JP3066912B2 - Ｐｒｉｖ伝送システムのための適応等化 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は適応等化に関し、特にPRIV伝送システムのレ
シーバにおけるセルフ・トレーニング型の適応等化のた
めの方法及び装置に関する。

背景 適応ディジタル等化器は、通常、トランスバーサル・
フィルタとしても知られている有限インパルス応答（FI
R）フィルタとして実用化されている。そのフィルタ出
力は、等化器遅延線において記憶されたＮ個の信号サン
プルの線形結合によって得られる。即ち、 y_n＝C_nX_n ^T （１） 但し、C_n＝｛ｃ_O,n,.....,c_Ｎ−1,n｝は等化器係数の
ベクトルであり、また、X_n＝｛x_n,.....,x_n-N+1｝は、
時間ｎの時に等化器遅延線に記憶されている信号サンプ
ルのベクトルである。フィルタ係数は、一般に、フィル
タ出力におけるノイズ及び残留信号歪みを最小にする目
的を持った最小二乗平均（LMS）アルゴリズムによって
調整される。そのLMSアルゴリズムでは、先ず、誤差信
号が計算される。しかる後、この誤差信号は遅延線に記
憶された各信号サンプルと相関させられ、平均二乗誤差
（MSE）の勾配ベクトルの推定値を発生させる。最後
に、そのフィルタ係数のベクトルは、その推定値に比例
した項を減ずることによって更新される。基準指示モー
ドの動作では、誤差信号は等化器出力信号と既知の基準
信号との差として得られる。決定指示モードでは、基準
信号が、その使用された信号配列のうちの個々の信号相
互間における局所的に決定されたほとんどの受信信号に
よって置換される。

基準指示モードでは、ランダムなデータ信号の前に送
られたトレーニング・シーケンスに関する適正な知識を
そのレシーバが有する場合、正しい設定値への等化器係
数の収束をいつも得ることができる。このトレーニング
の後、レシーバが十分に低い誤差確率でもって決定を行
う場合、等化器の適応は決定指示モードにおいても確実
に動作するであろう。しかし、その等化器が決定指示等
化の始めに十分にトレーニング調整されない場合、通
常、バイナリ変調又は純粋な位相変調の場合を除いて、
収束は得られないであろう。

トレーニング・シーケンスを送信することと、トレー
ニング・シーケンスの受信が始まる正確な時間をレシー
バにおいて決定するために必要な手段とが現在の設計に
おいて複雑さをもたらし、望ましくない通信オーバヘッ
ドを導いている。多様な状況に対してトレーニング・シ
ーケンスを使用することは不適当であることもある。例
えば、モデムのマルチポイント・ネットワークにおい
て、マスタ・モデムから、ユーザによって独立的に作動
され又は不作動にされるスレーブ・モデムにトレーニン
グ・シーケスを送ることは、通常、実用的ではない。

トレーニング・シーケンスによる初期の基準指示等化
器調整が望ましくないか或いは不可能である時、ランダ
ムなデータ信号から等化器をトレーニングするために、
セルフ・トレーニング等化方法が使用されなければなら
ない。これらの方法は、一般に、基準指示トレーニング
に必要なトレーニング期間よりもずっと長いトレーニン
グ期間を必要とする。しかし、多くのアプリケーション
にとって、これらのトレーニング時間の長さは十分に許
容し得るものである。

セルフ・トレーニング方法は、通常、擬似誤差の定義
に依存しており、当初は、その等化器出力信号から信頼
し得る個々の決定を得ることができないけれども、平均
的には正しい係数調整を導くであろう。

パーシャル・レスポンス・クラスIV（PRIV）システム
がそれの離散時間チャネル記号レスポンスによって定義
される。それは、Ｄ変換表記法では、h_PPIV（Ｄ）＝１
−D²によって与えられる。但し、Ｄは１変調期間Ｔによ
る遅延に対する演算子を示す。PRIVシステムでは、記号
間干渉が制御された態様で導入される。これは、PRIVシ
ステムと記号間干渉が存在しないフル・レスポンス・シ
ステムとを区別する。変調率1/Tで送信されたデータ記
号のシーケンスが ａ（Ｄ）＝.....a_nDⁿ＋a_n+1Dⁿ⁺¹＋..... である場合、相関した信号サンプルのシーケンス、即
ち、 ｂ（Ｄ）＝.....b_nDⁿ＋b_n+1Dⁿ⁺¹ ＝.....（a_n−a_n-2）Dⁿ＋（a_n+1−a_n-1）Dⁿ⁺¹＋... が理想的なPRIVシステムの出力において得られる。例え
ば、４値PRIVシステムの場合、入力記号a_nはセット ｛−3,−1,＋1,＋３｝ から取られ、理想的なチャネル出力信号サンプルは７つ
のレベル ｛−6,−4,−2,0,＋2,＋4,＋６｝ の１つを取ることができる。一般に、Ｍ値のシステムの
場合、入力記号a_nはセット ｛−（Ｍ−１）,......,−1,＋1,.....,＋（Ｍ−１）｝ から取られ、理想的なチャネル出力信号サンプルは2M−
１レベル ｛−（2M−２）,...,−2,0,＋2,....,＋（2M−２）｝ の１つを取ることができる。max|a_n|＝Ｍ−１である。

