JP3128365B2 - レーザーレベルの位置検出方法及びその位置検出器 - Google Patents
レーザーレベルの位置検出方法及びその位置検出器Info
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- JP3128365B2 JP3128365B2 JP04339105A JP33910592A JP3128365B2 JP 3128365 B2 JP3128365 B2 JP 3128365B2 JP 04339105 A JP04339105 A JP 04339105A JP 33910592 A JP33910592 A JP 33910592A JP 3128365 B2 JP3128365 B2 JP 3128365B2
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、測量器械としてのレー
ザーレベルの位置検出方法及びその位置検出器の改良に
関する。
ザーレベルの位置検出方法及びその位置検出器の改良に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から、レーザー光を水平方向に出射
させると共に、このレーザー光を水平面内で回転させ、
レーザー光を受光器で検出して、レーザーレベルの高さ
位置を検出する測量器械としてのレーザーレベルが知ら
れている。また、レーザーレベル１には図１に示すよう
に、レーザー光源２から出射されたレーザー光をコリメ
ーターレンズ３により集光して平行光束とし、円錐反射
鏡４により反射させて、水平面Ｌ内で同時に全方向にレ
ーザー光Ｐを放射し、このレーザー光Ｐを受光器で検出
することによりレーザーレベルの高さ位置を検出するも
のも知られている。
させると共に、このレーザー光を水平面内で回転させ、
レーザー光を受光器で検出して、レーザーレベルの高さ
位置を検出する測量器械としてのレーザーレベルが知ら
れている。また、レーザーレベル１には図１に示すよう
に、レーザー光源２から出射されたレーザー光をコリメ
ーターレンズ３により集光して平行光束とし、円錐反射
鏡４により反射させて、水平面Ｌ内で同時に全方向にレ
ーザー光Ｐを放射し、このレーザー光Ｐを受光器で検出
することによりレーザーレベルの高さ位置を検出するも
のも知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１に示す
タイプのレーザーレベル１は、そのレーザー光源２から
出射されるレーザー光が全方向に分配されるため、その
レーザー光Ｐの強度がレーザー光源を回転させるタイプ
のレーザーレベルのレーザー光の強度よりも低くなり、
従って、図１に示すタイプのレーザーレベル１では、レ
ーザー光Ｐを受光することにより得られる電気信号の出
力がレーザー光源を回転させるタイプのレーザーレベル
により得られる電気信号に較べて低い。このため、図１
に示すタイプのレーザーレベル１はレーザー光源を回転
させるタイプのレーザーレベルに較べて使用範囲が制限
される。また、図１に示すタイプのものでは、電気信号
の検出感度を高めるために狭帯域のフィルタ及びフェー
ズロックループ回路を設けてノイズを低減する工夫が行
われている。
タイプのレーザーレベル１は、そのレーザー光源２から
出射されるレーザー光が全方向に分配されるため、その
レーザー光Ｐの強度がレーザー光源を回転させるタイプ
のレーザーレベルのレーザー光の強度よりも低くなり、
従って、図１に示すタイプのレーザーレベル１では、レ
ーザー光Ｐを受光することにより得られる電気信号の出
力がレーザー光源を回転させるタイプのレーザーレベル
により得られる電気信号に較べて低い。このため、図１
に示すタイプのレーザーレベル１はレーザー光源を回転
させるタイプのレーザーレベルに較べて使用範囲が制限
される。また、図１に示すタイプのものでは、電気信号
の検出感度を高めるために狭帯域のフィルタ及びフェー
ズロックループ回路を設けてノイズを低減する工夫が行
われている。
【０００４】しかしながら、狭帯域のフィルタは、温度
が変化するとその中心の信号周波数が変化するので安定
度に欠け、主として野外で使用されるレーザレベル１に
は好ましくない面がある。また、帯域幅が極度に狭い狭
帯域のフィルタを製作することも困難である。一方、フ
ェーズロックループ回路を設けるには、ロックがかかる
程度のＳ／Ｎ比があらかじめ必要であると共に、フェー
ズロックループ回路によりロックがかかっているか否か
を他の手段により確認する必要がある。
が変化するとその中心の信号周波数が変化するので安定
度に欠け、主として野外で使用されるレーザレベル１に
は好ましくない面がある。また、帯域幅が極度に狭い狭
帯域のフィルタを製作することも困難である。一方、フ
ェーズロックループ回路を設けるには、ロックがかかる
程度のＳ／Ｎ比があらかじめ必要であると共に、フェー
ズロックループ回路によりロックがかかっているか否か
を他の手段により確認する必要がある。
【０００５】そこで、本発明の目的は、回路構造を複雑
化することなくレーザーレベルの位置検出精度を高める
ことのできるレーザーレベルの位置検出方法及びその位
置検出器を提供することにある。
化することなくレーザーレベルの位置検出精度を高める
ことのできるレーザーレベルの位置検出方法及びその位
置検出器を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明に係わるレーザー
レベルの位置検出方法及びその位置検出器は、上記の課
題を解決するため、送光側の発振器と受光側の発振器と
にその発振周波数に差はあるがほぼ発振周波数が一致し
ているとみなせる程度のものを使用し、送光側の発振器
に基づいて変調されたレーザー光を受光して得られた電
気信号の平均電圧の変動を送光側の発振器と受光側の発
振器との発振周波数の差に基づく位相ズレに伴って検出
することにより、発振周波数よりも周波数の小さい変動
電圧を生成し、この変動電圧に基づいてレーザーレベル
の位置を検出することを特徴とする。
レベルの位置検出方法及びその位置検出器は、上記の課
題を解決するため、送光側の発振器と受光側の発振器と
にその発振周波数に差はあるがほぼ発振周波数が一致し
ているとみなせる程度のものを使用し、送光側の発振器
に基づいて変調されたレーザー光を受光して得られた電
気信号の平均電圧の変動を送光側の発振器と受光側の発
振器との発振周波数の差に基づく位相ズレに伴って検出
することにより、発振周波数よりも周波数の小さい変動
電圧を生成し、この変動電圧に基づいてレーザーレベル
の位置を検出することを特徴とする。
【０００７】
【作用】本発明に係わるレーザーレベルの位置検出方法
