JP3117465B2 - ２重周波数全地球位置決定システム - Google Patents
２重周波数全地球位置決定システムInfo
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- JP3117465B2 JP3117465B2 JP09514582A JP51458297A JP3117465B2 JP 3117465 B2 JP3117465 B2 JP 3117465B2 JP 09514582 A JP09514582 A JP 09514582A JP 51458297 A JP51458297 A JP 51458297A JP 3117465 B2 JP3117465 B2 JP 3117465B2
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
- G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
- G01S19/13—Receivers
- G01S19/32—Multimode operation in a single same satellite system, e.g. GPS L1/L2
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
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- G01S19/13—Receivers
- G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
- G01S19/29—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system carrier including Doppler, related
Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、一般的に、全地球位置決定システム（GP
S）に関し、更に詳細には、L1周波数帯域とL2周波数帯
域にわたって受信されるGPS距離測定信号を利用して、
受信機の位置を決定するという受信機に関する。
S）に関し、更に詳細には、L1周波数帯域とL2周波数帯
域にわたって受信されるGPS距離測定信号を利用して、
受信機の位置を決定するという受信機に関する。
発明の背景 全地球位置決定システム（GPS）には、幾つかの衛星
が含まれ、これらは各々、L1及びL2周波数帯域にわたっ
て距離測定信号を送信する。距離測定信号は、本明細書
ではそれぞれ、L1信号及びL2信号と呼ぶが、それら信号
は、疑似ランダム２相コードにより変調され、これらは
対応する衛星に固有のものである。GPS受信機が、幾つ
かの衛星から信号を受信し、関連したコードを用いて、
（ｉ）送信されたコードの到着時間の差と、（ii）関連
した搬送波の相対位相を決定する。次に受信機は、周知
の方法でこの情報を用いて、その位置を決定する。
が含まれ、これらは各々、L1及びL2周波数帯域にわたっ
て距離測定信号を送信する。距離測定信号は、本明細書
ではそれぞれ、L1信号及びL2信号と呼ぶが、それら信号
は、疑似ランダム２相コードにより変調され、これらは
対応する衛星に固有のものである。GPS受信機が、幾つ
かの衛星から信号を受信し、関連したコードを用いて、
（ｉ）送信されたコードの到着時間の差と、（ii）関連
した搬送波の相対位相を決定する。次に受信機は、周知
の方法でこの情報を用いて、その位置を決定する。
１つの衛星により生成されるL1信号は、「C/A」コー
ドと、それより高い速度の「Ｐ」コードにより変調され
る。Ｐ−コードは、暗号コードで暗号化され、これは、
軍隊といった政府機密扱いのユーザにしか知られていな
い。信号は更に、データにより変調されるが、このデー
タは、受信機にある種のシステム関連情報を伝えるもの
で、例えば衛星の天体暦（すなわち、位置）、現在時刻
（通常、グリニッジ平均時といった標準時）、及びシス
テム状態情報などがある。
ドと、それより高い速度の「Ｐ」コードにより変調され
る。Ｐ−コードは、暗号コードで暗号化され、これは、
軍隊といった政府機密扱いのユーザにしか知られていな
い。信号は更に、データにより変調されるが、このデー
タは、受信機にある種のシステム関連情報を伝えるもの
で、例えば衛星の天体暦（すなわち、位置）、現在時刻
（通常、グリニッジ平均時といった標準時）、及びシス
テム状態情報などがある。
航法といった用途の場合、これらには、「正確な」位
置、すなわち差分GPS計算用の適宜２つ以上の計器内へ
の位置を決定する必要がなく、その場合、GPS受信機
は、その位置を、少なくとも４つの衛星からのL1信号の
コードと搬送波位相の測定に基づいて決定する。これを
行うために、GPS受信機は、局所発生バージョンの適用
可能なC/A−コードを、受信された信号と整合させる。
次に、受信機内のC/Aコード発生器のクロックと、衛星
内のC/Aコード発生器のクロックとの差分に基づいて、
また搬送波信号発生器の位相測定値に基づいて、受信機
はその位置を計算する。
置、すなわち差分GPS計算用の適宜２つ以上の計器内へ
の位置を決定する必要がなく、その場合、GPS受信機
は、その位置を、少なくとも４つの衛星からのL1信号の
コードと搬送波位相の測定に基づいて決定する。これを
行うために、GPS受信機は、局所発生バージョンの適用
可能なC/A−コードを、受信された信号と整合させる。
次に、受信機内のC/Aコード発生器のクロックと、衛星
内のC/Aコード発生器のクロックとの差分に基づいて、
また搬送波信号発生器の位相測定値に基づいて、受信機
はその位置を計算する。
電離層屈折、これは信号の経路を変えるが、計算に誤
差を導入し、それによって受信機が、その位置を更に高
精度で決定するのを妨害する。更に高精度の位置情報が
必要である場合、探査といった用途では、例えば、GPS
受信機は、L1とL2帯域の両方にわたって送信された信号
を利用する。
差を導入し、それによって受信機が、その位置を更に高
精度で決定するのを妨害する。更に高精度の位置情報が
必要である場合、探査といった用途では、例えば、GPS
受信機は、L1とL2帯域の両方にわたって送信された信号
を利用する。
電離層は、L1とL2信号に異なった影響を与えるが、こ
れは、それら信号の周波数の差のためである。L1とL2信
号の相対位相は送信時に知られているので、L1とL2信号
間の位相差は、受信機で同一のIF周波数に低域変換され
る際に、電離層屈折に帰属可能である。従って、この位
相差を受信機において正確に決定可能であるならば、受
信機は、周知の公式を用いて、電離層が原因である信号
経路の変化を決定することができる。受信機は次に、こ
れらの変化を訂正して、その位置を数センチメートル内
に、又は数ミリメートル内までにも決定することができ
る。受信機がその位置を決定可能である精度が、少なく
とも部分的には、位相情報に基づく。L1又はL2信号の位
相決定の際に生じる問題として、「搬送波−周期の曖昧
性」と言われる問題がある。受信機が搬送波にロックし
てしまうと、受信機は、それが任意の瞬時に受信してい
るのがどの周期であるかを容易には決定できない。とい
うのは、周期が等しいためである。全周期の曖昧性によ
って、受信機が、L1信号単独又はL1とL2信号を利用し
て、その位置を決定できる精度が影響を受けるL1信号単
独に基づく曖昧性を解消するには、受信機は、コート時
間合わせの手段によって、その位置を19センチメートル
である１搬送波周期内で決定する必要がある。これに
は、長ったらしい時間の要する計算と、大気状態に基づ
くものである電離層屈折の推定が必要である。しかし、
L1とL2信号の両方を利用する場合、受信機は、L1−L2の
１周期、すなわち86センチメートルであるビート、周波
数内でその位置を決定すると、搬送波−周期の曖昧性を
解消することができる。これによって、計算量、従って
受信機が曖昧性を解消するのに要する時間が短縮され
る。
れは、それら信号の周波数の差のためである。L1とL2信
号の相対位相は送信時に知られているので、L1とL2信号
間の位相差は、受信機で同一のIF周波数に低域変換され
る際に、電離層屈折に帰属可能である。従って、この位
相差を受信機において正確に決定可能であるならば、受
信機は、周知の公式を用いて、電離層が原因である信号
経路の変化を決定することができる。受信機は次に、こ
れらの変化を訂正して、その位置を数センチメートル内
に、又は数ミリメートル内までにも決定することができ
る。受信機がその位置を決定可能である精度が、少なく
とも部分的には、位相情報に基づく。L1又はL2信号の位
相決定の際に生じる問題として、「搬送波−周期の曖昧
性」と言われる問題がある。受信機が搬送波にロックし
てしまうと、受信機は、それが任意の瞬時に受信してい
