JP3098758U - 矩形波発振回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】シュミットトリガ入力付きインバーターやNANDゲートICを使う矩形波発振回路で、その電源電圧が高い時にはデューティ比を大きくする。
【解決手段】矩形波発振回路の電源電圧が高いときは時定数回路へ加えられる電圧を抑制するように動作するリミッタを設ける。それにより、ICの入力が高い側のスレシュホールドVtHに達する時間を延伸させ、矩形波のデューティ比を大きくする。
【選択図】図3
【解決手段】矩形波発振回路の電源電圧が高いときは時定数回路へ加えられる電圧を抑制するように動作するリミッタを設ける。それにより、ICの入力が高い側のスレシュホールドVtHに達する時間を延伸させ、矩形波のデューティ比を大きくする。
【選択図】図3
Description
【0001】
【考案の属する技術分野】
矩形波発振回路の電源電圧と矩形波デューティ比。
【0002】
【従来の技術】
負荷に対応してデューティ比を制御する技術がある。
【0003】
【考案が解決しようとする課題】
矩形波発振回路の電源電圧が高い時に波形のデューティ比を大きくすること。
【0004】
【課題を解決するための手段】
図1はシュミットトリガ入力付きインバータIC、コンデンサC及び抵抗Rで構成される周知の矩形波発振回路で、NANDゲートを用いた同様の回路も知られている。図2は図1の回路の入力と出力の電圧波形を示し、Vccは電源電圧、VtHとVtLはそれぞれICの高い側と低い側のスレシュホールド電圧で、ICの入力電圧はVtHとVtLの間で折り返えしている。t1とt2はそれぞれIC出力がハイレベルH≒Vcc[v]である時間、ローレベルL≒0[v]である時間を表し、コンデンサCの充電時間と放電時間でもある。Vpについては後述する。図3は本考案の回路図を示し、図1の回路に対し、入力と出力間を接続している抵抗Rを、直列接続のR1とR2に換え、かつ、R1とR2を接続するP点とGND間にR1と協働してP点の電圧リミッタとなる回路Xを追加している。すなわち点線で囲んだ部分がリミッタとなる。なお、R2《R1である。図4はCR時定数回路の過度応答図でスイッチSの可動接点cが固定接点aに着けばコンデンサCは充電され、固定接点bに着けばCは放電する。
それぞれの過渡応答式は、次のように知られている。
充電時
v=E1・{1−Exp(−t1/CR)} [v]
この式を変形して
t1=CR・1n{E1/(E1−v)} [sec] ・・・(1)放電時
v=E2・Exp(−t2/CR) [v]
この式を変形して
t2=CR・1n(E2/v)[sec] ・・・・・・・(2)但し、
充電開始前はコンデンサの電圧は0[v]とし、
vは過渡応答中のコンデンサCの電圧、
CRは時定数、
E1は電源Bの電圧、
E2はコンデンサCの放電開始電圧、
t1は充電時間、
t2は放電時間
である。
なおt1、t2を図2に当てはめればデューティ比τは次の式で示される。
τ=t1/(t1+t2) ・・・・・(3)
図5は図3の回路Xの候補例で、それぞれ、Aはダイオードの順方向降下電圧を利用、Bはツェナーダイオードのツェナー電圧を利用、Cはトランジスタ定電圧回路を利用するものである。以下、候補Aを使用したリミッタ回路すなわち図6を取り上げて説明する。図6の回路でQ点は図3のoutに対応し、R1とp点はそれぞれ図3のR1とp点に対応する。図2のVpはp点の電圧である。なお、R1≒r、ダイオードDにはVfが約2[v]のLEDを使用した。表1はQ点に電圧Vを加え、その電圧を変化させた時のp点の電圧Vpの実測データである。表2はCMOSインバータIC、74HC14型の性能表のVtHとVtLの数値である。図7のグラフは表1と表2のデータを一緒にプロットしとしたものである。 表3は図7のグラフからVcc、Vp、VtH、VtLを読み取り整理したものである。
さて、図4を参照しながら図2の動作を見ると
従来の回路(図1)の場合、充電時にCに新たに加わる電圧は
E1=Vcc−VtL[v]
本考案の回路(図3)の場合、充電時にCに新たに加わる電圧は
E1=Vp−VtL[v]
に、それぞれ相当する。放電開始時のコンデンサの電圧はいずれの場合も
E2=VtH
で同一である。
表3から、両回路の各Vcc値に対応した上記ふたつの場合分けをしたE1と共にv=VtH−VtLを算出して式(1)に代入し、また同様に上記E2を読み取りv=VtLと共に式(2)に代入すればt1とt2が求められる。これらを式(3)に代入してデューティ比τを求めた。表4は従来の回路、表5は本考案の回路についての結果である。数値の代入に際し、式(1)、式(2)の時定数CR=1として正規化した。図8のグラフは表4と表5のτのデータをプロットしたもので、本考案の回路では電源電圧Vccが高くなると、矩形波のデューティτが大きくなことが分かる。
【0005】
【考案の実施例】