PRIVシステムのための適応ディジタル等化器の目的
は、次式（２）の形式の等化された信号を供給すること
である。

y_n＝（a_n−a_n-2）＋e_n＝b_n＋e_n （２） 但し、e_nはノイズ及び残留信号歪みによる誤差信号で
ある。前述のように、決定指示モードでは、等化器係数
はLMSアルゴリズムによって更新される。

C_n+1＝C_n−α_{dd n}X_n （３） 但し、α_ddは適応利得であり、_ｎは誤差e_nの推定値
である。推定値_ｎは次式によって与えられる。

_ｎ＝ｙ−（_ｎ−_n-2）＝y_n−_ｎ （４） 但し、_ｎは伝送された記号a_nの仮決定である。

セルフ・トレーニング等化は、一般に、フル・レスポ
ンス・システムに対して達成するよりもパーシャル・レ
スポンス・システムに対して達成する方がずっと難し
い。これは、特に、入力信号アルファベットが２つより
も多くの信号レベルを含む場合のパーシャル・レスポン
ス・システムに対する場合である。セルフ・トレーニン
グはいつも遅いプロセスであるので、受信した信号の変
調率及び位相が等化前にどの程度回復されるかが重要な
役割を果たす。セルフ・トレーニング方法は、受信した
信号の位相が未知である時及びローカル・レシーバ・ク
ロックの位相に関してドリフトし得る時に失敗し易い。

過去においては、セルフ・トレーニング適応等化は、
主として、次の文献に示されるように、フル・レスポン
ス・システムに対して適用されていた。

（ａ）IEEE Trans.Commun.,Vol.COM−28,pp.1867−1875
（Nov.1980）におけるD.N.Godardによる「二次元データ
通信システムにおける自己回復等化及びキャリア・トラ
ッキング（Self−recovering equalization and carrie
r tracking in tow−dimensional data communication
systems）」と題した論文； （ｂ）Proc.of IEEE GLOBCOM 1986,pp.46.1.1−46.1.7
（Dec.1986）におけるS.Belliniによる「ブラインド等
化のためのバスギャング技法（Bussgang techniques fo
r blind elualization）」と題した論文； （ｃ）IEEE Trans,Commun.,Vol.COM−35,pp.877−887
（Sept.1987）におけるG.Picchi他による「“ストップ
・アンド・ゴー”決定指示アルゴリズムを使用したブラ
インド等化及びキャリア回復（Blind equalization and
carrier recovery using a“Stop−and−Go"decision
directed algorithm）」と題した論文。

パーシャル・レスポンス・システムに対するセルフ・
トレーニング等化を得るための方法は次の文献における
線形等化器及び分散演算等化器に対して提案された。

（ｄ）IEEE Trans.Cimmun.,Vol.COM−23,pp.679−682
（June 1975）におけるY.Satoによる「マルチレベル振
幅変調システムのための自己回復等化の方法（A Method
of Self−Secovering Equalization for Multilevel A
mplitude−Modulation Systems）」と題した論文； （ｅ）IEEE Trans.Commun.,Vol.COM−42,pp.367−376
（Feb.1994）におけるG.Cherubiniによる「パーシャル
・レスポンス・システムのための非線形セルフ・トレー
ニング適応等化（Nonlinear Self−Training Adaptive
Equalization for Partial−Response Systems）」と通
した論文。

例えば、マルチレベルPRIVシステムにおいて線形等化
器の係数の調整値を計算するために前述の従来技術文献
（ｄ）において提案されたセルフ・トレーニング・アル
ゴリズムは次式によって表される。

C_n+1＝C_n−αｅ_S,nX_n （５） 但し、α＞０は適応利得であり、ｅ_S,nは擬似誤差で
ある。第１図は、この従来技術のセルフ・トレーニング
線形等化器の等価ブロック図を示す。その擬似誤差は、
等化器出力y_nから再構成PRIV信号_S,nを減ずることに
よって発生される。即ち、 ｅ_S,n＝y_n−_S,n （６） 信号_S,nを得るために、等化器出力信号は、先ず、伝
達特性1/（１−β_SD²）を有するフィルタによってろ波
され、次のような信号を与える。

ｕ_S,n＝y_n＋β_Su_S,n−２ （７） 但し、０＜β_Ｓ＜１である。このフィルタの伝達特性
は理想的なPRIVチャネルの伝達特性1/（１−D²）の逆数
に近似する。PRIVチャネルの周波数レスポンスは、0Hz
の時及び±1/2Hzの時にスペクトルなしを示すので、パ
ラメータβ_Ｓは１に等しくは選択され得ない。この選択
は「チャネルを反転すること」に相当するであろうし、
結果として、無限のノイズ増大を生ずるであろう。