及びその位置検出器によれば、回路構造を複雑化するこ
となく高いＳ／Ｎ比が得られ、レーザーレベルの位置検
出精度を高めることができる。
及びその位置検出器によれば、回路構造を複雑化するこ
となく高いＳ／Ｎ比が得られ、レーザーレベルの位置検
出精度を高めることができる。
【０００８】
【実施例】次に、本発明に係わるレーザーレベルの位置
検出方法及びその位置検出器の実施例を図面を参照しつ
つ説明する。
検出方法及びその位置検出器の実施例を図面を参照しつ
つ説明する。
【０００９】図２は本発明に係わるレーザーレベルの送
光側の発光源制御回路を示す図であって、この図２にお
いて、１０は送光側の発振器としてのクリスタル発信
器、１１はプログラマブルダウンカウンタ、１２、１３
はフリップフロップ回路である。プログラマブルダウン
カウンタ１１にはスイッチＳＷ１、ＳＷ２が接続され、
このスイッチＳＷ１、ＳＷ２のオンオフの組み合せによ
り、１０ＫＨｚ、１０．２ＫＨｚ、９．８ＫＨｚの変調
周波数を選択できる。フリップフロップ回路１２、１３
はデューティ比５０％の矩形波信号を創成し、この矩形
波信号によりレーザーダイオードＬＤが駆動され、変調
されたレーザー光Ｐが水平面内で全方向に出射される。
光側の発光源制御回路を示す図であって、この図２にお
いて、１０は送光側の発振器としてのクリスタル発信
器、１１はプログラマブルダウンカウンタ、１２、１３
はフリップフロップ回路である。プログラマブルダウン
カウンタ１１にはスイッチＳＷ１、ＳＷ２が接続され、
このスイッチＳＷ１、ＳＷ２のオンオフの組み合せによ
り、１０ＫＨｚ、１０．２ＫＨｚ、９．８ＫＨｚの変調
周波数を選択できる。フリップフロップ回路１２、１３
はデューティ比５０％の矩形波信号を創成し、この矩形
波信号によりレーザーダイオードＬＤが駆動され、変調
されたレーザー光Ｐが水平面内で全方向に出射される。
【００１０】図３は本発明に係わるレーザーレベルの受
光器側の測定処理回路を示すもので、１４は受光回路、
１５は電気信号平均化回路である。受光回路１４は光学
フィルタ１６、１７と受光素子１８、１９とを有する。
光学フィルタ１６、１７は太陽光の直射光、蛍光灯の光
の入射に基づくノイズの低減を図る役割を果たす。この
太陽光の直射光の入射によるノイズは狭帯域の電気的フ
ィルタを用いても除去できないので、レーザーダイオー
ドＬＤの発振波長域のみを透過させ、その他の波長域の
光が受光素子１８、１９に入射するのを防止することに
したのである。なお、この光学フィルタ１６、１７は蛍
光灯の光が外乱光として受光素子１８、１９に入射した
ときに発生するスパイク状のノイズも防止する。すなわ
ち、太陽光によるノイズ成分ＳＮ１は図４（ａ）のよう
な形状を呈し、蛍光灯によるノイズ成分ＳＮ２は図４
（ｃ）のような形状を呈し、ＤＣノイズ成分の原因とな
る。また、蛍光灯によるノイズ成分ＳＮ２には高調波成
分も若干含まれている。太陽光は光学フィルタ１６、１
７により受光素子１８、１９への入射が阻止され、太陽
光に基づくＤＣノイズ成分が低減され、図４（ｂ）に示
すようになる。また、蛍光灯による光も光学フィルタ１
６、１７によって入射が阻止され、図４（ｄ）に示すよ
うにそのＤＣ成分、高調波成分が低減される。受光素子
１８、１９はそのレーザー光Ｐを受光する。そのレーザ
ー光Ｐは電気信号に変換され、その電気信号は図４
（ｅ）に示すように変調信号に相当する周波数を有する
矩形波Ｈとなる。この矩形波Ｈには外乱光によるノイズ
成分Ｎ（矩形波Ｈの波形の歪を含む）が多少残ってい
る。この矩形波Ｈは共振回路２０、２１に導かれる。共
振回路２０、２１はコンデンサＣ１とコイルＬ１との並
列回路からなり、そのＱ値は低く設定されている。この
共振回路２０、２１は共振回路２０、２１によりＤＣ成
分、高調波成分がほとんど除去され、基本波成分の電気
信号が増幅器２２、２３に入力されて増幅される。この
増幅器２２、２３により増幅された電気信号の一例が図
５（ａ）に示されている。この図５（ａ）において、符
号Ｈ１は増幅電気信号である。この増幅電気信号Ｈ１は
電気信号平均化回路１５に入力される。電気信号平均化
回路１５は第１電気信号平均化手段Ｗ１と第２電気信号
平均化手段Ｗ２と平均化タイミング信号発生回路Ｘ１と
平均化禁止回路Ｘ２とを備えている。平均化禁止回路Ｘ
２は、増幅器２４、ダイオード２５、コンデンサＣ２、
抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２、コンパレーター
２６を有する。この増幅電気信号Ｈ１にはダンピング状
のノイズ成分Ｎ´が含まれていることがある。また、太
陽光はその光量が多いためショットノイズがこの増幅電
気信号Ｈ１に含まれていることがある。この増幅電気信
号Ｈ１は増幅器２４、ダイオード２５、コンデンサＣ
２、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２を介してコン
パレーター２６の一入力端子に入力される。コンパレー
ター２６の他入力端子には基準電圧Ｖが抵抗Ｒ３を介し
て入力される。増幅器２４、ダイオード２５、コンデン
サＣ２、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２は、ダン
ピング状のノイズＮ´を検波する機能を有し、図５
（ｂ）に示す波形Ｈ１´が得られる。コンパレーター２
６はその波形Ｈ１´を基準電圧Ｖでスライスして図５
（ｃ）に示す波形Ｋを出力する。この波形Ｋは後述する
マイクロコンピュータＣＰＵと４個のアンド回路Ａ１、
Ａ２、Ａ３、Ａ４の一入力端子にそれぞれ入力される。
この波形Ｋの果たす役割については後述する。
光器側の測定処理回路を示すもので、１４は受光回路、
１５は電気信号平均化回路である。受光回路１４は光学
フィルタ１６、１７と受光素子１８、１９とを有する。
光学フィルタ１６、１７は太陽光の直射光、蛍光灯の光
の入射に基づくノイズの低減を図る役割を果たす。この
太陽光の直射光の入射によるノイズは狭帯域の電気的フ
ィルタを用いても除去できないので、レーザーダイオー
ドＬＤの発振波長域のみを透過させ、その他の波長域の
光が受光素子１８、１９に入射するのを防止することに
したのである。なお、この光学フィルタ１６、１７は蛍
光灯の光が外乱光として受光素子１８、１９に入射した
ときに発生するスパイク状のノイズも防止する。すなわ
ち、太陽光によるノイズ成分ＳＮ１は図４（ａ）のよう
な形状を呈し、蛍光灯によるノイズ成分ＳＮ２は図４
（ｃ）のような形状を呈し、ＤＣノイズ成分の原因とな
る。また、蛍光灯によるノイズ成分ＳＮ２には高調波成
分も若干含まれている。太陽光は光学フィルタ１６、１