実施の一例を図9の電池を使用するLED点灯回路で説明する。本考案の矩形波発振回路(点線内)の後に接続したインバータIC2で矩形波を反転させてから、 トランジスタTrを駆動しLED2本を点灯させている。本考案の回路では電源電圧が高い時はデューティ比が大きくなるので、IC2による反転でTrのベースでは矩形波のデューティ比は電源電圧が高い時は小さくなる。電池は使用初期には電圧が高いのでLEDに不必要に大きな電流が流れ、初期には明るいが次第に暗くなる傾向があり、また電池の寿命が短くなるが、本考案の回路を利用することで初期の電圧が高いときにデューティー比を小さく抑えて明るさの平均化と電池寿命の改善ができる。
【0006】
【考案の効果】
本考案の回路では、電源電圧が高いときに時定数回路への印加電圧を制限するので、コンデンサの充電時間すなわちICの入力電圧がVtLからVtHに達するまでの時間が長くなるが、放電時間すなわちVtHからVTLへの時間に影響せず、結果として発振回路の矩形波出力のデューティ比は大きくなる。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の発振回路
【図2】発振回路の波形
【図3】本考案の発振回路
【図4】CR過渡応答
【図5】回路Xの候補
【図6】ダイオード利用のリミッタ
【図7】Vp、VtH、VtLのグラフ
【図8】電圧とデューティ比のグラフ
【図9】実施例
【表1】リミッタのデータ
【表2】インバータのVtH、VtLデータ
【表3】電圧とリミッタ、VtH、VtLデータ
【表4】電圧とデューティ比のデータ(従来回路)
【表5】電圧とデューティ比のデータ(本考案の回路)
【符号の説明】
a、b、c スイッチSの接点
B 電源
C コンデンサ
D ダイオード
GND 電源のマイナス極
H 論理ハイレベル
in ICの入力
IC,IC2 シュミットトリガ入力付きインバータ
L 論理ローレベル
LED 発光ダイオード
out ICの出力
p 直列抵抗R1,R2の接続点
R、R1、R2、r 抵抗
S スイッチ
t1 IC出力がハイレベルである時間またはコンデンサの充電時間
t2 IC出力がローレベルである時間またはコンデンサの放電時間
τ 矩形波のデューティ比
Tr トランジスタ
Vcc ICの電源電圧
Vp p点の電圧
VtH ICの高い側のスレシュホールド電圧
VtL ICの低い側のスレシュホールド電圧
【考案の属する技術分野】
矩形波発振回路の電源電圧と矩形波デューティ比。
【0002】
【従来の技術】
負荷に対応してデューティ比を制御する技術がある。
【0003】
【考案が解決しようとする課題】
矩形波発振回路の電源電圧が高い時に波形のデューティ比を大きくすること。
【0004】
【課題を解決するための手段】
図1はシュミットトリガ入力付きインバータIC、コンデンサC及び抵抗Rで構成される周知の矩形波発振回路で、NANDゲートを用いた同様の回路も知られている。図2は図1の回路の入力と出力の電圧波形を示し、Vccは電源電圧、VtHとVtLはそれぞれICの高い側と低い側のスレシュホールド電圧で、ICの入力電圧はVtHとVtLの間で折り返えしている。t1とt2はそれぞれIC出力がハイレベルH≒Vcc[v]である時間、ローレベルL≒0[v]である時間を表し、コンデンサCの充電時間と放電時間でもある。Vpについては後述する。図3は本考案の回路図を示し、図1の回路に対し、入力と出力間を接続している抵抗Rを、直列接続のR1とR2に換え、かつ、R1とR2を接続するP点とGND間にR1と協働してP点の電圧リミッタとなる回路Xを追加している。すなわち点線で囲んだ部分がリミッタとなる。なお、R2《R1である。図4はCR時定数回路の過度応答図でスイッチSの可動接点cが固定接点aに着けばコンデンサCは充電され、固定接点bに着けばCは放電する。
それぞれの過渡応答式は、次のように知られている。
充電時
v=E1・{1−Exp(−t1/CR)} [v]
この式を変形して
t1=CR・1n{E1/(E1−v)} [sec] ・・・(1)放電時
v=E2・Exp(−t2/CR) [v]
この式を変形して
t2=CR・1n(E2/v)[sec] ・・・・・・・(2)但し、
充電開始前はコンデンサの電圧は0[v]とし、
vは過渡応答中のコンデンサCの電圧、
CRは時定数、
E1は電源Bの電圧、
E2はコンデンサCの放電開始電圧、
t1は充電時間、
t2は放電時間
である。
なおt1、t2を図2に当てはめればデューティ比τは次の式で示される。
τ=t1/(t1+t2) ・・・・・(3)
図5は図3の回路Xの候補例で、それぞれ、Aはダイオードの順方向降下電圧を利用、Bはツェナーダイオードのツェナー電圧を利用、Cはトランジスタ定電圧回路を利用するものである。以下、候補Aを使用したリミッタ回路すなわち図6を取り上げて説明する。図6の回路でQ点は図3のoutに対応し、R1とp点はそれぞれ図3のR1とp点に対応する。図2のVpはp点の電圧である。なお、R1≒r、ダイオードDにはVfが約2[v]のLEDを使用した。表1はQ点に電圧Vを加え、その電圧を変化させた時のp点の電圧Vpの実測データである。表2はCMOSインバータIC、74HC14型の性能表のVtHとVtLの数値である。図7のグラフは表1と表2のデータを一緒にプロットしとしたものである。 表3は図7のグラフからVcc、Vp、VtH、VtLを読み取り整理したものである。
さて、図4を参照しながら図2の動作を見ると
従来の回路(図1)の場合、充電時にCに新たに加わる電圧は