信号ｕ_S,nは信号γsign（ｕ_S,n）を発生する２レベル
決定素子に入力される。但し、γ＝Ｅ｛a_n ²｝/E｛|a
_n|｝である。結局、再構成されたPRIV信号は次のような
ものとして得られる。

_S,n＝γ|sign（ｕ_S,n）−sign（ｕ_S,n−２）｜
（８） 従来技術の解決方法は次のような欠点を有する。特定
のセルフ・トレーニング・アルゴリズムにより得られる
MSEは、擬似誤差を発生するために使用される方法に依
存する。従来技術文献（ｄ）及び（ｅ）において開示さ
れた適応等化をセルフ・トレーニングするための方法
は、たとえ等化後の真のMSEが小さくなろうとも、その
使用される擬似誤差の変動がかなりの値以下には減少し
ないという欠点を有する。これは、ランダムな揺らぎに
関して擬似誤差により与えられる有用な駆動力が一般に
は非常に小さいこと、及び極めて遅い収束という犠牲を
払っても低いMSEが得られるだけであることを意味す
る。パーシャル・レスポンス・システムでは、遅い収束
という問題は、受信信号が強く相関されるという事実に
よって更に悪化される。従って、従来技術の方法は、等
化前に満足すべきタイミング回復が得られるシステムに
対して適用され得るだけである。しかし、パーシャル・
レスポンス・システムの場合、等化器収束前のタイミン
グ回復に対する簡単な解決方法は存在しない。通信シス
テムによっては、一般的な意味でのタイミング回復さえ
行われていない。これらのシステムでは、等化機能は、
一定のローカル・タイミングでレシーバを操作すること
によって、及びタイミング位相を変化させるように等化
器係数を適応させることによって得られる。従って、前
述の従来技術文献（ｄ）及び（ｅ）において提案された
等化方法は適用され得ない。

発明の目的 本発明の１つの目的は、従来技術において欠けてい
る、大きな歪み及び未回復の受信信号タイミングが存在
する場合に等化を達成する、マルチレベルPRIVシステム
のためのセルフ・トレーニング等化の方法を提供するこ
とにある。

本発明のもう１つの目的は、セルフ・トレーニング・
モードにおいて、高速の等化器収束に通じる新しいタイ
プの擬似誤差と最小の達成可能なMSEに近い定常状態のM
SEとを使用するPRIV信号用のディジタル等化器を通信レ
シーバにおいて適応させるための方法及び装置を提供す
ることにある。従って、そのセルフ・トレーニング等化
器は、タイミング回復が等化の前に完了し得ないレシー
バにおいて、及びローカル・レシーバのサンプリング位
相がリモート・トランスミッタ・クロックの位相に関し
てドリフトすることがあるシステムにおいて使用するこ
とが可能である。

これらの目的は、本願における方法発明において定義
されるようなディジタル等化器を適応させる反復的方法
によって、及び装置発明において定義されるような等化
器装置によって達成される。

続いて、次の図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。

図面の簡単な説明 第１図は、従来技術の適応ディジタル等化器のブロッ
ク図である。

第２図は、本発明を組み込んだ適応ディジタル等化器
の基本的設計のブロック図である。

第３図は、第２図の等化器の誤差信号発生部分の特定
の実施態様のブロック図である。

第４図は、従来技術の等化方法に対する平均二乗誤差
の収束状況を示す図である。

第５図は、本発明の等化方法に対する平均二乗誤差の
収束状況を示す図である。

発明の詳細な説明 第２図は、本発明の主題を表すセルフ・トレーニング
線形等化器のブロック図を示す。その上部は等化器の通
常の素子を表す。下部は、本発明に従って誤差信号を発
生するための素子を示す。

入力線11において受信された信号サンプルz_nは、伝達
特性1/（１−βD²）（但し、０＜β＜１）を有するフィ
ルタ12によって部分的に相関解除される。得られた信号
サンプルx_nは線13を介して等化器遅延線14に転送され
る。その遅延線に記憶されたＮ個のサンプルはレジスタ
15に保持された係数ｃ_i,nを乗じられ、それらの積は加
算器16において結合されて線17上に出力信号y_nを生じ
る。線形等化器の出力は前述の式（１）によって与えら
れる。適応ディジタル等化器の目的は、その出力におい
て全体的な１−D²チャネル特性を得ることである（即
ち、y_nは式（２）によって表される）。

