CN1096611C - 双频全球定位系统 - Google Patents

Abstract

一种全球定位系统接收机通过下列各步而恢复L1和L2载波、C/A码测量、以及L1和L2的P码测量，这些步骤为：(a)产生一个L1载波相角的估值，并利用一个L1延迟锁定环，使一个本地产生的C/A码与L1信号同步，以及基于本地产生的C/A码，控制一个L1-P码发生器产生同步形式的P码；(b)基于L1-P码发生器产生的P码的相位把L2-P码发生器初始化；(c)为L2信号确定信号功率的估值，该功率被调整以补偿噪声；(d)确定L2载波相角；(e)通过调整L2-P码发生器直至使信号功率估值达到最大来对L2-P码进行跟踪。该GPS接收机还在跟踪L2-P码中通过比较解调后的L1-P码的比特和L2-P码的比特来求解一个半周期模糊度。如果这些比特在多数情况下不匹配，则接收机确认它正在以半周期误差跟踪L2-P码，并相应地调整P码相位的估测。除半周期模糊度的求解以外，该接收机于是跟踪L2-P码和载波而与L1信号无关。因此，该接收机能通过测定载波-噪声比以测定L2信号的可靠度。

Description

双频全球定位系统

发明领域

本发明一般地涉及全球定位系统(GPS)，并且更具体地，涉及使用在L1频段和L2频段接收的GPS测距信号来测定其位置的接收机。

发明背景

一个全球定位系统包括若干颗卫星，每颗卫星在L1和L2频段上发送测距信号。此处所述的测距信号，分别为L1信号和L2信号，它们被各自卫星所特有的伪随机二相码所调制。一台GPS接收机接收来自多颗卫星的信号，并利用各相关码，测定(i)发送码到达的时间差，以及(ii)相关载波的相对相位。然后接收机利用这些信息，以一种已知的方式测定其位置。

由卫星产生的L1信号被C/A码和更高速率的P码所调制。P码以加密码加密，仅供政府特许的用户(如军方)识别。这些信号进一步被传送给接收机的某些与系统相关信息的数据所调制，如卫星的星历(即位置)，一天的当前时间(典型为一个标准时间，如格林尼治平时)，以及系统状态信息。

对于诸如导航等不需要测定“确切”位置的应用，即对于差动GPS计算在大约1米以上的位置之内时，GPS接收机基于来自至少四颗卫星的L1信号的码和载波相位测量值来测定其位置。为做到这一点，接收机把本地产生的适用的C/A码和载波与接收到的信号实现匹配。然后，基于接收机和卫星中的C/A码发生器的时钟差以及载波信号发生器的相位测量值，接收机计算其位置。

电离层折射改变了信号的路径，把误差引入到计算中，妨碍接收机更准确地测定其位置。如果需要更精确的位置信息，例如测绘上的应用，GPS接收机同时使用在L1和L2波段上传送的信号。

由于信号频率上的差异，电离层对L1和L2信号的影响不同。由于L1和L2信号的相对相位在发送中是已知的，在接收机中被下变频到同一个IF频率时，L1和L2信号间的相位差，可归因于电离层折射。因此，如果这个相位差能在接收机中被准确地测定，那么接收机就能利用一个已知的公式，测定由电离层引起的信号路径中的变化。这样，它就能对这些变化进行校正，并测定其位置到几个厘米甚至几个毫米以内。接收机能测定其位置的精确度至少部分是建立在相位信息的精确度的基础上的。

在测定L1或L2信号的相位时出现的问题是被称为“载波周期模糊度”。一旦接收机锁定在一个载波时，由于周期都是相同的，该接收机不能及时地测定在任一时刻它接收的是哪一个周期。整周期模糊度影响了接收机能利用单独的L1信号或L1和L2信号确定其位置的精度。为了单独基于L1信号求解模糊度，接收机必须借助码的时序来确定其位置到一个载波周期之内，即19厘米以内。这需要冗长、费时的计算并且需要基于大气条件的对电离层折射的估测。然而，如果同时使用L1和L2信号，只要它测定了其位置到L1减L2的一个周期之内，或差频，即86cm以内，接收机便能求解载波周期模糊度。这就降低了计算量，从而减少了接收机用于求解模糊度的时间。