るのがどの周期であるかを容易には決定できない。とい
うのは、周期が等しいためである。全周期の曖昧性によ
って、受信機が、L1信号単独又はL1とL2信号を利用し
て、その位置を決定できる精度が影響を受けるL1信号単
独に基づく曖昧性を解消するには、受信機は、コート時
間合わせの手段によって、その位置を19センチメートル
である１搬送波周期内で決定する必要がある。これに
は、長ったらしい時間の要する計算と、大気状態に基づ
くものである電離層屈折の推定が必要である。しかし、
L1とL2信号の両方を利用する場合、受信機は、L1−L2の
１周期、すなわち86センチメートルであるビート、周波
数内でその位置を決定すると、搬送波−周期の曖昧性を
解消することができる。これによって、計算量、従って
受信機が曖昧性を解消するのに要する時間が短縮され
る。
L2信号の利用に伴う１つの問題点として、その内部に
含まれるコードが暗号化されている点がある。従って、
受信機は、L1搬送波を回復するのに用いられるのと同じ
復号化演算、すなわち受信信号の（非暗号化）C/Aコー
ドと、局所発生C/Aコードの整合を用いて、L2搬送波を
回復することができない。その代わりとして、受信機
は、未知の暗号コードをL2 Ｐ−コードから除去する必
要があり、その後、L2搬送波を回復することができる。
含まれるコードが暗号化されている点がある。従って、
受信機は、L1搬送波を回復するのに用いられるのと同じ
復号化演算、すなわち受信信号の（非暗号化）C/Aコー
ドと、局所発生C/Aコードの整合を用いて、L2搬送波を
回復することができない。その代わりとして、受信機
は、未知の暗号コードをL2 Ｐ−コードから除去する必
要があり、その後、L2搬送波を回復することができる。
従来より知られるシステムの場合、受信されたL2信号
は、２相暗号コードを除去するために、二乗されてい
る。これによって、搬送波の２倍の周波数である出力信
号が生成される。その信号の二乗に伴う問題点として、
信号中の雑音成分も二乗され、それにより搬送波の回復
に悪影響を与える点がある。更に、それによって、２相
Ｐ−コードの追跡が妨害される。というのは、このコー
ドも二乗により除去されるためである。その結果、L1信
号とL2信号間の位相差の決定精度が低くなり、従って、
位置決定精度が低くなる。
は、２相暗号コードを除去するために、二乗されてい
る。これによって、搬送波の２倍の周波数である出力信
号が生成される。その信号の二乗に伴う問題点として、
信号中の雑音成分も二乗され、それにより搬送波の回復
に悪影響を与える点がある。更に、それによって、２相
Ｐ−コードの追跡が妨害される。というのは、このコー
ドも二乗により除去されるためである。その結果、L1信
号とL2信号間の位相差の決定精度が低くなり、従って、
位置決定精度が低くなる。
別のシステムでは、まず、L2信号と局所発生バージョ
ンのＰ−コードとの相関をとり、次に、その結果を二乗
することにより、雑音の影響を低減する試みが行われ
た。これにより、雑音の悪影響は幾分減るものの、十分
には緩和されない。
ンのＰ−コードとの相関をとり、次に、その結果を二乗
することにより、雑音の影響を低減する試みが行われ
た。これにより、雑音の悪影響は幾分減るものの、十分
には緩和されない。
発明の摘要 本発明は、L1とL2搬送波、及び対応するC/A及びＰ−
コード測定値を回復する受信機であり、その回復は、
（ｉ）L1搬送波位相角の追跡エラーを推定して、L1搬送
波位相角の推定値を生成する発振器を調整し、（ii）L1
遅延ロック・ループ（DLL）を用いて、局所発生C/Aコー
ドとL1信号との同期をとり、局所発生C/Aコードに基づ
き、同期化バージョンのＰ−コードを生成するL1 Ｐ−
コード発生器を制御し、（iii）L1 Ｐ−コード発生器
が発生したＰ−コードの位相に基づき、L2 Ｐ−コード
発生器を初期化し、（iv）L2信号に関して、雑音を補償
すべく調整される信号電力の推定値を決定し、（ｖ）受
信信号と推定した信号電力に基づき、L2搬送波位相角の
追跡エラーを決定して、L2搬送波位相角の推定値を生成
する発振器を調整し、（vi）L2 DLLでL2 Ｐ−コード
を追跡し、それにより、信号電力の推定値が最大化され
るまで、L2 Ｐ−コード発生器を調整することにより行
われる。
コード測定値を回復する受信機であり、その回復は、
（ｉ）L1搬送波位相角の追跡エラーを推定して、L1搬送
波位相角の推定値を生成する発振器を調整し、（ii）L1
遅延ロック・ループ（DLL）を用いて、局所発生C/Aコー
ドとL1信号との同期をとり、局所発生C/Aコードに基づ
き、同期化バージョンのＰ−コードを生成するL1 Ｐ−
コード発生器を制御し、（iii）L1 Ｐ−コード発生器
が発生したＰ−コードの位相に基づき、L2 Ｐ−コード
発生器を初期化し、（iv）L2信号に関して、雑音を補償
すべく調整される信号電力の推定値を決定し、（ｖ）受
信信号と推定した信号電力に基づき、L2搬送波位相角の
追跡エラーを決定して、L2搬送波位相角の推定値を生成
する発振器を調整し、（vi）L2 DLLでL2 Ｐ−コード
を追跡し、それにより、信号電力の推定値が最大化され
るまで、L2 Ｐ−コード発生器を調整することにより行
われる。
もっと具体的には、L1信号を復号するために、受信機
は、信号をベースバンドの同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）
成分とに分割する。これらの成分は、局所発生C/Aコー
ドと相関がとられ、すなわち局所発生C/Aコードにより
乗算される。その結果相関がとられたＩとＱ信号は、次
に、L1搬送波位相角の追跡エラーをアークタンジェント
（Q/I）として推定するのに利用される。この推定エラ
ーに基づき、受信機は、数値制御発振器（NCO）を調整
し、これにより、推定したL1搬送波位相角が生成され、
これを用いて、到来するL1信号が、ＩとＱ成分に分割さ
れる。受信機は、慣用的なDLLを用いて、受信信号中のC
/Aコードを追跡するが、この追跡は、そのC/Aコードを
調整して、結果得られる相関をとったＩとＱ信号の値を
最大にすることにより行われる。
は、信号をベースバンドの同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）
成分とに分割する。これらの成分は、局所発生C/Aコー
ドと相関がとられ、すなわち局所発生C/Aコードにより
乗算される。その結果相関がとられたＩとＱ信号は、次
に、L1搬送波位相角の追跡エラーをアークタンジェント
（Q/I）として推定するのに利用される。この推定エラ
ーに基づき、受信機は、数値制御発振器（NCO）を調整
し、これにより、推定したL1搬送波位相角が生成され、
これを用いて、到来するL1信号が、ＩとＱ成分に分割さ
れる。受信機は、慣用的なDLLを用いて、受信信号中のC
/Aコードを追跡するが、この追跡は、そのC/Aコードを
調整して、結果得られる相関をとったＩとＱ信号の値を
最大にすることにより行われる。
L1 Ｐ−コード発生器は、送信機での２つのコード間
の既知の位相関係に基づき、L1 C/Aコード発生器に位
相ロックされる。L1 Ｐ−コードとL2 Ｐ−コードの相
対位相も、送信機において固定されるので、L1 Ｐ−コ
ードを用いて、L2 Ｐ−コード発生器が初期化される。
次に、L2 Ｐ−コード発生器は、電離層屈折の影響を除
いて、L2信号と同期状態にあるＰ−コードを生成する。
以下で説明するが、受信機は、L2搬送波位相の推定と、
信号電力の決定に基づき、局所発生Ｐ−コードをL2信号
と整合させる。
の既知の位相関係に基づき、L1 C/Aコード発生器に位
相ロックされる。L1 Ｐ−コードとL2 Ｐ−コードの相
対位相も、送信機において固定されるので、L1 Ｐ−コ
ードを用いて、L2 Ｐ−コード発生器が初期化される。
次に、L2 Ｐ−コード発生器は、電離層屈折の影響を除
いて、L2信号と同期状態にあるＰ−コードを生成する。
以下で説明するが、受信機は、L2搬送波位相の推定と、
信号電力の決定に基づき、局所発生Ｐ−コードをL2信号
と整合させる。
L2信号を復号するために、受信機は、これらの信号を
同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分とに分割する。これら
成分の各々は、２つの経路に沿って同時に送られる。第
１の経路において、それらの成分は、局所発生バージョ
ンのＰ−コードにより乗算される。第２の経路におい
て、それらの成分は、遅延、又は非相関バージョンのＰ
−コードにより乗算される。これにより、どんな干渉も
拡散される。第１の経路により、相関がとられた結果と
しての信号ISIGとQSIGが生成され、第２の経路により、
相関がとられていない結果としての信号INOISEとENOISE
が生成される。
同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分とに分割する。これら