回路18は種々な動作のために設けられる。線19上に現
れる誤差信号を使用して、それはレジスタ15に保持され
た係数を各反復インターバルでもって更新する。先ず、
それはそれらの係数を所定の値にリセットする。更に、
回路18は適当な動作モード、即ち、決定指示モード又は
セルフ・トレーニング・モードを選択し、線20を介して
それぞれのバイナリ・セレクタ信号Ｓ−TRを供給する。
その決定は制御セクション21によって供給される制御信
号に応答して行われる。なお、制御セクション21は、等
化器出力信号y_nを受け取るものであり、ゼロ・レベル・
カウンタ及び平均二乗誤差メータを有する。また、回路
18は、動作の開始時に、擬似誤差信号を発生するに必要
な素子をリセットするためのリセット信号EQU−RESを線
20a上に供給する。

次に、先ず、Ｍ値の仮決定から得られる誤差信号_ｎ
の発生を説明する。この誤差信号は、決定指示モードに
おいて等化器係数を更新するために使用される。そこ
で、初期等化器収束を得るためにセルフ・トレーニング
・モードにおいて使用される擬似誤差信号ε_ｎの計算の
説明を行う。

信号u_n（第２図の左下部分参照）が次式で与えられ
る。

u_n＝y_n＋ρu_n-2＋（１−ρ）_n-2 （９） そして、誤差信号e_nが次式のように定義される。

_ｎ＝u_n−_ｎ （10） 式（９）は次のように説明される。等化器出力信号y_n
は理想的にはパーシャル・レスポンス信号であるので、
仮決定_ｎは、特性１（１−D²）を有するフィルタによ
ってろ波することにより得ることができる。チャネル反
転は式（９）におけるρ＝１の選択に対応する。その場
合、信号u_nは再帰的表現u_n＝y_n＋u_n-2によって与えられ
るであろう。y_n＝a_n−a_n-2＋e_nを使用して、Ｄ変換表記
が得られる。

ｕ（Ｄ）＝ａ（Ｄ）＋［ｅ（Ｄ）/1ーD²］ （11） 前述のように、ρ＝１の選択は、周波数ｆ＝０及び±
1/2T Hzにおける無限のノイズ増大に通じるであろう。
別の方法として、現在の仮決定を決算するために過去の
仮決定が使用される場合、ノイズ増大は回避され得る。
この場合は、式（９）におけるρ＝０の選択に対応す
る。そこで、信号u_nがu_n＝y_n＋_n-2によって与えられ
る。正しい過去の決定_n-2＝a_n-2を仮定すると、次式
がわかる。

ｕ（Ｄ）＝ａ（Ｄ）（１−D²）＋ｅ（Ｄ）＋ａ（Ｄ）
D² ＝ａ（Ｄ）＋ｅ（Ｄ） （12） しかし、この場合、仮決定の誤差は誤差伝播を導く。
ノイズ増大と誤差伝播との間の妥協を得るための適当な
選択は０≦ρ＜１である。従って、次式が得られる。

ｕ（Ｄ）＝ａ（Ｄ）＋［ｅ（Ｄ）/1−ρD²］ （13） 式（９）から等化器出力信号は次のように表現され得
る。

y_n＝u_n−ρu_n-2−（１−ρ）_n-2 ＋（a_n−a_n-2）−（a_n−a_n-2） （14） 再び、過去の決定を正しいと仮定すれば、次式が得ら
れる。

y_n＝（a_n−a_n-2）＋_ｎ−ρ_n-2 （15） 従って、LMSアルゴリズム（３）は次のように修正さ
れる必要がある。

C_n+1＝C_n−α_{dd( ｎ}−ρ_n-2）X_n （16） 決定指示モードでは、誤差伝播は無視し得るものであ
り、従ってρ＝０が使用され得るし、e_n≒e_nである。し
かし、アルゴリズム（16）は大きな誤差伝播が存在する
場合には収束しないであろう。

セルフ・トレーニング・モードでは、擬似誤差ε_ｎが
等化器係数を更新するために定義される。

ε_ｎ＝u_n−_ｎ |u_n|≧Ｍ−１ の場合 ＝−δ_nsign（u_n） それ以外の場合 （17） 但し、δ_ｎは、次式のように各反復時に更新される正
の値である。

δ_n+1＝δ_ｎ−Δ_１ |u_n|≧Ｍ−１ の場合 ＝δ_ｎ＋Δ_２ それ以外の場合 （18） 但し、Δ_１、Δ_２は正の定数である。

a_n∈｛−3,−1,＋1,＋３｝を有する４値PRIVシステム
では、式（17）及び（18）におけるＭ−１は３に等し
い。以下では、４値伝送（Ｍ＝４）が想定される。

擬似誤差ε_ｎの発生は信号u_nの統計の先験的な知識に
基づく。理想的な等化及びノイズの不存在の場合、u_nは
４値チャネル入力信号a_nと同じ確立分布を取るであろ
う。従って、事象|u_n|≧３が観察される場合、_ｎ＝3s
ing（u_n）である確率が１に近いため、等化器係数を更
新するために誤差信号としてu_n−_ｎを信頼性をもって
使用することが可能である。しかし、事象|u_n|＜３が観
察される場合、誤差の値に関して信頼性をもって何も云
うことができない。この場合、事象|u_n|＜３の発生率が
それの先験確率（ノイズ及び残留信号歪みがある場合、
ほぼ3/4である）に近くなるように等化器係数を更新す
ることが可能である。これは、|u_n|＜３の時にいつも−
δ_nsign（u_n）に等しい擬似誤差を設定すること、及び
事象|u_n|＜３が期待した以上に頻繁に生じる場合にδ_ｎ
が大きくなり、そうでない場合には、δ_ｎが小さくなる
ように各反復時にδ_ｎの値を更新することによって達成
される。

