JP3018453B2 - Communication method - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、情報に応じて変化する情報周波数成分を有
する送信信号及び受信信号を用いた通信方式に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a communication system using a transmission signal and a reception signal having an information frequency component that changes according to information.
本発明は、情報に応じて変化する受信情報周波数成分
を含む受信信号の現受信キャリア周波数の受信基準受信
キャリア周波数に対する受信オフセット周波数（又はそ
れに対応する受信オフセット位相）を検出し、情報に応
じて変化する送信情報周波数（又は送信情報位相）に受
信オフセット周波数（又は受信オフセット位相）を加算
した後積分して得た（又は単に加算して得た）送信情報
位相の複素正弦波信号を得、その複素正弦波信号を送信
基準キャリア信号で直交変調して送信するようにしたこ
とにより、受信信号が間欠的に得られる場合であって
も、受信オフセット周波数に追従した送信オフセット周
波数を有する原送信キャリア周波数の送信信号を、応答
性良く、且つ、容易に送信することができるようにした
ものである。The present invention detects a reception offset frequency (or a reception offset phase corresponding thereto) of a current reception carrier frequency of a reception signal containing a reception information frequency component that changes according to information with respect to a reception reference reception carrier frequency, and responds to the information. Adding a reception offset frequency (or reception offset phase) to a changing transmission information frequency (or transmission information phase) and then integrating (or simply adding) a complex sine wave signal of the transmission information phase, Since the complex sine wave signal is orthogonally modulated with the transmission reference carrier signal and transmitted, even when the reception signal is obtained intermittently, the original transmission having the transmission offset frequency that follows the reception offset frequency A transmission signal of a carrier frequency can be easily transmitted with good responsiveness.
基地局（固定局）と移動局（自動車電話機）との間を
電波で結ぶ通信方式の一つに、タイム・ディビジョン・
マルチプル・アクセス方式があるが、この方式では、所
定帯域内の各チャンネル毎に、複数の受信スロットを設
け、その内の１個のスロットの受信信号を、所定時間毎
に所定時間ずつ受信し、又、各チャンネル毎に、同様
に、複数個の送信スロットを設け、その内の１個のスロ
ットの送信信号を送信するようにしている。One of the communication systems that connects the base station (fixed station) and mobile station (car phone) by radio waves is time division
Although there is a multiple access method, in this method, a plurality of reception slots are provided for each channel in a predetermined band, and a reception signal of one of the slots is received for a predetermined time every predetermined time, Similarly, a plurality of transmission slots are provided for each channel, and a transmission signal of one of the slots is transmitted.
ところで、移動局が移動しているときは、ドップラー
効果によって、現受信キャリア周波数にオフセット周波
数が生じ、又、基地局の水晶等を用いた基準発振器の発
振周波数が狂うと、これによってもオフセット周波数が
生じる。By the way, when the mobile station is moving, an offset frequency is generated in the current received carrier frequency due to the Doppler effect, and when the oscillation frequency of the reference oscillator using the crystal or the like of the base station is deviated, the offset frequency is also reduced. Occurs.
以下に、第２図を参照して、夫々FSK（周波数シフト
キーイング）方式の送信信号及び受信信号を用いる通信
方式の従来例を説明する。Hereinafter, a conventional example of a communication system using a transmission signal and a reception signal of an FSK (frequency shift keying) system will be described with reference to FIG.
受信アンテナANT−Ｒによって受信したFSK方式の受信
信号を受信器（25）に供給する。（26）はPLLで、電圧
制御型発振器（27）からの角周波数がωｘの発振信号を
受信器（25）に供給して、受信器（25）内において、角
周波数がωｘの発振信号と、角周波数がωｃの受信キャ
リア信号とを逓倍又は分周して同じ周波数にして位相比
較し、その比較出力をループフィルタを通じて電圧制御
型発振器（27）に供給してその周波数を制御するように
する。The reception signal of the FSK system received by the reception antenna ANT-R is supplied to the receiver (25). Reference numeral (26) denotes a PLL, which supplies an oscillation signal having an angular frequency of ωx from a voltage controlled oscillator (27) to a receiver (25), and generates an oscillation signal having an angular frequency of ωx in the receiver (25). The frequency of the received carrier signal having an angular frequency of ωc is multiplied or divided and the phases are compared with each other at the same frequency, and the comparison output is supplied to a voltage controlled oscillator (27) through a loop filter to control the frequency. I do.
電圧制御型発振器（27）からの角周波数がωｘの発振
信号をPLLシンセサイゼ（29）に供給して、角周波数が
ωｃの基準キャリア信号を得、これを移相器（30）に供
給して、夫々移相が０゜及び90゜の基板キャリア信号を
出力させるようにしている。An oscillation signal having an angular frequency of ωx from the voltage controlled oscillator (27) is supplied to a PLL synthesizer (29), and a reference carrier signal having an angular frequency of ωc is obtained. The reference carrier signal is supplied to a phase shifter (30). , And output a substrate carrier signal having a phase shift of 0 ° and 90 °, respectively.
入力端子（12）からのデータ（情報）ｄ（τ）＝±１
が、係数乗算器（13）に供給されて、係数Ａ＝２πmRb
が乗算されて瞬間角周波数ωｍ（τ）が得られる。ここ
で、τは時間、ｍは変調指数、Rbはビットレート（Hz）
である。尚、ｍ＝0.5のときのFSKは、MSK（ミニマム・
シフト・キーイング）と呼ばれる。この角周波数ω
（τ）は、積分回路（16）に供給されて積分されること
によって、移相θｍ（τ）が得られ、これが並列接続さ
れたコサイン回路（31）及びサイン回路（３）から成る
複素正弦波発生回路（17）に供給される。尚、積分回路
（16）及び複素正弦波発生回路（17）にて、数値制御型
発振器（NCO）（15）が構成される。そして、夫々ROMテ
ーブルから成るコサイン回路（31）及びサイン回路（3
2）の各出力ｘ、ｙが直交変換器（19）を構成する乗算
器（35）、（36）に供給されて、移相器（30）からの夫
々０゜、90゜の基準キャリア信号と乗算され、その各乗
算出力が加算器（37）によって加算されることにより、
FSK方式の送信信号TX（τ）が出力され、これが送信ア
ンテナANT−Ｔによって送信される。尚、送信信号TX
（ｔ）は、 TX（τ）＝cos〔ωｃτ＋∫ωｍ（τ）ｄτ〕 と表される。又、移相器（30）及び乗算器（35）、（3
6）にて、実数部抽出回路が構成される。Data (information) d (τ) from input terminal (12) = ± 1
Is supplied to a coefficient multiplier (13), and a coefficient A = 2πmRb
Is multiplied to obtain the instantaneous angular frequency ωm (τ). Here, τ is time, m is a modulation index, and Rb is a bit rate (Hz).
It is. When m = 0.5, FSK is MSK (minimum
Shift keying). This angular frequency ω
(Τ) is supplied to an integration circuit (16) and integrated to obtain a phase shift θm (τ), which is a complex sine circuit composed of a cosine circuit (31) and a sine circuit (3) connected in parallel. It is supplied to the wave generation circuit (17). The integrating circuit (16) and the complex sine wave generating circuit (17) constitute a numerically controlled oscillator (NCO) (15). Then, a cosine circuit (31) and a sine circuit (3
The outputs x and y of 2) are supplied to multipliers (35) and (36) constituting an orthogonal transformer (19), and 0 ° and 90 ° reference carrier signals from the phase shifter (30), respectively. Is multiplied, and each multiplied output is added by an adder (37).
An FSK transmission signal TX (τ) is output and transmitted by the transmission antenna ANT-T. Note that the transmission signal TX
(T) is expressed as TX (τ) = cos [ωcτ + ∫ωm (τ) dτ]. Also, the phase shifter (30) and the multipliers (35), (3
In 6), a real part extraction circuit is configured.