成分の各々は、２つの経路に沿って同時に送られる。第
１の経路において、それらの成分は、局所発生バージョ
ンのＰ−コードにより乗算される。第２の経路におい
て、それらの成分は、遅延、又は非相関バージョンのＰ
−コードにより乗算される。これにより、どんな干渉も
拡散される。第１の経路により、相関がとられた結果と
しての信号ISIGとQSIGが生成され、第２の経路により、
相関がとられていない結果としての信号INOISEとENOISE
が生成される。
受信機は、L2搬送波の位相の追跡時にそのエラーを推
定するが、これは位相弁別器の出力に基づき、この出力
には、積QSIG＊sign ISIGが含まれ、ここで、「sign I
SIG」は成分ISIGの符号であり、「＊」は乗算を表す。
コードが整合されて、搬送波が受信信号に位相ロックさ
れると、ISIG信号は、未知の暗号コードの推定値とな
る。従って、乗算により、未知の暗号コードの推定値
が、エラー計算から除外される。
定するが、これは位相弁別器の出力に基づき、この出力
には、積QSIG＊sign ISIGが含まれ、ここで、「sign I
SIG」は成分ISIGの符号であり、「＊」は乗算を表す。
コードが整合されて、搬送波が受信信号に位相ロックさ
れると、ISIG信号は、未知の暗号コードの推定値とな
る。従って、乗算により、未知の暗号コードの推定値
が、エラー計算から除外される。
しかし、その積は、信号電力と搬送波位相角の両方に
依存する。従って、積は、位相角エラーが決定可能なよ
うに、正規化を行って信号電力への依存性を排除する必
要がある。これを行うために、正規化係数STが、位相エ
ラー推定値の計算内に含められる。この正規化係数は、
全信号電力STOTALの推定値に基づくものであり、搬送波
位相角とは無関係である。
依存する。従って、積は、位相角エラーが決定可能なよ
うに、正規化を行って信号電力への依存性を排除する必
要がある。これを行うために、正規化係数STが、位相エ
ラー推定値の計算内に含められる。この正規化係数は、
全信号電力STOTALの推定値に基づくものであり、搬送波
位相角とは無関係である。
受信機は、STOTALをST＝SI＋SQとして推定し、ここ
で、SI及びSQは、それぞれ、Ｉ成分及びＱ成分と関連し
た信号電力値である。これらの値は、以下の式により決
定される。
で、SI及びSQは、それぞれ、Ｉ成分及びＱ成分と関連し
た信号電力値である。これらの値は、以下の式により決
定される。
SI＝ABS（ISIG）−ABS（INOISE） SQ＝ABS（QSIG）−ABS（QNOISE） ［１］ ここで、「ABS」は絶対値を表す。以下で更に詳細に
説明するが、雑音成分はバイアスを削除し、それによ
り、ABS（ISIG）とABS（QSIG）が、全信号電力にあまり
依存しなくなり、従って正規化係数としては不適切にな
る傾向がある。また以下で更に詳細に説明するが、受信
機は、L2搬送波位相角の追跡エラーを生成するが、それ
は以下の公式による。
説明するが、雑音成分はバイアスを削除し、それによ
り、ABS（ISIG）とABS（QSIG）が、全信号電力にあまり
依存しなくなり、従って正規化係数としては不適切にな
る傾向がある。また以下で更に詳細に説明するが、受信
機は、L2搬送波位相角の追跡エラーを生成するが、それ
は以下の公式による。
ここで、 K1及びK2は、定数であり、これらが含められるのは、
それぞれ、信号が存在しない場合に、全ての位相角が等
しい公算が高いことを保証するため、及びアークタンジ
ェント関数の傾斜を最小化して、それがゼロの位相角で
１の傾斜を有するようにするためである。このエラー推
定値は、真の位相エラーを近似するが、それを用いて、
推定されたL2搬送波位相角を生成する発振器が調整され
る。受信機は、L2 Ｐ−コード発生器を調整することに
より、L2 Ｐ−コードを追跡して、STを最小化する。
それぞれ、信号が存在しない場合に、全ての位相角が等
しい公算が高いことを保証するため、及びアークタンジ
ェント関数の傾斜を最小化して、それがゼロの位相角で
１の傾斜を有するようにするためである。このエラー推
定値は、真の位相エラーを近似するが、それを用いて、
推定されたL2搬送波位相角を生成する発振器が調整され
る。受信機は、L2 Ｐ−コード発生器を調整することに
より、L2 Ｐ−コードを追跡して、STを最小化する。
システムが、L2搬送波にロックされた場合、公式２の
STがSIで置き換えられる。というのは、SIは、雑音成分
INOISEとQNOISEをISIGとQSIGから減算することによって
は削除されない雑音の半分しか含まない、信号電力の
「より静粛な」推定値であるためである。
STがSIで置き換えられる。というのは、SIは、雑音成分
INOISEとQNOISEをISIGとQSIGから減算することによって
は削除されない雑音の半分しか含まない、信号電力の
「より静粛な」推定値であるためである。
搬送波位相角の追跡エラーが最小化されると、受信機
は、1/2周期の曖昧性を解消し、これらは、アークタン
ジェントを用いて、位相エラーを決定することに関連す
る。L1信号に関して、受信機は、受信データ内の特定ビ
ットが、所定の値を有するか否かを判定する。そのビッ
トが反転されている場合、受信機は、1/2周期エラーで
追跡していると判定する。次に、受信機は、推定された
L1搬送波を生成する発振器を1/2周期だけ調整する。L2
信号に関する曖昧性を解消するために、受信機は、L2
Ｐ−コードの復調されたビットを、暗号化されているL1
Ｐ−コードの対応する復調されたビットと比較する。
その２つのコードは、同一の暗号コードで暗号化されて
いるので、この比較によって曖昧性を解消することがで
きる。従って、L2コードの大部分のビットは、L1コード
のそれらビットと逆である場合、受信機は、1/2周期エ
ラーでL2搬送波を追跡していると判定する。次に受信機
は、推定されたL2搬送波を生成する発振器を適切に調整
する。
は、1/2周期の曖昧性を解消し、これらは、アークタン
ジェントを用いて、位相エラーを決定することに関連す
る。L1信号に関して、受信機は、受信データ内の特定ビ
ットが、所定の値を有するか否かを判定する。そのビッ
トが反転されている場合、受信機は、1/2周期エラーで
追跡していると判定する。次に、受信機は、推定された
L1搬送波を生成する発振器を1/2周期だけ調整する。L2
信号に関する曖昧性を解消するために、受信機は、L2
Ｐ−コードの復調されたビットを、暗号化されているL1
Ｐ−コードの対応する復調されたビットと比較する。
その２つのコードは、同一の暗号コードで暗号化されて
いるので、この比較によって曖昧性を解消することがで
きる。従って、L2コードの大部分のビットは、L1コード
のそれらビットと逆である場合、受信機は、1/2周期エ
ラーでL2搬送波を追跡していると判定する。次に受信機
は、推定されたL2搬送波を生成する発振器を適切に調整
する。
受信機は、L1とL2搬送波の相対位相を、それに関連し
た発振器から判定し、またＰ−コードの到着時間測定値
を、それに関連した局所コード発生器から判定する。次
に受信機は、慣用的な仕方で、位相情報及びコード測定
値を利用して、（ｉ）全搬送波周期の曖昧性を解消し、
（ii）電離層屈折を補正して、（iii）その位置を決定
する。
た発振器から判定し、またＰ−コードの到着時間測定値
を、それに関連した局所コード発生器から判定する。次
に受信機は、慣用的な仕方で、位相情報及びコード測定
値を利用して、（ｉ）全搬送波周期の曖昧性を解消し、
（ii）電離層屈折を補正して、（iii）その位置を決定
する。
図面の簡単な説明 本発明の上記及び更なる利点は、添付図面と関連して
以下の説明を参照することにより理解されるであろう。
添付図面において、 図１は、本発明に従って構成されるGPS受信機の機能
ブロック図である。
以下の説明を参照することにより理解されるであろう。
添付図面において、 図１は、本発明に従って構成されるGPS受信機の機能
ブロック図である。
図２は、図１の受信機に含まれる位相回転器の機能ブ
ロック図である。
ロック図である。
図３は、図１の受信機によるL2 Ｐ−コードの追跡時
の1/2周期の曖昧性を解消するためのシステムの機能ブ
ロック図である。
の1/2周期の曖昧性を解消するためのシステムの機能ブ
ロック図である。
例示的な実施例の詳細な説明 図１は、アンテナ２を介してGPS衛星（不図示）から
の信号を受信する、GPS受信機１を示す。受信信号は、
増幅器４により増幅されて、分割器６により、L1信号と
L2信号とに分割される。分割器６は、L1信号を低域変換
器10へと、またL2信号を低域変換器40へと送る。
の信号を受信する、GPS受信機１を示す。受信信号は、
増幅器４により増幅されて、分割器６により、L1信号と
L2信号とに分割される。分割器６は、L1信号を低域変換