７により受光素子１８、１９への入射が阻止され、太陽
光に基づくＤＣノイズ成分が低減され、図４（ｂ）に示
すようになる。また、蛍光灯による光も光学フィルタ１
６、１７によって入射が阻止され、図４（ｄ）に示すよ
うにそのＤＣ成分、高調波成分が低減される。受光素子
１８、１９はそのレーザー光Ｐを受光する。そのレーザ
ー光Ｐは電気信号に変換され、その電気信号は図４
（ｅ）に示すように変調信号に相当する周波数を有する
矩形波Ｈとなる。この矩形波Ｈには外乱光によるノイズ
成分Ｎ（矩形波Ｈの波形の歪を含む）が多少残ってい
る。この矩形波Ｈは共振回路２０、２１に導かれる。共
振回路２０、２１はコンデンサＣ１とコイルＬ１との並
列回路からなり、そのＱ値は低く設定されている。この
共振回路２０、２１は共振回路２０、２１によりＤＣ成
分、高調波成分がほとんど除去され、基本波成分の電気
信号が増幅器２２、２３に入力されて増幅される。この
増幅器２２、２３により増幅された電気信号の一例が図
５（ａ）に示されている。この図５（ａ）において、符
号Ｈ１は増幅電気信号である。この増幅電気信号Ｈ１は
電気信号平均化回路１５に入力される。電気信号平均化
回路１５は第１電気信号平均化手段Ｗ１と第２電気信号
平均化手段Ｗ２と平均化タイミング信号発生回路Ｘ１と
平均化禁止回路Ｘ２とを備えている。平均化禁止回路Ｘ
２は、増幅器２４、ダイオード２５、コンデンサＣ２、
抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２、コンパレーター
２６を有する。この増幅電気信号Ｈ１にはダンピング状
のノイズ成分Ｎ´が含まれていることがある。また、太
陽光はその光量が多いためショットノイズがこの増幅電
気信号Ｈ１に含まれていることがある。この増幅電気信
号Ｈ１は増幅器２４、ダイオード２５、コンデンサＣ
２、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２を介してコン
パレーター２６の一入力端子に入力される。コンパレー
ター２６の他入力端子には基準電圧Ｖが抵抗Ｒ３を介し
て入力される。増幅器２４、ダイオード２５、コンデン
サＣ２、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２は、ダン
ピング状のノイズＮ´を検波する機能を有し、図５
（ｂ）に示す波形Ｈ１´が得られる。コンパレーター２
６はその波形Ｈ１´を基準電圧Ｖでスライスして図５
（ｃ）に示す波形Ｋを出力する。この波形Ｋは後述する
マイクロコンピュータＣＰＵと４個のアンド回路Ａ１、
Ａ２、Ａ３、Ａ４の一入力端子にそれぞれ入力される。
この波形Ｋの果たす役割については後述する。
【００１１】第１電気信号平均化回路Ｗ１はサイン成分
平均化回路Ｓｉ１とコサイン成分平均化回路Ｃｏ１とを
有する。第２電気信号平均化回路Ｗ２はサイン成分平均
化回路Ｓｉ２とコサイン成分平均化回路Ｃｏ２とを有す
る。サイン成分平均化回路Ｓｉ１はアナログスイッチ２
７ａ、２７ｂ、ＲＣフィルター２７ｅ、２７ｆ、バッフ
ァーアンプ２８ａ、２８ｂ、差動増幅器２９ａからな
り、コサイン成分平均化回路Ｃｏ１はアナログスイッチ
２７ｃ、２７ｄ、ＲＣフィルター２７ｆ、２７ｇ、バッ
ファーアンプ２８ｃ、２８ｄ、差動増幅器２９ｂからな
り、サイン成分平均化回路Ｓｉ２はアナログスイッチ３
０ａ、３０ｂ、ＲＣフィルター３０ｅ、３０ｆ、バッフ
ァーアンプ３１ａ、３１ｂ、差動増幅器３２ａからな
り、コサイン成分平均化回路Ｃｏ２はアナログスイッチ
３０ｃ、３０ｄ、ＲＣフィルター３０ｇ、３０ｈ、バッ
ファーアンプ３１ｃ、３１ｄ、差動増幅器３２ｂからな
る。
平均化回路Ｓｉ１とコサイン成分平均化回路Ｃｏ１とを
有する。第２電気信号平均化回路Ｗ２はサイン成分平均
化回路Ｓｉ２とコサイン成分平均化回路Ｃｏ２とを有す
る。サイン成分平均化回路Ｓｉ１はアナログスイッチ２
７ａ、２７ｂ、ＲＣフィルター２７ｅ、２７ｆ、バッフ
ァーアンプ２８ａ、２８ｂ、差動増幅器２９ａからな
り、コサイン成分平均化回路Ｃｏ１はアナログスイッチ
２７ｃ、２７ｄ、ＲＣフィルター２７ｆ、２７ｇ、バッ
ファーアンプ２８ｃ、２８ｄ、差動増幅器２９ｂからな
り、サイン成分平均化回路Ｓｉ２はアナログスイッチ３
０ａ、３０ｂ、ＲＣフィルター３０ｅ、３０ｆ、バッフ
ァーアンプ３１ａ、３１ｂ、差動増幅器３２ａからな
り、コサイン成分平均化回路Ｃｏ２はアナログスイッチ
３０ｃ、３０ｄ、ＲＣフィルター３０ｇ、３０ｈ、バッ
ファーアンプ３１ｃ、３１ｄ、差動増幅器３２ｂからな
る。
【００１２】アナログスイッチ２７ａ、３０ａにはアン
ド回路Ａ１の出力が入力され、アナログスイッチ２７
ｂ、３０ｂにはアンド回路Ａ２の出力が入力され、アナ
ログスイッチ２７ｃ、３０ｃにはアンド回路Ａ３の出力
が入力され、アナログスイッチ２７ｄ、３０ｄにはアン
ド回路Ａ４の出力が入力されている。 アンド回路Ａ１
〜Ａ４は平均化タイミング信号発生回路Ｘ１の一部を構
成している。平均化タイミング信号発生回路Ｘ１はクリ
スタル発振器３４、プログラマブルカウンタ３５、フリ
ップフロップ回路３６、３７、３８を有する。プログラ
マブルカウンタ３５にはスイッチＳＷ３、ＳＷ４が接続
されている。このスイッチＳＷ３、ＳＷ４のオンオフの
組み合せにより送光系の発振器１０に対応させて１０Ｋ
Ｈｚ、１０．２ＫＨｚ、９．８ＫＨｚのサンプリング周
波数を選択できる。プログラマブルカウンタ３５からは
図６の（ａ）に示す矩形波Ｑ１が出力される。この矩形
波Ｑ１はフリップフロップ３６とフリップフロップ３８
の一入力端子とに入力される。フリップフロップ３６は
矩形波Ｑ１の立ち上がり毎にその出力がＬの場合にはＬ
からＨに、その出力がＨの場合にはＨからＬに切り換え
られて、図６の（ｂ）に示す所定幅の矩形波Ｑ２を出力
する。この矩形波Ｑ２はフリップフロップ３７に入力さ
れる。フリップフロップ３７はその矩形波Ｑ２を二倍に
分周する機能を有する。フリッププロップ３７は正の出
力端子３７ａと反転出力端子３７ｂとを有し、フリップ
プロップ回路３７は出力端子３７ａから図６の（ｃ）に
示す矩形波Ｑ３を出力し、出力端子３７ｂからその反転
矩形波Ｑ３´を出力する。矩形波Ｑ３はアンド回路Ａ１
の他入力端子とフリッププロップ３８の他入力端子とに
入力される。矩形波Ｑ３´はアンド回路Ａ２の他入力端
子に入力される。アンド回路Ａ１は増幅器２２から出力
される電気信号を０度の位相で平均化する機能を果た
し、アンド回路Ａ２は増幅器２２から出力される電気信
号を１８０度の位相で平均化する機能を果たす。フリッ
ププロップ３８は正の出力端子３８ａと反転出力端子３
８ｂとを有する。フリップフロップ３８はその一入力端
子への入力がＨのときに矩形波Ｑ１の立ち上がりが他入
