JP3085701B2 - Inverter device - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源を整流平滑した直流電圧を高周波
に変換して負荷に供給するインバータ装置に関するもの
である。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter device for converting a DC voltage obtained by rectifying and smoothing an AC power supply to a high frequency and supplying the high frequency to a load.
［従来の技術］ 従来例１ 第28図は従来のインバータ装置（特開昭60−134776
号）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。ダイオードD4,D5,D6,D7よりなる全波整流器DBの
交流入力端子は、インダクタL1とコンデンサC0よりなる
フィルター回路を介して交流電源Vsに接続されている。
全波整流器DBの直流出力端子には、チョッパー用のイン
ダクタL3と、逆流阻止用のダイオードD1を介して平滑用
のコンデンサC1が接続されている。コンデンサC1には、
トランジスタQ1,Q2の直列回路が接続されている。各ト
ランジスタQ1,Q2には、それぞれダイオードD1,D2が逆並
列接続されている。トランジスタQ1の両端には、直流カ
ット用のコンデンサC3と限流及び共振用のインダクタL2
を介して放電灯laが接続されている。放電灯laのフィラ
メントの非電源側端子間には、共振及び予熱電流通電用
のコンデンサC2が並列接続されている。[Prior Art] Conventional Example 1 FIG. 28 shows a conventional inverter device (JP-A-60-134776).
FIG. Hereinafter, the circuit configuration will be described. An AC input terminal of a full-wave rectifier DB including diodes D 4 , D 5 , D 6 , and D 7 is connected to an AC power supply Vs via a filter circuit including an inductor L 1 and a capacitor C 0 .
The DC output terminals of the full-wave rectifier DB, and an inductor L 3 for chopper, the capacitor C 1 for smoothing is connected via the diode D 1 of the reverse-current blocking. The capacitor C 1,
A series circuit of the transistors Q 1 and Q 2 is connected. Diodes D 1 and D 2 are connected in anti-parallel to the transistors Q 1 and Q 2 , respectively. A DC cut capacitor C 3 and a current limiting and resonance inductor L 2 are provided at both ends of the transistor Q 1.
Is connected to the discharge lamp la. Between the non-power supply side terminal of the filament lamp la, resonance and capacitor C 2 for preheating current supply are connected in parallel.
以下、上記回路の動作について説明する。まず、トラ
ンジスタQ1,Q2、ダイオードD1,D2、インダクタL2、コン
デンサC2,C3、放電灯laが直列インバータ回路を構成し
ている。トランジスタQ1,Q2は高速度で交互にオン・オ
フされる。平滑コンデンサC1の直流電圧は、トランジス
タQ1,Q2で高周波的にスイッチングされ、放電灯laに高
周波電力が供給される。次に、トランジスタQ2とダイオ
ードD1及びインダクタL3は、チョッパー回路を構成して
いる。トランジスタQ2のオン時に、全波整流器DBの出力
をインダクタL3を介してトランジスタQ2でスイッチング
し、インダクタL3にエネルギーを蓄積し、トランジスタ
Q2のオフ時にダイオードD1を介して平滑コンデンサC1を
充電する。このチョッパー作用により入力力率が高く、
入力電流の高調波成分も少なくなる。さらに、コンデン
サC0とインダクタL1はフィルター回路を構成しており、
チョッパー回路のスイッチング電流に含まれる高周波成
分を除去している。Hereinafter, the operation of the above circuit will be described. First, transistors Q 1 and Q 2 , diodes D 1 and D 2 , inductor L 2 , capacitors C 2 and C 3 , and discharge lamp la constitute a series inverter circuit. The transistors Q 1 and Q 2 are alternately turned on and off at a high speed. DC voltage of the smoothing capacitor C 1 is a high-frequency manner switching transistors Q 1, Q 2, high frequency power is supplied to the discharge lamp la. Then, the transistor Q 2 and the diode D 1 and the inductor L 3 constitute a chopper circuit. When turned on transistor Q 2, the output of the full-wave rectifier DB through the inductor L 3 and the switching transistors Q 2, the energy accumulated in inductor L 3, transistor
Via the diode D 1 when the off-Q 2 charges the smoothing capacitor C 1. The input power factor is high due to this chopper action,
The harmonic components of the input current are also reduced. Further, the capacitor C 0 and the inductor L 1 constitute a filter circuit,
High frequency components contained in the switching current of the chopper circuit are removed.
この回路はインバータ回路とチョッパー回路とでトラ
ンジスタQ2とダイオードD1を兼用している。したがっ
て、回路が簡単で小型化できるという利点があるが、兼
用したトランジスタQ2にはインバータとチョッパーの両
方の電流が流れることになり、トランジスタQ2のストレ
スは非常に大きくなるという欠点がある。さらに、この
回路のチョッパーは昇圧チョッパーであり、平滑コンデ
ンサC1に高い直流電圧が充電される。このため、コンデ
ンサC1及びインバータ回路の回路素子には高耐圧のもの
が必要であり、回路素子は高価になる。This circuit also serves as a transistor Q 2 and the diode D 1 between the inverter circuit and chopper circuit. Therefore, the circuit but there is an advantage that can be easily miniaturized, the transistor Q 2 to which was also used will flow inverter and chopper both current stress of the transistor Q 2 is the disadvantage that a very large. Further, chopper of this circuit is boost chopper, a high DC voltage to the smoothing capacitor C 1 is charged. Therefore, the circuit elements of the capacitor C 1 and the inverter circuit is required of a high-voltage, the circuit element is expensive.