使用L2信号的一个问题是包含于其中的码是被加密的。因此，在使用用于恢复L1载波的相同解码操作，即把本地产生的C/A码与接收到的信号中的(未加密的)C/A码匹配时，接收机不能恢复出L2载波。相反，接收机在它能恢复出L2载波以前必须从L2-P码中消去未知的加密码。

在以前所知的一种系统中，接收到的L2信号被平方，以便除去二相加密码。这产生了一个两倍于载波频率的输出信号。然后接收机从这个信号中恢复出载波。使用把该信号平方的问题在于信号的噪声分量也被平方，这对载波的恢复有不利影响。另外，这妨碍了对二相P码的跟踪，因为该码经过平方后同样被消去。其结果，导致了L1和L2信号间相位差的测定不够精确，从而导致了位置测定的不精确。

另一种系统试图通过首先粗略地使L2信号与本地产生型P码相关、然后平方该结果而减少噪声的影响。尽管它多少能减少噪声的不利影响，但它不能充分地消除这种影响。

发明概述

本发明是关于一种GPS接收机，它通过下列各步而恢复L1和L2载波和各自的C/A码测量值和P码测量值，即(i)估测一个L1载波相角跟踪误差，并调整一个振荡器以产生L1载波相角估值；(ii)利用一个L1延迟锁定环(DLL)使一个本地产生的C/A码与L1信号同步，并基于本地产生的C/A码来控制一个L1-P码发生器以产生一个P码的同步形式；(iii)基于L1-P码发生器产生的P码的相位对L2-P码发生器实现初始化；(iv)确定L2信号的信号功率估值，该信号功率被调整以补偿噪声；(v)基于接收到的信号和估测的信号功率测定L2载波相角跟踪误差，同时调整一个振荡器产生L2载波相角估值；以及(vi)用一个L2 DLL跟踪L2-P码，该DLL调整L2-P码发生器直到信号功率估值达到最大。

更具体而言，为了对L1信号进行解码，接收机将该信号分为基带同相(I)分量和正交(Q)分量。这些分量相关于、也就是被乘以一个本地产生的C/A码。所得到的相关的I和Q信号然后被用来估测作为arctan(Q/I)的L1载波相角跟踪误差。基于这个估测的误差，接收机调整一个产生估测的L1载波相角的数控振荡器(NCO)，用来将输入的L1信号分为I和Q分量。接收机使用一个普通的DLL，通过调整其C/A码发生器使所得到的相关的I和Q信号的值最大而对接收到的信号的C/A码进行跟踪。

基于一个在发射机中两种码间的已知的相位关系，L1-P码发生器被相位锁定到L1-C/A码发生器。由于L1和L2的P码的相对相位在发射机中也是固定的，L1-P码便被用来初始化L2-P码发生器。L2-P码发生器则产生P码，若无电离层折射的影响，则该P码与L2信号同步。如下面讨论的，接收机基于L2载波相位的估值和信号功率的测定值，使本地产生的P码与L2信号匹配。

为了对L2信号进行解码，接收机将该信号分为同相(I)分量和正交(Q)分量。其中每个分量同时沿两条路径被发送。在第一条路径中，这些分量被乘以P码的本地产生形式。在第二条路径中该分量被乘以一个延迟的或不相关形式的P码。这就将任何干扰分散开。第一条路径产生相关结果的信号I_SIG和Q_SIG，而第二条路径产生不相关结果的信号I_NOISE和Q_NOISE。

