JP3068043B2 - ソレノイド・ドライバ回路 - Google Patents
ソレノイド・ドライバ回路Info
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- H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、液圧制御バルブの
ソレノイドの如きソレノイドに対し、制御した電流を提
供するための電気回路に関するものである。
ソレノイドの如きソレノイドに対し、制御した電流を提
供するための電気回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】パワーシフト・トランスミッションにお
けるクラッチに加える液圧を制御するために、アナログ
電流制御式のソレノイド・バルブを使用することが望ま
しい。１つのギアから別のギアへシフトするとき、トラ
ンスミッション要素の滑らかでかつ予測可能な調整のた
めには、精密な電流制御が要求される。電流消費の理由
から、アナログ・バルブへの電流をそれへの電圧源の制
御により制御することは、車両上においては実際的では
ない。そのため、所望の電流指令を発生するには、その
電源電圧は、速いレートでＯＮとＯＦＦにパルス化す
る。コイル内のインダクタンスは、電圧をＯＮにパルス
化したときにはエネルギを蓄積し、そして電圧をＯＦＦ
にしたときにはエネルギを放出し、これにより平均電流
を発生する。
けるクラッチに加える液圧を制御するために、アナログ
電流制御式のソレノイド・バルブを使用することが望ま
しい。１つのギアから別のギアへシフトするとき、トラ
ンスミッション要素の滑らかでかつ予測可能な調整のた
めには、精密な電流制御が要求される。電流消費の理由
から、アナログ・バルブへの電流をそれへの電圧源の制
御により制御することは、車両上においては実際的では
ない。そのため、所望の電流指令を発生するには、その
電源電圧は、速いレートでＯＮとＯＦＦにパルス化す
る。コイル内のインダクタンスは、電圧をＯＮにパルス
化したときにはエネルギを蓄積し、そして電圧をＯＦＦ
にしたときにはエネルギを放出し、これにより平均電流
を発生する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、そのような用
途においては電流制御は困難であり、理由は、制御バル
ブの主要な電気的特性、抵抗およびインダクタンスが、
未知でありかつ予測不可能だからである。コイルの抵抗
は、このコイルがさらされる温度範囲では１００％以上
もの変化が起こり得る。同様に、コイルのインダクタン
スは、温度、電圧パルス周波数、供給電流の変動に因
り、１００％を十分超える変化が起こり得る。さらに、
電圧パルスの振幅は、９ボルトから１６ボルトに変動し
得る。
途においては電流制御は困難であり、理由は、制御バル
ブの主要な電気的特性、抵抗およびインダクタンスが、
未知でありかつ予測不可能だからである。コイルの抵抗
は、このコイルがさらされる温度範囲では１００％以上
もの変化が起こり得る。同様に、コイルのインダクタン
スは、温度、電圧パルス周波数、供給電流の変動に因
り、１００％を十分超える変化が起こり得る。さらに、
電圧パルスの振幅は、９ボルトから１６ボルトに変動し
得る。
【０００４】パルス化電流をフィルタし、その平均を測
定し、そしてその指令を補償することにより、所望の平
均電流が得られるようにすることは、知られている。し
かし、このような技術は、トランスミッション制御用途
においては、うまく働かない。その理由は、シフトの
間、バルブへの指令が急速に変化しているからである。
この指令は、トランスミッション要素がＯＮに入ろうと
しているかあるいはＯＦＦに行こうとしているかに依存
して、ランプ・アップするかあるいはランプ・ダウンす
る。リアルタイムの平均電流を測定するには、その指令
は、いくらかの時間、一定に保持しなければならない。
したがって、未知の抵抗と未知のインダクタンスを持つ
コイルにおける正確な平均電流を、この平均電流をフィ
ードバック検知せずに発生するバルブ・ドライバを有す
ることが望ましい。
定し、そしてその指令を補償することにより、所望の平
均電流が得られるようにすることは、知られている。し
かし、このような技術は、トランスミッション制御用途
においては、うまく働かない。その理由は、シフトの
間、バルブへの指令が急速に変化しているからである。
この指令は、トランスミッション要素がＯＮに入ろうと
しているかあるいはＯＦＦに行こうとしているかに依存
して、ランプ・アップするかあるいはランプ・ダウンす
る。リアルタイムの平均電流を測定するには、その指令
は、いくらかの時間、一定に保持しなければならない。
したがって、未知の抵抗と未知のインダクタンスを持つ
コイルにおける正確な平均電流を、この平均電流をフィ
ードバック検知せずに発生するバルブ・ドライバを有す
ることが望ましい。
【０００５】本発明の目的は、指令したピーク電流に線
形に比例した平均電流を発生するソレノイド・バルブ・
ドライバを提供することである。