従来例２ 第29図は他の従来例（特開平１−252162号）の回路図
である。この従来例では、トランジスタQ1,Q2、ダイオ
ードD1,D2、インダクタL2、コンデンサC2〜C4、放電灯l
aがハーフブリッジ式インバータを構成している。C1は
平滑コンデンサであり、この電圧をコンデンサC3,C4で
分圧し、その電圧をトランジスタQ1,Q2で高周波的にス
イッチングして、放電灯laに高周波電力を供給する。Conventional Example 2 FIG. 29 is a circuit diagram of another conventional example (JP-A-1-252162). In this conventional example, transistors Q 1 and Q 2 , diodes D 1 and D 2 , inductor L 2 , capacitors C 2 to C 4 , discharge lamp l
a constitutes a half-bridge type inverter. C 1 is a smoothing capacitor, the voltage divided by the capacitor C 3, C 4, and a high frequency switched the voltage at the transistor Q 1, Q 2, and supplies high frequency power to the discharge lamp la.
一方、トランジスタQ2、ダイオードD3、インダクタ
L3、コンデンサC5、インピーダンス素子Ｚが第28図のチ
ョッパーに相当する働きをする。トランジスタQ2がオン
すると、全波整流器DBからインダクタL3、コンデンサ
C5、インピーダンス素子Ｚ、トランジスタQ2を介してイ
ンダクタL3に電流を流す。トランジスタQ2がオフする
と、インダクタL3に誘起電圧が発生し、ダイオードD3を
介して平滑コンデンサC1を充電する。この回路も本質的
には昇圧チョッパーであるが、コンデンサC5とインピー
ダンス素子Ｚを介して間接的にインダクタL3とダイオー
ドD3の接続点の電位をスイッチングするため昇圧作用が
小さくなる。On the other hand, transistor Q 2 , diode D 3 , inductor
L 3 , capacitor C 5 , and impedance element Z function equivalent to the chopper in FIG. When transistor Q 2 is turned on, the inductor L 3 from the full-wave rectifier DB, capacitor
C 5, the impedance element Z, a current flows in the inductor L 3 through the transistor Q 2. When transistor Q 2 is turned off, the induced voltage is generated in the inductor L 3, via the diode D 3 charges the smoothing capacitor C 1. This circuit also essentially a step-up chopper, the step-up action for switching a potential of the connection point of indirectly inductor L 3 and a diode D 3 through the capacitor C 5 and the impedance element Z decreases.
［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例1,2では、チョッパーとインバータとで
スイッチング素子を共用しているが、他の回路素子は別
個であり、回路構成の簡単化に対する効果は未だ不十分
である。また、チョッパー（DC−DC変換）とインバータ
（DC−AC変換）という２つの変換器を通るため、回路総
合効率（負荷の消費電力÷入力電力）が悪くなるという
問題があった。[Problems to be Solved by the Invention] In the above-described conventional examples 1 and 2, the chopper and the inverter share the switching element, but the other circuit elements are separate, and the effect on the simplification of the circuit configuration is not yet achieved. Not enough. Further, since the signal passes through two converters, a chopper (DC-DC conversion) and an inverter (DC-AC conversion), there is a problem that the overall circuit efficiency (power consumption of load / input power) is deteriorated.
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、インバータ装置の入力力率を
高く、入力電流高調波を低く保ちつつ、簡単な回路構成
で回路総合効率を向上させることにある。The present invention has been made in view of such a point,
An object of the present invention is to improve the overall circuit efficiency with a simple circuit configuration while keeping the input power factor of the inverter device high and the input current harmonics low.
［課題を解決するための手段］ 請求項１の発明にあっては、上記の課題を解決するた
めに、第８図に示すように、交流電源Vsを整流する整流
器DBと、整流器DBの出力を平滑する平滑コンデンサC1を
有し、平滑コンデンサC1の電圧を高周波に変換して負荷
に供給するインバータ装置において、整流器DBの出力か
ら誘導性のインピーダンス素子L3とインバータの負荷及
びスイッチング素子Q2を介して交流電源Vsから入力電流
を通電する第１の電流経路を設けると共に、前記スイッ
チング素子Q2がオフしたときに整流器DBの出力から前記
誘導性のインピーダンス素子L3とインバータの負荷を介
して前記平滑コンデンサC1に交流電源Vsから入力電流を
通電する第２の電流経路を設けたことを特徴とするもの
である。[Means for Solving the Problems] In the invention of claim 1, in order to solve the above problems, as shown in FIG. 8, a rectifier DB for rectifying the AC power supply Vs, and an output of the rectifier DB the has a smoothing capacitor C 1 for smoothing, in the inverter device for supplying to a load by converting the voltage of the smoothing capacitor C 1 to a high frequency, a rectifier load and the switching element of the inductive impedance elements L 3 and the inverter from the output of the DB provided with a first current path for energizing the input current from the AC power source Vs through a Q 2, the load switching element Q 2 is the output of the rectifier DB when off the inductive impedance element L 3 and the inverter the is characterized in the provision of the second current path for energizing the input current from the AC power source Vs to the smoothing capacitor C 1 via.
また、請求項２の発明にあっては、同じ課題を解決す
るために、第３図に示すように、交流電源Vsを整流する
整流器DBと、整流器DBの出力を平滑する平滑コンデンサ
C1を有し、平滑コンデンサC1の電圧を高周波に変換して
負荷に供給するインバータ装置において、整流器DBの出
力と平滑コンデンサC1の間に平滑コンデンサC1を充電す
る方向にダイオードD3を接続し、整流器DBの出力と前記
ダイオードD3との接続点に直列コンデンサC4を含むイン
ピーダンス要素の一端を接続し、整流器DBの出力から前
記直列コンデンサC4を含むインピーダンス要素とインバ
ータの負荷及びスイッチング素子Q2を介して交流電源Vs
から入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴と
するものである。According to the second aspect of the present invention, in order to solve the same problem, as shown in FIG. 3, a rectifier DB for rectifying the AC power supply Vs and a smoothing capacitor for smoothing the output of the rectifier DB.