器10へと、またL2信号を低域変換器40へと送る。
L1低域変換器10は、受信L1信号を、L1周波数からアナ
ログ／デジタル変換器12と互換性のある周波数に変換す
る。アナログ／デジタル変換器12は、低域変換された信
号を、ナイキスト定理を満足する速度でサンプリングし
て、関連したデジタル信号を生成し、それは、デジタル
バス13に沿って位相回転器14へと送られる。位相回転器
14は、数値制御発振器（NCO）16から、L1搬送波位相角
φL1の推定値を受信する。この推定値に基づき、位相回
転器は、ベースバンド同相（Ｉ）、及び直交（Ｑ）信号
成分を生成する。
ログ／デジタル変換器12と互換性のある周波数に変換す
る。アナログ／デジタル変換器12は、低域変換された信
号を、ナイキスト定理を満足する速度でサンプリングし
て、関連したデジタル信号を生成し、それは、デジタル
バス13に沿って位相回転器14へと送られる。位相回転器
14は、数値制御発振器（NCO）16から、L1搬送波位相角
φL1の推定値を受信する。この推定値に基づき、位相回
転器は、ベースバンド同相（Ｉ）、及び直交（Ｑ）信号
成分を生成する。
もっと具体的には、図２に示すように、位相回転器14
は、位相角推定値φL1から、２つの値、すなわち計算器
103及び104でcos（φL1）及びsin（φL1）を生成する。
乗算器105及び106が、これらの値をデジタル信号サンプ
ルにより乗算し、位相角だけ、また互いに対して90゜実
効的に回転して、Ｉ及びＱサンプルを生成する。
は、位相角推定値φL1から、２つの値、すなわち計算器
103及び104でcos（φL1）及びsin（φL1）を生成する。
乗算器105及び106が、これらの値をデジタル信号サンプ
ルにより乗算し、位相角だけ、また互いに対して90゜実
効的に回転して、Ｉ及びＱサンプルを生成する。
再度図１を参照すると、Ｉ及びＱ信号成分は、相関器
20に加えられ、これにより、信号は、C/A−コード発生
器18が生成した局所発生C/A−コードにより別個に乗算
される。結果得られるICORR及びQCORR信号は、フィルタ
22及び23により別個に低域通過フィルタリングされて、
ILPFQLPF信号が生成される。結果得られる信号は、慣用
的なDLL内のマイクロプロセッサ24、その一部はソフト
ウェアで動作するが、それにより用いられて、C/Aコー
ド発生器18用の調整信号が生成される。信号は又、マイ
クロプロセッサ24により用いられて、 ERRL1＝arctan（QLPF/ILPF） を計算することにより、搬送波位相角の追跡エラーERR
L1の推定値が決定される。このエラー推定値は、次に、
NCO16を調整するのに用いられて、位相角の追跡エラー
が低減される。当業者には周知のところであるが、位相
角エラー推定値を、L1 DLL内で慣用的な仕方で用い
て、搬送波支援の追跡を得ることもできる。
20に加えられ、これにより、信号は、C/A−コード発生
器18が生成した局所発生C/A−コードにより別個に乗算
される。結果得られるICORR及びQCORR信号は、フィルタ
22及び23により別個に低域通過フィルタリングされて、
ILPFQLPF信号が生成される。結果得られる信号は、慣用
的なDLL内のマイクロプロセッサ24、その一部はソフト
ウェアで動作するが、それにより用いられて、C/Aコー
ド発生器18用の調整信号が生成される。信号は又、マイ
クロプロセッサ24により用いられて、 ERRL1＝arctan（QLPF/ILPF） を計算することにより、搬送波位相角の追跡エラーERR
L1の推定値が決定される。このエラー推定値は、次に、
NCO16を調整するのに用いられて、位相角の追跡エラー
が低減される。当業者には周知のところであるが、位相
角エラー推定値を、L1 DLL内で慣用的な仕方で用い
て、搬送波支援の追跡を得ることもできる。
衛星でのL1信号を生成するために、搬送波が、90゜だ
け位相がずれたC/A−コードとＰ−コードにより変調さ
れる。従って、ベースバンドＩ成分には、C/A−コード
の成分が含まれ、Ｐ−コード成分は本質的に含まれな
い。反対に、ベースバンドＱ成分には、Ｐ−コードの成
分が含まれ、C/A−コード成分は本質的に含まれない。
このようにして、C/A−コードが相関器20により辞去さ
れた後、結果得られるICORR信号は、送信される、シス
テム関連のデータのみにより変調されており、マイクロ
プロセッサ24は、ILPF信号の符号に基づき、このデータ
を抽出する。
け位相がずれたC/A−コードとＰ−コードにより変調さ
れる。従って、ベースバンドＩ成分には、C/A−コード
の成分が含まれ、Ｐ−コード成分は本質的に含まれな
い。反対に、ベースバンドＱ成分には、Ｐ−コードの成
分が含まれ、C/A−コード成分は本質的に含まれない。
このようにして、C/A−コードが相関器20により辞去さ
れた後、結果得られるICORR信号は、送信される、シス
テム関連のデータのみにより変調されており、マイクロ
プロセッサ24は、ILPF信号の符号に基づき、このデータ
を抽出する。
アークタンジェントを用いて、位相追跡角エラーERR
L1を計算すると、結果として、C/Aコードを追跡する際
の1/2周期の曖昧性が生じる。これが意味するのは、NCO
16が、1/2周期エラーで搬送波を追跡している、という
ことである。マイクロプロセッサ24は、送信データのビ
ットを調べて、特定のビットがそれらの期待値を有する
か否かを判定することにより、曖昧性を解消する。これ
らのビットが反転されている場合、システムは、1/2周
期エラーで追跡を行っている。このエラーは、NCO16を
適切に調整することにより訂正される。
L1を計算すると、結果として、C/Aコードを追跡する際
の1/2周期の曖昧性が生じる。これが意味するのは、NCO
16が、1/2周期エラーで搬送波を追跡している、という
ことである。マイクロプロセッサ24は、送信データのビ
ットを調べて、特定のビットがそれらの期待値を有する
か否かを判定することにより、曖昧性を解消する。これ
らのビットが反転されている場合、システムは、1/2周
期エラーで追跡を行っている。このエラーは、NCO16を
適切に調整することにより訂正される。
マイクロプロセッサ24は、C/A−コード発生器18を調
整することにより、C/A−コードを追跡し続けて、ILPF
及びQLPF信号の値を最大にする。
整することにより、C/A−コードを追跡し続けて、ILPF
及びQLPF信号の値を最大にする。
受信機１が、C/Aコードを追跡しようとすると、マイ
クロプロセッサ24は、データに含まれるタイミング情報
に基づき、L1 Ｐ−コード発生器26を初期化する。L1帯
域内のC/A−コードとＰ−コード間の既知の位相関係を
用いて、マイクロプロセッサ24は、L1 Ｐ−コード発生
器26をL1 C/A−コード発生器18に位相ロックさせ、L1
Ｐ−コード発生器26を更に調整する必要はない。
クロプロセッサ24は、データに含まれるタイミング情報
に基づき、L1 Ｐ−コード発生器26を初期化する。L1帯
域内のC/A−コードとＰ−コード間の既知の位相関係を
用いて、マイクロプロセッサ24は、L1 Ｐ−コード発生
器26をL1 C/A−コード発生器18に位相ロックさせ、L1
Ｐ−コード発生器26を更に調整する必要はない。
マイクロプロセッサ24は、次に、局所発生L1 Ｐ−コ
ードの位相に基づき、L2 Ｐ−コード発生器48を初期化
する。２つのコードの相対位相は、送信側で固定である
ので、L2 Ｐ−コード発生器48は、電離層屈折の影響は
別として、L2信号と同期状態にあるＰ−コードを生成す
る。局所発生Ｐ−コードをL2信号と整合させるために、
マイクロプロセッサは、L2搬送波位相角と全信号電力を
判定し、以下で説明するが、L2 Ｐ−コード発生器を調
整して、信号電力を最大にする。
ードの位相に基づき、L2 Ｐ−コード発生器48を初期化
する。２つのコードの相対位相は、送信側で固定である
ので、L2 Ｐ−コード発生器48は、電離層屈折の影響は
別として、L2信号と同期状態にあるＰ−コードを生成す
る。局所発生Ｐ−コードをL2信号と整合させるために、
マイクロプロセッサは、L2搬送波位相角と全信号電力を
判定し、以下で説明するが、L2 Ｐ−コード発生器を調
整して、信号電力を最大にする。
尚も図１を参照すると、L2低域変換器40は、受信L2信
号を、L2周波数からアナログ／デジタル変換器42と互換
性のある周波数に変換する。アナログ／デジタル変換器
42は、低域変換された信号を、ナイキスト定理を満足す
る速度でサンプリングして、関連したデジタル信号を生
成し、これは、デジタルバス43に沿って、位相回転器44
へと送られる。位相回転器44は又、NCO46からL2搬送波
位相角の推定値を受信して、ベースバンドＩ及びＱ信号
成分を生成する。位相回転器44は、図２を参照して説明
した位相回転器14と同じようにして動作する。
号を、L2周波数からアナログ／デジタル変換器42と互換