そこで、セルフ・トレーニング適応等化のための修正
LMSアルゴリズムが次式によって与えられる。

C_n+1＝C_n−α_st（ε_ｎ−ρε_n-2）X_n （19） 但し、α_stは適応利得である。セルフ・トレーニング
・モードでは、等化器係数の最善の収束動作は、ρ≒1/
2に対して得られる。セルフ・トレーニング・モードの
開始時に、等化器係数は、値｛0,...,0,＋1,0,−1,...,
0｝に初期設定され、そしてδ_ｎの値は0.25に初期設定
される。

次に、第２図の下部に示され、上記の原理に従って誤
差信号を発生するための回路を説明することにする。ブ
ロック22−29は中間信号u_nを発生するのに有用である。
素子22は、他の素子によって発生された等化器出力信号
及びフィードバック信号を加え合わせる。その和の信号
は、素子23によって２つの値の間に制限され、線24上に
中間信号u_nを発生させる。推定値信号_ｎを発生するた
めに、等化素子25が設けられる。素子25は、信号u_nに応
答して、記号a_nが取り得る可能な値（この例では、４つ
の値）の１つを選択する。乗算素子26及び27において、
それぞれ、積ρu_n及び（１−ρ）_ｎが発生される。そ
れらの積は素子28において加算され、遅延素子29におい
て２サンプル期間だけ遅延させられる。遅延素子29はそ
れの出力上にフィードバック信号を供給する。素子30は
u_nから推定値信号_ｎを減算し、それの出力線31上に誤
差信号_ｎを供給する。この誤差信号は素子32において
決定指示モードに対する利得係数α_ddを乗じられる。

セルフ・トレーニング・モードにおいて使用されるべ
き擬似誤差信号を発生するための更なる素子33−36が設
けられる。素子33は、線24における中間信号u_n及びデル
タ制御回路35によって与えられる値δ_ｎに応答して、式
（17）に従ってその出力線34上に信号ε_ｎを発生する。
値δ_ｎは、信号u_nに応答して、式（18）に従って発生さ
れる。動作の開始時におけるδ_ｎのリセットは線20a上
の制御信号によって行われる。線34上の誤差信号は、素
子36において、セルフ・トレーニング・モードに対して
使用される利得係数α_stを乗じられる。

選択回路37は、線20上のモード選択信号に応答して、
処理素子38、39、及び40にいずれかの誤差信号を転送
し、実際の誤差信号を誤差信号線19上に発生させる。

第３図は、本発明の適応等化器において誤差信号を発
生するための更に詳細な回路を示す。この回路は、第２
図に示された等化器の下部に対応する。しかし、それ
は、可能な限り回路素子を節約するために或動作を特定
の方法で結合する特定の実施例である。第２図及び第３
図の両方ににおいて同じ回路素子が存在する場合、それ
らは同じ参照番号によって指定される。

次のような状態は第３図に示された実施例に対して妥
当なものであり、説明の理解を容易にするためにここで
は個別にリストされる。

数値の表示： 信号サンプルの値はバイナリ方式で、しかも、２の補
数表示で表される。

サンプルu_n及び_ｎは８ビットによって表され、左か
ら３番目の位置の後にバイナリ小数点がある。

正の値δ_ｎは10ビットによって表され、左の最初の位
置の前にバイナリ小数点がある。

誤差ε_ｎは６ビットによって表され、左から最初の位
置の後にバイナリ小数点がある。

a_nの値： 記号a_nは４つの異なる値、−３、−１、＋１、＋３を
取ることができる（４値PRIVシステム）。

推定値_ｎの発生： 適切な近似値を得るために、中間信号u_nは−3.5及び
＋3.5の間に制限される。仮決定_ｎは信号u_nの最上位
２ビットから得られる。その第１ビットは信号_ｎの符
号を決定する。第２ビットは、u_nの現在値が±３に近い
か或いは±１に近いかを表す。_ｎの第３ビットはいつ
も１に等しくセットされる。_ｎの残りのビットはゼロ
にセットされる。

係数ρの値： これは、決定指示モードに対してはρ＝０となるよう
に、及びセルフ・トレーニング・モードに対してはρ＝
1/2となるように選択される。従って、セルフ・トレー
ニング・モードにおいてρを乗じることはオペランドの
バイナリ・ディジットを右に１位置だけシフトすること
によって生じる。