形に比例した平均電流を発生するソレノイド・バルブ・
ドライバを提供することである。
【０００６】本発明の別の目的は、コイル電流が上側の
ピーク電流値に対し実質上ある固定の割合である下側ピ
ーク電流値をもつことになるようなバルブ・ドライバを
提供することである。
ピーク電流値に対し実質上ある固定の割合である下側ピ
ーク電流値をもつことになるようなバルブ・ドライバを
提供することである。
【０００７】本発明の別の目的は、即時の応答（指令し
た電流と実際の電流との間に最小限の遅れ）をもつソレ
ノイド・ドライバの精密な電流制御を提供することであ
る。
た電流と実際の電流との間に最小限の遅れ）をもつソレ
ノイド・ドライバの精密な電流制御を提供することであ
る。
【０００８】本発明の別の目的は、少ない部品でしかも
低コストで作ることができ、またマイクロプロセッサに
対し要求（ソフトウェア・オーバーヘッド）をほとんど
出さない、ソレノイド電流を制御するためのシステムを
提供することである。
低コストで作ることができ、またマイクロプロセッサに
対し要求（ソフトウェア・オーバーヘッド）をほとんど
出さない、ソレノイド電流を制御するためのシステムを
提供することである。
【０００９】本発明の別の目的は、公称の動作点(公称
の電流、抵抗、インダクタンスおよび電源電圧)におけ
るソレノイド・ドライバの周波数を、適切な抵抗分割器
回路網を選択することにより最適化することである。
の電流、抵抗、インダクタンスおよび電源電圧)におけ
るソレノイド・ドライバの周波数を、適切な抵抗分割器
回路網を選択することにより最適化することである。
【００１０】本発明の別の目的は、ソレノイド・ドライ
バ回路の最大限の障害検出を提供することである。
バ回路の最大限の障害検出を提供することである。
【００１１】本発明の別の目的は、パワーアップ時とマ
イクロプロセッサのリセット・モード中との一方または
双方のときにソレノイドへの出力電流をゼロにした回路
を提供することである。
イクロプロセッサのリセット・モード中との一方または
双方のときにソレノイドへの出力電流をゼロにした回路
を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の目的並びにその他
の目的を実現する本発明においては、電子回路は、ソレ
ノイドのコイルに発振性の電流を印加して、前記ソレノ
イドが入力信号に応答して動くようにする。この電子回
路は、前記指令信号からの上側ピーク電流信号値と、該
上側ピーク電流信号値のある固定の割合である下側ピー
ク電流信号値を発生する信号分割器を備える。電流検知
抵抗器で、前記コイルを通る電流を表す電流検知電圧を
発生する。第１の比較器により、前記電流検知電圧を前
記上側ピーク電流信号値と比較する。第２の比較器で、
前記電流検知電圧を前記下側ピーク電流信号値と比較す
る。電流ドライバは、セット／リセット・フリップフロ
ップ回路が発生する出力信号の関数として前記ソレノイ
ド・コイルに対し駆動電流を印加し、これにより、コイ
ル電流が、実質上前記上側ピーク電流値のある固定の割
合である前記下側ピーク電流値を有するようにする。こ
の平均電流は、そのピーク電流に線形に従うが、その理
由は、下側ピークが常に、指令した前記上側ピーク電流
のある固定の割合であるからである。それらピーク間の
比率は一定であるので、前記コイルのインダクタンスと
抵抗の内の一方または双方が変化しても、あるいは電源
電圧が変化しても、平均電流と指令したピーク電流との
間の線形性は保たれる。ピークピーク振幅は、平均電流
と共に大きくなり、ソレノイド・ドライバの周波数範囲
は最小限になる。
の目的を実現する本発明においては、電子回路は、ソレ
ノイドのコイルに発振性の電流を印加して、前記ソレノ
イドが入力信号に応答して動くようにする。この電子回
路は、前記指令信号からの上側ピーク電流信号値と、該
上側ピーク電流信号値のある固定の割合である下側ピー
ク電流信号値を発生する信号分割器を備える。電流検知
抵抗器で、前記コイルを通る電流を表す電流検知電圧を
発生する。第１の比較器により、前記電流検知電圧を前
記上側ピーク電流信号値と比較する。第２の比較器で、
前記電流検知電圧を前記下側ピーク電流信号値と比較す
る。電流ドライバは、セット／リセット・フリップフロ
ップ回路が発生する出力信号の関数として前記ソレノイ
ド・コイルに対し駆動電流を印加し、これにより、コイ
ル電流が、実質上前記上側ピーク電流値のある固定の割
合である前記下側ピーク電流値を有するようにする。こ
の平均電流は、そのピーク電流に線形に従うが、その理
由は、下側ピークが常に、指令した前記上側ピーク電流
のある固定の割合であるからである。それらピーク間の
比率は一定であるので、前記コイルのインダクタンスと
抵抗の内の一方または双方が変化しても、あるいは電源
電圧が変化しても、平均電流と指令したピーク電流との
間の線形性は保たれる。ピークピーク振幅は、平均電流
と共に大きくなり、ソレノイド・ドライバの周波数範囲
は最小限になる。
【００１３】
【発明の実施の形態】ソレノイド・ドライバ回路１０
