では、従来の制御装置において、ゲ
ート切換器14とq軸分電流制御器22およびd軸分電流制
御器23との間に上記信号線15を設けるだけで上記効果を
得ることができる利点がある。Moreover, in the present embodiment, the above-described effect can be obtained only by providing the signal line 15 between the gate switch 14 and the q-axis current controller 22 and the d-axis current controller 23 in the conventional control device. There are advantages that can be.
この発明は以上説明した通り、コンバータの切換え期
間中は、電流制御器の積分項は停止する構成としたこと
により、電流制御器の出力に交流出力波形の歪み分が含
まれるのを防ぐことができるので、従来に比して、制御
精度を向上することができる。As described above, according to the present invention, the integral term of the current controller is stopped during the switching period of the converter, thereby preventing the output of the current controller from including the distortion of the AC output waveform. As a result, control accuracy can be improved as compared with the related art.
第1図はこの発明の実施例を示すブロック図、第2図は
従来のサイクロコンバータの制御装置を示すブロック図
である。 図において、7、34……ベクトル回転器、9……2相/3
相変換器、11……ゲート制御器、13……サイクンコバー
タ、14……ゲート切換器、22……q軸分電流制御器、23
……d軸分電流制御器、31……正弦波および余弦波発生
器、35……3相/2相変換器、41……正群コンバータ、42
……負群コンバータ。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing a conventional control device for a cycloconverter. In the figure, 7, 34... Vector rotator, 9.
Phase converter, 11 gate controller, 13 cycle converter, 14 gate switcher, 22 q-axis current controller, 23
... d axis current controller, 31 ... sine wave and cosine wave generator, 35 ... 3 phase / 2 phase converter, 41 ... positive group converter, 42
...... Negative group converter. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−150998(JP,A) 特開 昭64−69289(JP,A)Continuation of the front page (56) References JP-A-56-150998 (JP, A) JP-A-64-69289 (JP, A)
Claims (1)
ロンコンバータの正群コンバータと負群コンバータに与
えるゲートパルスを、3相交流電流設定値の正負極性に
応じて正群コンバータと負群コンバータのいずれかへ切
換えるゲート切換器を有するサイクロコンバータの制御
装置において、比例積分動作を行って電圧指令値を送出
するq軸分電流制御器とd軸分電流制御器の積分動作
を、上記切換えの期間中は、休止させることを特徴とす
るサイクロコンバータの制御装置。A gate pulse applied to a positive group converter and a negative group converter of a vector-controlled non-circulating current type cyclone converter is supplied to either a positive group converter or a negative group converter according to the positive / negative polarity of a three-phase AC current set value. In a control device for a cycloconverter having a gate switch for switching between the current controller and the d-axis current controller for performing a proportional integration operation and transmitting a voltage command value, the integration operation is performed during the switching period. Is a control device for a cycloconverter, wherein the control device is stopped.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12711889A JP3148209B2 (en) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | Control device for cycloconverter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12711889A JP3148209B2 (en) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | Control device for cycloconverter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH02307386A JPH02307386A (en) | 1990-12-20 |
JP3148209B2 true JP3148209B2 (en) | 2001-03-19 |
Family
ID=14952051
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP12711889A Expired - Fee Related JP3148209B2 (en) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | Control device for cycloconverter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3148209B2 (en) |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56150998A (en) * | 1980-04-25 | 1981-11-21 | Toshiba Corp | Controller for synchronous motor |
JPH06106034B2 (en) * | 1987-09-08 | 1994-12-21 | 株式会社日立製作所 | Induction motor vector controller |
-
1989
- 1989-05-19 JP JP12711889A patent/JP3148209B2/en not_active Expired - Fee Related
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JPH02307386A (en) | 1990-12-20 |
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