δ_ｎの初期値： この値は等化器動作の開始時に1/4にリセットされる
（信号EQU−RESによって表される）。

Δ_１及びΔ_２の値： δ_ｎを更新するために必要なこれらの値は、Δ_１＝３
Δ及びΔ_２＝Δ（但し、Δ＝2^-10）となるように選択さ
れた。

決定指示モード及びセルフ・トレーニング・モードの
間の相違： 信号Ｓ−TRは、それが「１」である時にセルフ・トレ
ーニング・モードを表し、それが「０」である時に決定
指示モードを表す。この信号は、第２図（上部）の説明
で述べたように、第３図の回路の外で発生される。後述
のモード選択及び制御信号の発生に関する説明も参照さ
れたい。

符号拡張 ２の補数表示における値の最上位ビット（MSB）は必
要な回数だけ左に拡張される。符号拡張は、図面では
「s.e.」によって表される。

第３図の詳細 入力線17は等化器の出力信号y_nを搬送する。それは、
加算器22において、次のように発生される線51上のフィ
ードバック信号に加えられる。加算器22の出力信号は回
路SAT23において２つの与えられた値（この例では、−
3.5及び＋3.5）の間に制限される。その制限された信号
u_nはクロック式レジスタ52に転送される。第３図に示さ
れた各クロック式レジスタは１変調間隔の遅延を決定す
るので、レジスタ52の出力は線53における８ビット信号
u_n-1である。最上位２ビットは線54上に分岐させられ
る。信号_n-1を発生するために、回路55において、バ
イナリ１がこれらの最上位２ビットに付加され、０がそ
れに続く。回路55によって発生された信号_n-1は、セ
レクタ56の一方の入力に転送される。信号ρu_n-1＋（１
−ρ）_n-1は、回路57、58及び加算器59によって発生
される。この例では、ρが1/2となるように（セルフ・
トレーニング・モードに対して）選択されたので、ρ及
び（１−ρ）の両方による乗算はそれぞれのオペランド
を右へ１位置だけシフトすることによって行うことがで
きる。回路57では、線54の最上位２ビットは１位置シフ
トされて符号拡張（s.e）され、バイナリ１ビットが付
加され、そして残りの位置はゼロでもって満たされる
（丸め操作を行うための最後の位置を除く）。従って、
回路57は項（１−ρ）_n-1を発生する。回路58では、
信号u_n-1は右へのシフトを行うことによって1/2を乗じ
られ、符号拡張される。その結果生じる信号ρu_n-1は加
算器59の他方の入力に転送され、加算器59は、それの出
力において、上記の項ρu_n-1＋（１−ρ）_n-1をセレ
クタ56に供給する。

セレクタ56は、線20上のセルフ・トレーニング表示信
号Ｓ−TRによって制御される。その時のモードに従っ
て、適切な修正項がクロック式レジスタ60によって遅延
され、線51に出力されて、出力信号y_nに加えられる。

検出回路61は、中間信号u_n-1の絶対値がこの例では３
であるＭ−１よりも大きいか或いはそれに等しいかを表
す信号をその出力線62上に発生する。この信号を発生す
るために、検出回路61は、線53上に現れるu_n-1の最上位
３ビットを入力に受け取る。なお、線63上には、u_n-1の
符号を表す最上位ビットが現れる。

回路素子64、65、66、及び67は、式（18）で与えられ
たアルゴリズムに従って信号δ_ｎを更新するために設け
られる。信号δ_n-1が線68上に現れる。それは加算器65
の一方の入力にフィードバックされる。他方の入力は、
|u_n-1|が３以上かどうかを線62上のバイナリ信号が表す
かどうかによって、値−Δ_１＝−３Δ又は値Δ_２＝Δを
回路64から受け取る。加算器65の出力に現れるδ_ｎの更
新された値は、回路SAT66において０と１との間に制限
される。その制限された値はクロック式レジスタ67に供
給される。等化器の動作が開始される時、線20a上のリ
セット信号EQU−RESはレジスタ67の内容を1/4に等しい
値（バイナリ表示で、.0100000000）にセットする。δ
_ｎを更新するためのすべての表示は10ビット幅である。

第３図に示された回路の下半分の素子が実際に誤差信
号を発生する。素子69、70、及び71は、式（17）のアル
ゴリズムに従って、信号ε_n-1を発生するために設けら
れる。これらの素子はすべて６ビット幅である。回路69
は、その出力に項u_n-1−_n-1を発生する。それは、線7
2を介してu_n-1の最下位６ビットを受け取る。これらの
ビットは、その第１ビットが反転される場合、u_n-1及び
_n-1の間の必要な差を生じさせる。