性のある周波数に変換する。アナログ／デジタル変換器
42は、低域変換された信号を、ナイキスト定理を満足す
る速度でサンプリングして、関連したデジタル信号を生
成し、これは、デジタルバス43に沿って、位相回転器44
へと送られる。位相回転器44は又、NCO46からL2搬送波
位相角の推定値を受信して、ベースバンドＩ及びＱ信号
成分を生成する。位相回転器44は、図２を参照して説明
した位相回転器14と同じようにして動作する。
Ｉ及びＱ信号成分は各々、２つの経路47a−ｂ及び48a
−ｂに沿って、それぞれ、相関器50、52（Ｉ成分）、及
び相関器54、56（Ｑ成分）へと送られる。それぞれ、相
関器52及び54に送られるＩ及びＱ成分は、L2 Ｐ−コー
ド発生器48により生成された、相関バージョンの局所発
生Ｐ−コードにより乗算される。これによって、受信信
号のＰ−コード成分が除去されて、未知の暗号コードで
のみ変調されている。ISIG及びQSIG信号が生成される。
このISIG及びQSIG信号は、推定した暗号コードのビット
レートに適切な帯域幅へと、可変低域通過フィルタ60及
び62により、低域通過フィルタリングされる。これによ
り、以下で説明するが、位相角の追跡エラーERRL2を推
定するのに用いられる、ISIG(LPF)及びQSIG(LPF)が生成
される。
−ｂに沿って、それぞれ、相関器50、52（Ｉ成分）、及
び相関器54、56（Ｑ成分）へと送られる。それぞれ、相
関器52及び54に送られるＩ及びＱ成分は、L2 Ｐ−コー
ド発生器48により生成された、相関バージョンの局所発
生Ｐ−コードにより乗算される。これによって、受信信
号のＰ−コード成分が除去されて、未知の暗号コードで
のみ変調されている。ISIG及びQSIG信号が生成される。
このISIG及びQSIG信号は、推定した暗号コードのビット
レートに適切な帯域幅へと、可変低域通過フィルタ60及
び62により、低域通過フィルタリングされる。これによ
り、以下で説明するが、位相角の追跡エラーERRL2を推
定するのに用いられる、ISIG(LPF)及びQSIG(LPF)が生成
される。
相関器50及び56に送られるＩ及びＱ信号成分は、非相
関バージョンのＰ−コードにより乗算される。これによ
って、受信信号中に存在するどんな干渉信号も拡散され
る。非相関バージョンのＰ−コードを生成するために、
遅延65が、Ｐ−コード発生器48が生成したコードを、２
コードチップより多く遅延さる。遅延の長さの選択は、
受信機の正常動作状態の下で、受信信号と遅延バージョ
ンの信号との間に期待される相関が存在しないように行
われる。結果得られる非相関信号INOISE及びQNOISEは、
可変低域通過フィルタ58及び64によりフィルタリングさ
れて、推定した暗号コードのビットレートに適した帯域
幅となる。その結果INOISE(LPF)及びQNOISE(LPF)は、次
に、ISIG及びQSIG信号と関連して用いられて、位相弁別
器出力が決定され、これは、L2搬送波位相角の追跡エラ
ーERRL2を近似する。
関バージョンのＰ−コードにより乗算される。これによ
って、受信信号中に存在するどんな干渉信号も拡散され
る。非相関バージョンのＰ−コードを生成するために、
遅延65が、Ｐ−コード発生器48が生成したコードを、２
コードチップより多く遅延さる。遅延の長さの選択は、
受信機の正常動作状態の下で、受信信号と遅延バージョ
ンの信号との間に期待される相関が存在しないように行
われる。結果得られる非相関信号INOISE及びQNOISEは、
可変低域通過フィルタ58及び64によりフィルタリングさ
れて、推定した暗号コードのビットレートに適した帯域
幅となる。その結果INOISE(LPF)及びQNOISE(LPF)は、次
に、ISIG及びQSIG信号と関連して用いられて、位相弁別
器出力が決定され、これは、L2搬送波位相角の追跡エラ
ーERRL2を近似する。
具体的には、乗算器82が、QSIG(LPF)をISIGの符号だ
け乗算して、暗号コードの推定値を除去する。その結果
が低域通過フィルタ84により低域通過フィルタリングさ
れて、（QSIG(LPF)＊sign ISIG）LPFが生成される。こ
の積は、信号電力と推定した位相角の両方に比例する。
従って、この積を用いて、搬送波位相角の追跡エラーを
推定できるまえに、その積は、信号電力と無関係にする
必要がある。従って、その数量が、信号電力に比例する
正規化信号により除算される。
け乗算して、暗号コードの推定値を除去する。その結果
が低域通過フィルタ84により低域通過フィルタリングさ
れて、（QSIG(LPF)＊sign ISIG）LPFが生成される。こ
の積は、信号電力と推定した位相角の両方に比例する。
従って、この積を用いて、搬送波位相角の追跡エラーを
推定できるまえに、その積は、信号電力と無関係にする
必要がある。従って、その数量が、信号電力に比例する
正規化信号により除算される。
正規化信号STは、全信号電力STOTALの推定値である。
推定したSTは、同相経路における信号電力S1と、直交経
路における信号電力SQとの和であり、これらは、推定し
た暗号コードのビットレートにより設定される間隔にわ
たって決定される。これらの数量は、以下のように計算
される。
推定したSTは、同相経路における信号電力S1と、直交経
路における信号電力SQとの和であり、これらは、推定し
た暗号コードのビットレートにより設定される間隔にわ
たって決定される。これらの数量は、以下のように計算
される。
S1＝ABS（ISIG(LPF)）−ABS（INOISE(LPF)） SQ＝ABS（QSIG(LPF)）−ABS（QNOISE(LPF)） ここで、ABS（ ）は絶対値である。以下で説明する
が、追跡エラーERRL2が微小である場合、S1をSTで置き
換えできる。総和演算器76及び86は、それぞれ、適切な
相関をとった信号の絶対値から、雑音成分の絶対値を減
算する。これによって、ベースバンドの低域変換を用い
た場合に、そうでなければ、GPS信号範囲を通じた信号
平均値を左右するであろうバイアスが除去される。
が、追跡エラーERRL2が微小である場合、S1をSTで置き
換えできる。総和演算器76及び86は、それぞれ、適切な
相関をとった信号の絶対値から、雑音成分の絶対値を減
算する。これによって、ベースバンドの低域変換を用い
た場合に、そうでなければ、GPS信号範囲を通じた信号
平均値を左右するであろうバイアスが除去される。
これらのバイアスは、信号電力への、相関をとった信
号の絶対値の存在性を低減する傾向があり、従って、そ
れを正規化信号として用いるのに不適切なものにする。
しかし、バイアスは、フィルタリングによって除去する
ことができない。というのは、低域通過フィルタリング
が、予測される500kHzの暗号コード・チップレートによ
り制限を受けるためである。
号の絶対値の存在性を低減する傾向があり、従って、そ
れを正規化信号として用いるのに不適切なものにする。
しかし、バイアスは、フィルタリングによって除去する
ことができない。というのは、低域通過フィルタリング
が、予測される500kHzの暗号コード・チップレートによ
り制限を受けるためである。
信号の絶対値は、整流器66、68、72、及び74で信号を
整流することにより計算される。整流は「歪曲二乗化」
であり、これによって、信号電力と、それぞれcos2（φ
L2）及びsin2（φL2）との両方に比例する。SI及びSQ信
号が生成され、ここで、φは推定した位相角である。総
和演算器78で生成される推定した全信号電力STは、cos2
（φL2）＋sin2（φL2）＝１であるので、搬送波追跡位
相角には無関係である。
整流することにより計算される。整流は「歪曲二乗化」
であり、これによって、信号電力と、それぞれcos2（φ
L2）及びsin2（φL2）との両方に比例する。SI及びSQ信
号が生成され、ここで、φは推定した位相角である。総
和演算器78で生成される推定した全信号電力STは、cos2
（φL2）＋sin2（φL2）＝１であるので、搬送波追跡位
相角には無関係である。
このシステムは、STを低域通過フィルタリングして、
ST(LPF)を生成し、これを用いて、積Ｑ＊sign Iが正規
化される。次に、正規化された積を用いて、L2搬送波追
跡位相角エラーERRL2に対する推定値が決定され、これ
は以下のようになる。
ST(LPF)を生成し、これを用いて、積Ｑ＊sign Iが正規
化される。次に、正規化された積を用いて、L2搬送波追
跡位相角エラーERRL2に対する推定値が決定され、これ
は以下のようになる。
ここで、K1及びK2は定数である。
定数K1は、商のアークタンジェントの確立密度関数
（PDF）を、信号が存在しない場合の一様なPDFにマッピ
ングするのに必要とされる。これにより、信号収集の前
に、全ての位相角が等しい公算が高いことが保証され
る。K1を用いないと、（QSIG(LPF)＊sign ILPF）LPFとS