C 1 has, in the inverter device for supplying to a load by converting the voltage of the smoothing capacitor C 1 to a high frequency, the rectifier DB and the output of the diode D 3 in a direction to charge the smoothing capacitor C 1 between the smoothing capacitor C 1 connect, connect one end of the impedance element comprising a series capacitor C 4 to the connection point of the output of the rectifier DB and the diode D 3, the load from the output of the rectifier DB impedance elements and an inverter comprising the series capacitor C 4 and through the switching element Q 2 AC power source Vs
And a current path through which an input current flows is provided.
［作用］ 第１図は本発明による入力力率改善作用の説明図であ
る。スイッチング素子SW1が高速でオン・オフすると、
整流器DB、インピーダンス素子Z1、インバータ１の負荷
Ｚ、スイッチング素子SW1の経路で電流が流れ、交流電
源Vsの商用周期の全区間にわたって、入力電流が流れる
ので、入力力率が高くなる。また、第28図に示したよう
なコンデンサC0,インダクタL1よりなるフィルター回路
を付加すれば、入力電流の高調波成分も低く抑えられ
る。一方、コンデンサC1を直流電源としてインバータ１
により負荷Ｚには高周波電力が供給される。スイッチン
グ素子SW1がオンのとき、インバータ１の負荷Ｚには、
インバータ１の電流が流れると共に、整流器DBを介する
電流経路でも電流が流れる。[Operation] FIG. 1 is an explanatory diagram of the input power factor improving operation according to the present invention. When switching element SW 1 is turned on and off at high speed,
Rectifier DB, impedance elements Z 1, the load Z of the inverter 1, a current flows through a path of the switching element SW 1, over the entire period of the commercial cycle of the AC power source Vs, the input current flows, the input power factor becomes higher. Further, if a filter circuit including the capacitor C 0 and the inductor L 1 as shown in FIG. 28 is added, the harmonic component of the input current can be suppressed low. Meanwhile, the inverter 1 a capacitor C 1 as a DC power source
Thus, high-frequency power is supplied to the load Z. When the switching element SW 1 is on, the load Z of the inverter 1
While the current of the inverter 1 flows, the current also flows in the current path via the rectifier DB.
さらに、第２図に示す構成では、インバータ１の振動
要素Z2を入力力率改善回路と共用し、従来例に比べて更
に回路の共用化が進んでいる。したがって、回路構成も
簡単になる。このように、振動要素Z2を介して入力電流
を流すと、負荷Ｚに流れる高周波電流に含まれる低周波
リップルが少なくなる。また、インピーダンス素子Z1と
振動要素Z2の間での振動作用を利用して負荷Ｚに高周波
が供給される。Furthermore, in the configuration shown in FIG. 2, share the vibrating element Z 2 of the inverter 1 and the input power factor correction circuit, is progressing common use of further circuit as compared with the conventional example. Therefore, the circuit configuration is also simplified. Thus, when passing an input current through an oscillating element Z 2, low-frequency ripple is reduced to be included in the high-frequency current flowing through the load Z. The high frequency is supplied to the load Z using a vibrating action between the impedance elements Z 1 and the vibrating element Z 2.
なお、ダイオードD3は必要に応じて接続される。イン
ピーダンス素子Z1の電流が反転して、ダイオードD3を通
って、コンデンサC1を充電したり、スイッチング素子SW
1のオン時とは逆向きに負荷Ｚに電流を流したりするこ
とができる。The diode D 3 is connected if necessary. And current reversal impedance element Z 1, through the diode D 3, or charge the capacitor C 1, the switching element SW
A current can be applied to the load Z in a direction opposite to that when the switch 1 is turned on.
このように、本発明では、整流器DBからインピーダン
ス素子Z1を介してインバータ１の負荷Ｚに直接的に電流
を流す経路を設けた。したがって、DC−DC変換、DC−AC
変換という２つの変換過程を通らずに、交流電源Vsから
インバータ１の負荷Ｚに電流が流れるので、回路総合効
率が高くなる。しかも、この電流は交流電源Vsからの入
力電流であるので、入力力率を高く、入力電流高調波を
少なくすることができる。また、負荷Ｚへ電解コンデン
サC1を介さずに電流を流す経路が存在するので、電解コ
ンデンサC1からの電力供給は減ることになる。したがっ
て、電解コンデンサC1の容量は小さくて済む。Thus, in the present invention, it provided a path to flow a direct current to the load Z of the inverter 1 through the impedance element Z 1 from the rectifier DB. Therefore, DC-DC conversion, DC-AC
Since the current flows from the AC power supply Vs to the load Z of the inverter 1 without passing through the two conversion processes of conversion, the overall circuit efficiency is increased. Moreover, since this current is an input current from the AC power supply Vs, the input power factor can be increased and the input current harmonics can be reduced. Moreover, since the path for current flow without passing through the electrolytic capacitor C 1 to the load Z is present, a decrease in power supply from the electrolytic capacitor C 1. Therefore, the capacitance of the electrolytic capacitor C 1 is small.