項−δ_n-1sign（u_n-1）を発生するための回路70は、
線73上のδ_n-1の最上位４ビットと、線63上にある実際
の符号値からインバータ75で発生された線74上のu_n-1の
反転した符号とをその入力に受け取る。XOR回路は、u
_n-1の符号が正である場合、δ_n-1のビットを反転する。
回路69及び70の出力信号はセレクタ71に送られ、セレク
タ71はそのいずれかの信号を誤差信号ε_n-1として出力
する。線76上の選択信号は、線20上のセルフ・トレーニ
ング表示信号Ｓ−TR、及び|u_n-1|≧３かどうかを表す線
62上の検出信号から、インバータ77及びAND回路78を使
用して発生される。

信号ε_n-1はクロック式レジスタ79に記憶される。ク
ロック式レジスタ79の出力ε_n-2はセレクタ80に直接に
供給され、セレクタ80は、決定指示モード時に、線81を
介してこの信号を誤差信号_n-2として供給する。

残りの回路は、セルフ・トレーニング・モード時に必
要な擬似誤差信号を発生するのに用いられる。加算器82
の出力に項−ρε_n-2を得るために、1/2による乗算及び
反転が必要である。回路83では、ε_n-2のすべてのビッ
トが反転され、１位置だけ右へシフトされ、そして符号
拡張される。回路84は最下位位置にバイナリ１を与え
る。そのバイナリ１は回路83の出力に加えられ、２の補
数表示での結果が正しく得られるようにする。その結果
はクロック式レジスタ85に記憶される。クロック式レジ
スタ82の出力（−ρε_n-3）は、加算器86でセレクタ71
の出力から得られるε_n-1に加算される。その結果はク
ロック式レジスタ87に記憶される。レジスタ87は、必要
な誤差信号ε_n-2−ρε_n-4を出力する。セレクタ80は、
セルフ・トレーニング・モード時に線81上にこの擬似誤
差信号を供給する。

決定指示モード及びセルフ・トレーニング・モードで
発生された誤差信号はクロック式レジスタ88に保持さ
れ、その後、（第２図の回路18において）等化器係数を
更新するために、次のサンプリング期間において線19上
で利用可能となる。

モード選択及び制御信号の発生： 等化器の制御セクション21において（第２図参照）、
等化器出力におけるMSE Ｅ｛e_n ²｝は７レベルの仮決定
を使用して継続的に監視される。それが大きすぎる場
合、適応等価のセルフ・トレーニングは一定のタイム・
インターバル時に行われるべきであり、信号Ｓ−TR＝１
がその時間中に回路18により線20を通して供給される。
そのタイム・インターバルの終了時に、MSEが十分に小
さい場合、等化器動作は決定指示LMSアルゴリズムでも
って継続されるべきであり、しかる後、制御信号Ｓ−TR
＝０が線20を通して供給される。等化器係数が全ゼロの
ベクトルに収束するのを防ぐために、数多くの連続した
小さい等化器出力信号が観測された場合、等化器はリセ
ットされ、線20a上の信号EQU−RESは１にセットされ、
セルフ・トレーニングが開始される。

第３図には、決定指示モード又はセルフ・トレーニン
グ・モードにおける誤差信号をそれぞれ係数α_dd及びα
_stで乗じるための素子は示されていない。そのような素
子は、必要な場合に容易に挿入可能である。これらの利
得信号を２の累乗として選択すると、実施が簡単にな
る。

収束動作の検査： 式（19）による本発明の適応等化の収束動作及び定常
状態の平均二乗誤差パフォーマンスが、QPRIVトランス
ミッタをもった有線伝送システムに関して調べられた。
比較のために、式（５）に従って動作する従来技術のセ
ルフ・トレーニング適応等化器のパフォーマンスも調べ
られた。Ｎ＝16の係数の場合のセルフ・トレーニング等
化器の出力におけるMSEの収束の種々の態様が、従来技
術のアルゴリズムに対して及び本発明の方法に対して、
それぞれ、第４図及び第５図に示されている。50mの長
さのカテゴリ３の非遮蔽撚対線（UTP−３）を介した125
Mビット／秒の４値伝送が仮定される。それらの曲線
は、ｔ＝ΔT/Tによってパラメータ表示される。但し、
Ｔ＝16nsは変調間隔であり、ΔＴはチャネル出力信号の
サンプリング位相と最小の平均二乗誤差を生じる最良の
サンプリング位相との差を示す。新しい等化方法は式
（５）を使用する方法に比べてより速い収束を生じ、し
かも、得られるMSE値はかなり低い。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウンゲルボエック、ゴットフリード スイス国ラングノー、アイッヒシュトラ ーセ ４ (56)参考文献 特開 昭48−17241（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−101515（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−314654（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−38614（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 25/00 H03H 21/00 H04B 3/00