T(LPF)の分散は等しくなく、アークタンジェント関数の
PDFは、ゼロ度においてピークを有する。これは、ある
種の位相角が他の位相角よりも公算が高く、従って、エ
ラー計算が、推定した搬送波を、これら特定の角度へと
追いやる傾向となる、ということを示す。
（PDF）を、信号が存在しない場合の一様なPDFにマッピ
ングするのに必要とされる。これにより、信号収集の前
に、全ての位相角が等しい公算が高いことが保証され
る。K1を用いないと、（QSIG(LPF)＊sign ILPF）LPFとS
T(LPF)の分散は等しくなく、アークタンジェント関数の
PDFは、ゼロ度においてピークを有する。これは、ある
種の位相角が他の位相角よりも公算が高く、従って、エ
ラー計算が、推定した搬送波を、これら特定の角度へと
追いやる傾向となる、ということを示す。
K1は、起動時に決定でき、すなわち信号を収集する前
に、分子（QSIG(LPF)＊sign ILPF）LPF用の解析的決定
の標準偏差式を、分母ST(LPF)用の解析的決定の標準偏
差式で除算することにより決定することができる。代替
として、K1は、受信機の数学的解析により、又はモンテ
・カルロ解析により決定することもできる。
に、分子（QSIG(LPF)＊sign ILPF）LPF用の解析的決定
の標準偏差式を、分母ST(LPF)用の解析的決定の標準偏
差式で除算することにより決定することができる。代替
として、K1は、受信機の数学的解析により、又はモンテ
・カルロ解析により決定することもできる。
定数K2は、位相弁別器出力を、ゼロ位相において１に
するのに必要とされる。この定数は、アークタンジェン
ト関数の解析的平均用の式の導関数の逆数であり、ゼロ
搬送波位相角追跡オフセットにおいて評価され、搬送波
位相角追跡エラーの標準偏差が小さく（10゜未満）なる
ように、追跡ループ更新レート、及び信号レベルを有す
る。代替として、K2は、受信機の数学的解析により、又
はモンテ・カルロ解析により決定することもできる。
するのに必要とされる。この定数は、アークタンジェン
ト関数の解析的平均用の式の導関数の逆数であり、ゼロ
搬送波位相角追跡オフセットにおいて評価され、搬送波
位相角追跡エラーの標準偏差が小さく（10゜未満）なる
ように、追跡ループ更新レート、及び信号レベルを有す
る。代替として、K2は、受信機の数学的解析により、又
はモンテ・カルロ解析により決定することもできる。
ロックが得られ、従って位相角が知られると、同相信
号電力SIが、STの代わりの正規化信号として用いられ
る。というのは、SIは、適度は搬送波位相追跡エラー範
囲内で、STよりも低い分散を有するためである。総和演
算器88は、マイクロプロセッサ24の制御下にあり、それ
によって、ロックが得られる前に、SQを正規化信号用の
計算に加え、ロックが得られた後に、SQの包含を禁止す
ることが可能になる。
号電力SIが、STの代わりの正規化信号として用いられ
る。というのは、SIは、適度は搬送波位相追跡エラー範
囲内で、STよりも低い分散を有するためである。総和演
算器88は、マイクロプロセッサ24の制御下にあり、それ
によって、ロックが得られる前に、SQを正規化信号用の
計算に加え、ロックが得られた後に、SQの包含を禁止す
ることが可能になる。
正規化信号としてSIを用いると、より低い分散のため
に、ロック損失に対する閾値が効果的に低くなる。更
に、位相角推定値の結果としての平均は、tan（φL2）
に比例し、STを正規化信号として用いる場合に生成され
る角度推定よりも、線形な角度推定が得られる。
に、ロック損失に対する閾値が効果的に低くなる。更
に、位相角推定値の結果としての平均は、tan（φL2）
に比例し、STを正規化信号として用いる場合に生成され
る角度推定よりも、線形な角度推定が得られる。
受信機は、慣用的な仕方でDLLを用い、L2 Ｐ−コー
ド発生器48の位相を調整することにより、L2 Ｐ−コー
ドを追跡して、ST(LPF)を最大にする。この追跡方法に
より、L2帯域にわたって送信されるデータが削減され
る。上記で説明したように、アークタンジェントを用い
て、位相エラー推定値を計算すると、結果として1/2周
期の曖昧性が生じる。この曖昧性をデータビットを用い
ずに解消するために、検出器31が、暗号化されているL1
及びL2 Ｐ−コードからの復調コードビットを比較す
る。L2 Ｐ−コードビットが反転している場合、NCO46
が調整される。
ド発生器48の位相を調整することにより、L2 Ｐ−コー
ドを追跡して、ST(LPF)を最大にする。この追跡方法に
より、L2帯域にわたって送信されるデータが削減され
る。上記で説明したように、アークタンジェントを用い
て、位相エラー推定値を計算すると、結果として1/2周
期の曖昧性が生じる。この曖昧性をデータビットを用い
ずに解消するために、検出器31が、暗号化されているL1
及びL2 Ｐ−コードからの復調コードビットを比較す
る。L2 Ｐ−コードビットが反転している場合、NCO46
が調整される。
次に図３を参照すると、検出器32は、回路200におい
て、暗号化１ Ｐ−コードの復調ビットを、暗号化L2
Ｐ−コードの同一ビットと比較する。遅延202及び204
が、それぞれ、L1コード及びL2コードからのビットを遅
延して、信号伝搬の差を補償し、従ってビットを整合さ
せる。遅延202及び204は共に、マイクロプロセッサ24の
制御下にあり、L1及びL2 Ｐ−コード発生器が生成した
L1コードとL2コード間の位相差に等しい。
て、暗号化１ Ｐ−コードの復調ビットを、暗号化L2
Ｐ−コードの同一ビットと比較する。遅延202及び204
が、それぞれ、L1コード及びL2コードからのビットを遅
延して、信号伝搬の差を補償し、従ってビットを整合さ
せる。遅延202及び204は共に、マイクロプロセッサ24の
制御下にあり、L1及びL2 Ｐ−コード発生器が生成した
L1コードとL2コード間の位相差に等しい。
比較回路200は、整合されたビットの符号を比較し
て、ビットの各組に対して、一致又は不一致を与える。
これらの信号に基づき、多数決回路206が、票決信号を
生成し、これは、その状態によって、ビットの過半数が
一致するか、又は一致しないかを表す。マイクロプロセ
ッサ24は、票決信号を周期的にサンプリングして、票決
信号により、ビットの過半数が一致しないことが表明さ
れると、マイクロプロセッサは、NCO46を調整する。
て、ビットの各組に対して、一致又は不一致を与える。
これらの信号に基づき、多数決回路206が、票決信号を
生成し、これは、その状態によって、ビットの過半数が
一致するか、又は一致しないかを表す。マイクロプロセ
ッサ24は、票決信号を周期的にサンプリングして、票決
信号により、ビットの過半数が一致しないことが表明さ
れると、マイクロプロセッサは、NCO46を調整する。
L1とL2 Ｐ−コードビットの比較は、Ｐ−コードレー
トで、又は推定した暗号コードレートで行うことができ
る。しかし、信号強度は、その比較が、暗号コードレー
トの狭い帯域幅で行われる場合の方が高くなる。
トで、又は推定した暗号コードレートで行うことができ
る。しかし、信号強度は、その比較が、暗号コードレー
トの狭い帯域幅で行われる場合の方が高くなる。
また図１を参照すると、遅延65の選択は、受信機がL2
Ｐ−コードを探索するチップ範囲を超えるチップ数だ
け、コードを遅延するように行われるべきである。そう
でないと、局所発生コードと受信信号が、遅延65で用い
られるチップ数に等しいか、その近くであるチップ数だ
け、同期外れ状態にある場合、受信機は、受信信号が遅
延コードで乗算されると、INOISEとQNOISEの相関電力を
検出することになる。これが生じると、ISIGとQSIGは、
遅延されないバージョンのコードで、ＩとＱ信号の乗算
により生成され、従って、受信信号とは相関がとられな
いので、雑音となる。これは、復調Ｐ−コード「ビッ
ト」を表す信号も雑音である、ということを意味する。
これらの「ビット」が、検出器32で、復調L1 Ｐ−コー
ドビットと比較されると、その結果は、ほぼ等しい数の
一致と不一致になる。この結果として、次いで、NCO46
の位相が、1/2周期だけ、本質的に周期的に調整される
ことになる。
Ｐ−コードを探索するチップ範囲を超えるチップ数だ
け、コードを遅延するように行われるべきである。そう
でないと、局所発生コードと受信信号が、遅延65で用い
られるチップ数に等しいか、その近くであるチップ数だ
け、同期外れ状態にある場合、受信機は、受信信号が遅
延コードで乗算されると、INOISEとQNOISEの相関電力を
検出することになる。これが生じると、ISIGとQSIGは、
遅延されないバージョンのコードで、ＩとＱ信号の乗算
により生成され、従って、受信信号とは相関がとられな
いので、雑音となる。これは、復調Ｐ−コード「ビッ
ト」を表す信号も雑音である、ということを意味する。
これらの「ビット」が、検出器32で、復調L1 Ｐ−コー