力端子に入力されるとＬからＨとなり、その一入力端子
への入力がＬのときに矩形波Ｑ１の立ち上がりが入力さ
れるとＨからＬになる。出力端子３８ａは図６（ｄ）に
示す矩形波Ｑ４を出力し、出力端子３８ｂはその反転矩
形波Ｑ４´を出力する。その矩形波Ｑ４はアンド回路Ａ
３に入力され、アンド回路Ａ３は増幅器２３から出力さ
れる電気信号を９０度の位相で平均化する機能を果た
す。反転矩形波Ｑ４´はアンド回路Ａ４に入力され、ア
ンド回路Ａ４は増幅器２３から出力される電気信号を２
７０度の位相で平均化する機能を果たす。
ド回路Ａ１の出力が入力され、アナログスイッチ２７
ｂ、３０ｂにはアンド回路Ａ２の出力が入力され、アナ
ログスイッチ２７ｃ、３０ｃにはアンド回路Ａ３の出力
が入力され、アナログスイッチ２７ｄ、３０ｄにはアン
ド回路Ａ４の出力が入力されている。 アンド回路Ａ１
〜Ａ４は平均化タイミング信号発生回路Ｘ１の一部を構
成している。平均化タイミング信号発生回路Ｘ１はクリ
スタル発振器３４、プログラマブルカウンタ３５、フリ
ップフロップ回路３６、３７、３８を有する。プログラ
マブルカウンタ３５にはスイッチＳＷ３、ＳＷ４が接続
されている。このスイッチＳＷ３、ＳＷ４のオンオフの
組み合せにより送光系の発振器１０に対応させて１０Ｋ
Ｈｚ、１０．２ＫＨｚ、９．８ＫＨｚのサンプリング周
波数を選択できる。プログラマブルカウンタ３５からは
図６の（ａ）に示す矩形波Ｑ１が出力される。この矩形
波Ｑ１はフリップフロップ３６とフリップフロップ３８
の一入力端子とに入力される。フリップフロップ３６は
矩形波Ｑ１の立ち上がり毎にその出力がＬの場合にはＬ
からＨに、その出力がＨの場合にはＨからＬに切り換え
られて、図６の（ｂ）に示す所定幅の矩形波Ｑ２を出力
する。この矩形波Ｑ２はフリップフロップ３７に入力さ
れる。フリップフロップ３７はその矩形波Ｑ２を二倍に
分周する機能を有する。フリッププロップ３７は正の出
力端子３７ａと反転出力端子３７ｂとを有し、フリップ
プロップ回路３７は出力端子３７ａから図６の（ｃ）に
示す矩形波Ｑ３を出力し、出力端子３７ｂからその反転
矩形波Ｑ３´を出力する。矩形波Ｑ３はアンド回路Ａ１
の他入力端子とフリッププロップ３８の他入力端子とに
入力される。矩形波Ｑ３´はアンド回路Ａ２の他入力端
子に入力される。アンド回路Ａ１は増幅器２２から出力
される電気信号を０度の位相で平均化する機能を果た
し、アンド回路Ａ２は増幅器２２から出力される電気信
号を１８０度の位相で平均化する機能を果たす。フリッ
ププロップ３８は正の出力端子３８ａと反転出力端子３
８ｂとを有する。フリップフロップ３８はその一入力端
子への入力がＨのときに矩形波Ｑ１の立ち上がりが他入
力端子に入力されるとＬからＨとなり、その一入力端子
への入力がＬのときに矩形波Ｑ１の立ち上がりが入力さ
れるとＨからＬになる。出力端子３８ａは図６（ｄ）に
示す矩形波Ｑ４を出力し、出力端子３８ｂはその反転矩
形波Ｑ４´を出力する。その矩形波Ｑ４はアンド回路Ａ
３に入力され、アンド回路Ａ３は増幅器２３から出力さ
れる電気信号を９０度の位相で平均化する機能を果た
す。反転矩形波Ｑ４´はアンド回路Ａ４に入力され、ア
ンド回路Ａ４は増幅器２３から出力される電気信号を２
７０度の位相で平均化する機能を果たす。
【００１３】アナログスイッチ２７ａ〜２７ｄ、３０ａ
〜３０ｄはアンド回路Ａ１〜Ａ４の出力がハイレベルの
間オンされる。アンド回路Ａ１〜Ａ４はその一入力端子
に入力されるコンパレーター２６の出力がハイレベルの
ときに他入力端子の入力がハイレベルとなるとその出力
がハイレベルとなり、コンパレーター２６の出力がロー
レベルのときには他入力端子の入力がハイレベル、ロー
レベルにかかわらず、その出力がローレベルとなる。フ
ィルター２７ｅ〜２７ｈ、３０ｅ〜３０ｈは抵抗３９ａ
〜３９ｄ、４０ａ〜４０ｄとコンデンサ３９ｅ〜３９
h、４０ｅ〜４０ｈとからそれぞれ構成されている。各
コンデンサ３９ｅ〜３９h、４０ｅ〜４０ｈの高圧側に
は各アナログスイッチ２７ａ〜２７ｄ、３０ａ〜３０ｄ
がオンの間、増幅電気信号Ｈ１のうちそのアナログスイ
ッチ２７ａ〜２７ｄ、３０ａ〜３０ｄを通過した電圧部
分の平均電圧Ｖ´が表われる。
〜３０ｄはアンド回路Ａ１〜Ａ４の出力がハイレベルの
間オンされる。アンド回路Ａ１〜Ａ４はその一入力端子
に入力されるコンパレーター２６の出力がハイレベルの
ときに他入力端子の入力がハイレベルとなるとその出力
がハイレベルとなり、コンパレーター２６の出力がロー
レベルのときには他入力端子の入力がハイレベル、ロー
レベルにかかわらず、その出力がローレベルとなる。フ
ィルター２７ｅ〜２７ｈ、３０ｅ〜３０ｈは抵抗３９ａ
〜３９ｄ、４０ａ〜４０ｄとコンデンサ３９ｅ〜３９
h、４０ｅ〜４０ｈとからそれぞれ構成されている。各
コンデンサ３９ｅ〜３９h、４０ｅ〜４０ｈの高圧側に
は各アナログスイッチ２７ａ〜２７ｄ、３０ａ〜３０ｄ
がオンの間、増幅電気信号Ｈ１のうちそのアナログスイ
ッチ２７ａ〜２７ｄ、３０ａ〜３０ｄを通過した電圧部
分の平均電圧Ｖ´が表われる。
【００１４】ここで、発光源制御回路のクリスタル発振
器１０と平均化タイミング信号発生回路Ｘ１のクリスタ
ル発振器３４との間でかつ周波数１０ＫＨｚ（周期１０
０μｓ）のもとで発振周波数の差が５×１０-5Ｈｚであ
るとすると、発振周波数の差に基づく位相のズレは２×
１０4の周期で元の状態に戻ること（１周期のずれを起
こすこと）になる。従って、１００μｓ×１０-6×２×
１０4＝２ｓ（秒）の周期で変化する変動電圧がバッフ
ァーアンプ２８ａ〜２８ｄ、３１ａ〜３１ｄの出力側に
得られる。すなわち、送光側の発振器と受光側の発振器
とにその発振周波数に差はあるがほぼ発振周波数が一致
しているとみなせる程度のものを使用し、送光側の発振
器に基づいて変調されたレーザー光を受光して得られた
電気信号の平均電圧の変動を送光側の発振器と受光側の
発振器との発振周波数の差に基づく位相ズレに伴って検
出することにより、発振周波数よりも周波数の小さい変
動電圧が生成される。図７はこの発振周波数の差に基づ
く位相ズレに伴う変動電圧成分の検出の一例を示すもの
で、電気信号Ｈ２はアナログスイッチ２７ａに入力され
る直前の増幅電気信号Ｈ１の時間的変化を示している。
周波数が１０ＫＨｚのとき、その波形Ｈ２の周期は１０
０μｓである。今、アナログスイッチ２７ａが１００μ
ｓ毎にオンされるものとすると、平均化検出箇所が相対
的に徐々にずれる。符号Ｈ３はそのアナログスイッチ２
７ａのオン期間を示し、その平均電圧の変動（変動電
圧）は符号Ｈ２´で示すものとなる。この変動電圧がバ
ッファーアンプ２８ａ〜２８ｄ、３１ａ〜３１ｄの出力
側に得られるものである。今、２秒の周期のうちの１０