は、ソレノイド作動式のトランスミッション制御バルブ
（図示せず）のコイルＬ１に印加する電流に対し、マイ
クロプロセッサＭＰのＰＷＭ出力が発生するアナログ電
圧の指令信号Ｖ−ＣＭＤに応答して制御を行う。好まし
くは、この指令信号は、０から１０００ミリアンペアの
所望のコイル電流に対応する０から５ボルトの電圧範囲
をもつことになる。プルアップ抵抗器Ｒ１５（５ボルト
のレギュレータ電源電圧に接続）とインバータ１２と
は、０％から１００％のデューティサイクルの指令した
ＰＷＭ信号を、抵抗器Ｒ１４とキャパシタＣ５とで構成
した２ミリ秒のフィルタ回路を使うことにより、５から
０ボルトのアナログ電圧に変換する。
は、ソレノイド作動式のトランスミッション制御バルブ
（図示せず）のコイルＬ１に印加する電流に対し、マイ
クロプロセッサＭＰのＰＷＭ出力が発生するアナログ電
圧の指令信号Ｖ−ＣＭＤに応答して制御を行う。好まし
くは、この指令信号は、０から１０００ミリアンペアの
所望のコイル電流に対応する０から５ボルトの電圧範囲
をもつことになる。プルアップ抵抗器Ｒ１５（５ボルト
のレギュレータ電源電圧に接続）とインバータ１２と
は、０％から１００％のデューティサイクルの指令した
ＰＷＭ信号を、抵抗器Ｒ１４とキャパシタＣ５とで構成
した２ミリ秒のフィルタ回路を使うことにより、５から
０ボルトのアナログ電圧に変換する。
【００１４】フィルタしたその指令信号は、次に、抵抗
器Ｒ１１とＲ１０とで構成する分圧器に印加し、そして
分圧器は、それらの間の共通接続部において、指令した
電圧Ｖ−ＰＵ（電圧ピーク−上側）を供給する。わずか
な量の追加のフィルタリングは、Ｒ１０と並列接続した
キャパシタＣ４により供給する。電圧Ｖ−ＰＵは、リセ
ット指令比較器１４の＋入力に印加し、またＶ−ＰＵと
接地との間に接続した抵抗器Ｒ８とＲ９とが形成する電
圧分割器に印加する。Ｒ８とＲ９との共通接続部は、Ｖ
−ＰＵのある固定の割合であるＶ−ＰＬ（電圧ピーク−
下側）信号を与え、そしてこの信号は、セット指令比較
器１６の−入力に印加する。
器Ｒ１１とＲ１０とで構成する分圧器に印加し、そして
分圧器は、それらの間の共通接続部において、指令した
電圧Ｖ−ＰＵ（電圧ピーク−上側）を供給する。わずか
な量の追加のフィルタリングは、Ｒ１０と並列接続した
キャパシタＣ４により供給する。電圧Ｖ−ＰＵは、リセ
ット指令比較器１４の＋入力に印加し、またＶ−ＰＵと
接地との間に接続した抵抗器Ｒ８とＲ９とが形成する電
圧分割器に印加する。Ｒ８とＲ９との共通接続部は、Ｖ
−ＰＵのある固定の割合であるＶ−ＰＬ（電圧ピーク−
下側）信号を与え、そしてこの信号は、セット指令比較
器１６の−入力に印加する。
【００１５】リセット指令比較器１４の出力は、抵抗器
Ｒ６を介して＋５ボルトに接続し、また１対の交差接続
したＮＡＮＤゲート２０，２２とキャパシタＣ２とで形
成した１つのセット／リセット・フリップフロップ１８
（シュミット・トリガ入力をもつ）の入力に印加する。
セット指令比較器１６の出力は、抵抗器Ｒ７を介して＋
５ボルトに接続し、またセット／リセット・フリップフ
ロップ１８の１つの入力に印加する。
Ｒ６を介して＋５ボルトに接続し、また１対の交差接続
したＮＡＮＤゲート２０，２２とキャパシタＣ２とで形
成した１つのセット／リセット・フリップフロップ１８
（シュミット・トリガ入力をもつ）の入力に印加する。
セット指令比較器１６の出力は、抵抗器Ｒ７を介して＋
５ボルトに接続し、またセット／リセット・フリップフ
ロップ１８の１つの入力に印加する。
【００１６】Ｖ−ＰＵはまた、比較器２４の＋入力にも
印加し、そして比較器２４は、接地したキャパシタＣ３
と共に、遮断回路２６の一部分となる。＋５ボルトと接
地との間の抵抗器Ｒ１２とＲ１３とが形成する電圧分割
器は、遮断電圧Ｖ−ＳＨＵＴＯＦＦを発生し、これは、
比較器２４の−入力に印加することにより、 Ｖ−ＰＵ
がほぼ１５０ミリアンペアのコイル電流を表すレベルに
達するまで、比較器２４が遮断信号を発生するようにす
る。キャパシタＣ６は、接地と、Ｒ１２とＲ１３との間
の共通接続部との間に接続する。比較器２４（したがっ
て遮断回路２６）の出力は、ドライバ２８のＩＮ入力に
接続する。ドライバ２８の出力は、ソレノイド・コイル
Ｌ１の一端と、そしてフライバック・ダイオードＤ１を
介して接地とに接続する。
印加し、そして比較器２４は、接地したキャパシタＣ３
と共に、遮断回路２６の一部分となる。＋５ボルトと接
地との間の抵抗器Ｒ１２とＲ１３とが形成する電圧分割
器は、遮断電圧Ｖ−ＳＨＵＴＯＦＦを発生し、これは、
比較器２４の−入力に印加することにより、 Ｖ−ＰＵ
がほぼ１５０ミリアンペアのコイル電流を表すレベルに
達するまで、比較器２４が遮断信号を発生するようにす
る。キャパシタＣ６は、接地と、Ｒ１２とＲ１３との間
の共通接続部との間に接続する。比較器２４（したがっ
て遮断回路２６）の出力は、ドライバ２８のＩＮ入力に
接続する。ドライバ２８の出力は、ソレノイド・コイル
Ｌ１の一端と、そしてフライバック・ダイオードＤ１を
介して接地とに接続する。