接收机根据鉴相器输出而估测在跟踪L2载波的相位中的误差，该输出包括乘积Q_SIG ^*signI_SIG，其中“signI_SIG”是分量I_SIG的符号，而“^*”代表相乘。当这些码被匹配，且载波被相位锁定到接收的信号时，I_SIG信号为一个未知的加密码的估值。因此，相乘就从误差计算中除去了估测的未知加密码。

然而，该乘积既依赖于信号功率又依赖于载波相角，因此，该乘积必须被标准化，以消除对信号功率依赖性，这样相角误差才能被确定。为此，一个标准化因子，S_T，被引入到相位误差估值的计算中。该标准化因子是基于一个总信号功率S_TOTAL的估值，且与载波相角无关。

接收机估测S_TOTAL为S_T＝S_I+S_Q，其中S_I和S_Q分别为与I和Q分量相关的信号功率值。这些值通过以下等式确定：

S_I＝ABS(I_SIG)-ABS(I_NOISE)

S_Q＝ABS(Q_SIG)-ABS(Q_NOISE)           [1]

其中“ABS”代表绝对值。下面将更详细讨论，噪声分量消除了一种偏差，它使ABS(I_SIG)和ABS(Q_SIG)较少地依赖于总信号功率，因而不适于作为标准化因子。同样下面也将更详细的讨论，接收机通过下列公式产生一个L2载波相位角跟踪误差的估测： ${\mathrm{ERR}}_{L2}={K2}^{*}\arctan \left[\frac{Q^{*}\mathrm{signI}}{{K1}^{*}{S}_T}\right]....\left[2\right]$

其中K1和K2为包含的常数，分别保证当无信号出现的情况下，所有相角都同样可能，并标准化反正切函数的斜率，使它在零相角时其斜率为1。这个误差估值近似于真实相位误差，它被用来调整产生估测的L2载波相角的振荡器。接收机通过调整L2-P码发生器使S_T达到最大来跟踪L2-P码。

当系统捕获到L2载波时，S_I代替了公式2中的S_T，因为S_I是信号功率的“更安静”的估值，它只包括通过从I_SIG和Q_SIG中减去噪声分量I_NOISE和Q_NOISE后未被消除的噪声的一半。

一旦载波相位角跟踪误差达到最小，接收机便使用反正切函数确定相位误差来对相关的半周期模糊度进行求解。对于L1信号，接收机确定在接收到的数据的特定比特中是否含有预先确定值。如果这些比特是被反相的，则接收机确定它正在以半周期误差进行跟踪。然后，接收机把振荡器调整半个周期而产生估测的L1载波。为求解L2信号的模糊度，接收机将加密的L2-P码的已解调比特与相应的加密的L1-P码的已解调比特进行比较。由于两种码是用同样的加密码进行加密的，模糊度能通过这种比较而解出。因此，如果L2码的大多数比特是从L1码中的那些反相而得到的比特，则接收机确定它正在以半周期误差跟踪L2载波，然后它适当地调整振荡器以产生估测的L2载波。

接收机测定来自相关振荡器的L1和L2载波的相对相位，以及来自相关的本地码发生器的C/A和P码到达时间的测量值。然后它使用相位信息和码测量值，以常规的方式来(i)求解全载波周期模糊度，(ii)校正电离层折射，以及(iii)测定其位置。

附图简述

通过参照下面的描述，结合附图，可更好地了解本发明的上述及其它优点，其中：

图1是根据本发明而构造的一个GPS接收机的功能框图；

图2是包含在图1接收机中的一个相位旋转器的功能框图；

图3是图1的接收机在跟踪L2-P码时用于求解半周期模糊度的系统的功能框图。

一个说明性实施方案详述

图1描绘了一台GPS接收机，它通过天线2接收GPS卫星(未示出)的信号。接收到的信号通过放大器4被放大，并被分离器6分离为L1信号和L2信号。该分离器将L1信号送往下变频器10，将L2信号送往下变频器40。