分の１周期の期間を同期のとれた状態であるとみなす
と、０．２Ｓの平均処理時間が許される。この値は、通
常のフィルタ特性のＱ値としては約Ｑ＝２０００の狭帯
域フィルタに相当する。太陽光は、光量が多いため、光
学フィルタ１６、１７により太陽光による外乱光を完全
に除去することはできず、電気信号Ｈ２には太陽光に基
づくショットノイズが含まれているが、この電気信号Ｈ
２を平均化して変動電圧を生成することにより、このシ
ョットノイズを除去できる。
器１０と平均化タイミング信号発生回路Ｘ１のクリスタ
ル発振器３４との間でかつ周波数１０ＫＨｚ（周期１０
０μｓ）のもとで発振周波数の差が５×１０-5Ｈｚであ
るとすると、発振周波数の差に基づく位相のズレは２×
１０4の周期で元の状態に戻ること（１周期のずれを起
こすこと）になる。従って、１００μｓ×１０-6×２×
１０4＝２ｓ（秒）の周期で変化する変動電圧がバッフ
ァーアンプ２８ａ〜２８ｄ、３１ａ〜３１ｄの出力側に
得られる。すなわち、送光側の発振器と受光側の発振器
とにその発振周波数に差はあるがほぼ発振周波数が一致
しているとみなせる程度のものを使用し、送光側の発振
器に基づいて変調されたレーザー光を受光して得られた
電気信号の平均電圧の変動を送光側の発振器と受光側の
発振器との発振周波数の差に基づく位相ズレに伴って検
出することにより、発振周波数よりも周波数の小さい変
動電圧が生成される。図７はこの発振周波数の差に基づ
く位相ズレに伴う変動電圧成分の検出の一例を示すもの
で、電気信号Ｈ２はアナログスイッチ２７ａに入力され
る直前の増幅電気信号Ｈ１の時間的変化を示している。
周波数が１０ＫＨｚのとき、その波形Ｈ２の周期は１０
０μｓである。今、アナログスイッチ２７ａが１００μ
ｓ毎にオンされるものとすると、平均化検出箇所が相対
的に徐々にずれる。符号Ｈ３はそのアナログスイッチ２
７ａのオン期間を示し、その平均電圧の変動（変動電
圧）は符号Ｈ２´で示すものとなる。この変動電圧がバ
ッファーアンプ２８ａ〜２８ｄ、３１ａ〜３１ｄの出力
側に得られるものである。今、２秒の周期のうちの１０
分の１周期の期間を同期のとれた状態であるとみなす
と、０．２Ｓの平均処理時間が許される。この値は、通
常のフィルタ特性のＱ値としては約Ｑ＝２０００の狭帯
域フィルタに相当する。太陽光は、光量が多いため、光
学フィルタ１６、１７により太陽光による外乱光を完全
に除去することはできず、電気信号Ｈ２には太陽光に基
づくショットノイズが含まれているが、この電気信号Ｈ
２を平均化して変動電圧を生成することにより、このシ
ョットノイズを除去できる。
【００１５】図８（イ）に示すように、この変動電圧Ｈ
４の位相を基準にして（０度の位相）、バッファーアン
プ２８ｂの出力側に得られる変動電圧Ｈ５は図８（ロ）
に示すようにこの変動電圧Ｈ４とはその位相が１８０度
異なり、バッファーアンプ２８ｃの出力側に得られる変
動電圧Ｈ６は図８（ハ）に示すように変動電圧Ｈ４とは
位相が９０度異なり、バッファーアンプ２８ｄの出力側
に得られる変動電圧Ｈ７は図８（二）に示すように変動
電圧Ｈ６とはその位相が１８０度異なる。同様にして、
バッファーアンプ３１ａ〜３１ｄから図８（ホ）〜図８
（チ）に示す変動電圧Ｈ８〜Ｈ１１が得られる。変動電
圧Ｈ４、Ｈ５とは差動増幅器２９ａに入力され、変動電
圧Ｈ６、Ｈ７は差動増幅器２９ｂに入力され、変動電圧
Ｈ８、Ｈ９は差動増幅器３２ａに入力され、変動電圧Ｈ
１０、Ｈ１１は差動増幅器３２ｂに入力される。差動増
幅器２９ａは変動電圧Ｈ４と変動電圧Ｈ５とを合成して
元の２倍の振幅のサイン波形ｓｉｎ１（図９（イ）参
照）を創り、差動増幅器２９ｂは変動電圧Ｈ６と変動電
圧Ｈ７とを合成して元の２倍の振幅のｃｏｓ１（図９
（ロ）参照）を創る。同様に、差動増幅器３２ａは変動
電圧Ｈ８と変動電圧Ｈ９とを合成して元の２倍の振幅の
サイン波形ｓｉｎ２（図９（ハ）参照）を創り、差動増
幅器３２ｂは変動電圧Ｈ１０と変動電圧Ｈ１１とを合成
して元の振幅の２倍のコサイン波形ｃｏｓ２（図９
（ニ）参照）を創る。
４の位相を基準にして（０度の位相）、バッファーアン
プ２８ｂの出力側に得られる変動電圧Ｈ５は図８（ロ）
に示すようにこの変動電圧Ｈ４とはその位相が１８０度
異なり、バッファーアンプ２８ｃの出力側に得られる変
動電圧Ｈ６は図８（ハ）に示すように変動電圧Ｈ４とは
位相が９０度異なり、バッファーアンプ２８ｄの出力側
に得られる変動電圧Ｈ７は図８（二）に示すように変動
電圧Ｈ６とはその位相が１８０度異なる。同様にして、
バッファーアンプ３１ａ〜３１ｄから図８（ホ）〜図８
（チ）に示す変動電圧Ｈ８〜Ｈ１１が得られる。変動電
圧Ｈ４、Ｈ５とは差動増幅器２９ａに入力され、変動電
圧Ｈ６、Ｈ７は差動増幅器２９ｂに入力され、変動電圧
Ｈ８、Ｈ９は差動増幅器３２ａに入力され、変動電圧Ｈ
１０、Ｈ１１は差動増幅器３２ｂに入力される。差動増
幅器２９ａは変動電圧Ｈ４と変動電圧Ｈ５とを合成して
元の２倍の振幅のサイン波形ｓｉｎ１（図９（イ）参
照）を創り、差動増幅器２９ｂは変動電圧Ｈ６と変動電
圧Ｈ７とを合成して元の２倍の振幅のｃｏｓ１（図９
（ロ）参照）を創る。同様に、差動増幅器３２ａは変動
電圧Ｈ８と変動電圧Ｈ９とを合成して元の２倍の振幅の
サイン波形ｓｉｎ２（図９（ハ）参照）を創り、差動増
幅器３２ｂは変動電圧Ｈ１０と変動電圧Ｈ１１とを合成
して元の振幅の２倍のコサイン波形ｃｏｓ２（図９
（ニ）参照）を創る。
【００１６】この各出力波形ｓｉｎ１、ｃｏｓ１、ｓｉ
ｎ２、ｃｏｓ２はマルチプレクサ３９を介してＡＧＣ回
路４０に入力される。マルチプレクサ３９はＣＰＵによ
り逐次切り換えられ、ＡＧＣ回路４０はＣＰＵによりコ
ントロールされて、各出力波形ｓｉｎ１、ｃｏｓ１、ｓ
ｉｎ２、ｃｏｓ２の出力調整を行う。ＡＧＣ回路４０を
設けたわけは、受光素子１８、１９が受光する光量は、
レーザーダイオードＬＤから受光素子１８、１９までの
距離によって相当に変化するので、ＡＧＣ回路４０の増
幅度をコントロールすることにより安定した出力を得る
ためである。ＡＧＣ回路４０により出力調整された各出
力波形ｓｉｎ１、ｃｏｓ１、ｓｉｎ２、ｃｏｓ２はＡ／
Ｄ変換回路４１によりＡ／Ｄ変換された後、ＣＰＵに入
力される。
ｎ２、ｃｏｓ２はマルチプレクサ３９を介してＡＧＣ回
路４０に入力される。マルチプレクサ３９はＣＰＵによ
り逐次切り換えられ、ＡＧＣ回路４０はＣＰＵによりコ
ントロールされて、各出力波形ｓｉｎ１、ｃｏｓ１、ｓ
ｉｎ２、ｃｏｓ２の出力調整を行う。ＡＧＣ回路４０を
設けたわけは、受光素子１８、１９が受光する光量は、
レーザーダイオードＬＤから受光素子１８、１９までの
距離によって相当に変化するので、ＡＧＣ回路４０の増
幅度をコントロールすることにより安定した出力を得る
ためである。ＡＧＣ回路４０により出力調整された各出
力波形ｓｉｎ１、ｃｏｓ１、ｓｉｎ２、ｃｏｓ２はＡ／
Ｄ変換回路４１によりＡ／Ｄ変換された後、ＣＰＵに入
力される。
【００１７】ＣＰＵは以下に説明する演算を行って、レ
ーザーレベルの高さ位置を決定する。
ーザーレベルの高さ位置を決定する。
【００１８】今、各差動増幅２９ａ、２９ｂ、３２ａ、
３２ｂから出力される出力波形は、位相変動をφ、振幅
をＭ１、Ｍ２とすると、各波形は下記の式で表わされ
る。
３２ｂから出力される出力波形は、位相変動をφ、振幅
をＭ１、Ｍ２とすると、各波形は下記の式で表わされ
る。
【００１９】ｓｉｎ１＝Ｍ１sinφ ｃｏｓ１＝Ｍ１cosφ ｓｉｎ２＝Ｍ２sinφ ｃｏｓ２＝Ｍ２cosφ 上記式において、各波形の２乗をとり、増幅器２９ａと
増幅器２９ｂとから出力されるサイン成分の２乗とコサ
イン成分の２乗との和を創ると、 （Ｍ１sinφ）2＋（Ｍ１cosφ）2＝Ｍ１2 また、増幅器３２ａと増幅器３２ｂとから出力されるサ
イン成分の２乗とコサイン成分の２乗との和を創ると、 （Ｍ２sinφ）2＋（Ｍ２cosφ）2＝Ｍ２2 すなわち、サイン成分の２乗とコサイン成分の２乗との
和を創ると位相変動に関係しない出力Ｍ１2、Ｍ２2が得
られる。出力Ｍ１2は受光素子１８に基づいて得られた
結果であり、出力Ｍ２2は受光素子１９に基づいて得ら
れた結果であり、レーザーレベルの高さに受光器の高さ
が一致しているときには、受光素子１８により得られる
出力と受光素子１９により得られる出力とは等しいの
で、出力Ｍ１2とＭ２2との差が０であるときにレーザー
レベルの高さ位置を判定してよいことになり、ＣＰＵは
第１電気信号平均化手段のサイン成分の２乗と第１電気
信号平均化手段のコサイン成分の２乗との和が第２電気
信号平均化手段のサイン成分の２乗と第２電気信号平均
化手段のコサイン成分の２乗との和に等しいか否かによ
りレーザーレベルの位置を検出する演算を行う。
増幅器２９ｂとから出力されるサイン成分の２乗とコサ
イン成分の２乗との和を創ると、 （Ｍ１sinφ）2＋（Ｍ１cosφ）2＝Ｍ１2 また、増幅器３２ａと増幅器３２ｂとから出力されるサ
イン成分の２乗とコサイン成分の２乗との和を創ると、 （Ｍ２sinφ）2＋（Ｍ２cosφ）2＝Ｍ２2 すなわち、サイン成分の２乗とコサイン成分の２乗との
和を創ると位相変動に関係しない出力Ｍ１2、Ｍ２2が得
られる。出力Ｍ１2は受光素子１８に基づいて得られた
結果であり、出力Ｍ２2は受光素子１９に基づいて得ら
れた結果であり、レーザーレベルの高さに受光器の高さ
が一致しているときには、受光素子１８により得られる
出力と受光素子１９により得られる出力とは等しいの
で、出力Ｍ１2とＭ２2との差が０であるときにレーザー
レベルの高さ位置を判定してよいことになり、ＣＰＵは
第１電気信号平均化手段のサイン成分の２乗と第１電気
信号平均化手段のコサイン成分の２乗との和が第２電気
信号平均化手段のサイン成分の２乗と第２電気信号平均
化手段のコサイン成分の２乗との和に等しいか否かによ
りレーザーレベルの位置を検出する演算を行う。
【００２０】すなわち、ＣＰＵは、 （Ｍ１sinφ）2＋（Ｍ１cosφ）2＝（Ｍ２sinφ）2＋
（Ｍ２cosφ）2 の演算を行う。
（Ｍ２cosφ）2 の演算を行う。
【００２１】なお、受光素子１８、１９の受光出力がゼ
ロのときにも、上記式は成立するので、誤判定を避ける
ために、（Ｍ１sinφ）2＋（Ｍ１cosφ）2＋（Ｍ２sin
φ）2＋（Ｍ２cosφ）2が「０」であるか否かを検出
し、（Ｍ１sinφ）2＋（Ｍ１cosφ）2＋（Ｍ２sinφ）2
＋（Ｍ２cosφ）2が「０」でないときに、 （Ｍ１sinφ）2＋（Ｍ１cosφ）2＝（Ｍ２sinφ）2＋
（Ｍ２cosφ）2 が成立したとき、ＣＰＵはレーザーレベルの高さ位置が
検出されたと判定する。
ロのときにも、上記式は成立するので、誤判定を避ける
ために、（Ｍ１sinφ）2＋（Ｍ１cosφ）2＋（Ｍ２sin
φ）2＋（Ｍ２cosφ）2が「０」であるか否かを検出
し、（Ｍ１sinφ）2＋（Ｍ１cosφ）2＋（Ｍ２sinφ）2
＋（Ｍ２cosφ）2が「０」でないときに、 （Ｍ１sinφ）2＋（Ｍ１cosφ）2＝（Ｍ２sinφ）2＋
（Ｍ２cosφ）2 が成立したとき、ＣＰＵはレーザーレベルの高さ位置が
検出されたと判定する。
【００２２】また、以下に説明する演算によっても、レ
ーザーレベルの位置を検出できる。
ーザーレベルの位置を検出できる。
【００２３】すなわち、第１電気信号平均化手段のサイ
ン成分ｓｉｎ１と第２電気信号平均化手段のサイン成分
ｓｉｎ２の差の絶対値｛（ｓｉｎ１−ｓｉｎ２）の絶対
値｝と第１振幅平均化手段のコサイン成分ｃｏｓ１と第
２振幅平均化手段のコサイン成分ｃｏｓ２の差の絶対値
｛（ｃｏｓ１−ｃｏｓ２）の絶対値｝との和が略ゼロで
あるか否かによりレーザーレベルの位置を検出すること
もできる。なお、この場合には、受光素子１８、１９か
ら得られる各出力の互いの位相差が「０」であるという
条件が必要であり、かつ、（ｓｉｎ１＋ｓｉｎ２）の絶
対値と（ｃｏｓ１＋ｃｏｓ２）の絶対値との和が「０」
でないときに、レーザーレベルの高さ位置と判定する。
ン成分ｓｉｎ１と第２電気信号平均化手段のサイン成分
ｓｉｎ２の差の絶対値｛（ｓｉｎ１−ｓｉｎ２）の絶対
値｝と第１振幅平均化手段のコサイン成分ｃｏｓ１と第
２振幅平均化手段のコサイン成分ｃｏｓ２の差の絶対値
｛（ｃｏｓ１−ｃｏｓ２）の絶対値｝との和が略ゼロで
あるか否かによりレーザーレベルの位置を検出すること
もできる。なお、この場合には、受光素子１８、１９か
ら得られる各出力の互いの位相差が「０」であるという
条件が必要であり、かつ、（ｓｉｎ１＋ｓｉｎ２）の絶
対値と（ｃｏｓ１＋ｃｏｓ２）の絶対値との和が「０」
でないときに、レーザーレベルの高さ位置と判定する。
【００２４】図１０は本発明に係わるレーザーレベルの
測定処理回路の他の実施例を示すもので、この図１０に
おいて前記実施例と同一構成要素については同一符号を
付してその説明を省略することにし、異なる箇所につい
てのみ説明することにする。
測定処理回路の他の実施例を示すもので、この図１０に
おいて前記実施例と同一構成要素については同一符号を
付してその説明を省略することにし、異なる箇所につい
てのみ説明することにする。
【００２５】増幅器２２から出力される増幅電気信号Ｈ
１は減算回路４２の一入力端子と加算回路４３の一入力
端子４３とに入力される。増幅器２３から出力される増
幅電気信号Ｈ２は減算回路４２の他入力端子と加算回路
４３の他入力端子とに入力される。今、増幅器Ｈ１、Ｈ
２の出力波形を Ｈ１＝Ｍ１sinω１ Ｈ２＝Ｍ２sinω１ とすると、減算回路４２の出力波形は（Ｍ１sinω１−