［実施例１］ 第３図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例
は、第１図に示す基本構成において、インピーダンス素
子Z1としてコンデンサC4を用いており、インバータの負
荷Ｚとして放電灯laとその並列コンデンサC2を用いてい
る。また、インバータとして直列インバータを用いてい
る。Embodiment 1 FIG. 3 is a circuit diagram of one embodiment of the present invention. This embodiment, in the basic configuration shown in FIG. 1, uses a capacitor C 4 as an impedance element Z 1, is used a discharge lamp la and its parallel capacitor C 2 as a load Z of the inverter. Also, a series inverter is used as the inverter.
まず、インバータの動作について説明する。インバー
タは、トランジスタQ1,Q2とダイオードD1,D2、インダク
タL2、コンデンサC2,C3及び放電灯laで構成されてい
る。トランジスタQ1,Q2が高速度で交互にオン・オフ
し、コンデンサC1の直流電圧を高周波に変換して、放電
灯laを高周波点灯させる。コンデンサC2は放電灯laのフ
ィラメントの予熱電流通電経路を構成しており、また、
インダクタL2との共振用コンデンサも兼ねている。First, the operation of the inverter will be described. The inverter includes transistors Q 1 and Q 2 , diodes D 1 and D 2 , an inductor L 2 , capacitors C 2 and C 3, and a discharge lamp la. The transistors Q 1 and Q 2 alternately turn on and off at a high speed, convert the DC voltage of the capacitor C 1 into a high frequency, and turn on the discharge lamp la at a high frequency. The capacitor C 2 constitutes a path for supplying a preheating current to the filament of the discharge lamp la.
Also resonant capacitor and inductor L 2 also serves.
本回路の特徴は、インバータの負荷である放電灯laと
スイッチング用のトランジスタQ2の直列回路を、コンデ
ンサC4を介して全波整流器DBの直流出力端に接続したこ
とである。このため、トランジスタQ2がオンすると、整
流器DB、コンデンサC4、放電灯la、トランジスタQ2の経
路で入力電流が流れる。トランジスタQ2がオンのときに
コンデンサC4に蓄えられた電荷は、トランジスタQ2がオ
フして、トランジスタQ1がオンすると、コンデンサC4か
らダイオードD3、トランジスタQ1、放電灯la、コンデン
サC4を通る経路で流れ、コンデンサC4の電荷が放出され
る。Feature of this circuit, the series circuit of the transistor Q 2 of the discharge lamp la and switching a load of the inverter is that connected to the DC output ends of the full-wave rectifier DB through the capacitor C 4. Therefore, the transistor Q 2 is turned on, a rectifier DB, a capacitor C 4, a discharge lamp la, the input current flows through a path of the transistor Q 2. Charge stored in the capacitor C 4 when the transistor Q 2 is turned on, the transistor Q 2 is turned off, the transistor Q 1 is turned on, the diode D 3 from the capacitor C 4, the transistor Q 1, the discharge lamp la, a capacitor It flows through a path passing through the C 4, the charge on capacitor C 4 is discharged.
以上の過程は交流電源Vsの商用周期の全区間にわたっ
て繰り返されるので、入力電流が常に流れることにな
る。したがって、入力力率が高くなる。また、適当なフ
ィルター回路を入力側に付加し、高周波成分を除去する
と、入力電流波形は、高調波成分の少ない正弦波に近い
波形とすることができる。The above process is repeated over the entire section of the commercial cycle of the AC power supply Vs, so that the input current always flows. Therefore, the input power factor increases. When an appropriate filter circuit is added to the input side to remove high-frequency components, the input current waveform can be a waveform close to a sine wave with less harmonic components.
本実施例では、トランジスタQ2がオンすると、全波整
流器DBからコンデンサC4、放電灯la、トランジスタQ2の
経路で電流が流れる。このように、放電灯laにはインバ
ータの動作による電流以外に、コンデンサC4を介する経
路でも、交流電源Vsから直接的に電流が流れる。したが
って、放電灯laには、DC−DC変換、DC−AC変換という２
つの変換過程を通らず、整流器DBからの電流が直接的に
流れるので、回路総合効率が高くなる。In this embodiment, the transistor Q 2 is turned on, the capacitor C 4 from the full-wave rectifier DB, the discharge lamp la, current flows through a path of the transistor Q 2. Thus, in addition to the current by the operation of the inverter to the discharge lamp la, even path through the capacitor C 4, current directly flows from the AC power source Vs. Therefore, the discharge lamp la has two types, DC-DC conversion and DC-AC conversion.
Since the current from the rectifier DB flows directly without passing through the two conversion processes, the overall circuit efficiency is increased.
［実施例２］ 第４図は本発明の他の実施例の回路図である。本実施
例では、第１図に示す基本構成において、インピーダン
ス素子Z1として、コンデンサC4とインダクタL3の直列回
路を用いている。また、インバータとしては、第３図と
同様の直列インバータを用いている。Embodiment 2 FIG. 4 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention. In this embodiment, in the basic configuration shown in FIG. 1, as the impedance element Z 1, is used a series circuit of a capacitor C 4 and the inductor L 3. As the inverter, a series inverter similar to that shown in FIG. 3 is used.
本回路では、このように、コンデンサC4とインダクタ
L3の直列回路をインピーダンス素子Z1として用いたの
で、入力電流は高周波の振動波形となり、ノイズ成分が
小さい。コンデンサC4とインダクタL3に流れる電流は振
動電流であるので、その電流の向きはいずれ反転する。
このときには、ダイオードD3がオンし、トランジスタ
Q1、放電灯laに電流が流れる。In this circuit, thus, the capacitor C 4 and the inductor
Since using a series circuit of L 3 as an impedance element Z 1, the input current becomes a high-frequency vibration waveform, the noise component is small. Since the current flowing through the capacitor C 4 and the inductor L 3 is oscillating current, the direction of the current is either reversed.