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】PRIV伝送システムの信号のためのレシーバ
   においてセルフ・トレーニング・モードで等化器を適応
   させるための反復方法であって、 前記信号はＭ個の離散値のセット｛−（Ｍ−
   １）,.....,−1,＋1,.....,＋（Ｍ−１）｝のうちの任
   意の１つを取り得る伝送記号a_nを表し、前記等化器は受
   信した入力サンプルx_nを記憶し及び各反復において更新
   される等化器係数｛ｃ_o,n,.....,c_Ｎ−1,n｝のセットC_n
   を記憶し、等化器出力サンプルy_nが各反復時に発生さ
   れ、 前記方法が、 u_n＝y_n＋ρu_n-2＋（１−ρ）_n-2 （但し、ρは０と１の間の値であり、_ｎはu_nを前記離
   散値の１つに量子化することによって得られ、伝送され
   た記号a_nの推定値である）に従って中間信号サンプルu_n
   を得るステップと、 ε_ｎ＝u_n−_ｎ （|u_n|≧Ｍ−１ である場合） 及び ε_ｎ＝−δ_nsign（u_n） （|u_n|≧Ｍ−１ でない場合） （但し、パラメータδ_ｎは負でない値である）に従って
   前記中間信号サンプルu_nから擬似誤差信号ε_ｎを発生す
   るステップと、 C_n+1＝C_n−α_st（ε_ｎ−ρε_n-2）X_n （但し、α_stは所定の適応利得であり、X_nは記憶された
   入力サンプルの現在のセットであって入力サンプル
   x_n,....,x_n-N+1を含む）に従って前記等化器係数のセッ
   トを更新するステップと、 を含むことを特徴とする方法。
2. 【請求項２】平均二乗誤差MSEの値が所定の値よりも小
   さくなった時又は所定の時間後に、前記レシーバを前記
   セルフ・トレーニング・モードから決定指示モードに切
   り替えるステップを含むことを特徴とする請求の範囲第
   １項に記載の方法。
3. 【請求項３】前記パラメータδ_ｎを所定の正の値に初期
   設定するステップと、 δ_n+1＝δ_ｎ−Δ_１ （|u_n|≧Ｍ−１ である場合） 及び δ_n+1＝δ_ｎ＋Δ_２ （|u_n|≧Ｍ−１ でない場合） （但し、Δ_１及びΔ_２は所定の正の定数）に従って前記
   パラメータδ_ｎを各反復時に更新するステップと、 を含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方
   法。
4. 【請求項４】前記中間信号サンプルu_nの値を所定の正の
   限界及び所定の負の限界（但し、該正の限界の絶対値及
   び該負の限界の絶対値はＭ−１よりも大きい）の間に制
   限するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第１
   項に記載の方法。
5. 【請求項５】伝送されたランダム信号を表す信号サンプ
   ルz_nを前記レシーバの入力において受信するステップ
   と、 前記入力サンプルx_nを得るために伝達特性1/（１−β
   D²）（但し、０≦β＜１）を持ったフィルタによって前
   記信号サンプルz_nを部分的に相関解除するステップと、 を含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方
   法。
6. 【請求項６】PRIV伝送システムにおける信号のためのレ
   シーバにおけるセルフ・トレーニング適応性等化器であ
   って、 前記信号はＭ子の離散値のセット｛−（Ｍ−
   １）,.....,ー1,＋1,.....,＋（Ｍ−１）｝のうちの任
   意の１つを取り得る伝送記号a_nを表し、前記等化器は受
   信した入力サンプルx_nを記憶するための記憶手段として
   遅延線を含み、前記等化器は出力サンプルy_nを供給し、
   前記出力サンプルy_nに応答して誤差信号を発生するため
   の手段を含むものにおいて、 セルフ・トレーニング・モードにおいて等化器係数を更
   新するために擬似誤差信号を発生するための回路を含
   み、該回路は、 u_n＝y_n＋ρu_n-2＋（１−ρ）_n-2 （但し、ρは０と１の間の値であり、_ｎはu_nを前記離
   散値の１つに量子化することによって得られ、伝送され
   た記号a_nの推定値である）に従って中間信号u_nを発生す
   るための手段（22.....29;51.....60）と、 ε_ｎ＝u_n−_ｎ （|u_n|≧Ｍ−１ である場合） 及び ε_ｎ＝−δ_nsign（u_n） （|u_n|≧Ｍ−１ でない場合） （但し、パラメータδ_ｎは負でない値である）に従って
   前記中間信号u_nから擬似誤差信号ε_ｎを発生するための
   手段（33.....35;69.....79）と、 を含むことを特徴とする等化器。
7. 【請求項７】δ_n+1＝δ_ｎ−Δ_１ （|u_n|≧Ｍ−１ であ
   る場合） 及び δ_n+1＝δ_ｎ＋Δ_２ （|u_n|≧Ｍ−１ でない場合） （但し、Δ_１及びΔ_２は所定の正の定数） に従って前記パラメータδ_ｎを更新するための手段（3
   5;64....68）を含むことを特徴とする請求の範囲第６項
   に記載の等化器。
8. 【請求項８】前記中間信号u_nを所定の正の限界及び所定
   の負の限界の間に制限するための手段（23）を含むこと
   を特徴とする請求の範囲第６項に記載の等化器。