Ｍ２sinω１）、加算回路の出力波形は（Ｍ１sinω１＋
Ｍ２sinω１）である。アナログスイッチ４４ａ、４５
ａはフリップフロップ３７によりオンされ、アナログス
イッチ４４ｂ、４５ｂはフリップフロップ３８によりオ
ンされ、平均化が行われる。アナログスイッチ４４ａ、
４５ａとアナログスイッチ４４ｂ、４５ｂとは９０度位
相がずれてオンされる。
１は減算回路４２の一入力端子と加算回路４３の一入力
端子４３とに入力される。増幅器２３から出力される増
幅電気信号Ｈ２は減算回路４２の他入力端子と加算回路
４３の他入力端子とに入力される。今、増幅器Ｈ１、Ｈ
２の出力波形を Ｈ１＝Ｍ１sinω１ Ｈ２＝Ｍ２sinω１ とすると、減算回路４２の出力波形は（Ｍ１sinω１−
Ｍ２sinω１）、加算回路の出力波形は（Ｍ１sinω１＋
Ｍ２sinω１）である。アナログスイッチ４４ａ、４５
ａはフリップフロップ３７によりオンされ、アナログス
イッチ４４ｂ、４５ｂはフリップフロップ３８によりオ
ンされ、平均化が行われる。アナログスイッチ４４ａ、
４５ａとアナログスイッチ４４ｂ、４５ｂとは９０度位
相がずれてオンされる。
【００２６】アナログスイッチ４４ａを通過してローパ
スフィルタ４６に入力される出力波形ｊ１は、ｊ１＝
（Ｍ１−Ｍ２）sinω１・sinω２ アナログスイッチ４４ｂを通過してローパスフィルタ４
７に入力される出力波形ｊ２は、（Ｍ１−Ｍ２）sinω
１・cosω２ アナログスイッチ４５ａを通過してローパスフィルタ４
８に入力される出力波形ｊ３は、（Ｍ１＋Ｍ２）sinω
１・sinω２ アナログスイッチ４５ｂを通過してローパスフィルタ４
９に入力される出力波形ｊ４は、（Ｍ１＋Ｍ２）sinω
１・cosω２ である。ここで、ω２はクリスタル発振器１０、３４の
発振周波数の差に基づく位相変動成分である。
スフィルタ４６に入力される出力波形ｊ１は、ｊ１＝
（Ｍ１−Ｍ２）sinω１・sinω２ アナログスイッチ４４ｂを通過してローパスフィルタ４
７に入力される出力波形ｊ２は、（Ｍ１−Ｍ２）sinω
１・cosω２ アナログスイッチ４５ａを通過してローパスフィルタ４
８に入力される出力波形ｊ３は、（Ｍ１＋Ｍ２）sinω
１・sinω２ アナログスイッチ４５ｂを通過してローパスフィルタ４
９に入力される出力波形ｊ４は、（Ｍ１＋Ｍ２）sinω
１・cosω２ である。ここで、ω２はクリスタル発振器１０、３４の
発振周波数の差に基づく位相変動成分である。
【００２７】各出力波形ｊ１〜ｊ４は、三角関数の公式
により下記の式に変形される。
により下記の式に変形される。
【００２８】ｊ１＝（Ｍ１−Ｍ２）｛cos（ω１−ω
２）−cos（ω１＋ω２）｝／２ ｊ２＝（Ｍ１−Ｍ２）｛sin（ω１＋ω２）＋sin（ω１
−ω２）｝／２ ｊ３＝（Ｍ１＋Ｍ２）｛cos（ω１−ω２）｝／２ ｊ４＝（Ｍ１＋Ｍ２）｛sin（ω１−ω２）｝／２ 各出力波形ｊ１〜ｊ４はフィルタ４６〜４９を通過する
とその高周波成分が除去される。従って、バッファーア
ンプ５０〜５３の出力波形ｊ１´〜ｊ４´は、高周波成
分（ω１＋ω２）の項が除去された下記の式で表わされ
るものとなる。
２）−cos（ω１＋ω２）｝／２ ｊ２＝（Ｍ１−Ｍ２）｛sin（ω１＋ω２）＋sin（ω１
−ω２）｝／２ ｊ３＝（Ｍ１＋Ｍ２）｛cos（ω１−ω２）｝／２ ｊ４＝（Ｍ１＋Ｍ２）｛sin（ω１−ω２）｝／２ 各出力波形ｊ１〜ｊ４はフィルタ４６〜４９を通過する
とその高周波成分が除去される。従って、バッファーア
ンプ５０〜５３の出力波形ｊ１´〜ｊ４´は、高周波成
分（ω１＋ω２）の項が除去された下記の式で表わされ
るものとなる。
【００２９】ｊ１´＝（Ｍ１−Ｍ２）cosΔω／２ ｊ２´＝（Ｍ１−Ｍ２）sinΔω／２ ｊ３´＝（Ｍ１＋Ｍ２）cosΔω／２ ｊ４´＝（Ｍ１＋Ｍ２）sinΔω／２ 但し、Δω＝ω１−ω２ この各出力波形はマルチプレクサ３９、ＡＧＣ回路４
０、Ａ／Ｄ変換器４１を介してＣＰＵに入力され、ＣＰ
Ｕは以下の演算を行う。
０、Ａ／Ｄ変換器４１を介してＣＰＵに入力され、ＣＰ
Ｕは以下の演算を行う。
【００３０】まず、（ｊ１´×ｊ３´）＋（ｊ２´×ｊ
４´）の計算を行う。これにより、式（Ｍ１2−Ｍ２2）
／４を得る。また、（ｊ３´）2＋（ｊ４´）2の計算を
行う。これにより、式（Ｍ１2＋Ｍ２2）／４を得る。
４´）の計算を行う。これにより、式（Ｍ１2−Ｍ２2）
／４を得る。また、（ｊ３´）2＋（ｊ４´）2の計算を
行う。これにより、式（Ｍ１2＋Ｍ２2）／４を得る。
【００３１】従って、｛（ｊ１´×ｊ３´）＋（ｊ２´
×ｊ４´）｝／｛ （ｊ３´）2＋（ｊ４´）2｝の計算
を行うと、式（Ｍ１2−Ｍ２2）／（Ｍ１2＋Ｍ２2）を得
る。
×ｊ４´）｝／｛ （ｊ３´）2＋（ｊ４´）2｝の計算
を行うと、式（Ｍ１2−Ｍ２2）／（Ｍ１2＋Ｍ２2）を得
る。
【００３２】式（Ｍ１2−Ｍ２2）／（Ｍ１2＋Ｍ２2）に
基づき演算を行うと、−１〜＋１の間の値が得られる。
基づき演算を行うと、−１〜＋１の間の値が得られる。
【００３３】従って、ＣＰＵは、−１≦（Ｍ１2−Ｍ
２2）／（Ｍ１2＋Ｍ２2）＜０のとき、レーザー光に対
して受光素子１８、１９が上にあると判断する。
２2）／（Ｍ１2＋Ｍ２2）＜０のとき、レーザー光に対
して受光素子１８、１９が上にあると判断する。
【００３４】（Ｍ１2−Ｍ２2）／（Ｍ１2＋Ｍ２2）＝０
のとき、レーザー光に対して受光素子１８、１９が丁度
の高さにあると判断する。
のとき、レーザー光に対して受光素子１８、１９が丁度
の高さにあると判断する。
【００３５】＋１≧（Ｍ１2−Ｍ２2）／（Ｍ１2＋Ｍ
２2）＞０のとき、レーザー光に対して受光素子１８、
１９が下にあると判断する。
２2）＞０のとき、レーザー光に対して受光素子１８、
１９が下にあると判断する。
【００３６】以上の実施例では、電気信号の１／２周期
で平均化を図ることにしたが、これに限るものではな
く、電気信号の１周期で平均化を図る構成とすることも
できる。
で平均化を図ることにしたが、これに限るものではな
く、電気信号の１周期で平均化を図る構成とすることも
できる。
【００３７】
【効果】本発明に係わるレーザーレベルの位置検出方法
及びその位置検出器は、以上説明したように構成したの
で、回路構造を複雑化することなくレーザーレベルの位
置検出精度を高めることができるという効果を奏する。
及びその位置検出器は、以上説明したように構成したの
で、回路構造を複雑化することなくレーザーレベルの位
置検出精度を高めることができるという効果を奏する。
【図１】従来のレーザーレベルの送光側の光学構成構成
を示す側面図である。
を示す側面図である。
【図２】本発明に係わるレーザーレベルの送光側の発光