At this time, the diode D 3 is turned on, the transistor
Q 1 , a current flows through the discharge lamp la.
本実施例の動作波形図を第５図に示す。図中、Vinは
入力電圧、Iinは入力電流、Izは入力電流のうち、コン
デンサC4とインダクタL3に流れる成分、ID3は入力電流
のうち、ダイオードD3を流れる成分、Iin′はフィルタ
ー回路を通した入力電流である。トランジスタQ2には、
インバータの振動電流と入力電流の両方が流れるが、共
に振動電流であるため、コンデンサC4とインダクタL3の
値及びスイッチング周期を適切に設計すれば、トランジ
スタQ2での損失は小さくすることができる。FIG. 5 shows an operation waveform diagram of the present embodiment. In the figure, Vin is an input voltage, Iin is the input current, Iz is of the input current, component flowing through the capacitor C 4 and the inductor L 3, I D3 among the input current component flowing through the diode D 3, Iin 'is filter The input current through the circuit. The transistor Q 2 is,
Both of the vibration current and input current of the inverter flows, but since both the oscillating current, if properly designed values and the switching period of the capacitor C 4 and the inductor L 3, is possible to reduce the loss in the transistor Q 2 it can.
［実施例３］ 第６図は本発明のさらに他の実施例の回路図である。
本実施例は、第２図に示す基本構成において、インバー
タの負荷Ｚとして、放電灯laとその並列コンデンサC2を
用いると共に、振動要素Z2として、コンデンサC3を用い
たものである。また、インピーダンス素子Z1としては、
コンデンサC4とインダクタL3の直列回路を用いている。
さらに、インバータとしては、第３図と同様の直列イン
バータを用いている。コンデンサC3は直列インバータの
直流カット用のコンデンサであり、矢印VC3の向きに平
滑コンデンサC1の電圧の約半分の電圧を持っており、ト
ランジスタQ2がオンしたときの電源の役目をしている。Embodiment 3 FIG. 6 is a circuit diagram of still another embodiment of the present invention.
This embodiment, in the basic configuration shown in FIG. 2, as the load Z of the inverter, along with using the discharge lamp la and its parallel capacitor C 2, a vibrating element Z 2, in which with the capacitor C 3. Further, as the impedance elements Z 1,
It uses a series circuit of a capacitor C 4 and the inductor L 3.
Further, a series inverter similar to FIG. 3 is used as the inverter. Capacitor C 3 is a capacitor for cutting direct current series inverters, and have about half the voltage of the orientation smoothed voltage of the capacitor C 1 of the arrow V C3, and the role of power when the transistor Q 2 is turned on ing.
本実施例では、トランジスタQ2がオンすると、全波整
流器DB、コンデンサC4、インダクタL3、コンデンサC3、
放電灯la、トランジスタQ2の経路で電流が流れるが、コ
ンデンサC3に充電された電圧のため、この経路での電流
は流やすい。したがって、この経路からの放電灯laへの
電力供給が増えることになる。これにより回路効率はさ
らに良くなる。In this embodiment, the transistor Q 2 is turned on, a full-wave rectifier DB, a capacitor C 4, the inductor L 3, a capacitor C 3,
Discharge lamp la, but current flows in the path of the transistor Q 2, since the voltage charged in the capacitor C 3, current in this path easy flow. Therefore, power supply to the discharge lamp la from this path increases. This further improves the circuit efficiency.
なお、本回路では、スイッチング用のトランジスタ
Q1,Q2としてパワーMOSFETを用いている。このため、そ
の逆並列ダイオードD1,D2はパワーMOSFETの寄生ダイオ
ードで代用できる。In this circuit, the switching transistor
Power MOSFETs are used as Q 1 and Q 2 . Therefore, the anti-parallel diodes D 1 and D 2 can be replaced by parasitic diodes of the power MOSFET.
［実施例４］ 第７図乃至第９図に示す回路では、第２図に示す基本
構成において、インバータの振動要素Z2として、コンデ
ンサC3とインダクタL2の直列回路を用いている。また、
インピーダンス素子Z1として、第７図の回路ではコンデ
ンサC4、第８図の回路ではインダクタL3、第９図の回路
ではコンデンサC4とインダクタL3の直列回路をそれぞれ
用いている。これらの回路はインバータにおける、より
多くの素子を介して入力電流を流して、その電流経路に
は、必ずインダクタとコンデンサが含まれている。した
がって、入力側のインピーダンス素子Z1に関係なく、入
力電流は振動波形となる。[Example 4] In the circuit shown in FIG. 7 to FIG. 9, in the basic configuration shown in FIG. 2, as a vibrating element of the inverter Z 2, it is used a series circuit of a capacitor C 3 and the inductor L 2. Also,
As an impedance element Z 1, in the circuit of Figure 7 is a capacitor C 4, in the circuit of Figure 8 inductor L 3, in the circuit of Figure 9 are used, respectively a series circuit of a capacitor C 4 and the inductor L 3. These circuits carry the input current through more elements in the inverter, and the current path always includes an inductor and a capacitor. Therefore, regardless of the impedance elements Z 1 of the input side, the input current is the vibration waveform.
第７図の回路では、インバータの振動と同期して、ト
ランジスタQ1がオンしたとき、コンデンサC4の電荷がダ
イオードD3を介して放出される。第９図の回路では、コ
ンデンサC4とインダクタL3の振動によって、必ずしもト
ランジスタQ1のオンとは同期せず、設定によってはダイ
オードD3を介してコンデンサC1を充電し、コンデンサC5
とインダクタL4の経路で電流が流れることもある。第８
図の回路では、インダクタL3を介するのみなので、必ず
しも電流を反転させる必要は無い。したがって、ダイオ
ードD3は省略しても良い。このとき、トランジスタQ2の
オフ後のインダクタL3の電流は、インダクタL2、コンデ
ンサC3、放電灯la、ダイオードD1、コンデンサC1の経路
で流れて、コンデンサC1を充電する。In the circuit of FIG. 7, in synchronization with the oscillation of the inverter, when the transistor Q 1 is turned on, the charge in the capacitor C 4 is discharged through the diode D 3. In the circuit of Figure 9, by the vibration of the capacitor C 4 and the inductor L 3, necessarily turned on transistor Q 1 without synchronizing to charge the capacitor C 1 through the diode D 3 by setting the capacitor C 5
And also a current flows through a path of the inductor L 4. 8th
In the circuit diagram, so only via the inductor L 3, it is always necessary to reverse the current no. Accordingly, the diode D 3 may be omitted. At this time, the current of the transistor Q after 2 off inductor L 3 includes an inductor L 2, a capacitor C 3, the discharge lamp la, diode D 1, and flows through a path of the capacitor C 1, to charge the capacitor C 1.
第７図乃至第９図に示す回路は、入力側のインピーダ
ンス素子Z1の違いによって細かい動作の相違はあるが、
上述の実施例で述べたような回路効率の向上、入力力率
の改善、入力電流高調波の低減という効果は同様に達成
される。The circuit shown in FIG. 7 to FIG. 9, albeit different fine operation by differences impedance elements Z 1 of the input side,
The effects of improvement of the circuit efficiency, improvement of the input power factor, and reduction of the input current harmonic as described in the above-described embodiment are similarly achieved.
［他の実施例］ 第10図の回路では、第１図の基本構成において、入力
側のインピーダンス素子Z1としてインダクタL3を用いて
いる。In the circuit of the other embodiment] FIG. 10, in the basic configuration of FIG. 1, and an inductor L 3 as an impedance element Z 1 of the input side.
第11図乃至第13図の回路は、第２図の基本構成におい
て、インバータの振動要素Z2をインダクタL2とした例で
ある。なお、インピーダンス素子Z1として、第11図の回
路ではコンデンサC4、第12図の回路ではインダクタL3、
第13図の回路ではコンデンサC4とインダクタL3の直列回
路をそれぞれ用いている。Circuit in FIG. 11 to FIG. 13, in the basic configuration of FIG. 2, an example of a vibrating element Z 2 and the inductor L 2 of the inverter. Incidentally, as the impedance element Z 1, in the circuit of Figure 11 the capacitor C 4, in the circuit of Figure 12 inductor L 3,
In the circuit of FIG. 13 are used, respectively a series circuit of a capacitor C 4 and the inductor L 3.
第14図及び第15図の回路は、インバータの振動要素Z2
をコンデンサC3とした例である。なお、インピーダンス
素子Z1として、第14図の回路ではコンデンサC4、第15図
の回路ではインダクタL3をそれぞれ用いている。The circuits in FIGS. 14 and 15 correspond to the oscillating element Z 2 of the inverter.
Which is the example in which the capacitor C 3. Incidentally, as the impedance element Z 1, in the circuit of Figure 14 the capacitor C 4, in the circuit of FIG. 15 has an inductor L 3, respectively.
第16図乃至第18図の回路は、インバータとして一石式
インバータを用いた例である。トランジスタQ1とダイオ
ードD1、インダクタL2,L4、コンデンサC2,C5及び放電灯
laは、一石式インバータを形成している。このインバー
タでは、コンデンサC2,C5とインダクタL4及びL2の共振
作用により放電灯laに高周波電力が供給される。効果に
ついては直列インバータを用いた回路と同様である。The circuits in FIGS. 16 to 18 are examples in which a single-type inverter is used as the inverter. Transistor Q 1 and diode D 1 , inductors L 2 and L 4 , capacitors C 2 and C 5 and discharge lamp
la forms a one-stone inverter. In this inverter, high-frequency power is supplied to the discharge lamp la by the resonance action of the capacitors C 2 and C 5 and the inductors L 4 and L 2 . The effect is the same as that of the circuit using the series inverter.
第19図乃至第21図に示す回路は、インバータとしてハ
ーフブリッジ式インバータを用いた例である。平滑コン
デンサC1の直流電圧を２個のコンデンサC5,C3の直列回
路で分圧し、コンデンサC5,C3の接続点とトランジスタQ
1,Q2の接続点の間に負荷回路を接続して、ハーフブリッ
ジ式のインバータを構成している。効果については直列
インバータを用いた回路と同様である。The circuits shown in FIGS. 19 to 21 are examples using a half-bridge inverter as the inverter. A DC voltage of the smoothing capacitor C 1 divided by a series circuit of two capacitors C 5, C 3, a connection point of the capacitor C 5, C 3 and the transistor Q
1, by connecting a load circuit between the connection point of Q 2, constitute a half-bridge type inverter. The effect is the same as that of the circuit using the series inverter.
いずれの回路も全波整流器DB、インピーダンス素子Z1
と少なくとも負荷Ｚを介して入力電流を流すようにした
ので、入力力率が高く、入力電流高調波を低く抑えるこ
とができる。しかも、この経路による負荷への電力供給
はロスが少ないので、回路総合効率が向上するという効
果がある。Both circuits are full-wave rectifier DB, impedance element Z 1
Since the input current is caused to flow at least via the load Z, the input power factor is high and the input current harmonics can be suppressed low. In addition, since the power supply to the load through this path has little loss, there is an effect that the overall circuit efficiency is improved.
第22図の回路では、インバータの負荷を介さず、入力
側のインピーダンス素子としてのコンデンサC4と、イン
バータの振動要素としてのコンデンサC3を介して入力電
流を流すものである。コンデンサC4の電荷は、トランジ
スタQ1がオンしたとき、ダイオードD3、トランジスタ
Q1、コンデンサC3の経路で放出される。図示された直列
インバータでは、コンデンサC3は矢印VC3の向きに電圧
を有しており、本回路のコンデンサC4を介する入力電流
によりコンデンサC3が逆向きに充電されないように、コ
ンデンサC4の容量はコンデンサC3に比べて小さく設定し
ておく必要がある。In the circuit of FIG. 22, not via the load of the inverter, a capacitor C 4 as an impedance element of the input side, in which flow the input current through the capacitor C 3 of the vibration element of the inverter. It charges the capacitor C 4, when transistor Q 1 is turned on, diode D 3, the transistor
Q 1, is discharged in a path of the capacitor C 3. In the illustrated series inverter, the capacitor C 3, as has a voltage in the direction of arrow V C3, the input current through the capacitor C 4 of the circuit the capacitor C 3 is not charged in the opposite direction, the capacitor C 4 the capacity is required to be set smaller than the capacitor C 3.
第23図の回路では、第２図に示す基本構成において、
インピーダンス素子Z1としてインダクタL3を用いてお
り、インバータの振動要素Z2としてコンデンサC3を用い
ている。そして、インダクタL2、コンデンサC2,C3、放
電灯laがインバータの振動回路を構成しており、トラン
ジスタQ1,Q2が高速度で交互にオン・オフすることによ
り、放電灯laには高周波電流が流れる。まず、トランジ
スタQ2がオンしたときには、コンデンサC1からインダク
タL2、コンデンサC3、放電灯la、トランジスタQ2の経路
で電流が流れるが、負荷に流れる電流は部分的に整流器
DBからインダクタL3、コンデンサC3、放電灯la、トラン
ジスタQ2の経路からも流れる。トランジスタQ2がオフす
ると、インバータの振動回路はダイオードD1をオンさせ
て、閉ループを形成する。このとき、インダクタL3に蓄
えられたエネルギーは、コンデンサC2と放電灯la、ダイ
オードD1を介してコンデンサC1へ放出され、コンデンサ
C1が充電される。次に、トランジスタQ1がオンすると、
コンデンサC3からインダクタL2、トランジスタQ1、放電
灯laの経路で負荷には上記とは逆向きに電流が流れるよ
うになる。このとき、インダクタL2に残ったエネルギー
は、インダクタL3を介してコンデンサC1へ放出され、さ
らにコンデンサC1を充電する。In the circuit of FIG. 23, in the basic configuration shown in FIG.
And an inductor L 3 as an impedance element Z 1, is used a capacitor C 3 as the vibration element of the inverter Z 2. The inductor L 2 , the capacitors C 2 and C 3 , and the discharge lamp la constitute an oscillation circuit of the inverter, and the transistors Q 1 and Q 2 are alternately turned on and off at a high speed. High-frequency current flows. First, when the transistor Q 2 is turned ON, the inductor L 2 from the capacitor C 1, the capacitor C 3, the discharge lamp la, but current flows in the path of the transistor Q 2, the current flowing through the load is partially rectifier
Inductor L 3 from the DB, the capacitor C 3, the discharge lamp la, also flows from the path of the transistor Q 2. When transistor Q 2 is turned off, the vibration circuit of the inverter by turning on the diode D 1, to form a closed loop. At this time, the energy stored in the inductor L 3 is discharged to the capacitor C 1 through the capacitor C 2 discharge lamp la, the diode D 1, the capacitor
C 1 is charged. Next, when the transistor Q 1 is turned on,
Inductor L 2 from the capacitor C 3, the transistor Q 1, so that current flows in the opposite direction to that described above for the load in the path of the discharge lamp la. In this case, the remaining energy in the inductor L 2 is discharged to the capacitor C 1 through the inductor L 3, further charges the capacitor C 1.
この実施例においても整流器DBからインダクタL3を介
して直接的に負荷に電流を流しているので、その分、回
路効率が良くなる。また、入力電流の高調波成分が少な
く、入力力率が高くなることは言うまでもない。Since electric current directly to the load via the inductor L 3 from the rectifier DB also in this embodiment, correspondingly, better circuit efficiency. Needless to say, the input power factor is high because the harmonic component of the input current is small.
なお、第24図乃至第27図に示すように、インダクタ
L2、コンデンサC2,C3、放電灯laの負荷回路は、トラン
ジスタQ1の両端に接続しても良い。As shown in FIGS. 24 to 27, the inductor
L 2, a capacitor C 2, C 3, the load circuit of the discharge lamp la may be connected to both ends of the transistor Q 1.
また、第28図の従来例に示すようなコンデンサC0とイ
ンダクタL1よりなるフィルター回路を、上記各実施例に
おける全波整流器DBの交流入力端子と交流電源Vsの間に
挿入しても良い。Further, the capacitor C 0 and the filter circuit composed of an inductor L 1 as shown in the conventional example of FIG. 28, may be inserted between the AC input terminals and an AC power source Vs of the full-wave rectifier DB in the above embodiments .