E1=Vcc−VtL[v]
本考案の回路(図3)の場合、充電時にCに新たに加わる電圧は
E1=Vp−VtL[v]
に、それぞれ相当する。放電開始時のコンデンサの電圧はいずれの場合も
E2=VtH
で同一である。
表3から、両回路の各Vcc値に対応した上記ふたつの場合分けをしたE1と共にv=VtH−VtLを算出して式(1)に代入し、また同様に上記E2を読み取りv=VtLと共に式(2)に代入すればt1とt2が求められる。これらを式(3)に代入してデューティ比τを求めた。表4は従来の回路、表5は本考案の回路についての結果である。数値の代入に際し、式(1)、式(2)の時定数CR=1として正規化した。図8のグラフは表4と表5のτのデータをプロットしたもので、本考案の回路では電源電圧Vccが高くなると、矩形波のデューティτが大きくなことが分かる。
【0005】
【考案の実施例】
実施の一例を図9の電池を使用するLED点灯回路で説明する。本考案の矩形波発振回路(点線内)の後に接続したインバータIC2で矩形波を反転させてから、 トランジスタTrを駆動しLED2本を点灯させている。本考案の回路では電源電圧が高い時はデューティ比が大きくなるので、IC2による反転でTrのベースでは矩形波のデューティ比は電源電圧が高い時は小さくなる。電池は使用初期には電圧が高いのでLEDに不必要に大きな電流が流れ、初期には明るいが次第に暗くなる傾向があり、また電池の寿命が短くなるが、本考案の回路を利用することで初期の電圧が高いときにデューティー比を小さく抑えて明るさの平均化と電池寿命の改善ができる。
【0006】
【考案の効果】
本考案の回路では、電源電圧が高いときに時定数回路への印加電圧を制限するので、コンデンサの充電時間すなわちICの入力電圧がVtLからVtHに達するまでの時間が長くなるが、放電時間すなわちVtHからVTLへの時間に影響せず、結果として発振回路の矩形波出力のデューティ比は大きくなる。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の発振回路
【図2】発振回路の波形
【図3】本考案の発振回路
【図4】CR過渡応答
【図5】回路Xの候補
【図6】ダイオード利用のリミッタ
【図7】Vp、VtH、VtLのグラフ
【図8】電圧とデューティ比のグラフ
【図9】実施例
【表1】リミッタのデータ
【表2】インバータのVtH、VtLデータ
【表3】電圧とリミッタ、VtH、VtLデータ
【表4】電圧とデューティ比のデータ(従来回路)
【表5】電圧とデューティ比のデータ(本考案の回路)
【符号の説明】
a、b、c スイッチSの接点
B 電源
C コンデンサ
D ダイオード
GND 電源のマイナス極
H 論理ハイレベル
in ICの入力
IC,IC2 シュミットトリガ入力付きインバータ
L 論理ローレベル
LED 発光ダイオード
out ICの出力
p 直列抵抗R1,R2の接続点
R、R1、R2、r 抵抗
S スイッチ
t1 IC出力がハイレベルである時間またはコンデンサの充電時間
t2 IC出力がローレベルである時間またはコンデンサの放電時間
τ 矩形波のデューティ比
Tr トランジスタ
Vcc ICの電源電圧
Vp p点の電圧
VtH ICの高い側のスレシュホールド電圧
VtL ICの低い側のスレシュホールド電圧
Claims (1)
- シュミットトリガ入力付きのインバータやNANDゲートのICを用い、その入力とGND間にコンデンサを接続し(ICの入力容量を含む)、かつ、入力と出力間を直列接続した抵抗で接続して、それらの抵抗どうしの接続点の電圧を制限するリミッタを備えた矩形波発振回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003004258U JP3098758U (ja) | 2003-06-23 | 2003-06-23 | 矩形波発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003004258U JP3098758U (ja) | 2003-06-23 | 2003-06-23 | 矩形波発振回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP3098758U true JP3098758U (ja) | 2004-03-11 |
Family
ID=43252507
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003004258U Expired - Fee Related JP3098758U (ja) | 2003-06-23 | 2003-06-23 | 矩形波発振回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3098758U (ja) |
-
2003
- 2003-06-23 JP JP2003004258U patent/JP3098758U/ja not_active Expired - Fee Related
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |