JP3024771B2 - 共用器の伝送路長決定方法 - Google Patents
共用器の伝送路長決定方法Info
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- JP3024771B2 JP3024771B2 JP1327591A JP32759189A JP3024771B2 JP 3024771 B2 JP3024771 B2 JP 3024771B2 JP 1327591 A JP1327591 A JP 1327591A JP 32759189 A JP32759189 A JP 32759189A JP 3024771 B2 JP3024771 B2 JP 3024771B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、VHF帯からUHF帯等にかけての周波数を利用
した自動車電話装置等において、送信信号と受信信号を
同一のアンテナ等で送受信するための共用器、特に小型
で良好な周波数特性を得るための共用器の伝送路長決定
方法に関するものである。
した自動車電話装置等において、送信信号と受信信号を
同一のアンテナ等で送受信するための共用器、特に小型
で良好な周波数特性を得るための共用器の伝送路長決定
方法に関するものである。
（従来の技術） 一般に、共用器は、分波回路、送信フィルタ及び受信
フィルタで構成され、送信信号と受信信号を共通の端子
で送受信する機能を有している。
フィルタで構成され、送信信号と受信信号を共通の端子
で送受信する機能を有している。
従来、高性能な共用器を得るためえに、例えばフィル
タの損失の改善、及び分波回路の抵抗損や分波損の低減
等、種々の提案がなされている。特に、通信装置の小型
化に伴い、小型で高性能な共用器の実現が必要不可欠な
ものとなっている。従来の一般的な共用器の一例を第２
図に示す。
タの損失の改善、及び分波回路の抵抗損や分波損の低減
等、種々の提案がなされている。特に、通信装置の小型
化に伴い、小型で高性能な共用器の実現が必要不可欠な
ものとなっている。従来の一般的な共用器の一例を第２
図に示す。
第２図は、従来の一般的な共用器の構成図である。
この共用器は、ガラスエポキシ等を用いて製作された
基板１を有し、その基板１上には、共通端子２、入力端
子３及び出力端子４が設けられている。共通端子２に
は、分波回路パターン５の一端が接続され、その分波回
路パターン５の他端が、送信フィルタ６及び受信フィル
タ７を介して入力端子３及び出力端子４にそれぞれ接続
されている。分波回路パターン５は、伝送路長Ltの送信
側伝送路5aと、伝送路長Lrの受信側伝送路5bとで構成さ
れている。
基板１を有し、その基板１上には、共通端子２、入力端
子３及び出力端子４が設けられている。共通端子２に
は、分波回路パターン５の一端が接続され、その分波回
路パターン５の他端が、送信フィルタ６及び受信フィル
タ７を介して入力端子３及び出力端子４にそれぞれ接続
されている。分波回路パターン５は、伝送路長Ltの送信
側伝送路5aと、伝送路長Lrの受信側伝送路5bとで構成さ
れている。
送信フィルタ６及び受信フィルタ７から共通端子２ま
での送信側及び受信側の伝送路長Lt,Lrは、インピーダ
ンス変換効果によって、共通端子２からみたそれぞれの
送信フィルタ６及び受信フィルタ７のインピーダンスが
相手方の中心周波数において最大になるように設計され
ている。すなわち、送信周波数Ftにおいて共通端子２か
らみた送信フィルタ６のインピーダンスは、この種の回
路で規定された特性インピーダンスZ0にほぼ等しいが、
受信フィルタ７のインピーダンスは最大になる。そし
て、受信周波数Frにおいて受信フィルタ７のインピーダ
ンスは、例えば出力端子４に接続されるインピーダンス
測定用の測定系の特性インピーダンスZ0にほぼ等しい
が、送信フィルタ６のインピーダンスは最大になる。実
際、相手方の中心周波数FtまたはFrにおいて送信フィル
タ６及び受信フィルタ７のそれぞれのインピーダンスは
無限大になることが理想的である。というのは、送信フ
ィルタ６及び受信フィルタ７のそれぞれのインピーダン
スは大きくなればなるほど、分波損失が小さくなり、無
限大になると、分波損失が完全に無くなるからである。
しかし、各インピーダンスを無限大にすることは不可能
なので、現実的には最大にする努力が払われている。
での送信側及び受信側の伝送路長Lt,Lrは、インピーダ
ンス変換効果によって、共通端子２からみたそれぞれの
送信フィルタ６及び受信フィルタ７のインピーダンスが
相手方の中心周波数において最大になるように設計され
ている。すなわち、送信周波数Ftにおいて共通端子２か
らみた送信フィルタ６のインピーダンスは、この種の回
路で規定された特性インピーダンスZ0にほぼ等しいが、
受信フィルタ７のインピーダンスは最大になる。そし
て、受信周波数Frにおいて受信フィルタ７のインピーダ
ンスは、例えば出力端子４に接続されるインピーダンス
測定用の測定系の特性インピーダンスZ0にほぼ等しい
が、送信フィルタ６のインピーダンスは最大になる。実
際、相手方の中心周波数FtまたはFrにおいて送信フィル
タ６及び受信フィルタ７のそれぞれのインピーダンスは
無限大になることが理想的である。というのは、送信フ
ィルタ６及び受信フィルタ７のそれぞれのインピーダン
スは大きくなればなるほど、分波損失が小さくなり、無
限大になると、分波損失が完全に無くなるからである。
しかし、各インピーダンスを無限大にすることは不可能
なので、現実的には最大にする努力が払われている。
この種の共用器では、例えばアンテナ等から受信信号
が共通端子２に入力すると、その受信信号は受信側伝送
路5bを通って受信フィルタ７で波され、出力端子４か
ら出力されて受信回路等に送られる。また、送信回路等
からの送信信号が入力端子３に入力すると、その送信信
号は、送信フィルタ６で波された後、送信側伝送路5a
を通って共通端子２から出力され、アンテナ等に送られ
る。
が共通端子２に入力すると、その受信信号は受信側伝送
路5bを通って受信フィルタ７で波され、出力端子４か
ら出力されて受信回路等に送られる。また、送信回路等
からの送信信号が入力端子３に入力すると、その送信信
号は、送信フィルタ６で波された後、送信側伝送路5a
を通って共通端子２から出力され、アンテナ等に送られ
る。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、上記構成の分波器では、次のよな課題
があった。
があった。
従来の技術では、共通端子２からみた送信側の等価イ
ンピーダンスと受信側の等価インピーダンスの各絶対値
を最大になるように、送信側と受信側の伝送路長Lt,Lr
を計算して共用器を設計している。この設計法を最大イ
ンピーダンス設計法と呼ぶことにする。このような最大
インピーダンス設計法で設計した共用器の送信側と受信
側の挿入損失を解析してみると、最大インピーダンス設
計法の持つ特性から、送信側と受信側のそれぞれの挿入
損失を最小にすることが不可能であった。すなわち、送
信側と受信側の伝送路長Lt,Lrをうまく選択できれば、
共用器の挿入損失を最小にすることができるのである
が、最大インピーダンス設計法を用いているため、最適
な伝送路長Lt,Lrを決定することが困難である。挿入損
失を最小限に抑えることは、共用器設計上では重要な課
題であるが、従来の最大インピーダンス設計法を用いて
いる限り、それが不可能である。
ンピーダンスと受信側の等価インピーダンスの各絶対値
を最大になるように、送信側と受信側の伝送路長Lt,Lr
を計算して共用器を設計している。この設計法を最大イ
ンピーダンス設計法と呼ぶことにする。このような最大
インピーダンス設計法で設計した共用器の送信側と受信
側の挿入損失を解析してみると、最大インピーダンス設
計法の持つ特性から、送信側と受信側のそれぞれの挿入
損失を最小にすることが不可能であった。すなわち、送
信側と受信側の伝送路長Lt,Lrをうまく選択できれば、
共用器の挿入損失を最小にすることができるのである
が、最大インピーダンス設計法を用いているため、最適
な伝送路長Lt,Lrを決定することが困難である。挿入損
失を最小限に抑えることは、共用器設計上では重要な課
題であるが、従来の最大インピーダンス設計法を用いて
いる限り、それが不可能である。
本発明は前記従来技術が持っていた課題として、送信
側と受信側の伝送路長を最適に決定して共用器の挿入損
失を最小限に抑えることが困難な点について解決した共
用器の伝送路長決定方法を提供するものである。
側と受信側の伝送路長を最適に決定して共用器の挿入損
失を最小限に抑えることが困難な点について解決した共
用器の伝送路長決定方法を提供するものである。
（課題を解決するための手段） 本発明は前記課題を解決するために、一端が共通端子
に接続された伝送路長Ltの送信側伝送路及び伝送路長Lr
の受信側伝送路を有する送、受信信号分波用の分波回路
パターンと、前記送信側伝送路の他端に接続された送信
信号波用の送信フィルタと、前記受信側伝送路の他端
に接続された受信信号波用の受信フィルタとが、基板
上に設けられた共用器において、前記送信側及び受信側
の伝送路長を次のように決定したものである。
に接続された伝送路長Ltの送信側伝送路及び伝送路長Lr
の受信側伝送路を有する送、受信信号分波用の分波回路
パターンと、前記送信側伝送路の他端に接続された送信
信号波用の送信フィルタと、前記受信側伝送路の他端
に接続された受信信号波用の受信フィルタとが、基板
上に設けられた共用器において、前記送信側及び受信側
の伝送路長を次のように決定したものである。
すなわち、一定の挿入損失計算式に基づき、送信フィ
ルタの挿入損失Tt及び受信フィルタの挿入損失Trの絶対
値が常に最小となるように、伝送路長Lt,Lrと、共通端
子からみた送信フィルタ側のインピーダンスZt及び受信
フィルタ側のインピーダンスZrとを、帰納法によって更
新しつつ、伝送路長Lt,Lrが所定精度に収束するまで反
復計算を行って最適な伝送路長を求めるようにしたもの
である。
ルタの挿入損失Tt及び受信フィルタの挿入損失Trの絶対
値が常に最小となるように、伝送路長Lt,Lrと、共通端
子からみた送信フィルタ側のインピーダンスZt及び受信
フィルタ側のインピーダンスZrとを、帰納法によって更
新しつつ、伝送路長Lt,Lrが所定精度に収束するまで反
復計算を行って最適な伝送路長を求めるようにしたもの
である。
（作 用） 本発明によれば、以上のように共用器における伝送路
長決定方法を構成したので、一定の挿入損失計算方法に
基づき、送信側及び受信側の伝送路長Lt,Lrと送信側及
び受信側のフィルタのインピーダンスZt,Zrとを更新し
ていき、伝送路長Lt,Lrが所定精度に収束するまで反復
計算を行うと、送信側と受信側の挿入損失TtとTrの両方
が同時に最小値になる最適な伝送路長が得られる。従っ
て、前記課題を解決できるのである。
長決定方法を構成したので、一定の挿入損失計算方法に
基づき、送信側及び受信側の伝送路長Lt,Lrと送信側及
び受信側のフィルタのインピーダンスZt,Zrとを更新し
ていき、伝送路長Lt,Lrが所定精度に収束するまで反復
計算を行うと、送信側と受信側の挿入損失TtとTrの両方
が同時に最小値になる最適な伝送路長が得られる。従っ
て、前記課題を解決できるのである。
（実施例） 第３図（ａ），（ｂ），（ｃ）は、本発明の実施例を
示す共用器の構成説明図であり、同図（ａ）は回路図、
同図（ｂ）は送信周波数Ftにおける等価回路図、及び同
図（ｃ）は受信周波数Frにおける等価回路図である。
示す共用器の構成説明図であり、同図（ａ）は回路図、
同図（ｂ）は送信周波数Ftにおける等価回路図、及び同
図（ｃ）は受信周波数Frにおける等価回路図である。
第３図（ａ）に示すように、この共用器は従来の第２
図と同様に、図示しない基板を有し、その基板上には、
共通端子12、入力端子13及び出力端子14が設けられてい
る。共通端子12には、分波回路パターン15の一端が接続
され、その分波回路パターン15の他端が送信フィルタ16
及び受信フィルタ17を介して入力端子13及び出力端子14
にそれぞれ接続されている。
図と同様に、図示しない基板を有し、その基板上には、
共通端子12、入力端子13及び出力端子14が設けられてい
る。共通端子12には、分波回路パターン15の一端が接続
され、その分波回路パターン15の他端が送信フィルタ16
及び受信フィルタ17を介して入力端子13及び出力端子14
にそれぞれ接続されている。
送信フィルタ16及び受信フィルタ17は、例えば弾性表
面波フィルタ等で構成されている。特に、弾性表面波フ
ィルタを用いた場合、この弾性表面波フィルタは、小型
でかつ温度や経年変化に対して安定である上、振幅特性
と位相特性をほとんど独立に任意に設計できるという特
徴を有している。
面波フィルタ等で構成されている。特に、弾性表面波フ
ィルタを用いた場合、この弾性表面波フィルタは、小型
でかつ温度や経年変化に対して安定である上、振幅特性
と位相特性をほとんど独立に任意に設計できるという特
徴を有している。
分波回路パターン15は、従来と同様に、伝送路長Ltの
送信側伝送路15aと、伝送路長Lrの受信側伝送路15bとで
構成されている。入力端子13及び出力端子14には、それ
ぞれ終端インピーダンス18,19が接続されている。一般
的に、この終端インピーダンス18,19は、インピーダン
スを測定するための測定系の特性インピーダンスZ0と同
じ値である。
送信側伝送路15aと、伝送路長Lrの受信側伝送路15bとで
構成されている。入力端子13及び出力端子14には、それ
ぞれ終端インピーダンス18,19が接続されている。一般
的に、この終端インピーダンス18,19は、インピーダン
スを測定するための測定系の特性インピーダンスZ0と同
じ値である。
この第３図（ａ）の共用器は、従来の共用器と同一の
構成であり、本実施例が従来と異なる点は、送信側及び
受信側の伝送路長Lt,Lrの決定方法である。
構成であり、本実施例が従来と異なる点は、送信側及び
受信側の伝送路長Lt,Lrの決定方法である。
第３図（ｂ）の等価回路において、21は共通端子12か
らみた受信側の等価インピーダンスZr、16aは送信側伝
送路15aと送信フィルタ16の合成した縦続行列［Ｔ］で
ある。
らみた受信側の等価インピーダンスZr、16aは送信側伝
送路15aと送信フィルタ16の合成した縦続行列［Ｔ］で
ある。
同様に、第３図（ｃ）の等価回路において、20は共通
端子12からみた送信側の等価インピーダンスZt、17aは
受信側伝送路15bと受信フィルタ17の合成した縦続行列
［Ｒ］である。
端子12からみた送信側の等価インピーダンスZt、17aは
受信側伝送路15bと受信フィルタ17の合成した縦続行列
［Ｒ］である。
縦続行列［Ｔ］と［Ｒ］を式（１）と（２）に示す。
（At,Bt,Ct,Dt）と（Ar,Br,Cr,Dr）は、それぞれ［Ｔ］
と［Ｒ］の成分で、複素数である。
（At,Bt,Ct,Dt）と（Ar,Br,Cr,Dr）は、それぞれ［Ｔ］
と［Ｒ］の成分で、複素数である。
縦続行列［Ｔ］と［Ｒ］から、共用器の送信側と受信
側の挿入損失TtとTrを求めると、次の式（３）及び式
（４）のようになる。
側の挿入損失TtとTrを求めると、次の式（３）及び式
（４）のようになる。
Tt＝＋ ＝0.5（At＋Bt/Z0＋CtZ0＋Dt） ＋0.5（At＋Bt/Z0）／（Zr/Z0） ……（３） Tr＝0.5（Ar＋Br/Z0＋CrZ0＋Dr） ＋0.5（Ar＋Br/Z0）／（Zr/Z0） ……（４） ＝0.5（At＋Bt/Z0＋CtZ0＋Dt） ……（３−１） ＝0.5（At＋Bt/Z0）／（Zr/Z0） ……（３−２） 但し、Z0;測定系の特性インピーダンス 挿入損失TtとTrの絶対値は、送信側と受信側の伝送路
長LtとLrを変化させることにより、両方とも同様に最小
値にすることができる。その長さを最適伝送路長、そし
てこれに基づく設計法を最適設計法と呼ぶことにする。
長LtとLrを変化させることにより、両方とも同様に最小
値にすることができる。その長さを最適伝送路長、そし
てこれに基づく設計法を最適設計法と呼ぶことにする。
従来の方法では、受信側の等価インピーダンスZrと送
信側の等価インピーダンスZtの絶対値を最大になるよう
に送信側と受信側の伝送路長LtとLrを計算して共用器を
設計（最大インピーダンス設計法）している。これに対
して本実施例では、最適設計法を用いて最適伝送路長を
求めるものである。しかし、最適伝送路長の場合は、一
般的な関数式が確立されていないので、従来の最大イン
ピーダンス設計法と同じように、解析的に求めることが
困難である。
信側の等価インピーダンスZtの絶対値を最大になるよう
に送信側と受信側の伝送路長LtとLrを計算して共用器を
設計（最大インピーダンス設計法）している。これに対
して本実施例では、最適設計法を用いて最適伝送路長を
求めるものである。しかし、最適伝送路長の場合は、一
般的な関数式が確立されていないので、従来の最大イン
ピーダンス設計法と同じように、解析的に求めることが
困難である。
そこで本実施例では、第１図（ａ），（ｂ）に示すよ
うな帰納法を用いて、電子計算機等で数値的に最適伝送
路長を計算するようにしている。
うな帰納法を用いて、電子計算機等で数値的に最適伝送
路長を計算するようにしている。
この帰納法を説明する前に、第４図を参照しつつ、挿
入損失Tt（またはTr）を用いて最大インピーダンス設計
法と最適設定法の違いを幾何学的に説明する。
入損失Tt（またはTr）を用いて最大インピーダンス設計
法と最適設定法の違いを幾何学的に説明する。
第４図は、最大インピーダンス設計法と最適設計法の
説明図であり、横軸に実部、縦軸に虚部がとられてい
る。
説明図であり、横軸に実部、縦軸に虚部がとられてい
る。
送信周波数Ftにおいて、共通端子12からみた受信側の
インピーダンスZrは複素数であり、受信側伝送路長Lrを
変化させると、複素数平面上で第４図に示すような半径
R0、中心ω０（r0,x0）の円（C0）を描く。受信側イン
ピーダンスZrは次式のように表わせる。
インピーダンスZrは複素数であり、受信側伝送路長Lrを
変化させると、複素数平面上で第４図に示すような半径
R0、中心ω０（r0,x0）の円（C0）を描く。受信側イン
ピーダンスZrは次式のように表わせる。
Zr＝Rr＋jXr ……（５） アドミタンス1/ZrもインピーダンスZrと同じように円
（C0）の円周上にあるが、ω０を中心に互いに対称であ
る。点ＭはインピーダンスZrが最大になるときの位置を
示し、そして点M0はその時のアドミタンス1/Zrを示す。
点Ｍの座標を（r,0）とすれば、点M0の座標は（Z02/r,
0）である。半径R0の値と中心ω０の座標は次のように
なる。
（C0）の円周上にあるが、ω０を中心に互いに対称であ
る。点ＭはインピーダンスZrが最大になるときの位置を
示し、そして点M0はその時のアドミタンス1/Zrを示す。
点Ｍの座標を（r,0）とすれば、点M0の座標は（Z02/r,
0）である。半径R0の値と中心ω０の座標は次のように
なる。
R0＝|0.5（Z02/Rr−Rr）｜ ……（６） ω0:（r0,x0） ……（７） r0＝0.5（Z02/Rr＋Rr） ……（７−ａ） x0＝０ ……（７−ｂ） 式（３）及び式（３−２）より、の軌跡は半径R1,
中心ω１（r1,x1）の円（C1）である。点M0は、M1に移
動する。半径R1の値と中心ω１の座標は、次のようにな
る。
中心ω１（r1,x1）の円（C1）である。点M0は、M1に移
動する。半径R1の値と中心ω１の座標は、次のようにな
る。
R1＝Z0|0.5（At＋Bt/Z0）|R0 ……（８） ω1:（r1,x1） ……（９） r1＝Z0×実部｛0.5（At＋Bt/Z0）r0｝……（９−ａ） x1＝Z0×虚部｛0.5（At＋Bt/Z0）r0｝……（９−ｂ） 式（３）と円（C1）より、挿入損失Ttの軌跡は半径R2
＝R1、中心ω２（r2,x2）の円（C2）である。そのとき
点M1は点M2に移動する。中心ω２の座標は次のようにな
る。
＝R1、中心ω２（r2,x2）の円（C2）である。そのとき
点M1は点M2に移動する。中心ω２の座標は次のようにな
る。
ω2:（r2,x2） ……（10） r2＝r1＋実部｛0.5（At＋Bt/Z0＋CtZ0＋Dt）｝ ……（10−ａ） x2＝x1＋虚部｛0.5（At＋Bt/Z0＋CtZ0＋Dt）｝ ……（10−ｂ） 以上の説明で明らなかように、挿入損失Ttの絶対値
は、第４図に示した複素数平面の座標系の原点０（0,
0）と、円（C2）の円周上の一点Ｎとを結ぶ線分に等し
い。受信側伝送路長Lrを変化させると、点Ｎは円（C2）
の円周上を移動し、当然、挿入損失Ttの絶対値も変化す
る。
は、第４図に示した複素数平面の座標系の原点０（0,
0）と、円（C2）の円周上の一点Ｎとを結ぶ線分に等し
い。受信側伝送路長Lrを変化させると、点Ｎは円（C2）
の円周上を移動し、当然、挿入損失Ttの絶対値も変化す
る。
原点０（0,0）とω２（r2,x2）を結ぶ直線は、円（C
2）と交わり、点Maと点Mbが得られる。点Ｎは、受信側
伝送路長Lrの変化によって円（C2）の円周上を移動し、
点Mbと重なると、挿入損失Ttの絶対値が最大になり、点
Maと重なると、挿入損失Ttの絶対値が最小になる。点Ｎ
が点Maと重なるようにLrを求めるのは、最適設計法の特
長で、挿入損失Ttの絶対値が常に最小になるようにす
る。一方、点Ｎは点M2と重なると、最大インピーダンス
設計法で設計した共用器の送信側挿入損失Ttの絶対値が
得られる。
2）と交わり、点Maと点Mbが得られる。点Ｎは、受信側
伝送路長Lrの変化によって円（C2）の円周上を移動し、
点Mbと重なると、挿入損失Ttの絶対値が最大になり、点
Maと重なると、挿入損失Ttの絶対値が最小になる。点Ｎ