L1下变频器10将接收到的L1信号从L1频率转变为一个适合于模拟-数字转换器12的频率。该模拟-数字转换器12以满足奈奎斯特定理的速率对下变频后的信号进行取样，并产生一个相关的数字信号，它沿数字总线13送往相位旋转器14。相位旋转器14接收来自数控振荡器(NCO)16的L1载波相角的一个估值，φ_L1。基于这个估值，该相位旋转器产生基带同相(I)分量和基带正交(Q)分量。

更具体而言，如图2中描绘的，相位旋转器14从相角估值φ_L1在计算器103和104中产生两个值，即cos(φ_L1)和sin(φ_L1)。乘法器105和106将这两个值乘上数字信号取样值，实际上是把取样值旋转该相位角和相互间的90°角，以产生I和Q取样值。

再参照图1，I和Q信号分量被加到相关器20，该相关器分别将两信号乘以C/A码发生器18产生的一个本地产生的C/A码。所得到的I_CORR和Q_CORR信号通过滤波器22和23分别被低通滤波，以产生I_LPF和Q_LPF信号。所得到的信号在一个常规的DLL中被微处理器24利用，其一部分用软件操作，以产生一个C/A码发生器18的调整信号。I_LPF和Q_LPF信号还被微处理器24利用，通过下列计算以确定一个载波相位角跟踪误差的估值ERR_L1：

ERR_L1＝arctan(Q_LPF/I_LPF)

然后该误差估值被用来调整NCO16，以减小这个相角跟踪误差。就像本领域技术人员熟知的那样，该相角跟踪误差估值还可在L1 DLL中通过常规方式用来提供载波辅助跟踪。

为在卫星中产生L1信号，载波信号被位相差90°的C/A码和P码调制。因此，基带I分量包括C/A码分量而基本上没有P码分量。反过来，基带Q分量包括P码分量而基本上没有C/A码分量。因而，在C/A码被相关器20消去后，所得到的I_CORR信号只被发送的和系统相关的数据所调制，并且微处理器24基于I_LPF信号的符号提取这些数据。

使用反正切来计算相角跟踪误差ERR_L1，导致在跟踪C/A码中的一个半周期模糊度。这意味着NCO16可以以半周期误差来跟踪载波。微处理器24通过检查发送数据的码位以确定是否在特定比特含有其期望值来求解模糊度。如果这些比特被反相，则该系统以半周期误差进行跟踪。这个误差通过适当调整NCO16得到校正。

微处理器24继续通过调整C/A码发生器18以使I_LPF和Q_LPF信号幅度达到最大来跟踪C/A码。

一旦接收机1跟踪C/A码，微处理器24便基于包含在数据中的时序信息将L1-P码发生器初始化。利用L1波段内的C/A与P码之间已知的相位关系，微处理器24将L1-P码发生器26锁相到L1-C/A码发生器18，而不必进一步调整L1-P码发生器26。

然后微处理器24基于本地产生的L1-P码的相位将L2-P码发生器48初始化。由于两种码的相对相位在传输中是固定的，L2-P码发生器48产生一个若无电离层折射的影响便可与L2信号同步的P码。为使本地产生的P码与L2信号匹配，该微处理器测定L2载波相位角和总信号功率，并且，如下所讨论的，调整L2-P码发生器使信号功率达到最大。

还参照图1，L2下变频器40将接收到的L2信号从L2频率转变为一个适合于模拟-数字转换器42的频率。该模拟-数字转换器42以满足奈奎斯特定理的速率对下变频后的信号进行取样，并产生一个相关数字信号，它沿数字总线43送往相位旋转器44。该相位旋转器44也接收来自NCO46的L2载波相角的估值，并产生基带I和Q分量。旋转器44以和相位旋转器14相同的方式工作，如在上面参照图2讨论过的。

该I和Q信号分量中的每一个被分别沿两条路径47a-b和48a-b送往相关器50和52(I分量)，以及相关器54和56(Q分量)。被分别送到相关器52和54的I和Q信号分量被乘以由L2-P码发生器48产生的本地产生P码的相关形式。这就消去了接收信号中的P码分量，而产生只被未知的加密码所调制的I_SIG和Q_SIG信号。该I_SIG和Q_SIG信号通过不同的滤波器60和62被低通滤波，滤波后的带宽适合于估测的加密码比特率。这就产生了如下讨论的用来估测相角跟踪误差ERR_L2的I_SIG(LPF)和Q_SIG(LPF)。

送到相关器50和56的I和Q信号分量被乘以不相关形式的P码。这分散了任何在接收信号中出现的干扰信号。为产生不相关形式的P码，一个延迟器65通过多于2个编码芯片来延迟P码发生器48产生的码。延迟的长度是这样被选定的，在接收机正常操作条件下，在接收的信号和时延形式的信号之间并不预期存在相关性。所得到的不相关信号I_NOISE和Q_NOISE通过不同的低通滤波器58和64被滤波，使其带宽适合于估测的加密码比特率。其结果I_NOISE(LPF)和Q_NOISE(LPF)则与I_SIG和Q_SIG信号结合，被用来确定鉴相器输出，该输出接近于L2载波相位角跟踪误差ERR_L2。

具体地讲，用一个乘法器82将Q_SIG(LPF)乘上I_SIG的符号，以消去加密码的估值。其结果经低通滤波器84被低通滤波，以产生(Q_SIG(LPF) ^*signI_SIG)LPF。这项乘积既正比于信号功率又正比于估测的相位角。因此，在该乘积被用来估测载波相位角跟踪误差前，必须使它与信号功率无关。该值因而被除以一个正比于信号功率的标准化信号。

该标准化信号S_T是总信号功率S_TOTAL的一个估值。这个估测的S_T信号是同相路径中的信号功率S_I和正交路径中的信号功率S_Q的总和，是在估测的加密码比特率设定的各间隔中被测定的。这些值是这样计算的：

S_I＝ABS(I_SIG(LPF))-ABS(I_NOISE(LPF))

S_Q＝ABS(Q_SIG(LPF))-ABS(Q_NOISE(LPF))

其中ABS()为绝对值。如下面讨论的，在跟踪误差ERR_L2很小时，S_I可以取代S_T。

加法器76和86分别从适当的相关信号的绝对值中减去噪声分量的绝对值。这就消去了那些偏差，它们在使用基带下变频时本来会成为GPS信号范围中的信号平均的主要部分。这些偏差趋向于减小相关信号绝对值的对于信号功率的相关性，因而使之不适于用作标准化信号。然而，这些偏差不能通过滤波被消除，因为低通滤波受到预定的500KHz加密编码芯片速率的限制。

信号的绝对值通过在检波器66，68，72和74中对信号检波而计算出来。检波是一个“失真的求平方”，它产生出既正比于信号功率又分别正比于cos²(Φ_L2)和sin²(Φ_L2)的S_I和S_Q信号，其中Φ为估测的相位角。由于cos²(Φ_L2)+sin²(Φ_L2)＝1，在加法器78中产生的这个估测的总信号功率S_T与载波跟踪相角无关。

系统对S_T进行低通滤波，以产生S_T(LPF)，用来使乘积Q^*signI标准化。标准化的乘积则被用来确定L2载波相位角跟踪误差的一个估值，ERR_L2： ${\mathrm{ERR}}_{L2}={K2}^{*}\arctan \left[\frac{Q^{*}\mathrm{signI}}{{K1}^{*}{S}_T}\right]$

其中K1和K2为常数。

在无信号情况下，需要用常数K1将其商的反正切的概率密度函数(PDF)映射到一个均匀PDF上，这保证了在信号捕获之前所有的相角都是同等可能的。在没有K1时，(Q_SIG(LPF) ^*signI_LPF)_LPF和S_T(LPF)的方差不相等，且该反正切函数的PDF以零度为其峰值。这表明，某些相角比其它相角更有可能，因此，误差计算将趋向于驱使估测的载波到这些特定的角度上。

K1可在开始工作时、即在获得信号之前，通过将由分析而确定的标准偏差方程的分子(Q_SIG(LPF) ^*signI_LPF)_LPF去除以由分析而确定的标准偏差方程的分母S_T(LPF)而被确定。另一种方法，K1可通过接收机的数学分析或蒙特卡罗分析而被确定。

需要使用常数K2以使鉴定器输出的斜率在零相位为1。这个常数是用于反正切函数的解析平均值的方程的导数的倒数，它在载波相位角的跟踪偏移量为零时被计算，并具有这样的跟踪循环更新率和信号电平，以使得载波相位角跟踪误差的标准偏差很小，即小于10°。另外，K2也可通过接收机的数学分析或蒙特卡罗分析而被确定。

一旦获得锁定、因而该相位角已知时，由于S_I在合理的载波相位角跟踪误差范围内具有比S_T更低的方差，同相信号功率S_I便被用作标准化信号以取代S_T。加法器88在微处理器24的控制下，允许S_Q在获得锁定之前加入到对信号标准化的计算中，并且在获得锁定后阻止这种加入。

由于具有低方差，使用S_I作为校准信号有效地降低了失锁门限。另外，所得到的相角估值的平均值正比于tan(Φ_L2)，其结果产生的角度估测比使用S_T作为标准化信号时所产生的角度估测更加线性化。

接收机以常规方式使用一个DLL，通过调整L2-P码发生器使S_T(LPF)最大来跟踪L2-P码。这种跟踪方法消去了在L2波段上传送的数据。如上面所讨论的，使用反正切来计算相位误差估值导致一个半周期模糊度。为了在没有数据比特情况下求解这个模糊度，一个检测器31比较来自加密的L1和L2的P码的已解调比特。如果L2-P码的比特被反相，则调整NCO46。

现在参照图3，检测器32在电路200中将加密的L1-P码的已解调比特与加密的L2-P码的相同比特进行比较。延迟器202和204分别对来自L1码和L2码的比特进行延迟，以补偿在信号传播中的差异，从而把这些比特匹配。在微处理器24的控制下，延迟器202和204合起来等于由L1和L2的P码发生器产生的L1和L2码之间的相位差。

比较电路200比较这些匹配的比特的符号，并为每一组比特提供一个匹配或不匹配信号。基于这些信号，一个多数表决电路206产生一个表决信号，该信号表示大多数比特是匹配还是不匹配的状态。微处理器24周期地对该表决信号进行取样，并且，如果表决信号表明大多数比特不匹配，微处理器就调整NCO46。

L1和L2的P码比特的比较可以以P码率或者以估测的加密码率进行。然而，在以窄带宽的加密码率进行比较的时候，信号强度较大。

还参照图1，延迟器65应这样选择，它用若干块芯片来对码延迟，其数量要超过接收机搜寻L2-P码用的芯片范围。否则，如果本地产生码和接收的信号按照相等或接近于延迟器65所使用的芯片数量而失去同步，接收机就可能在接收的信号被乘以延迟码时检测到I_NOISE和Q_NOISE信号的相关功率。一旦这种情况出现，通过将I和Q信号乘以一个不延迟的、因而与接收的信号不相关的码而产生的I_SIG和Q_SIG信号就是噪声信号。这意味着代表解调的P码“比特”的信号也是噪声。当这些“比特”在检测器32中与已解调的L1-P码的比特进行比较时，其结果是近似相同数量的匹配与不匹配比特。这又导致了对NCO 46的相位进行基本上半个周期的周期性调整。