かかる従来の通信方式では、受信信号が間欠的に得ら
れる場合は、受信オフセット周波数に追求した送信オフ
セット周波数を有する原送信キャリア周波数の送信信号
を、応答性良く送信することが困難であると言う欠点が
ある。In such a conventional communication system, when a received signal is obtained intermittently, it is difficult to transmit a transmission signal of an original transmission carrier frequency having a transmission offset frequency pursued as a reception offset frequency with good responsiveness. There are drawbacks.
かかる点に鑑みて、本発明は受信信号が間欠的に得ら
れる場合であっても、受信オフセット周波数に追従した
送信オフセット周波数を有する原送信キャリア周波数の
送信信号を、応答性良く、且つ、容易に送信することの
できる通信方式を提案しようとするものである。In view of such a point, the present invention can easily transmit a transmission signal of an original transmission carrier frequency having a transmission offset frequency that follows a reception offset frequency with good responsiveness, even when a reception signal is obtained intermittently. It proposes a communication method that can be transmitted to a user.
本発明による通信方式は、情報に応じて変化する受信
情報周波数成分を含む受信信号の現受信キャリア周波数
の受信基準キャリア周波数に対する受信オフセット周波
数（又はそれに対応する受信オフセット位相）を検出
し、情報に応じて変化する送信情報周波数（又は送信情
報位相）に受信オフセット周波数（又は受信オフセット
位相）を加算した後積分して得た（又は単に加算して得
た）送信情報位相の複素正弦波信号を得、その複素正弦
波信号を送信基準キャリア信号で直交変調して送信する
ようにしたものである。The communication system according to the present invention detects a reception offset frequency (or a reception offset phase corresponding thereto) of a current reception carrier frequency of a reception signal containing a reception information frequency component that changes according to information with respect to a reception reference carrier frequency, and A complex sine wave signal of the transmission information phase obtained by adding (or simply adding) the reception offset frequency (or reception offset phase) to the transmission information frequency (or transmission information phase) that changes according to the sum is added. The complex sine wave signal is orthogonally modulated with a transmission reference carrier signal and transmitted.
以下に、第１図を参照して、本発明の実施例を詳細に
説明する。（１）は固定発振器（水晶発振器）で、基準
キャリア信号cos（ω０τ）を発生する。（２）、
（３）は夫々PLLシンセサイザで、固定発振器（１）か
らの基準キャリア信号cos（ω０τ）に同期した受信基
準キャリア信号exp（ｊω１τ）及び送信基準キャリア
信号exp（ｊω２τ）を発生する。受信基準キャリア信
号の精度は、例えば、2ppm程度が可能である。尚、
ω１、ω２は夫々、 ω１＝αω０、ω２＝βω０ と表され、α、βは夫々任意の係数で、勿論、α＝βで
あっても良い。Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIG. (1) is a fixed oscillator (crystal oscillator) for generating a reference carrier signal cos (ω 0 τ). (2),
Reference numerals (3) denote PLL synthesizers which respectively convert a reception reference carrier signal exp (jω 1 τ) and a transmission reference carrier signal exp (jω 2 τ) synchronized with the reference carrier signal cos (ω 0 τ) from the fixed oscillator (1). appear. The accuracy of the reception reference carrier signal can be, for example, about 2 ppm. still,
ω 1 and ω 2 are expressed as ω 1 = αω 0 and ω 2 = βω 0 , respectively, and α and β are arbitrary coefficients, respectively, and of course, α = β.
先ず、受信系RXについて説明する。受信アンテナANT
−Ｒから受信されたFSK方式の受信信号RX（τ）が、乗
算器（４）に供給される。この受信信号RX（τ）は、 RX（τ）＝cos〔ωｒτ＝θ（τ）〕 と表される。ここで、ωｒは現受信キャリア角周波数、
θ（τ）は受信データ（情報）を表す位相、τは時間で
ある。First, the reception system RX will be described. Receiving antenna ANT
The received signal RX (τ) of the FSK system received from −R is supplied to the multiplier (4). This received signal RX (τ) is expressed as RX (τ) = cos [ωrτ = θ (τ)]. Here, ωr is the current reception carrier angular frequency,
θ (τ) is a phase representing received data (information), and τ is time.