が点Maと重なるようにLrを求めるのは、最適設計法の特
長で、挿入損失Ttの絶対値が常に最小になるようにす
る。一方、点Ｎは点M2と重なると、最大インピーダンス
設計法で設計した共用器の送信側挿入損失Ttの絶対値が
得られる。
点Maは一般的に点M2と異なるため、明らかに最適設計
法で設計した共用器の挿入損失は、最大インピーダンス
設計法で設計した共用器の挿入損失より小さくなる。従
って、最適設計法を用いれば、共用器の挿入損失を最小
値にすることができる。
法で設計した共用器の挿入損失は、最大インピーダンス
設計法で設計した共用器の挿入損失より小さくなる。従
って、最適設計法を用いれば、共用器の挿入損失を最小
値にすることができる。
第１図（ａ），（ｂ）は、最適伝送路長を計算するた
めの帰納法のフローチャートであり、この図を参照しつ
つ、電子計算機等を用いた最適伝送路長決定方法につい
て説明する。
めの帰納法のフローチャートであり、この図を参照しつ
つ、電子計算機等を用いた最適伝送路長決定方法につい
て説明する。
ステップ20において、送信側と受信側の伝送路長Ltと
Lrの初期値をLt0＝０とLr0＝０とする。この時の縦続行
列は［T0］＝［Ｔ］と［R0］＝［Ｒ］、挿入損失はTt0
とTr0、共通端子12からみた送信フィルタ16のインピー
ダンスと受信フィルタ17のインピーダンスはZt0とZr0で
ある。
Lrの初期値をLt0＝０とLr0＝０とする。この時の縦続行
列は［T0］＝［Ｔ］と［R0］＝［Ｒ］、挿入損失はTt0
とTr0、共通端子12からみた送信フィルタ16のインピー
ダンスと受信フィルタ17のインピーダンスはZt0とZr0で
ある。
先ず、ステップ21では、送信周波数Ftにおいて上述し
たような式（１）〜式（10−ｂ）を用いた方法で、受信
側の仮の最適伝送路長Lr1を求め、そのときの送信側の
最小挿入損失をTt1とする。ステップ22では、最適伝送
路長Lr1と縦続行列［R0］で［R1］とZr1が得られ、そし
てステップ23で、受信周波数Frにおいて縦続行列［R1］
とインピーダンスZt0とで、送信側の仮の最適伝送路長L
t1と受信側の最小挿入損失Tr1を求めることができる。
さらにステップ24で、最適伝送路長Lt1と縦続行列［T
0］で［T1］とZt1が得られ、ステップ25で、送信周波数
Ftにおいて縦続行列［T1］とインピーダンスZr1で受信
側の新しい仮の最適伝送路長Lr2と、送信側の新しい最
小挿入損失Tt2を求めることができる。
たような式（１）〜式（10−ｂ）を用いた方法で、受信
側の仮の最適伝送路長Lr1を求め、そのときの送信側の
最小挿入損失をTt1とする。ステップ22では、最適伝送
路長Lr1と縦続行列［R0］で［R1］とZr1が得られ、そし
てステップ23で、受信周波数Frにおいて縦続行列［R1］
とインピーダンスZt0とで、送信側の仮の最適伝送路長L
t1と受信側の最小挿入損失Tr1を求めることができる。
さらにステップ24で、最適伝送路長Lt1と縦続行列［T
0］で［T1］とZt1が得られ、ステップ25で、送信周波数
Ftにおいて縦続行列［T1］とインピーダンスZr1で受信
側の新しい仮の最適伝送路長Lr2と、送信側の新しい最
小挿入損失Tt2を求めることができる。
同様に、結合子を介してステップ26で、最適伝送路
長Lr2と縦続行列［T0］で［R2］とZr2が得られ、ステッ
プ27で、受信周波数Frにおいて縦続行列［R2］とインピ
ーダンスZt1で送信側の新しい仮の最適伝送路長Lt2と、
受信側の新しい最小挿入損失Tr2を求めることができ
る。
長Lr2と縦続行列［T0］で［R2］とZr2が得られ、ステッ
プ27で、受信周波数Frにおいて縦続行列［R2］とインピ
ーダンスZt1で送信側の新しい仮の最適伝送路長Lt2と、
受信側の新しい最小挿入損失Tr2を求めることができ
る。
ステップ28では、最適伝送路長のLt2とLr2が送信側と
受信側の最適伝送路長として使用できるかどうかを判別
するために、Lt1とLt2の差及びLr1とLr2の差を求め、こ
れらの差の値が所望の精度Ｎ（例えば10-6）より小さい
かどうかで決める。条件が満たされている場合、ステッ
プ29でLt2とLr2が最適伝送路長であると決定して計算を
終了し、一方条件が満たされない場合、ステップ30で、
Lt1＝Lt2、Lr1＝Lr2、Zr1＝Zr2とし、結合子を介して
ステップ24に戻り、上述の反復計算を繰り返す。