ドビットと比較されると、その結果は、ほぼ等しい数の
一致と不一致になる。この結果として、次いで、NCO46
の位相が、1/2周期だけ、本質的に周期的に調整される
ことになる。
検出器32が、等しい数の一致と不一致を検出した場
合、マイクロプロセッサ24は、L2 Ｐ−コード発生器
を、遅延65に相当するチップ数だけシフトすることにな
る。この結果として、相関電力が、INOISE及びQNOISE信
号ではなく、ISIG及びQSIGで検出されることになる。同
様に、この検出器により、一致と不一致の数が比較的小
さな数量しか変わらないと判定されると、マイクロプロ
セッサ24は、そのコード発生器48を、遅延65に相当する
チップ数よりも僅かに少ない数量だけシフトすることに
なる。
合、マイクロプロセッサ24は、L2 Ｐ−コード発生器
を、遅延65に相当するチップ数だけシフトすることにな
る。この結果として、相関電力が、INOISE及びQNOISE信
号ではなく、ISIG及びQSIGで検出されることになる。同
様に、この検出器により、一致と不一致の数が比較的小
さな数量しか変わらないと判定されると、マイクロプロ
セッサ24は、そのコード発生器48を、遅延65に相当する
チップ数よりも僅かに少ない数量だけシフトすることに
なる。
1/2周期検出器32を用いて、L2 Ｐ−コードを追跡す
るが、代替方法を用いてL2搬送波位相を決定する、受信
機で生じる1/2周期の曖昧性を解消することもできる。
例えば、1/2周期検出器は、L2 Ｐ−コードを追跡し、
それを信号から除去し、次に結果としての信号を二乗し
て、L2搬送波を回復するシステムに用いることもでき
る。
るが、代替方法を用いてL2搬送波位相を決定する、受信
機で生じる1/2周期の曖昧性を解消することもできる。
例えば、1/2周期検出器は、L2 Ｐ−コードを追跡し、
それを信号から除去し、次に結果としての信号を二乗し
て、L2搬送波を回復するシステムに用いることもでき
る。
受信機が、C/Aコードと、L1及びL2コード及び搬送波
を追跡しようとすると、それは、L1コード及び位相測定
信号を、それぞれ、L1コード及び搬送波発生器16、18、
及び26から決定し、またL2コード及び位相測定値を、L2
コード及び搬送波発生器48及び46から決定する。これら
の測定値を用いて、受信機は、前周期の曖昧性を解消
し、電離層屈折を補正して、その位置を決定する。更
に、L2コード及び位相測定値は、1/2周期の曖昧性の解
消を別にして、L1測定値とは無関係に決定されるので、
受信機は、各帯域に対して搬送波／雑音比を決定するこ
とができる。従ってそれにより、L1及びL2信号の各々の
信頼性を決定することができる。
を追跡しようとすると、それは、L1コード及び位相測定
信号を、それぞれ、L1コード及び搬送波発生器16、18、
及び26から決定し、またL2コード及び位相測定値を、L2
コード及び搬送波発生器48及び46から決定する。これら
の測定値を用いて、受信機は、前周期の曖昧性を解消
し、電離層屈折を補正して、その位置を決定する。更
に、L2コード及び位相測定値は、1/2周期の曖昧性の解
消を別にして、L1測定値とは無関係に決定されるので、
受信機は、各帯域に対して搬送波／雑音比を決定するこ
とができる。従ってそれにより、L1及びL2信号の各々の
信頼性を決定することができる。
以上の説明は、本発明の特定の実施例に限定するもの
であった。しかし、明らかであろうが、本発明の利点の
幾つか、又はその全てを習得することにより、本発明に
対して各種の変形、及び修正を行うことができる。従っ
て、本発明の真の精神、及び範囲内に入るようなかかる
全ての変形、及び修正を保護することが、請求の範囲の
目的である。
であった。しかし、明らかであろうが、本発明の利点の
幾つか、又はその全てを習得することにより、本発明に
対して各種の変形、及び修正を行うことができる。従っ
て、本発明の真の精神、及び範囲内に入るようなかかる
全ての変形、及び修正を保護することが、請求の範囲の
目的である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−268283（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−164834（ＪＰ，Ａ) 欧州特許出願公開511741（ＥＰ，Ａ １) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01C 21/00 - 21/36 G01C 23/00 - 25/00 G01S 5/00 - 5/14 H03L 1/00 - 7/26
Claims (20)
- 【請求項１】L1とL2帯域にわたって、それぞれ、C/A−
コード及び暗号化Ｐ−コードにより変調されるL1信号
と、暗号化Ｐ−コードにより変調されるL2信号とを受信
するための全地球位置検知受信機において、 A.受信L1信号内のC/A−コードと整合される、局所発生
バージョンのC/A−コードを生成するための手段と、 B.上記局所発生バージョンのC/A−コードに位相ロック
される、局所発生バージョンのＰ−コードを生成するた
めのL1 Ｐ−コード発生器と、 C.L2搬送波の位相角の推定値を生成するためのL2搬送波
角度推定手段と、 D.局所発生バージョンのＰ−コードを生成するためのL2
Ｐ−コード発生器と、 E.該L2 Ｐ−コード発生器の動作を制御するためのコン
トローラであって、上記局所発生Ｐ−コードと上記受信
L2信号との間の相関に関連した信号を受信して、上記局
所発生Ｐ−コードをL2信号と整合させるために、上記L2
Ｐ−コード発生器を調整するためのコントローラと、 F.上記L2 Ｐ−コードを追跡する際の1/2周期の曖昧性
を解消するための検出器であって、 i.上記L2 Ｐ−コード内のビットの過半数が、上記L1
Ｐ−コードのビットに応じて、一致するか一致しないか
を判定するための多数決回路と、 ii.該多数決回路が、L1とL2ビットの過半数が一致しな
いと判定した場合に、上記搬送波角度推定手段を調整す
るための手段と、 を含む検出器と、 を含む、全地域位置検知受信機。 - 【請求項２】前記コントローラは、L2搬送波の推定した
位相角に関連した信号を受信する、請求項１に記載の全
地球位置検知受信機。 - 【請求項３】前記コントローラは、搬送波位相エラー推
定値を、 として決定し、ここで、K1及びK2は定数であり、Ｉ及び
Ｑは、同相及び直交相関信号であり、「sign」はＩ信号
の符号であり、STは全信号電力の推定値であって、前記
コントローラは又、上記エラー推定値に基づき、前記L2
搬送波角度推定手段を調整する、請求項１に記載の全地
球位置検知受信機。 - 【請求項４】前記コントローラは、全信号電力を、 a.同相経路における信号電力から同相雑音成分を減算し
たものと、 b.直交経路における信号電力から直交雑音成分を減算し
たものと、 の総和として決定する、請求項３に記載の全地球位置検
知受信機。 - 【請求項５】前記雑音成分は、前記L2 Ｐ−コード発生
器が生成した非相関バージョンのＰ−コードで、前記L2
信号の同相成分、及び直交成分を乗算することにより決
定される、請求項４に記載の全地球位置検知受信機。 - 【請求項６】前記コントローラは、ロックが得られた後
に、前記全信号電力の推定値を、前記同相経路における
信号電力から雑音を減算したもので置き換える、請求項
４に記載の全地球位置検知受信機。 - 【請求項７】前記コントローラは、搬送波位相追跡エラ
ーを決定するために、arctan（Ｑ＊sign I）を追跡し、
ここで、Ｉ及びＱは、同相及び直交相関信号であり、前
記コントローラは又、上記位相エラーの決定に基づき、
前記搬送波角度推定手段を調整する、請求項１に記載の
全地球位置検知受信機。 - 【請求項８】前記L2信号の信頼性を、関連した搬送波／
雑音比を判定することにより決定するための手段を更に
含む、請求項１に記載の全地球位置検知受信機。 - 【請求項９】L1とL2帯域にわたって、それぞれ、C/A−
コード及び暗号化Ｐ−コードにより変調されるL1信号
と、暗号化Ｐ−コードにより変調されるL2信号とを受信
するための全地球位置検知受信機において、 A.受信L1信号内のC/A−コードと整合される、局所発生
バージョンのC/A−コードを生成するための手段と、 B.上記局所発生バージョンのC/A−コードに位相ロック
される、局所発生バージョンのＰ−コードを生成するた
めのL1 Ｐ−コード発生器と、 C.局所発生バージョンのＰ−コードを生成するためのL2
Ｐ−コード発生器と、 D.該L2 Ｐ−コード発生器が発生したＰ−コードと、上
記L2信号内のＰ−コードとを、如何に近く整合させるか
を決定するための相関手段であって、L2相関信号を生成
する相関手段と、 E.該相関手段により生成される相関信号に基づき、搬送
波位相角の推定値を与えるためのL2搬送波角度推定手段
と、 F.上記L2 Ｐ−コード発生器、及び上記L2搬送波角度推
定手段の動作を制御するためのコントローラであって、
上記相関手段と上記L2搬送波角度推定手段からの信号を
受信して、上記局所発生Ｐ−コードを上記L2信号と整合
させるために、上記L2 Ｐ−コード発生器を調整し、ま
た、上記L2搬送波角度推定手段を上記L2信号に位相ロッ
クさせるために、該手段を調整し、搬送波位相エラー推
定値を、 として決定し、ここで、K1及びK2は定数であり、Ｉ及び
Ｑは、同相及び直交相関信号であり、「sign I」はＩ信
号の符号であり、STは全信号電力の推定値であって、上
記搬送波位相エラー推定値を用いて上記L2搬送波角度推
定手段を調整する、 コントローラと、 を含む、全地球位置検知受信機。 - 【請求項１０】前記コントローラは、前記L2信号の信頼
性を判定するための手段を更に含む、請求項９に記載の
全地球位置検知受信機。 - 【請求項１１】前記コントローラは、全信号電力を、 a.同相経路における信号電力から同相雑音成分を減算し
たものと、 b.直交経路における信号電力から直交雑音成分を減算し
たものと、 の総和として決定する、請求項９に記載の全地球位置検
知受信機。 - 【請求項１２】前記雑音成分は、前記L2 Ｐ−コード発
生器が生成した非相関バージョンのＰ−コードで、前記
L2信号の同相成分、及び直交成分を乗算することにより
決定される、請求項11に記載の全地球位置検知受信機。 - 【請求項１３】前記コントローラは、ロックが得られた
後に、前記全信号電力の推定値を、前記同相経路におけ
る信号電力から同相雑音成分を減算したもので置き換え
る、請求項11に記載の全地球位置検知受信機。 - 【請求項１４】前記コントローラは、搬送波位相追跡エ
ラーを決定するために、積arctan（Ｑ＊sign I）を追跡
し、ここで、Ｉ及びＱは、同相及び直交相関信号であ
る、請求項９に記載の全地球位置検知受信機。 - 【請求項１５】前記L2 Ｐ−コードを追跡する際の1/2
周期の曖昧性を解消するための検出器を更に含み、該検
出器は、 i.前記L2 Ｐ−コード内のビットの過半数が、前記L1
Ｐ−コードのビットに応じて、一致するか一致しないか
を判定するための多数決回路と、 ii.該多数決回路が、L1とL2ビットの過半数が一致しな
いと判定した場合に、前記搬送波角度推定手段を調整す
るための手段と、 を含む、請求項14に記載の全地球位置検知受信機。 - 【請求項１６】L1とL2帯域にわたって、それぞれ、C/A
−コード及び時に暗号化されたＰ−コードの双方により
変調されるL1信号と、時に暗号化されたＰ−コードによ
り変調されるL2信号とを受信するための全地球位置検知
受信機において、 A.受信L1信号内のC/A−コードと整合される、局所発生
バージョンのC/A−コードを生成するための手段と、 B.上記局所発生バージョンのC/A−コードに位相ロック
される、局所発生バージョンのＰ−コードを生成するた
めのL1 Ｐ−コード発生器と、 C.局所発生バージョンのＰ−コードを生成するためのL2
Ｐ−コード発生器と、 D.該L2 Ｐ−コード発生器が発生したＰ−コードと、上
記L2信号内のＰ−コードとを、如何に近く整合させるか
を決定するための相関手段であって、L2相関信号を生成
する相関手段と、 E.該相関手段により生成される相関信号に基づき、搬送
波位相角の推定値を与えるためのl2搬送波角度推定手段
と、 F.上記L2 Ｐ−コード発生器、及び上記L2搬送波角度推
定手段の動作を制御するためのコントローラであって、
上記相関手段と上記L2搬送波角度推定手段からの信号を
受信して、上記局所発生Ｐ−コードを上記L2信号と整合
させるために、上記L2 Ｐ−コード発生器を調整し、ま
た、上記L2搬送波角度推定手段を上記L2信号に位相ロッ
クさせるために、該手段を調整し、全信号電力の推定値
STに基づいて搬送波位相エラー推定値を決定し、その全
信号電力の推定値STは、 a.同相経路における信号電力から同相雑音成分を減算し
たものと、 b.直交経路における信号電力から直交雑音成分を減算し
たものと、 の総和として決定するものであって、上記搬送波位相エ
ラー推定値を用いて上記L2搬送波角度推定手段を調整す
る、コントローラと、 を含む、全地球位置検知受信機。 - 【請求項１７】前記雑音成分は、前記L2 Ｐ−コード発
生器が生成した非相関バージョンのＰ−コードで、前記
L2信号の同相成分、及び直交成分を乗算することにより
決定される、請求項16に記載の全地球位置検知受信機。 - 【請求項１８】前記コントローラは、搬送波位相エラー
推定値を、 として決定し、ここで、K1及びK2は定数であり、Ｉ及び
Ｑは、同相及び直交相関信号であり、「sign I」はＩ信
号の符号である、請求項17に記載の全地球位置検知受信
機。 - 【請求項１９】前記コントローラは、ロックが得られた
後に、前記全信号電力の推定値を、前記同相経路におけ
る信号電力から同相雑音成分を減算したもので置き換え
る、請求項16に記載の全地球位置検知受信機。 - 【請求項２０】前記L2 Ｐ−コードを追跡する際の1/2
周期の曖昧性を解消するための検出器を更に含み、該検
出器は、 i.前記L2 Ｐ−コード内のビットの過半数が、前記L1
Ｐ−コードのビットに応じて、一致するか一致しないか
を判定するための多数決回路と、 ii.該多数決回路が、L1とL2ビットの過半数が一致しな
いと判定した場合に、前記搬送波角度推定手段を調整す
るための手段と、 を含む、請求項16に記載の全地球位置検知受信機。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/540,076 US5736961A (en) | 1995-10-06 | 1995-10-06 | Dual Frequency global positioning system |
| US08/540,076 | 1995-10-06 | ||
| US540,076 | 1995-10-06 | ||
| PCT/CA1996/000614 WO1997014052A1 (en) | 1995-10-06 | 1996-09-17 | Dual frequency global positioning system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10510632A JPH10510632A (ja) | 1998-10-13 |
| JP3117465B2 true JP3117465B2 (ja) | 2000-12-11 |
Family
ID=24153886
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09514582A Expired - Lifetime JP3117465B2 (ja) | 1995-10-06 | 1996-09-17 | ２重周波数全地球位置決定システム |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5736961A (ja) |
| EP (1) | EP0796437B1 (ja) |
| JP (1) | JP3117465B2 (ja) |
| CN (1) | CN1096611C (ja) |
| AU (1) | AU715461B2 (ja) |
| CA (1) | CA2207073C (ja) |
| DE (1) | DE69605279T2 (ja) |
| HK (1) | HK1002970A1 (ja) |
| WO (1) | WO1997014052A1 (ja) |
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| CODE | I 11111 111111ll Ill11 Ill11 IIIII Ill11 IIIII IIIII 111ll IIIII 1ll11111111111111 |
Legal Events
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091006 Year of fee payment: 9 |
|
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|
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111006 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121006 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131006 Year of fee payment: 13 |
|
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