乗算器（４）では、受信信号RX（τ）がPPLシンセイ
ザ（２）からの受信基準キャリア信号exp（ｊω１τ）
と乗算された後、A/D変換器（５）に供給されてデジタ
ル化される。A/D変換器（５）の出力exp［ｊ｛（ωｒ−
ω１）τ＋θ（τ）｝〕が乗算器（６）に供給されて、
後述する数値制御型発振器（10）からの発振信号exp
（ｊΔωτ）と乗算され、出力端子（７）に受信データ
の位相θ（τ）の複素正弦波信号exp〔ｊθ（τ）〕が
出力される。In the multiplier (4), the received signal RX (τ) is converted from the received reference carrier signal exp (jω 1 τ) from the PPL synthesizer (2).
Is supplied to an A / D converter (5) to be digitized. The output of the A / D converter (5) exp [j ｛(ωr−
ω 1 ) τ + θ (τ)}] is supplied to the multiplier (6),
Oscillation signal exp from the numerically controlled oscillator (10) described later
(JΔωτ), and a complex sine wave signal exp [jθ (τ)] of the phase θ (τ) of the received data is output to the output terminal (7).
この複素正弦波信号exp〔ｊθ（τ）〕は、位相検出
器（８）に供給され、その位相検出出力がループフィル
タ（９）を通じて、数値制御型発信器（10）に供給され
て、その発振角周波数が制御される。尚、この数値制御
型発振器（10）の発振信号のΔωは、Δω＝−ωｒ＋ω
１である。又、数値制御型発振器（10）は、後述する数
値制御型発信器（15）と同様に、積分回路及びその出力
側に縦続接続された複素正弦波発生回路から構成されて
いる。The complex sine wave signal exp [jθ (τ)] is supplied to a phase detector (8), and the phase detection output is supplied to a numerically controlled oscillator (10) through a loop filter (9). The oscillation angular frequency is controlled. Note that Δω of the oscillation signal of the numerically controlled oscillator (10) is Δω = −ωr + ω
1. The numerically controlled oscillator (10), like the numerically controlled oscillator (15) to be described later, comprises an integrating circuit and a complex sine wave generating circuit cascade-connected to its output side.
しかして、乗算器（６）、位相検出器（８）、ループ
フィルタ（９）及び数値制御型発振器（10）にて、PPL
（22）が構成される。Thus, the multiplier (6), the phase detector (8), the loop filter (9) and the numerically controlled oscillator (10)
(22) is configured.
次に、送信系TXについて説明する。入力端子（12）か
らのデータｄ（τ）が係数乗算器（13）に供給される。
ここでは、データｄ（τ）は原２進データの“1"、“0"
に対応して、振幅が＋１、−１と変化する。係数乗算器
（13）における係数ＡはＡ＝２πmRbで、ｍは変調指
数、Rbはビットレート（Hz）である。係数乗算器（13）
からは、瞬時角周波数ωｍ（τ）＝２πmRbd（τ）が出
力されて加算器（14）に供給される。受信系RXのループ
フィルタ（９）の出力である角周波数Δω＝ωｒ＋ω１
が加算器（14）に供給されて、係数乗算器（10）の出力
である角周波数ωｍ（τ）から減算される。Next, the transmission system TX will be described. Data d (τ) from the input terminal (12) is supplied to the coefficient multiplier (13).
Here, the data d (τ) is “1”, “0” of the original binary data.
, The amplitude changes to +1 and −1. The coefficient A in the coefficient multiplier (13) is A = 2πmRb, m is the modulation index, and Rb is the bit rate (Hz). Coefficient multiplier (13)
Outputs the instantaneous angular frequency ωm (τ) = 2πmRbd (τ) and supplies it to the adder (14). Which is the output of the loop filter of the reception system RX (9) angular frequency Δω = ωr + ω 1
Is supplied to the adder (14), and is subtracted from the angular frequency ωm (τ) output from the coefficient multiplier (10).
加算器（14）の出力であるωｍ（τ）−Δωが、数値
制御型発振器（NCO）（15）を構成する積分回路（16）
に供給されて成分されることによって、位相θｍ（τ）
が出力され、これが同じく数値制御型発振器（15）を構
成する複素正弦波発生回路（夫々ROMテーブルから成る
サイン回路及びコサイン回路の並列回路から構成され
る）（17）に供給されて、複素正弦波信号exp〔θｍ
（τ）〕を発生する。The output of the adder (14), ωm (τ) -Δω, is integrated by a numerically controlled oscillator (NCO) (15).
Is supplied to the component and is componentized, so that the phase θm (τ)
Which is supplied to a complex sine wave generation circuit (each comprising a parallel circuit of a sine circuit and a cosine circuit each comprising a ROM table) (17) which also constitutes a numerically controlled oscillator (15), Wave signal exp [θm
(Τ)].
複素正弦波信号exp［ｊθｍ（τ）］は、D/A変換器
（18）に供給されてデジタル化された後、直交変調器
（19）を構成する乗算器（20）に供給されて、PLLシン
セサイザ（３）からの送信基準キャリア信号exp（ｊω
２τ）と乗算され、その出力が同じく直交変換器（19）
を構成する実数部抽出回路（21）に供給され、その出力
側から送信信号TX（τ）が出力されて、送信アンテナAN
T−Ｔから送信される。この送信信号TX（τ）は次のよ
うに表される。The complex sine wave signal exp [jθm (τ)] is supplied to a D / A converter (18) and digitized, and then supplied to a multiplier (20) constituting a quadrature modulator (19). The transmission reference carrier signal exp (jω) from the PLL synthesizer (3)
2 τ) and the output is also the orthogonal transformer (19)
And a transmission signal TX (τ) is output from the output side of the real number extraction circuit (21).
Sent from TT. This transmission signal TX (τ) is expressed as follows.
TX（τ）＝cos〔（ω２−ｘΔω）τ＋∫ωm dt〕 ＝cos〔｛βω０−ｘ（−ωｒ＋αω０）｝τ＋∫ωm dt〕 ＝cos（ωｔτ＋∫ωm dt） ここで、ωｔは現送信キャリア信号の角周波数を示す。
尚、ωｔはωｒに対し、0.1ppm程度の精度を有する。TX (τ) = cos [(ω 2 −xΔω) τ + ∫ωm dt] = cos [｛βω 0 -x (−ωr + αω 0 )｝ τ + ∫ωm dt] = cos (ωtτ + ∫ωm dt) where ωt is Indicates the angular frequency of the current transmission carrier signal.
Note that ωt has an accuracy of about 0.1 ppm with respect to ωr.
上述の実施例において、加算器（14）を積分回路（1
6）及び複素正弦波発生回路（17）間に設けると共に、
係数乗算器（11）の出力側に積分回路を設けるように変
更しても良い。In the above embodiment, the adder (14) is connected to the integration circuit (1).
6) and the complex sine wave generation circuit (17)
A modification may be made so that an integration circuit is provided on the output side of the coefficient multiplier (11).
尚、本発明は、情報信号の被FM変調信号を、夫々送信
信号及び受信信号とする通信方式にも適用できる。The present invention is also applicable to a communication system in which an FM signal of an information signal is a transmission signal and a reception signal, respectively.
上述せる本発明によれば、情報に応じて変化する受信
情報周波数成分を含む受信信号の現受信キャリア周波数
の受信基準キャリア周波数に対する受信オフセット周波
数（又はそれに対応する受信オフセット位相）を検出
し、情報に応じて変化する送信情報周波数（又は送信情
報位相）に受信オフセット周波数（又は受信オフセット
位相）を加算した後積分して得た（又は単に加算して得
た）送信情報位相の複素正弦波信号を得、その複素正弦
波信号を送信基準キャリア信号で直交変調して送信する
ようしたので、受信信号が間欠的に得られる場合であっ
ても、受信オフセット周波数に追従した送信オフセット
周波数を有する原送信キャリア周波数の送信信号を、応
答性良く、且つ、容易に送信することができる。According to the present invention described above, a reception offset frequency (or a reception offset phase corresponding to the reception offset frequency) with respect to a reception reference carrier frequency of a current reception carrier frequency of a reception signal containing a reception information frequency component that changes according to information is detected. A complex sine wave signal of the transmission information phase obtained by adding the reception offset frequency (or the reception offset phase) to the transmission information frequency (or the transmission information phase) that changes according to and then integrating (or simply adding) And the complex sine wave signal is orthogonally modulated with the transmission reference carrier signal and transmitted. Therefore, even when the reception signal is obtained intermittently, the source having the transmission offset frequency that follows the reception offset frequency is obtained. The transmission signal of the transmission carrier frequency can be easily transmitted with good responsiveness.
第１図は本発明の実施例を示すブロック線図、第２図は
従来例のブロック線図である。 （２）は受信基準キャリア信号を発生するPLLシンセサ
イザ、（３）は送信基準キャリア信号を発生するPLLシ
ンセサイザ、（４）は乗算器、（５）はA/D変換器、
（６）は乗算器、（８）は位相検出器、（９）はループ
フィルタ、（10）は数値制御型発振器、（11）は係数乗
算器、（13）は係数乗算器、（15）は係数制御型発振
器、（16）は積分回路、（17）は複素数正弦波発生回
路、（18）はD/A変換器、（19）は直交変調器、（20）
は乗算器、（21）は実数部抽出回路である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram of a conventional example. (2) a PLL synthesizer that generates a reception reference carrier signal, (3) a PLL synthesizer that generates a transmission reference carrier signal, (4) a multiplier, (5) an A / D converter,
(6) is a multiplier, (8) is a phase detector, (9) is a loop filter, (10) is a numerically controlled oscillator, (11) is a coefficient multiplier, (13) is a coefficient multiplier, (15) Is a coefficient controlled oscillator, (16) is an integrator, (17) is a complex sine wave generator, (18) is a D / A converter, (19) is a quadrature modulator, (20)
Is a multiplier, and (21) is a real part extraction circuit.
Claims (2)
を含む受信信号の現受信キャリア周波数の受信基準キャ
リア周波数に対する受信オフセット周波数を検出し、 情報に応じて変化する送信情報周波数に上記受信オフセ
ット周波数を加算した後積分して得た送信情報位相の複
素正弦波信号を得、 該複素正弦波信号を送信基準キャリア信号で直交変調し
て送信することを特徴とする通信方式。1. A reception offset frequency for a reception reference carrier frequency of a current reception carrier frequency of a reception signal including a reception information frequency component that changes according to information, and the reception offset is changed to a transmission information frequency that changes according to information. A communication method comprising: obtaining a complex sine wave signal having a transmission information phase obtained by adding and integrating a frequency, and orthogonally modulating the complex sine wave signal with a transmission reference carrier signal and transmitting the signal.
を含む受信信号の現受信キャリア周波数の受信基準キャ
リア周波数に対する受信オフセット周波数に対応する受
信オフセット位相を検出し、 情報に応じて変化する送信情報位相に上記受信オフセッ
ト位相を加算して得た送信情報位相の複素正弦波信号を
得、 該複素正弦波信号を送信基準キャリア信号で直交変調し
て送信することを特徴とする通信方式。2. A reception offset phase corresponding to a reception offset frequency with respect to a reception reference carrier frequency of a current reception carrier frequency of a reception signal including a reception information frequency component which varies according to information, and a transmission varying according to the information. A communication method comprising: obtaining a complex sine wave signal having a transmission information phase obtained by adding the reception offset phase to an information phase; orthogonally modulating the complex sine wave signal with a transmission reference carrier signal;
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