制御回路図である。
制御回路図である。
【図３】本発明に係わるレーザーレベルの受光側の測定
処理回路図である。
処理回路図である。
【図４】図３の受光回路から出力される電気信号の波形
図である。
図である。
【図５】図３の増幅器２２、２３から出力される電気信
号に含まれているノイズ処理を説明するための波形図で
ある。
号に含まれているノイズ処理を説明するための波形図で
ある。
【図６】図３のサンプリングタイミング信号発生回路の
フリッププロップから出力される矩形波のタイミングチ
ャートである。
フリッププロップから出力される矩形波のタイミングチ
ャートである。
【図７】図３に示すアナログスイッチによる平均電圧の
変動の検出の一例を説明するための波形図である。
変動の検出の一例を説明するための波形図である。
【図８】図３の各バッファーアンプから出力される出力
波形図である。
波形図である。
【図９】図３の各差動増幅器から出力される出力波形図
である。
である。
【図１０】本発明に係わるレーザーレベルの受光側の他
の例を示す測定処理回路図である。
の例を示す測定処理回路図である。
１０…クリスタル発振器 １４…受光回路 １５…電気信号平均化回路 ３４…発振器 Ｐ…レーザー光 Ｘ２…電気信号平均化禁止回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−95419（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−2011（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−71265（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01C 5/00 - 5/06 G01C 15/00 - 15/14
Claims (3)
- 【請求項１】 送光側の発振器と受光側の発振器とにそ
の発振周波数に差はあるがほぼ発振周波数が一致してい
るとみなせる程度のものを使用し、送光側の発振器に基
づいて変調されたレーザー光を受光して得られた電気信
号の平均電圧の変動を送光側の発振器と受光側の発振器
との発振周波数の差に基づく位相ズレに伴って検出する
ことにより、発振周波数よりも周波数の小さい変動電圧
を生成し、この変動電圧に基づいてレーザーレベルの位
置を検出することを特徴とするレーザーレベルの位置検
出方法。 - 【請求項２】 所定の発振周波数で発振する発振器に基
づき変調したレーザー光を放射する送光系と、 前記レーザー光を受光して電気信号に変換する受光検出
系と、 発光側の発振器の発振周波数に対して差はあるがその発
振周波数がほぼ一致しているとみなせる受光側の発振器
を有し、送光側の発振器に基づいて変調されたレーザー
光を受光して得られた電気信号の平均電圧の変動を送光
側の発振器と受光側の発振器との発振周波数の差に基づ
く位相ズレに伴って検出することにより、発振周波数よ
りも周波数の小さい変動電圧を生成する電気信号平均化
手段とを備え、 前記変動電圧に基づいてレーザーレベルの位置を検出す
ることを特徴とするレーザーレベルの位置検出装置。 - 【請求項３】 前記電気信号平均化手段は、前記電気信
号にノイズが含まれている期間内で平均化を禁止する平
均化禁止回路が設けられていることを特徴とする請求項
２に記載のレーザーレベルの位置検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04339105A JP3128365B2 (ja) | 1992-12-18 | 1992-12-18 | レーザーレベルの位置検出方法及びその位置検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04339105A JP3128365B2 (ja) | 1992-12-18 | 1992-12-18 | レーザーレベルの位置検出方法及びその位置検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06186037A JPH06186037A (ja) | 1994-07-08 |
| JP3128365B2 true JP3128365B2 (ja) | 2001-01-29 |
Family
ID=18324313
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04339105A Expired - Fee Related JP3128365B2 (ja) | 1992-12-18 | 1992-12-18 | レーザーレベルの位置検出方法及びその位置検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3128365B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US10393521B2 (en) | 2016-10-13 | 2019-08-27 | Stanley Black & Decker Inc. | Laser line generating device |
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-
1992
- 1992-12-18 JP JP04339105A patent/JP3128365B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| US6232335B1 (en) | 1996-09-18 | 2001-05-15 | Lead Chemical Co., Ltd. | 2,4-Dioxopyrrolidine and 2,4-dioxotetrahydrofan derivatives and medicines containing the same at the active ingredient |
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| US11815353B2 (en) | 2016-10-13 | 2023-11-14 | Stanley Black & Decker Inc. | Laser line generating device |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06186037A (ja) | 1994-07-08 |
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