如果检测器32检测到相同数量的匹配与不匹配比特，微处理器24可按相当于延迟器65的芯片数量来偏移L2-P码发生器。这将导致在I_SIG和Q_SIG信号中而不是在I_NOISE和Q_NOISE信号中检测到相关功率。类似的，如果检测器测定到匹配或不匹配比特的数量变化相对较小，则微处理器24可按一个其数量上比相当于延迟器65的芯片略少的芯片数来偏移码发生器48。

半周期检测器32还可被用来求解出现在接收机中的半周期模糊度，接收机跟踪L2-P码，但用另外方法测定L2载波相位。例如，半周期检测器可用在跟踪L2-P码且从信号中消去该码、然后平方所得到的信号以恢复L2载波的系统中。

一旦载波跟踪到C/A码及L1和L2的P码和载波，它就测定分别来自L1码发生器和载波发生器16、18和26的L1码测量值和相位测量值信号，以及来自L2码发生器和载波发生器48和46的L2码测量值信号和相位测量值信号。使用这些测量值，接收机求解整周期模糊度，校正电离层折射并测定其位置。另外，由于除半周期模糊度的求解外，L2码和相位测量的确定与L1测量不相关，接收机能测定每个波段的载波-噪声比。因而它能测定每个L1和L2信号波段的可靠度。

上面的描述仅限于本发明的一个特定实施方案。然而，很显然，可以通过对本发明进行的变化和修改，来获得某些或全部的优点。因此，附属权利说明书的目的是在本发明的实际精神或范围内包含所有这样的变化或修改。

Claims (16)

1.一种全球定位检测接收机，用于在L1和L2波段上分别接收被C/A码和加密的P码调制的L1信号和被加密的P码调制的L2信号，该接收机包括：

A.用于产生一个与接收到的L1信号中的C/A码匹配的C/A码的本地产生形式的装置；

B.一种用于产生一个P码的本地产生形式的L1-P码发生器，该L1-P码被相位锁定到C/A码的本地产生形式；

C.一种用于产生一个L2载波相角的估值的L2载波相角估测装置；

D.一种用于产生一个P码的本地产生形式的L2-P码发生器；

E.一种用于确定L2-P码发生器产生的P-码与L2信号中的P-码的匹配程度的相关装置；

F.一种用于控制L2-P码发生器的操作的控制器，该控制器接收涉及在本地产生的P码和接收的L2信号间的相关性的信号，并调整L2-P码发生器以使本地产生的P码与L2信号匹配；以及

G.一种用于在跟踪L2-P码中求解半周期模糊度的检测器，该检测器包括：

i.一个多数表决电路，用于确定L2-P码中的多数比特是否与L1-P码的相应比特匹配或不匹配，以及

ii.用于在多数表决电路确定了多数的L1和L2的比特不匹配时调整载波相角估测装置的装置。

2.权利要求1的全球定位检测接收机，其特征在于，所述控制器接收与L2载波的估测相角有关的信号。

3.权利要求1的全球定位检测接收机，其特征在于，所述控制器测定一个载波相位误差估值为： ${\mathrm{ERR}}_{L2}={K2}^{*}\arctan \left[\frac{Q^{*}\mathrm{signI}}{{K1}^{*}{S}_T}\right]$

其中K1和K2为常数，I和Q为同相和正交的相关信号，“Sign”代表I信号的符号，S_T为总信号功率的一个估值，以及基于这个误差估值调整L2载波角度估测装置。

4.权利要求3的全球定位检测接收机，其特征在于，还包括用于产生同相噪声分量I_NOISE和正交噪声分量Q_NOISE的装置，

所述控制器确定总信号功率为以下之和：

a.同相路径中的信号功率减去同相噪声分量I_NOISE，以及

b.正交路径中的信号功率减去正交噪声分量Q_NOISE。

5.权利要求4的全球定位检测接收机，其特征在于，用于产生同相噪声分量和正交噪声分量的装置，通过将L2信号的同相和正交分量乘以一个由L2-P码发生器产生的P码的不相关形式而确定所述同相噪声分量和正交噪声分量。