［発明の効果］ 本発明のインバータ装置では、整流器からインピーダ
ンス素子とインバータの負荷及びスイッチング素子を介
して入力電流が常に流れるようにしたので、入力力率が
高く、入力電流高調波が低く抑えられるという効果があ
る。さらに、上記の電流経路によりインバータの一部に
整流器から直接的に電流が流れるので、電力変換過程が
少なくなることにより、回路総合効率も高くなるという
効果がある。また、交流電源から整流器を介して入力電
流を流す入力力率改善回路のインピーダンス素子をイン
バータの振動要素で兼用したので、回路構成を簡単化で
き、インバータ装置を小型化できるという利点もある。[Effects of the Invention] In the inverter device of the present invention, the input current always flows from the rectifier via the impedance element, the load of the inverter, and the switching element, so that the input power factor is high and the input current harmonics are suppressed low. This has the effect. Furthermore, since the current flows directly from the rectifier to a part of the inverter through the current path, the power conversion process is reduced, and the overall circuit efficiency is increased. Further, since the impedance element of the input power factor improvement circuit for flowing the input current from the AC power supply via the rectifier is also used as the vibration element of the inverter, there is an advantage that the circuit configuration can be simplified and the inverter device can be downsized.
さらに、請求項１に記載の構成によれば、スイッチン
グ素子がオンしたときに第１の電流経路を介して入力電
流が引き込まれるのみならず、スイッチング素子がオフ
したときにも第２の電流経路を介して入力電流が引き込
まれるので、入力力率の改善効果が大きくなる。さらに
また、請求項２に記載の構成によれば、スイッチング素
子のオン時にコンデンサを介して入力電流を引き込むこ
とができ、入力電流の引き込みによりコンデンサに蓄積
された電荷は整流器と平滑コンデンサの間に接続された
ダイオードを介して放出させて有効に利用することがで
きる。Further, according to the configuration of the first aspect, not only is the input current drawn through the first current path when the switching element is turned on, but also the second current path is turned on when the switching element is turned off. , The input current is drawn in via the input power factor. Furthermore, according to the configuration of the second aspect, the input current can be drawn through the capacitor when the switching element is turned on, and the electric charge accumulated in the capacitor due to the drawing of the input current is between the rectifier and the smoothing capacitor. It can be effectively used by emitting through the connected diode.
第１図は本発明の作用説明のための回路図、第２図は本
発明の作用説明のための別の回路図、第３図は本発明の
一実施例の回路図、第４図は本発明の他の実施例の回路
図、第５図は同上の動作波形図、第６図乃至第27図は本
発明のそれぞれ別の実施例の回路図、第28図は従来例の
回路図、第29図は他の従来例の回路図である。 Vsは交流電源、DBは整流器、C1は平滑コンデンサ、Ｚは
負荷、Z1はインピーダンス素子、Z2はインバータの振動
要素、SW1はスイッチング素子、１はインバータであ
る。FIG. 1 is a circuit diagram for explaining the operation of the present invention, FIG. 2 is another circuit diagram for explaining the operation of the present invention, FIG. 3 is a circuit diagram of one embodiment of the present invention, and FIG. FIG. 5 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention, FIGS. 6 to 27 are circuit diagrams of another embodiment of the present invention, and FIG. 28 is a circuit diagram of a conventional example. FIG. 29 is a circuit diagram of another conventional example. Vs is an AC power source, DB rectifier, C 1 smoothing capacitor, Z is the load, Z 1 is the impedance element, Z 2 is vibrating element of the inverter, SW 1 switching element 1 is an inverter.
Claims (2)
力を平滑する平滑コンデンサを有し、平滑コンデンサの
電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置
において、整流器の出力から誘導性のインピーダンス素
子とインバータの負荷及びスイッチング素子を介して交
流電源から入力電流を通電する第１の電流経路を設ける
と共に、前記スイッチング素子がオフしたときに整流器
の出力から前記誘導性のインピーダンス素子とインバー
タの負荷を介して前記平滑コンデンサに交流電源から入
力電流を通電する第２の電流経路を設けたことを特徴と
するインバータ装置。1. An inverter device having a rectifier for rectifying an AC power supply and a smoothing capacitor for smoothing the output of the rectifier, converting the voltage of the smoothing capacitor to a high frequency and supplying it to a load. A first current path for supplying an input current from an AC power supply through an impedance element and a load of an inverter and a switching element is provided, and when the switching element is turned off, the output of a rectifier outputs the inductive impedance element and an inverter. An inverter device having a second current path for supplying an input current from an AC power supply to the smoothing capacitor via a load.
力を平滑する平滑コンデンサを有し、平滑コンデンサの
電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置
において、整流器の出力と平滑コンデンサの間に平滑コ
ンデンサを充電する方向にダイオードを接続し、整流器
の出力と前記ダイオードとの接続点に直列コンデンサを
含むインピーダンス要素の一端を接続し、整流器の出力
から前記直列コンデンサを含むインピーダンス要素とイ
ンバータの負荷及びスイッチング素子を介して交流電源
から入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴と
するインバータ装置。2. An inverter device comprising a rectifier for rectifying an AC power supply and a smoothing capacitor for smoothing the output of the rectifier. A diode is connected in the direction of charging the smoothing capacitor between the two, one end of an impedance element including a series capacitor is connected to a connection point between the output of the rectifier and the diode, and an impedance element including the series capacitor and an inverter from the output of the rectifier. A current path for supplying an input current from an AC power supply via the load and the switching element.
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