受信側の最適伝送路長として使用できるかどうかを判別
するために、Lt1とLt2の差及びLr1とLr2の差を求め、こ
れらの差の値が所望の精度Ｎ（例えば10-6）より小さい
かどうかで決める。条件が満たされている場合、ステッ
プ29でLt2とLr2が最適伝送路長であると決定して計算を
終了し、一方条件が満たされない場合、ステップ30で、
Lt1＝Lt2、Lr1＝Lr2、Zr1＝Zr2とし、結合子を介して
ステップ24に戻り、上述の反復計算を繰り返す。
このような計算を繰り返すと、送信側と受信側の伝送
路長は、ある値LtnとLrnに収束し、これが求める最適伝
送路長である。このときの挿入損失も最適値TtnとTrnに
なる。
路長は、ある値LtnとLrnに収束し、これが求める最適伝
送路長である。このときの挿入損失も最適値TtnとTrnに
なる。
LtnとLrnのような最適伝送路長は、将来的に、一般的
な関数式が確立されれば、解析的に計算できるようにな
るかもしれないが、現在の実用範囲内では、本実施例の
計算精度が最良の方法といえる。
な関数式が確立されれば、解析的に計算できるようにな
るかもしれないが、現在の実用範囲内では、本実施例の
計算精度が最良の方法といえる。
次に、第５図（ａ），（ｂ），（ｃ）を参照して、本
実施例の効果を説明する。
実施例の効果を説明する。
第５図（ａ）〜（ｃ）は、送信フィルタ及び受信フィ
ルタを弾性表面波フィルタを用いて構成した、従来と本
実施例の共用器の挿入損失特性と反射損失特性図であ
る。
ルタを弾性表面波フィルタを用いて構成した、従来と本
実施例の共用器の挿入損失特性と反射損失特性図であ
る。
そのうち、第５図（ａ）は従来の最大インピーダンス
設計法で設計した共用器の挿入損失特性と反射損失特性
を示している。TT−１とTR−１はそれぞれ送信側と受信
側の挿入損失特性である。TL−１は共通端子12からみた
反射損失特性である。送信側と受信側の伝送路長は、そ
れぞれ0.2782×λｒと0.2028×λｔである。
設計法で設計した共用器の挿入損失特性と反射損失特性
を示している。TT−１とTR−１はそれぞれ送信側と受信
側の挿入損失特性である。TL−１は共通端子12からみた
反射損失特性である。送信側と受信側の伝送路長は、そ
れぞれ0.2782×λｒと0.2028×λｔである。
第５図（ｂ）は、本実施例の最適設計法で設計した共
用器の挿入損失特性を示している。従来と本実施例との
設計法の効果を確認するために、送信フィルタ16及び受
信フィルタ17を従来と同じ弾性表面波フィルタを用いて
構成した。この場合も、第５図（ａ）と同様に、TT−２
とTR−２はそれぞれ送信側と受信側の挿入損失特性で、
TL−２は共通端子12からみた反射損失特性である。送信
側と受信側の伝送路長はそれぞれ0.2452×λｒと0.1872
×λｔである。λｔとλｒは送信波長と受信波長であ
る。
用器の挿入損失特性を示している。従来と本実施例との
設計法の効果を確認するために、送信フィルタ16及び受
信フィルタ17を従来と同じ弾性表面波フィルタを用いて
構成した。この場合も、第５図（ａ）と同様に、TT−２
とTR−２はそれぞれ送信側と受信側の挿入損失特性で、
TL−２は共通端子12からみた反射損失特性である。送信
側と受信側の伝送路長はそれぞれ0.2452×λｒと0.1872
×λｔである。λｔとλｒは送信波長と受信波長であ
る。
第５図（ｃ）は、従来と本実施例とを比較しやすくす
るために、第５図（ａ）と第５図（ｂ）の挿入損失特性
を拡大して同じ座標上で描いたものである。TT−1,TT−
2,TR−1,TR−２は第５図（ａ），（ｂ）と同じものであ
る。TT−１とTT−２そしてTR−１とTR−２を比較してみ
ると、それぞれの通過帯域の中心周波数835.0MHzと880.
0MHzにおいて、本実施例の共用器の挿入損失の方が、従
来の方法で設計した共用器の挿入損失よりも少ないこと
がわかる。従って、本実施例の方法では、従来の方法よ
りも挿入損失を小さくでき、それによって共用器の信号
減衰量を小さくすることができる。
るために、第５図（ａ）と第５図（ｂ）の挿入損失特性
を拡大して同じ座標上で描いたものである。TT−1,TT−
2,TR−1,TR−２は第５図（ａ），（ｂ）と同じものであ
る。TT−１とTT−２そしてTR−１とTR−２を比較してみ
ると、それぞれの通過帯域の中心周波数835.0MHzと880.
0MHzにおいて、本実施例の共用器の挿入損失の方が、従
来の方法で設計した共用器の挿入損失よりも少ないこと
がわかる。従って、本実施例の方法では、従来の方法よ
りも挿入損失を小さくでき、それによって共用器の信号
減衰量を小さくすることができる。
（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、送信フ
ィルタ及び受信フィルタの挿入損失Tt,Trが同時に最小
になるように、共通端子から送信フィルタ及び受信フィ
ルタまでの伝送路長Lt,Lrを帰納法を用いた計算手法で
計算し、最適な伝送路長を求めるようにしたので、送信
フィルタ及び受信フィルタの挿入損失を最小限に抑える
ことが可能となり、それによって小型で良好な周波数特
性を持った共用器を提供することができる。
ィルタ及び受信フィルタの挿入損失Tt,Trが同時に最小
になるように、共通端子から送信フィルタ及び受信フィ
ルタまでの伝送路長Lt,Lrを帰納法を用いた計算手法で
計算し、最適な伝送路長を求めるようにしたので、送信
フィルタ及び受信フィルタの挿入損失を最小限に抑える
ことが可能となり、それによって小型で良好な周波数特
性を持った共用器を提供することができる。
第１図（ａ），（ｂ）は本発明の実施例を示すもので最
適伝送路長を計算するための帰納法のフローチャート、
第２図は従来の共用器の構成図、第３図（ａ），
（ｂ），（ｃ）は本発明の実施例を示す共用器の構成説
明図であり、同図（ａ）は回路図、同図（ｂ）は送信周
波数Ftにおける等価回路図、及び同図（ｃ）は受信周波
数Frにおける等価回路図、第４図は最大インピーダンス
設計法と最適設計法の説明図、第５図（ａ），（ｂ），
（ｃ）は従来と本実施例とを比較するための共用器の挿
入損失特性図であり、同図（ａ）は最大インピーダンス
設計法で設計した共用器の挿入損失特性図、同図（ｂ）
は最適設計法で設計した共用器の挿入損失特性図、及び
同図（ｃ）は挿入損失の比較図である。 12……共通端子、13……入力端子、14……出力端子、15
……分波回路パターン、15a……送信側伝送路、15b……
受信側伝送路、16……送信フィルタ、17……受信フィル
タ。
適伝送路長を計算するための帰納法のフローチャート、
第２図は従来の共用器の構成図、第３図（ａ），
（ｂ），（ｃ）は本発明の実施例を示す共用器の構成説
明図であり、同図（ａ）は回路図、同図（ｂ）は送信周
波数Ftにおける等価回路図、及び同図（ｃ）は受信周波
数Frにおける等価回路図、第４図は最大インピーダンス
設計法と最適設計法の説明図、第５図（ａ），（ｂ），
（ｃ）は従来と本実施例とを比較するための共用器の挿
入損失特性図であり、同図（ａ）は最大インピーダンス
設計法で設計した共用器の挿入損失特性図、同図（ｂ）
は最適設計法で設計した共用器の挿入損失特性図、及び
同図（ｃ）は挿入損失の比較図である。 12……共通端子、13……入力端子、14……出力端子、15
……分波回路パターン、15a……送信側伝送路、15b……
受信側伝送路、16……送信フィルタ、17……受信フィル
タ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−57343（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−87435（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/44
Claims (1)
- 【請求項１】一端が共通端子に接続された伝送路長Ltの
送信側伝送路及び伝送路長Lrの受信側伝送路を有する
送、受信信号分波用の分波回路パターンと、前記送信側
伝送路の他端に接続された送信信号濾波用の送信フィル
タと、前記受信側伝送路の他端に接続された受信信号濾
波用の受信フィルタとが、基板上に設けられた共用器に
おいて、 下記の式に基づき、前記送信フィルタの挿入損失Tt及び
前記受信フィルタの挿入損失Trの絶対値が常に最小とな
るように、前記伝送路長Lt,Lrと、前記共通端子からみ
た前記送信フィルタ側のインピーダンスZt及び前記受信
フィルタ側のインピーダンスZrとを、帰納法によって更
新しつつ、前記伝送路長Lt,Lrが所定精度に収束するま
で反復計算を行って最適伝送路長を求めることを特徴と
する共用器の伝送路長決定方法。 Tt＝0.5（At＋Bt/Z0＋CtZ0＋Dt） ＋0.5（At＋Bt/Z0）／（Zr/Z0） Tr＝0.5（Ar＋Br/Z0＋CrZ0＋Dr） ＋0.5（Ar＋Br/Z0）／（Zt/Z0） 但し、At,Bt,Ct,Dt;送信側伝送路と送信フィルタとの合
成した縦続行列［Ｔ］の成分で、複素数である。 Ar,Br,Cr,Dr;受信側伝送路と受信フィルタとの合成した
縦続行列［Ｒ］の成分で、複素数である。 Z0;測定系の特性インピーダンス
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1327591A JP3024771B2 (ja) | 1989-12-18 | 1989-12-18 | 共用器の伝送路長決定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1327591A JP3024771B2 (ja) | 1989-12-18 | 1989-12-18 | 共用器の伝送路長決定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03187626A JPH03187626A (ja) | 1991-08-15 |
| JP3024771B2 true JP3024771B2 (ja) | 2000-03-21 |
Family
ID=18200767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1327591A Expired - Fee Related JP3024771B2 (ja) | 1989-12-18 | 1989-12-18 | 共用器の伝送路長決定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3024771B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3407931B2 (ja) * | 1993-05-31 | 2003-05-19 | 三洋電機株式会社 | 空中線共用器及び空中線共用器の整合回路の調整方法 |
| JPH1075153A (ja) * | 1996-08-30 | 1998-03-17 | Oki Electric Ind Co Ltd | 分波器パッケージ |
| JP4147646B2 (ja) * | 1998-11-05 | 2008-09-10 | 沖電気工業株式会社 | 送信帯域分割型弾性表面波分波器 |
-
1989
- 1989-12-18 JP JP1327591A patent/JP3024771B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03187626A (ja) | 1991-08-15 |
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