6.权利要求4的全球定位检测接收机，其特征在于，所述控制器还包括在获得锁定后以同相路径中的信号功率减去噪声来代替总信号功率的估值的装置。

7.权利要求1的全球定位检测接收机，其特征在于，控制器为了测定载波相位角跟踪误差，首先跟踪arctan(Q^*signI)，其中I和Q为同相和正交相关信号，并且基于一个相位误差的确定而调整L2载波角度估测装置。

8.权利要求1的全球定位检测接收机，其特征在于，进一步包括一个用于确定L2载波-噪声比的装置；和

所述控制器利用上述L2载波-噪声比作为L2信号的可靠性的指标。

9.一种全球定位检测接收机，用于在L1和L2波段上分别接收被C/A码和加密的P码调制的L1信号和被加密的P码调制的L2信号，该接收机包括：

A.用于产生一个与接收到的L1信号中的C/A码匹配的C/A码的本地产生形式的装置；

B.一种用于产生一个P码的本地产生形式的L1-P码发生器，该L1-P码被相位锁定到C/A码的本地产生形式；

C.一种用于产生一个P码的本地产生形式的L2-P码发生器；

D.用于确定由L2-P码发生器产生的P码与L2信号中的P码的匹配程度的相关装置，上述装置产生L2相关信号；

E.基于由相关装置产生的相关信号提供一个载波相角的估值的L2载波角度估测装置；以及

F.一种用于控制L2-P码发生器和L2载波角度估测装置操作的控制器，该控制器接收来自相关装置和L2载波角度估测装置的信号，并调整L2-P码发生器以便使本地产生的P码与L2信号匹配，并调整L2载波角度估测装置以使上述装置相位锁定到L2信号。

10.权利要求9的全球定位检测接收机，其特征在于一个用于确定L2载波-噪声比的装置；和

所述控制器利用上述L2载波-噪声比作为L2信号的可靠性的指标。

11.权利要求8的全球定位检测接收机，其特征在于，控制器确定一个载波相位误差估值为： ${\mathrm{ERR}}_{L2}={K2}^{*}\arctan \left[\frac{Q^{*}\mathrm{signI}}{{K1}^{*}{S}_T}\right]$

其中K1和K2为常数，I和Q为同相和正交相关信号，“Sign”代表I信号的符号，S_T为总信号功率的一个估值，以及基于这个误差估值调整L2载波角度估测装置。

12.权利要求11的全球定位检测接收机，其特征在于，还包括用于产生同相噪声分量I_NOISE和正交噪声分量Q_NOISE的装置，

控制器确定总信号功率为以下之和：

a.同相路径中的信号功率减去同相噪声分量，以及

b.正交路径中的信号功率减去正交噪声分量。

13.权利要求12的全球定位检测接收机，其特征在于，噪声分量通过将L2信号的同相和正交分量乘以一个由L2-P码发生器产生的P码的不相关形式而确定。

14.权利要求12的全球定位检测接收机，其特征在于，控制器包括在获得锁定后以同相路径中的信号功率减去噪声分量来代替总信号功率的估值的装置。

15.权利要求9的全球定位检测接收机，其特征在于，控制器还包括用于确定载波相位跟踪误差的装置，该装置跟踪乘积arctan(Q^*signI)，其中I和Q为同相和正交相关信号。

16.权利要求15的全球定位检测接收机，其特征在于进一步包括一种在跟踪L2-P码中求解半周期模糊度的检测器，该检测器包括：

i.一个多数表决电路，用于测定L2-P码中的多数比特是与L1-P码的相应比特匹配还是不匹配，以及

ii.用于当多数判决电路测定多数的L1和L2的比特不匹配时调整载波相角估测装置的装置。

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