【００１７】コイルＬ１の他端は、電流検知抵抗器Ｒ２
を介して接地に接続する。抵抗器Ｒ２の両端の電圧は、
コイルＬ１を通る電流に比例しており、そして抵抗器Ｒ
３、キャパシタＣ１および抵抗器Ｒ５で高い周波数のノ
イズからフィルタするここにより、電圧ＶＳＥＮＳＥを
発生する。電圧トランジェント抑圧は、ダイオードＤ２
で行う。電圧ＶＳＥＮＳＥは、比較器１６の＋入力と、
そして比較器１４の−入力とに印加する。
を介して接地に接続する。抵抗器Ｒ２の両端の電圧は、
コイルＬ１を通る電流に比例しており、そして抵抗器Ｒ
３、キャパシタＣ１および抵抗器Ｒ５で高い周波数のノ
イズからフィルタするここにより、電圧ＶＳＥＮＳＥを
発生する。電圧トランジェント抑圧は、ダイオードＤ２
で行う。電圧ＶＳＥＮＳＥは、比較器１６の＋入力と、
そして比較器１４の−入力とに印加する。
【００１８】比較器３０は、ＶＳＥＮＳＥを印加する＋
入力と、電圧ＶＳＨＵＴＯＦＦを印加する−入力とを有
している。比較器３０の出力は、プルアップ抵抗器Ｒ１
を介して＋５ボルトに接続しまたドライバ２８の状態入
力ＳＴに接続し、そしてＶＳＥＮＳＥがＶＳＨＵＴＯＦ
Ｆより低いときにＳＴ入力をローに引く。比較器３０の
出力は、状態信号を発生し、この状態信号はマイクロプ
ロセッサＭＰのデジタル入力に印加することにより、マ
イクロプロセッサが、指令電圧Ｖ−ＰＵが１５０ミリア
ンペアのコイル電流に対応する値より大きくなったとき
に回路故障を検出できるようにする。この状態信号は、
指令が１５０ミリアンペアを超えるまでは無視しなけれ
ばならない。
入力と、電圧ＶＳＨＵＴＯＦＦを印加する−入力とを有
している。比較器３０の出力は、プルアップ抵抗器Ｒ１
を介して＋５ボルトに接続しまたドライバ２８の状態入
力ＳＴに接続し、そしてＶＳＥＮＳＥがＶＳＨＵＴＯＦ
Ｆより低いときにＳＴ入力をローに引く。比較器３０の
出力は、状態信号を発生し、この状態信号はマイクロプ
ロセッサＭＰのデジタル入力に印加することにより、マ
イクロプロセッサが、指令電圧Ｖ−ＰＵが１５０ミリア
ンペアのコイル電流に対応する値より大きくなったとき
に回路故障を検出できるようにする。この状態信号は、
指令が１５０ミリアンペアを超えるまでは無視しなけれ
ばならない。
【００１９】好ましくは、ドライバ２８は、シーメンス
（Ｓｉｅｍｅｎｓ）のＰｒｏｆｅｔデバイスあるいはこ
れと等価のものでよく、これは、コイルＬ１内の開放ま
たは短絡を検出するビルトインの機能をもっている。ド
ライバ２８がある故障を検出すると、これはその状態線
ＳＴをローに引く。
（Ｓｉｅｍｅｎｓ）のＰｒｏｆｅｔデバイスあるいはこ
れと等価のものでよく、これは、コイルＬ１内の開放ま
たは短絡を検出するビルトインの機能をもっている。ド
ライバ２８がある故障を検出すると、これはその状態線
ＳＴをローに引く。
【００２０】比較器１６は、ＶＳＥＮＳＥが低すぎると
き（Ｖ−ＰＬよりも低い）には、接地にその出力を引
く。比較器１４は、 ＶＳＥＮＳＥが高すぎるとき（Ｖ
−ＰＬよりも高い）には、接地にその出力を引く。この
例においては、抵抗器Ｒ８とＲ９は、Ｖ−ＰＬがＶ−Ｐ
Ｕの７８．５％となるように選択する。ＶＳＥＮＳＥが
Ｖ−ＰＬの下であるとき、ドライバ２８は、ＯＮ(セッ
ト)となり、そしてＶＳＥＮＳＥがＶ−ＰＵよりも上に
登るまでＯＮに留まる。ＶＳＥＮＳＥがＶ−ＰＵに達す
ると、ドライバ２８は、ＶＳＥＮＳＥが再びＶ−ＰＬよ
り下に落ちるまでＯＦＦ(リセット)になる。
き（Ｖ−ＰＬよりも低い）には、接地にその出力を引
く。比較器１４は、 ＶＳＥＮＳＥが高すぎるとき（Ｖ
−ＰＬよりも高い）には、接地にその出力を引く。この
例においては、抵抗器Ｒ８とＲ９は、Ｖ−ＰＬがＶ−Ｐ
Ｕの７８．５％となるように選択する。ＶＳＥＮＳＥが
Ｖ−ＰＬの下であるとき、ドライバ２８は、ＯＮ(セッ
ト)となり、そしてＶＳＥＮＳＥがＶ−ＰＵよりも上に
登るまでＯＮに留まる。ＶＳＥＮＳＥがＶ−ＰＵに達す
ると、ドライバ２８は、ＶＳＥＮＳＥが再びＶ−ＰＬよ
り下に落ちるまでＯＦＦ(リセット)になる。
【００２１】指令電圧が低すぎるときにドライバ２８が
オフであるよう確保するため、Ｖ−ＰＵとそして小さな
固定電圧ＶＳＨＵＴＯＦＦは、比較器２４内へ供給す
る。マイクロプロセッサＭＰからのその指令電圧が、１
５０ミリアンペアのコイル電流に対応する値より小さい
とき、比較器２４は、ドライバ２８への入力をローに引
き、ドライバ２８をＯＦＦにし、そしてフリップフロッ
プ１８がドライバ２８をＯＮにするのを阻止する。
オフであるよう確保するため、Ｖ−ＰＵとそして小さな
固定電圧ＶＳＨＵＴＯＦＦは、比較器２４内へ供給す
る。マイクロプロセッサＭＰからのその指令電圧が、１
５０ミリアンペアのコイル電流に対応する値より小さい
とき、比較器２４は、ドライバ２８への入力をローに引
き、ドライバ２８をＯＦＦにし、そしてフリップフロッ
プ１８がドライバ２８をＯＮにするのを阻止する。
【００２２】この回路では、コイルＬ１を通る平均電流
は、そのピーク電流に線形に従うが、その理由は、下側
のピーク電流が常に、上側のピーク電流のある固定の割
合であるからである。指令が大きくなるにつれピークピ
ーク振幅も増大するが、上側ピークと下側ピークとの間
の比率は一定である。この線形性は、コイルのインダク
タンスと抵抗の一方または双方が変化した場合と、電源
電圧が変化した場合との一方または双方の場合において
も、保たれる。
は、そのピーク電流に線形に従うが、その理由は、下側
のピーク電流が常に、上側のピーク電流のある固定の割
合であるからである。指令が大きくなるにつれピークピ
ーク振幅も増大するが、上側ピークと下側ピークとの間
の比率は一定である。この線形性は、コイルのインダク
タンスと抵抗の一方または双方が変化した場合と、電源
電圧が変化した場合との一方または双方の場合において
も、保たれる。
【００２３】この回路は、可変の周波数において走る。
その周波数は、指令電圧、コイルの抵抗とインダクタン
ス、そして電源電圧の関数として変化する。しかし、ピ
ークピーク振幅が平均電流の増大につれ大きくなるた
め、その周波数変動は、そのピークピーク振幅が一定で
あった場合よりもはるかに小さくなる。Ｒ８，Ｒ９の抵
抗器分割器の比は、公称動作点（公称の電流、コイルの
抵抗とインダクタンス、および電源電圧）における周波
数を最適化するように選択できる。
その周波数は、指令電圧、コイルの抵抗とインダクタン
ス、そして電源電圧の関数として変化する。しかし、ピ
ークピーク振幅が平均電流の増大につれ大きくなるた
め、その周波数変動は、そのピークピーク振幅が一定で
あった場合よりもはるかに小さくなる。Ｒ８，Ｒ９の抵
抗器分割器の比は、公称動作点（公称の電流、コイルの
抵抗とインダクタンス、および電源電圧）における周波
数を最適化するように選択できる。
【００２４】これらの制御回路の１つは、多数のドライ
バが決して同時にＯＮとならない場合には、それら多数
のドライバと共に使用できる。例えば、１つの順方向ド
ライバと１つの逆方向ドライバとは、共通の低い側の戻
り／電流検知回路を共有することができる。順方向ドラ
イバへの入力は、順方向スイッチと単純にＡＮＤし、そ
して逆方向ドライバへの入力は逆方向スイッチとＡＮＤ
することができる。マイクロプロセッサは、どのバルブ
に実際に供給していたかに拘わらず、その同じ指令回路
を駆動することになる。
バが決して同時にＯＮとならない場合には、それら多数
のドライバと共に使用できる。例えば、１つの順方向ド
ライバと１つの逆方向ドライバとは、共通の低い側の戻
り／電流検知回路を共有することができる。順方向ドラ
イバへの入力は、順方向スイッチと単純にＡＮＤし、そ
して逆方向ドライバへの入力は逆方向スイッチとＡＮＤ
することができる。マイクロプロセッサは、どのバルブ
に実際に供給していたかに拘わらず、その同じ指令回路
を駆動することになる。
【００２５】最後に、この回路は、単純であり、しかも
高価でない部品から成っている。マイクロプロセッサの
オーバーヘッドは、マイクロプロセッサがＰＷＭ指令信
号を発生しなけばならないだけであるため、きわめて軽
い。Ａ／Ｄ入力は、平均電流をマイクロプロセッサが測
定しないため、拘束されることはない。また、デューテ
ィサイクルを電流に変換するためには、その関係が線形
であるため、式やテーブルを必要としない。しかし、Ｐ
ＷＭ信号は、かなり高い周波数にすべきであって Ｒ１
４、Ｃ５のフィルタの時定数を最小限にできるようにす
るか、あるいはＤ／Ａ変換器を使用することもできる。
尚、検知抵抗器Ｒ２は、できるだけ大きいものに選ぶべ
きであり、また好ましくは±１％の許容差のものにすべ
きである。同様に、抵抗器Ｒ８、Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１
およびＲ１４も、好ましくは±１％の許容差のものにす
べきである。検知抵抗器Ｒ２と比較器１４，１６，２
４，３０との間の接地経路は、非常に低いインピーダン
スをもつようにすべきである。インバータ１２に供給す
る５ボルトのレギュレータ電源電圧の精度もまた、重要
である。
高価でない部品から成っている。マイクロプロセッサの
オーバーヘッドは、マイクロプロセッサがＰＷＭ指令信
号を発生しなけばならないだけであるため、きわめて軽
い。Ａ／Ｄ入力は、平均電流をマイクロプロセッサが測
定しないため、拘束されることはない。また、デューテ
ィサイクルを電流に変換するためには、その関係が線形
であるため、式やテーブルを必要としない。しかし、Ｐ
ＷＭ信号は、かなり高い周波数にすべきであって Ｒ１
４、Ｃ５のフィルタの時定数を最小限にできるようにす
るか、あるいはＤ／Ａ変換器を使用することもできる。
尚、検知抵抗器Ｒ２は、できるだけ大きいものに選ぶべ
きであり、また好ましくは±１％の許容差のものにすべ
きである。同様に、抵抗器Ｒ８、Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１
およびＲ１４も、好ましくは±１％の許容差のものにす
べきである。検知抵抗器Ｒ２と比較器１４，１６，２
４，３０との間の接地経路は、非常に低いインピーダン
スをもつようにすべきである。インバータ１２に供給す
る５ボルトのレギュレータ電源電圧の精度もまた、重要
である。
【００２６】以下は、図１に例示した電子回路で使用で
きる部品の表である。これら部品は、単に例示的なもの
であり、その他の部品も、本発明の範囲から逸脱するこ
となく用いることができる。
きる部品の表である。これら部品は、単に例示的なもの
であり、その他の部品も、本発明の範囲から逸脱するこ
となく用いることができる。
【００２７】
【表１】 表 例示的な部品 抵抗器 Ｒ１，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ１５ 10ｋオーム Ｒ２ 1.0オーム Ｒ３，Ｒ５ 4.7ｋ Ｒ４ 2.7ｋ Ｒ８ 13ｋ Ｒ９ 47.5ｋ Ｒ１０ 10.2ｋ Ｒ１１ 23.7ｋ Ｒ１２ 27.4ｋ Ｒ１３ 1.0ｋ Ｒ１４ 6.04ｋ キャパシタ Ｃ１ 47ｐｆ Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ６，Ｃ７ 0.047Ｍｆ Ｃ５ 0.33Ｍｆ ダイオード Ｄ１ GIS2G Ｄ２ BAV99 集積回路 １２ 74HC14（Hexシュミットトリガ ・インバータ） １４，１６，２４，３０ LM2901（カッド比較器） ２０，２２ 74HCI32（カッド・シュミット トリガＮＡＮＤゲート） ２８ BTS410F マイクロプロセッサ ８ビット（80C517A） 以上、本発明について具体的な実施例と伴に説明した
が、理解されるように、多くの変更、修正、変形が、以
上の記述に照らして当業者には明らかである。例えば、
本発明の原理から逸脱することなく、非反転電力スイッ
チング・デバイスを、反転する中間ドライバ段をもつ反
転デバイスと置き換えることができる。したがって、本
発明は、特許請求の範囲の精神並びにその範囲内に入る
全てのそのような代替、変更、変形も包含することを意
図したものである。
が、理解されるように、多くの変更、修正、変形が、以
上の記述に照らして当業者には明らかである。例えば、
本発明の原理から逸脱することなく、非反転電力スイッ
チング・デバイスを、反転する中間ドライバ段をもつ反
転デバイスと置き換えることができる。したがって、本
発明は、特許請求の範囲の精神並びにその範囲内に入る
全てのそのような代替、変更、変形も包含することを意
図したものである。
【図１】本発明のソレノイド・ドライバ回路の詳細な回
路図である。
路図である。
１０：ソレノイド・ドライバ回路 １２：インバータ １４：リセット指令比較器 １６：セット指令比較器 １８：セット／リセット・フリップフロップ ２４：比較器 ２６：遮断回路 ２８：ドライバ Ｌ１：ソレノイド・コイル Ｄ１：フライバック・ダイオード ＶＳＨＵＴＯＦＦ：遮断電圧 ＶＳＥＮＳＥ：検知電圧 Ｖ−ＰＵ：上側電圧ピーク Ｖ−ＰＬ：下側電圧ピーク
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヴィジャイ・マニラル・ダリア アメリカ合衆国アイオワ州50613，シー ダー・フォールズ，スタージス・ドライ ブ 4026 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01F 7/18
Claims (7)
- 【請求項１】ソレノイドのコイルに発振性の電流を印加
して前記ソレノイドが入力信号に応答して動くようにす
るための電子回路であって、 前記回路が、前記コイルに対し、可変の上側と下側のピ
ーク電流値を有する電流を供給し、前記下側ピーク電流
値が実質上前記上側ピーク電流値のある固定の割合であ
ること、を特徴とする電子回路。 - 【請求項２】請求項１記載の電子回路であって、前記回
路が、 前記入力信号からの上側信号値と、該上側信号値のある
固定の割合である下側信号値を発生する信号分割器と、 前記コイルを通る電流を表す電流検知信号を発生する電
流センサと、 前記電流検知信号を前記上側信号値と比較するための第
１の比較器と、 前記電流検知信号を前記下側信号値と比較するための第
２の比較器と、および電位源と前記ソレノイド・コイル
とに結合した電力スイッチング・デバイスであって、前
記第１と第２の比較器からの出力信号の関数として前記
電位源を前記ソレノイド・コイルに対し制御可能に接続
したり切離したりする、前記の電力スイッチング・デバ
イスと、を含むこと、を特徴とする電子回路。 - 【請求項３】請求項２記載の電子回路であって、さら
に、 前記第１および第２の比較器と前記電力スイッチング・
デバイスとの間に接続したセット／リセット・フリップ
フロップ回路、を含むこと、を特徴とする電子回路。 - 【請求項４】請求項２記載の電子回路であって、さら
に、 前記上側信号値を印加される第１の入力と、遮断信号を
印加される第２の入力と、前記電力スイッチング・デバ
イスの入力に接続した出力と、を有する遮断回路であっ
て、前記上側信号値が前記遮断信号のレベルに達するま
で前記電力スイッチング・デバイスをＯＦＦにするよう
動作する、前記の遮断回路、を含むこと、を特徴とする
電子回路。 - 【請求項５】請求項１記載の電子回路であって、さら
に、 前記入力信号がある一定の値よりも大きいときに故障信
号を発生するための故障検出回路、を含むこと、を特徴
とする電子回路。 - 【請求項６】ソレノイドのコイルに発振性の電流を印加
して前記ソレノイドが指令信号に応答して動くようにす
るための電子回路であって、 前記指令信号からの上側ピーク電流信号値と、該上側ピ
ーク電流信号値のある固定の割合である下側ピーク電流
信号値を発生する信号分割器と、 前記コイルを通る電流を表す電流検知信号を発生する電
流センサと、 前記電流検知信号を前記上側ピーク電流信号値と比較す
るための第１の比較器と、 前記電流検知信号を前記下側ピーク電流信号値と比較す
るための第２の比較器と、および前記第１と第２の比較
器に接続したセット／リセット・フリップフロップ回路
と、 該セット／リセット・フリップフロップ回路の出力信号
の関数として前記ソレノイド・コイルに対し駆動電流を
印加する電流ドライバであって、該電流ドライバは、前
記コイルに対し、可変の上側と下側のピーク電流値を有
する電流を供給し、また前記下側ピーク電流値が実質上
前記上側ピーク電流値のある固定の割合である、前記の
電流ドライバと、を含むこと、を特徴とする電子回路。 - 【請求項７】請求項６記載の電子回路であって、さら
に、 前記上側電流信号値を印加される第１の入力と、遮断信
号を印加される第２の入力と、前記電流ドライバの入力
に接続した出力と、を有する遮断回路であって、前記上
側電流信号値が前記遮断信号のレベルに達するまで前記
電流ドライバをＯＦＦにするよう動作する、前記の遮断
回路、を含むこと、を特徴とする電子回路。
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|---|---|---|---|
| US731472 | 1996-10-16 | ||
| US08/731,472 US5748431A (en) | 1996-10-16 | 1996-10-16 | Solenoid driver circuit |
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|---|---|
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| JP3068043B2 true JP3068043B2 (ja) | 2000-07-24 |
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ID=24939650
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|---|---|
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| EP (1) | EP0837479B1 (ja) |
| JP (1) | JP3068043B2 (ja) |
| AR (1) | AR010497A1 (ja) |
| AU (1) | AU693746B2 (ja) |
| BR (1) | BR9705040A (ja) |
| CA (1) | CA2209425C (ja) |
| DE (1) | DE59709139D1 (ja) |
| ES (1) | ES2185854T3 (ja) |
| MX (1) | MX9707840A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US6407902B1 (en) | 2000-02-29 | 2002-06-18 | Dietrich Industries, Inc. | Control system for a solenoid valve driver used to drive a valve of a compression cylinder |
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| US7740225B1 (en) * | 2000-10-31 | 2010-06-22 | Nordson Corporation | Self adjusting solenoid driver and method |
| US6978978B2 (en) * | 2000-10-31 | 2005-12-27 | Nordson Corporation | PWM voltage clamp for driver circuit of an electric fluid dispensing gun and method |
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| DE102012212670B3 (de) * | 2012-07-19 | 2014-02-13 | Continental Automotive Gmbh | Schaltungsanordnung zum Betätigen eines Magneteinspritzventils |
| DE102013103387A1 (de) | 2013-04-05 | 2014-10-09 | Continental Automotive Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Ansteuerung eines Magnetventils |
| US20150167589A1 (en) * | 2013-12-13 | 2015-06-18 | Hyundai Motor Company | Method and apparatus for controlling high pressure shut-off valve |
| CN107076328A (zh) * | 2014-11-25 | 2017-08-18 | 航天喷气发动机洛克达因股份有限公司 | 致动器控制器 |
| CN104633225B (zh) * | 2014-12-05 | 2017-02-22 | 中国航空工业集团公司第六三一研究所 | 一种快速电磁阀的驱动控制电路 |
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| JPS5579679A (en) * | 1978-12-08 | 1980-06-16 | Hitachi Ltd | Controller for transistor chopper |
| DE2916322A1 (de) * | 1979-04-23 | 1980-11-13 | Vdo Schindling | Verfahren und vorrichtung zum schutz eines insbesondere mit einem halbleiterelement aufgebauten, durch ein einschaltsignal einschaltbaren schaltglieds gegen ueberlastung bei kurzschluss |
| FR2548840B1 (fr) * | 1983-07-08 | 1986-07-18 | Peugeot | Commutateur disjoncteur statique |
| DE3338764A1 (de) * | 1983-10-26 | 1985-05-09 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Schaltungsanordnung zum ein- und ausschalten und ueberwachen elektrischer verbraucher |
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| GB8616965D0 (en) * | 1986-07-11 | 1986-08-20 | Lucas Ind Plc | Drive circuit |
| US4764840A (en) * | 1986-09-26 | 1988-08-16 | Motorola, Inc. | Dual limit solenoid driver control circuit |
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| US4964014A (en) * | 1989-01-06 | 1990-10-16 | Deere & Company | Solenoid valve driver |
| US5075568A (en) * | 1991-01-22 | 1991-12-24 | Allegro Microsystems, Inc. | Switching bipolar driver circuit for inductive load |
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- 1996-10-16 US US08/731,472 patent/US5748431A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-07-04 CA CA002209425A patent/CA2209425C/en not_active Expired - Fee Related
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- 1997-10-08 DE DE59709139T patent/DE59709139D1/de not_active Expired - Fee Related
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| EP0837479A2 (de) | 1998-04-22 |
| CA2209425C (en) | 2000-02-22 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |