JP3006382B2 - Frequency offset correction device - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はディジタル通信で用いら
れるディジタル変復調に関するもので、ディジタル角度
変調された変調波を受信し復調する際に周波数オフセッ
トが存在する場合そのオフセット量を推定し補正する周
波数オフセット補正装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a digital modulation / demodulation used in digital communication, and more particularly to a frequency for estimating and correcting a frequency offset when a modulated wave subjected to digital angle modulation is received and demodulated. The present invention relates to an offset correction device.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年、ディジタル移動通信分野において
は、実用化に向けた研究が活発に行われている。特に変
復調方式という点では移動通信という環境を克服するた
め等化器等の使用も検討されているが、高データレート
という要請に対応した比較的高速な変調速度を用いる場
合には移動速度があまり高くないたとえばコードレス電
話といった用途向けでは、フェージングによる周波数変
動はあまり大きくないと考えられる。また、変調速度が
比較的大きいという点で、送受間の固定周波数オフセッ
トはシンボルレートに対してあまり大きくない(たとえ
ば数パーセント程度の)システムが考えられる。そのよ
うな状況下で送受信を行う場合には、同期検波を用いて
もフェージングによる劣化はそれほど大きくないと考え
られるが、しかし、受信系の構成を考えると簡易な構成
で実現するためには遅延検波系が用いられるのが一般的
である。遅延検波系ではその構成上当然受信周波数の同
期が不要となる反面、一定値以上の周波数のずれに対し
ては特性が急激に劣化するという欠点がある。このため
実用上は周波数オフセット補正が必要となる。2. Description of the Related Art In recent years, in the field of digital mobile communication, research for practical use has been actively conducted. In particular, in terms of modulation and demodulation, the use of equalizers is being considered to overcome the environment of mobile communication.However, when using a relatively high modulation rate corresponding to the demand for a high data rate, the moving speed is not very high. For applications that are not high, such as cordless telephones, it is considered that the frequency fluctuation due to fading is not so large. Further, a system is conceivable in which the fixed frequency offset between transmission and reception is not so large (for example, about several percent) with respect to the symbol rate in that the modulation rate is relatively high. When transmission and reception are performed in such a situation, it is considered that the deterioration due to fading is not so large even if synchronous detection is used. However, considering the configuration of the receiving system, a delay is required to realize a simple configuration. Generally, a detection system is used. The delay detection system naturally does not require the synchronization of the reception frequency due to its configuration, but has the disadvantage that the characteristics are rapidly deteriorated with respect to a frequency shift exceeding a certain value. Therefore, practically, frequency offset correction is required.
【0003】以下、従来の周波数オフセット補正方法に
ついて説明する。図4は従来の周波数オフセット補正方
法の構成を示すものである。図4では、遅延をベースバ
ンドで行うベースバンド遅延検波方式の構成を示してお
り、遅延操作(差動演算)は位相情報にて行う、いわゆ
るベースバンド位相遅延検波を採用している。図4にお
いて、10は、受信IF入力信号100から送信キャリ
アとは非同期の局発源により複素ベースバンド信号に変
換する操作を行う非同期直交復調器11および複素ベー
スバンド信号から位相平面上の角度データに変換する複
素・角度変換器12よりなる復調部、20は、10の角
度データを受けて、1シンボル遅延させる遅延器21お
よび遅延させた角度データと現在の角度データの差分を
演算する減算器22とからなる差動演算部、また、30
は、角度データを変調信号の配置に応じて位相平面上で
N逓倍操作を行うN逓倍器31、N逓倍されたデータを
0〜2πの範囲に縮退させるMOD2π変換器32、N
逓倍されたデータを1/Nする操作を行うN分の1演算
器33、およびシンボル間に強制的に周波数オフセット
を挿入する変調方式(たとえばπ/4シフトQPSK)
の場合に、縮退した位相点が角度0になるように強制的
にオフセットさせる固定オフセット値発生器34、固定
オフセット値をN分の1演算器の出力133から差し引
く差分回路35とからなる位相平面縮退部、70は、シ
ンボル単位で出力された位相差データを受けて平均化す
る短区間平均演算部71および、その後長区間にわたっ
て平均を行う平均化演算部72とからなる推定部、およ
び40は、差動演算部の出力120を受けて推定された
オフセット値170により補正を行う位相補正器41、
補正位相から符号を判定し受信データ200として出力
する符号判定器42とからなる補正・判定部である。[0003] A conventional frequency offset correction method will be described below. FIG. 4 shows a configuration of a conventional frequency offset correction method. FIG. 4 shows a configuration of a baseband differential detection method in which a delay is performed in a baseband, and a so-called baseband phase differential detection in which a delay operation (differential operation) is performed based on phase information is adopted. In FIG. 4, reference numeral 10 denotes an asynchronous quadrature demodulator 11 for performing an operation of converting a received IF input signal 100 into a complex baseband signal by a local source asynchronous with a transmission carrier, and angle data on a phase plane from the complex baseband signal. A demodulation unit 20 comprising the complex / angle converter 12 for converting the angle data into a delay signal 21 for receiving 10 angle data and delaying it by one symbol, and a subtractor for calculating the difference between the delayed angle data and the current angle data 22 and a differential operation unit comprising
Is an N-multiplier 31 that performs an N-multiplication operation on the phase data in accordance with the arrangement of the modulation signal, an MOD2π converter 32 that degenerates the N-multiplied data into a range of 0 to 2π,
1 / N arithmetic unit 33 for performing an operation of 1 / N of the multiplied data, and a modulation scheme for forcibly inserting a frequency offset between symbols (for example, π / 4 shift QPSK)
In the case of the above, a phase plane comprising a fixed offset value generator 34 for forcibly offsetting the degenerated phase point so that the angle becomes 0, and a difference circuit 35 for subtracting the fixed offset value from the output 133 of the 1 / N arithmetic unit The degenerating section 70 has an estimating section including a short section averaging section 71 that receives and averages the phase difference data output in symbol units, and an averaging section 72 that performs averaging over a long section thereafter. A phase corrector 41 that corrects with an offset value 170 estimated by receiving the output 120 of the differential operation unit,
The correction / determination unit includes a code determination unit 42 that determines a code from the correction phase and outputs the code as received data 200.
【0004】以上のように構成された周波数オフセット
補正方法について、以下その動作について説明する。ま
ず、受信された変調波は、適当な手段でIF帯に信号変
換されて(100)、復調部10に入力される。復調部
10では、同相・直交成分に分解されたのち角度データ
に変換されて現在の位相角度データ110となる。差動
演算部30では、遅延検波を位相平面上で行うため1シ
ンボル前との位相差をとり位相差のデータとして補正判
定部へ出力する一方で、周波数オフセット推定を行うた
め、位相縮退部へ出力される。位相縮退部30では、位
相差平面上でのオフセット値を推定する準備として、変
調成分を取り除くため変調方式に従ってN逓倍動作を行
い、あるいは1シンボル間の強制的な位相オフセットが
存在する場合には、固定オフセットを取り除くことで、
周波数オフセットが無い場合の縮退結果が位相差平面上
での''0''を表すように調整する。この縮退データを推
定部で平均化し、雑音環境下での特性劣化を押さえるよ
うにする。従来例では、たとえば実際上の通信データ構
成を考えてみると、消費電力等の面で間欠動作させる場
合が一般的であると考えられるので、たとえば図5に示
すように短区間平均化器71では一間欠動作区間内での
平均をとり、長区間平均化器72で間欠動作区間にわた
る平均をとるという操作を行い、通信路環境の変動の影
響を取り除くという構成となっていた。[0004] The operation of the frequency offset correction method configured as described above will be described below. First, the received modulated wave is converted into an IF band signal by appropriate means (100) and input to the demodulation unit 10. In the demodulation unit 10, the signal is decomposed into in-phase and quadrature components and then converted into angle data to become current phase angle data 110. The differential operation unit 30 takes the phase difference from one symbol before in order to perform differential detection on the phase plane and outputs it to the correction determination unit as phase difference data. Is output. In preparation for estimating an offset value on the phase difference plane, the phase degenerating unit 30 performs an N-multiplication operation according to a modulation method to remove a modulation component, or when there is a forced phase offset between one symbol. , By removing the fixed offset,
Adjustment is performed so that the degeneration result when there is no frequency offset represents “0” on the phase difference plane. The degenerate data is averaged by the estimating unit so as to suppress the characteristic deterioration in a noise environment. In the conventional example, considering the actual communication data configuration, it is generally considered that the intermittent operation is performed in terms of power consumption and the like. Therefore, for example, as shown in FIG. In this configuration, the average of one intermittent operation section is calculated, and an operation of taking an average over the intermittent operation section by the long section averager 72 is performed to remove the influence of the fluctuation of the communication channel environment.
【0005】また、図5は別の従来例を示す構成図であ
る。図5は、図4と異なりN逓倍操作を複素ベース・バ
ンド信号により行う構成を示しており、方法は異なる
が、目的・動作原理は同様のものである。図5におい
て、100は受信変調信号(キャリア周波数帯、あるい
は、IF周波数帯)、81は局部発信器、82は周波数
変換器、83は直交復調器、84はN逓倍器、85は符
号判定器、86はローパスフィルタ、200は判定デー
タである。FIG. 5 is a block diagram showing another conventional example. FIG. 5 shows a configuration different from FIG. 4 in which the N multiplying operation is performed using a complex baseband signal. The method and the principle of operation are the same, although the method is different. 5, reference numeral 100 denotes a received modulated signal (carrier frequency band or IF frequency band); 81, a local oscillator; 82, a frequency converter; 83, a quadrature demodulator; 84, an N-multiplier; , 86 are low-pass filters, and 200 is judgment data.
【0006】以上のように構成された周波数オフセット
補正方法について、以下その動作について説明する。こ
の構成は、基本的に遅延検波用の復調器の周波数補正の
方法についてのものであり、キャリア周波数に関して完
全同期系ではない。受信信号100は、局部発振器81
により周波数変換82され、直交復調83される。得ら
れた、複素ベース・バンド信号は直接複素演算によりN
逓倍84され、誤差信号となりLPF86を経て、局部
発振器にフィードバックされPLLとして構成される。The operation of the frequency offset correcting method configured as described above will be described below. This configuration basically relates to a method of correcting a frequency of a demodulator for differential detection, and is not a completely synchronous system with respect to a carrier frequency. The received signal 100 is a local oscillator 81
, And is subjected to quadrature demodulation 83. The resulting complex baseband signal is directly converted to N
The signal is multiplied by 84, becomes an error signal, passes through an LPF 86, is fed back to a local oscillator, and is configured as a PLL.
【0007】第一の従来例と異なる点は、N逓倍操作を
複素信号で行う点と、逓倍後に得られる位相誤差信号を
局部発振器の制御信号にしている点である。The points different from the first conventional example are that the N multiplying operation is performed by a complex signal and that the phase error signal obtained after the multiplication is used as the control signal of the local oscillator.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、位相誤差をフィードフォワード補正に使
用する方法においては、受信入力変調波の雑音成分が小
さい場合には周波数オフセットの推定値はある一定値の
近傍に分布しており、満足な補正動作が可能となるが、
雑音が大きいときにはその推定値は本来のオフセット値
からかなりずれるという結果となっていた。これは、図
6に示すように、雑音が小さいときには、位相差はかな
り鋭いピークを持った分布(a)になり平均を取る場合
にそのピーク値に近い値となることは明白である。しか
し雑音が大きいときには、位相差の分布は、(b)に示
すように裾を引く様になり、オフセット値が大きくなる
とその裾が反対側に回り込むという現象が起きる
(c)。これは、非同期の復調を行う場合には、受信側
での基準源は送信側との絶対的な周波数誤差により位相
平面上での回転を引き起こし、シンボル判定点での変調
成分を取り除くため位相平面上でN逓倍を行う場合に
は、N象限のうち隣の象限に判定誤りを起こすようなデ
ータについては、符号が逆の推定データとみなされるた
めである。結果的に、周波数オフセットが大きく、雑音
が大きいところでは本質的にある程度の劣化が起きると
いう課題を有していた。このため、非同期の直交復調を
行う場合にも、同期検波のように、変調信号の中心周波
数を局部発信源の周波数を可変とし、制御信号を介して
周波数オフセット成分を取り除く方法もある。この方法
を適用した第二の従来例では、複素ベース・バンド信号
で位相回転情報を計算し、位相誤差をLPFを介して局
発にフィードバックする構成となっており、複素演算が
不可欠であり、またその制御方法如何では発振を起こ
す、あるいは安定動作のためには複雑な制御が必要とな
るなど、一般に簡素な構成が特徴の遅延検波との併用が
難しいという課題を有していた。However, in the above-mentioned conventional configuration, in the method using the phase error for feedforward correction, when the noise component of the received input modulated wave is small, the estimated value of the frequency offset is constant. Values are distributed near the value, and satisfactory correction operation is possible.
When the noise was large, the estimated value deviated considerably from the original offset value. It is clear that, as shown in FIG. 6, when the noise is small, the phase difference has a distribution (a) having a very sharp peak, and when the average is taken, the phase difference is close to the peak value. However, when the noise is large, the distribution of the phase difference tends to have a tail as shown in (b), and when the offset value is large, the phenomenon occurs that the tail goes to the opposite side (c). This is because when performing asynchronous demodulation, the reference source on the receiving side causes rotation on the phase plane due to an absolute frequency error with the transmitting side, and removes the modulation component at the symbol decision point. This is because, in the case where the N multiplication is performed, data in which a determination error occurs in an adjacent quadrant of the N quadrants is regarded as estimated data having the opposite sign. As a result, there is a problem that a certain degree of deterioration occurs essentially in a place where the frequency offset is large and the noise is large. For this reason, even when performing asynchronous quadrature demodulation, there is a method in which the center frequency of the modulated signal is made variable in the frequency of the local oscillation source and the frequency offset component is removed via the control signal as in synchronous detection. In the second conventional example to which this method is applied, phase rotation information is calculated using a complex baseband signal, and a phase error is fed back to a local oscillator via an LPF. Complex arithmetic is indispensable. In addition, there is a problem that it is difficult to use together with the delay detection, which is generally characterized by a simple configuration, such that oscillation is generated or stable control is required for stable operation depending on the control method.
【0009】本発明は上記従来技術の課題を解決するも
ので、送受間の周波数オフセットが比較的大きい場合で
も雑音に影響されず安定して動作する、簡易な構成の周
波数オフセット補正装置を提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves the above-mentioned problems of the prior art, and provides a frequency offset correction device having a simple configuration that operates stably without being affected by noise even when the frequency offset between transmission and reception is relatively large. The purpose is to:
【0010】[0010]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、第一の手段として、フィードフォワード型
の構成を用いる場合には、シンボルごとに差分を計算し
位相差平面上で縮退させた結果について、あらかじめ決
めた一定期間(たとえば間欠動作時の1タイム・スロッ
ト期間)の平均をとるところまでは上記の第一の従来例
と同様であるが、個々の差分データを一時記憶してお
き、記憶された差分データから、計算された平均値を差
し引くことで平均値の補正を行い、補正されたデータに
ついて再び平均を計算することで、より精度の良い平均
値を求める構成となっている。この平均値の計算は、構
成が許す限り何度でも行う事が可能である。また、第二
の手段として、フィードバック型の構成を用いる場合に
も、周波数変換手段に誤差信号を返すのではなく、非同
期検波後の位相データに対して補正値を返すという方法
をとっている。具体的には、第一の手段においては、平
均値の再計算を同じタイム・スロットの差分データに対
して行っているところを次のタイム・スロットに適用す
る。すなわち、一旦求めた平均値を記憶しておき次のタ
イム・スロットに対してこの平均値を適用し差分を計算
しそのデータに対して平均値の再計算を行うという構成
を有している。In order to achieve this object, the present invention provides, as a first means, when a feedforward type configuration is used, a difference is calculated for each symbol and degenerated on a phase difference plane. The result is the same as that of the first conventional example up to the point of averaging a predetermined period (for example, one time slot period during intermittent operation), but temporarily stores individual difference data. In addition, the average value is corrected by subtracting the calculated average value from the stored difference data, and the average is calculated again for the corrected data, thereby obtaining a more accurate average value. ing. The calculation of this average value can be performed as many times as the configuration allows. Further, as a second means, even when a feedback type configuration is used, a method of returning a correction value to phase data after asynchronous detection, instead of returning an error signal to the frequency conversion means, is adopted. Specifically, in the first means, the recalculation of the average value is performed on the difference data of the same time slot, and the result is applied to the next time slot. That is, the average value once obtained is stored, the average value is applied to the next time slot, the difference is calculated, and the average value is recalculated for the data.
【0011】[0011]
【作用】本発明は上記構成によって、雑音環境下で周波
数オフセットによる位相回転を推定する場合に、第一
に、たとえば1タイム・スロットにわたってシンボル単
位で位相回転量の平均を計算する場合に、単純平均され
た計算値を元のデータから差し引くことである程度の分
布の偏りに対して補正を行うことが可能となり、周波数
オフセットが一定値以上で雑音等の影響で位相分布の回
り込みが起きる場合にも特性の劣化を押さえることが可
能となる。また第二に、現タイム・スロットでの平均値
を次タイム・スロットに適用し差し引くことにより、あ
らかじめ補正を行った結果に対して平均を計算すること
が可能となり、順次平均値を更新していくことで、補正
推定値を真値に近づけることが可能となる。According to the present invention, when the phase rotation due to the frequency offset is estimated under the noise environment, first, for example, when the average of the phase rotation amount is calculated in units of symbols over one time slot, the present invention can be applied simply. By subtracting the averaged calculation value from the original data, it is possible to correct for some degree of distribution bias, and even if the frequency offset is more than a certain value and the phase distribution wraps around due to the influence of noise etc. Deterioration of characteristics can be suppressed. Secondly, by applying and subtracting the average value in the current time slot to the next time slot, it is possible to calculate the average for the result of performing the correction in advance, and update the average value sequentially. By doing so, it becomes possible to make the corrected estimated value closer to the true value.
【0012】[0012]
(実施例1)以下、本発明の第1の実施例について、図
面を参照しながら説明する。Embodiment 1 Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【0013】図1は本発明の第1の実施例における周波
数オフセット補正装置のブロック結線図である。FIG. 1 is a block diagram of a frequency offset correcting apparatus according to a first embodiment of the present invention.
【0014】図1において、10は、受信IF入力信号
100から送信キャリアとは非同期の局発源により複素
ベースバンド信号に変換する操作を行う非同期直交復調
器11および複素ベースバンド信号から位相平面上の角
度データに変換する複素・角度変換器12よりなる復調
部、20は、復調部10の角度データを受けて、1シン
ボル遅延させる遅延器21および遅延させた角度データ
と現在の角度データの差分を演算する減算器22とから
なる差動演算部、また、30は、角度データを変調信号
の配置に応じて位相平面上でN逓倍操作を行うN逓倍器
31、N逓倍されたデータを0〜2πの範囲に縮退させ
るMOD2π変換器32、N逓倍されたデータを1/N
する操作を行うN分の1器33、およびシンボル間に強
制的に周波数オフセットを挿入する変調方式(たとえば
π/4シフトQPSK)の場合に、縮退した位相点が角
度0になるように強制的にオフセットさせる固定オフセ
ット値発生器34、固定オフセット値をN分の1器の出
力133から差し引く差分回路35とからなる位相平面
縮退部、40は、差動演算部の出力120を受けて推定
されたオフセット値150により補正を行う位相補正器
41、補正位相から受信データ200を判定する符号判
定器42とからなる補正・判定部であり、以上は従来例
であらかじめ示した構成と同様のものである。また50
は、シンボル単位で出力された位相差データを受けて一
定期間保持する記憶装置51、記憶されたものと同様の
データに対して平均をとる平均化回路52、記憶された
データ151から、平均値152を差し引く差分回路5
3、差分データ153を同様の区間で再び平均する再平
均回路54、再平均出力154を一定の区間保持し、あ
らかじめ決められた区間にわたって平均する長区間平均
化回路55とからなる推定部である。In FIG. 1, reference numeral 10 denotes an asynchronous quadrature demodulator 11 for performing an operation of converting a received IF input signal 100 into a complex baseband signal by a local source asynchronous with the transmission carrier, and a phase plane from the complex baseband signal. A demodulation unit 20 comprising a complex / angle converter 12 for converting the angle data into the following angle data: a delay unit 21 for receiving the angle data from the demodulation unit 10 and delaying it by one symbol, and a difference between the delayed angle data and the current angle data. And a subtraction unit 22 for calculating the angle data. An N-multiplier 31 performs an N-multiplication operation on the phase plane in accordance with the arrangement of the modulation signal. MOD2π converter 32 for degenerating to the range of 22π, the N-multiplied data is 1 / N
In the case of a 1 / N unit 33 that performs an operation of performing the operation and a modulation method (for example, π / 4 shift QPSK) that forcibly inserts a frequency offset between symbols, the degenerated phase point is forcibly set to an angle of 0. A phase plane degenerating unit 40 comprising a fixed offset value generator 34 for offsetting the fixed offset value and a difference circuit 35 for subtracting the fixed offset value from the output 133 of the N-th unit, is estimated by receiving the output 120 of the differential operation unit. A correction / judgment unit including a phase corrector 41 for performing correction based on the offset value 150 and a code determiner 42 for determining the received data 200 from the corrected phase. The above-described configuration is the same as that of the conventional example. is there. Also 50
The average value is obtained from a storage device 51 that receives the phase difference data output in symbol units and retains the data for a certain period, an averaging circuit 52 that averages the same data as the stored data, and a stored data 151. Difference circuit 5 for subtracting 152
3. An estimating unit comprising a reaveraging circuit 54 for averaging the difference data 153 again in the same section, and a long section averaging circuit 55 for holding the reaveraging output 154 in a fixed section and averaging it over a predetermined section. .
【0015】以上のように構成された周波数オフセット
補正装置について、図2に示す位相分布説明図を用いて
その動作を説明する。まず、(a)は図6における
(c)を再掲したものであり、周波数オフセットに起因
する位相回転が存在する場合に、雑音でシンボル識別点
における位相分布の回り込み(斜線部分)が起きる場合
を示している。この場合の推定平均計算結果の真の平均
値からの誤差を△Eとして表している。この誤差は、当
然斜線部分の判定誤りに起因する位相の大きな誤差によ
るものであり、このままではかなり大きな誤差が計算さ
れてしまう。そこでこの推定平均値を原点(±0)とし
た新たな座標(b)でもとのデータを再平均する。な
お、簡単のために長区間平均化回路55の平均区間数
は、1回(平均無し)としているが、平均区間数が2以
上の場合も同様である。これにより、位相の回り込みは
最初の平均時よりも少なくなり、その結果推定平均誤差
は△E’(<△E)となる。その様子を(c)に示す。
横軸に、周波数オフセットによる位相回転量(固定
値)、縦軸に平均操作により推定される位相誤差(単純
平均:△E、再平均:△E’)を示す。この図2(c)
から明らかなように、本実施例による周波数オフセット
補正方法によれば雑音環境下における位相回転量の推定
という点で優れた効果が得られる。The operation of the frequency offset correction device configured as described above will be described with reference to the phase distribution diagram shown in FIG. First, (a) is a reproduction of (c) in FIG. 6. In the case where there is a phase rotation due to a frequency offset, a case where noise wraps around a symbol distribution point (shaded area) occurs. Is shown. The error of the estimated average calculation result from the true average value in this case is represented as ΔE . This error is naturally due to a large phase error due to a misjudgment in the hatched portion, and a fairly large error is calculated as it is. Therefore, the original data is re-averaged at the new coordinates (b) using the estimated average value as the origin (± 0). For simplicity, the average number of sections of the long section averaging circuit 55 is one (no average), but the same applies to the case where the average number of sections is two or more. As a result, the phase wraparound becomes smaller than at the time of the initial averaging, and as a result, the estimated average error becomes ΔE ′ (< ΔE ). This is shown in FIG.
The horizontal axis shows the phase rotation amount (fixed value) due to the frequency offset, and the vertical axis shows the phase error estimated by the averaging operation (simple average: ΔE , re-average: ΔE ′ ). This FIG. 2 (c)
As is clear from the above, according to the frequency offset correction method according to the present embodiment, an excellent effect is obtained in estimating the amount of phase rotation in a noise environment.
【0016】以上のように本実施例によれば、位相差平
面上での縮退位相データの平均部に再平均計算回路を設
けることにより、雑音によるシンボル判定誤りに起因す
る位相データの回り込みから平均値の推定が大きくずれ
るという欠点を回避することができ、位相の推定誤差を
軽減できる。As described above, according to the present embodiment, by providing a re-averaging circuit in the average portion of the degenerated phase data on the phase difference plane, the average of the phase data wraparound caused by a symbol decision error due to noise is reduced. It is possible to avoid the disadvantage that the value estimation is largely deviated, and to reduce the phase estimation error.
【0017】(実施例2)以下、本発明の第2の実施例
について、図面を参照しながら説明する。(Embodiment 2) Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【0018】図3は本発明の第2の実施例における周波
数オフセット補正装置のブロック結線を示し、図3にお
いて、復調部10、差動演算部20、位相縮退部30、
補正判定部40の4ブロックは図1の構成と同様なもの
である。図1の構成と異なるのは、推定部60が、過去
の1平均単位ごとの平均値164の平均をとる平均化回
路63、平均値163を位相縮退データ130から差し
引く差分回路61、差分データ161を平均する平均化
回路62、平均化されたデータ162に過去の平均を加
える加算回路64とからなる点である。FIG. 3 shows a block connection of a frequency offset correction device according to a second embodiment of the present invention. In FIG. 3, a demodulation unit 10, a differential operation unit 20, a phase degeneration unit 30,
The four blocks of the correction determination unit 40 are the same as those in the configuration of FIG. 1 is different from the configuration in FIG. 1 in that the estimating unit 60 calculates an average of the average values 164 of the past one average unit, a difference circuit 61 that subtracts the average value 163 from the phase degenerate data 130, and a difference data 161. And an adding circuit 64 for adding a past average to the averaged data 162.
【0019】上記のように構成された周波数オフセット
補正装置について、以下その動作を説明する。The operation of the frequency offset correction device configured as described above will be described below.
【0020】まず、第1の実施例と同様、推定部には位
相差平面上での縮退位相データが入力される。このデー
タから、すでに今までの計算結果による平均値の推定値
を差し引いて、一定期間にわたり短区間平均化操作を行
う。その後平均されたデータを元の平均データに加算す
ることで平均値のずれを順次補正していく構成となって
いる。この様子を図2(d)、(e)、(f)に示す。
(d)は、図3(c)を再び表した図である。なお実施
例1と同様、簡単のために長区間平均化回路63の平均
区間数は1とした場合について以下に説明する。(e)
は、実施例1における図2(b)に相当するものである
が、異なるのは、再平均すべき分布が(d)とは異なる
新たな平均区間(タイム・スロット)におけるものであ
るということである。これによる動作は、実施例1と若
干の違いを生み出すが平均区間がある程度以上であれ
ば、同じような分布が仮定でき、同様の論議が展開でき
る。すなわち平均値1の推定誤差△Eとして、平均値2
の推定誤差△E’は△E’<△Eとできる。また次の平
均区間(タイム・スロット)での平均値3の推定誤差△
E''は同様に△E''<△E’となるはずである。この例
では(f)に示すように3回目の平均で殆ど推定誤差を
0とできるように描いてあるが、実際には、個々のタイ
ム・スロットの分布のバラツキによりある中心値の回り
に推定値が分布するような動作となる。First, as in the first embodiment, the degenerate phase data on the phase difference plane is input to the estimator. A short section averaging operation is performed over a certain period of time by subtracting the estimated value of the average value from the calculation results so far from this data. Thereafter, the averaged data is added to the original averaged data to sequentially correct the deviation of the averaged value. This situation is shown in FIGS. 2 (d), (e) and (f).
FIG. 3D is a diagram showing FIG. 3C again. Note that, as in the first embodiment, the case where the average section number of the long section averaging circuit 63 is 1 will be described below for simplicity. (E)
Corresponds to FIG. 2 (b) in the first embodiment, but differs in that the distribution to be re-averaged is in a new averaging section (time slot) different from (d). It is. The operation according to this produces a slight difference from the first embodiment, but if the average section is more than a certain level, the same distribution can be assumed and the same discussion can be developed. That is, as the estimation error ΔE of the average value 1, the average value 2
Of the estimated error △ E 'is △ E' can be a <△ E. Estimation error of average value 3 in the next average section (time slot) △
E ″ should also be ΔE ″ < ΔE ′ . In this example, as shown in (f), the estimation error is drawn so that the estimation error can be almost zero in the third average. However, in actuality, the estimation error is estimated around a certain center value due to the dispersion of the distribution of the individual time slots. The operation is such that the values are distributed.
【0021】以上のように、位相差平面上での縮退位相
データの平均をとる推定部60を、以前の平均区間(タ
イム・スロット)での推定平均値分だけオフセットさせ
ながら当該平均区間(タイム・スロット)で再平均操作
を繰り返すことで実際に周波数オフセットに起因する位
相回転量を、順次推定できる。この構成によれば、信号
対雑音比がある程度以上あれば、ほぼ真の平均値を推定
値として得ることができる。また、実施例1のように同
じデータについて同一平均区間(タイム・スロット)内
で再計算を行うための記憶手段が不要になるという利点
もある。As described above, the estimating section 60 for averaging the degenerated phase data on the phase difference plane is offset by the estimated average value in the previous average section (time slot) while the average section (time slot) is offset. By repeating the reaveraging operation in (slot), the phase rotation amount actually caused by the frequency offset can be sequentially estimated. According to this configuration, if the signal-to-noise ratio is equal to or more than a certain level, an almost true average value can be obtained as the estimated value. In addition, there is an advantage that a storage unit for recalculating the same data within the same average section (time slot) as in the first embodiment is not required.
【0022】なお、第1の実施例において51、52、
53、54からなる再平均回路は1段だけの構成となっ
ているが、この部分を従属接続して多段にした構成も可
能である。また第2の実施例において短区間平均化回路
62を第1の実施例の51,52,53,54からなる
再平均化回路で置き換えた、組み合わせ構成で実現して
もよいことは言うまでもない。In the first embodiment, 51, 52,
Although the re-averaging circuit composed of 53 and 54 has only one stage, a configuration in which this portion is cascaded to form multiple stages is also possible. In addition, it goes without saying that the short section averaging circuit 62 in the second embodiment may be replaced by the reaveraging circuit composed of 51, 52, 53 and 54 of the first embodiment, and may be realized by a combination configuration.
【0023】[0023]
【発明の効果】以上のように本発明は、第1に、ディジ
タル角度変調波を受信復調する場合に、送受間の周波数
オフセットを位相差平面上で推定する際に、識別タイミ
ングで変調成分を取り除くためN逓倍操作により縮退さ
せた位相差データを、一定の平均区間(タイム・スロッ
ト)分記憶しておき、平均操作を行った結果をこの記憶
データから差し引き、同じ平均区間で再平均する再平均
化演算部を設ける。また第2に、縮退位相差データを平
均する際に、あらかじめ決められた過去の平均区間の平
均値を、入力位相差データから差し引き、現在の平均区
間(タイム・スロット)で再平均し、過去の平均データ
に加算するという構成の推定部を設ける。このような構
成を用いることで、周波数オフセットによる固定位相回
転量が大きく、かつ雑音等の外乱によりシンボル識別点
における位相の分布が広範囲にわたる場合の位相の縮退
平面上での回り込みを抑え、オフセットによる特性の劣
化を軽減することができる。また構成の面でも、周波数
変換手段および、ループフィルタ等調整の必要なアナロ
グ要素を用いることなく、位相情報に関する演算のみで
実現可能であるなど優れた周波数オフセット補正装置を
実現できるものである。As described above, according to the present invention, first, when a digital angular modulation wave is received and demodulated, when a frequency offset between transmission and reception is estimated on a phase difference plane, a modulation component is detected at a discrimination timing. In order to remove the phase difference data, the phase difference data degenerated by the N-multiplication operation is stored for a certain average interval (time slot), and the result of the averaging operation is subtracted from the stored data, and re-averaging is performed in the same average interval. An averaging operation unit is provided. Secondly, when averaging the degenerated phase difference data, the average value of a predetermined past average section is subtracted from the input phase difference data, and the average value is re-averaged in the current average section (time slot). Is provided. By using such a configuration, the amount of fixed phase rotation due to the frequency offset is large, and the distribution of the phase at the symbol identification point over a wide range due to disturbance such as noise is suppressed. Deterioration of characteristics can be reduced. Also in terms of the configuration, it is possible to realize an excellent frequency offset correction device that can be realized only by an operation related to phase information without using a frequency conversion unit and an analog element such as a loop filter that needs adjustment.
【図1】本発明の第1の実施例における周波数オフセッ
ト補正装置のブロック結線図FIG. 1 is a block diagram of a frequency offset correction device according to a first embodiment of the present invention.
【図2】同第1、第2の実施例における周波数オフセッ
ト補正装置の特性図FIG. 2 is a characteristic diagram of the frequency offset correction device according to the first and second embodiments.
【図3】本発明の第2の実施例における周波数オフセッ
ト補正装置のブロック結線図FIG. 3 is a block diagram of a frequency offset correction device according to a second embodiment of the present invention.
【図4】従来の周波数オフセット補正装置のブロック結
線図FIG. 4 is a block diagram of a conventional frequency offset correction device.
【図5】従来の周波数オフセット補正装置のブロック結
線図FIG. 5 is a block diagram of a conventional frequency offset correction device.
【図6】従来の周波数オフセット補正装置の特性図FIG. 6 is a characteristic diagram of a conventional frequency offset correction device.
10 復調部 11 非同期直交復調器 12 複素ベースバンド信号・位相角変換器 20 差動演算部 21 1シンボル遅延器 22 差分回路 30 位相平面縮退部 31 N逓倍器 32 MOD2π演算器 33 1/N回路 34 固定オフセット値発生器 35 差分回路 40 補正・判定部 41 位相補正回路 42 符号判定器 50 推定部1 51 記憶回路 52 短区間平均化回路 53 差分回路 54 短区間再平均化回路 55 長区間平均化回路 60 推定部2 61 差分回路 62 短区間平均回路 63 長区間平均回路 64 加算回路 70 推定部0 71 短区間平均回路 72 長区間平均回路 81 局部発振器 82 周波数変換器 83 直交復調器 84 複素ベースバンドN逓倍器 85 符号判定器 86 ローパスフィルタ Reference Signs List 10 demodulation unit 11 asynchronous quadrature demodulator 12 complex baseband signal / phase angle converter 20 differential operation unit 21 1 symbol delay unit 22 difference circuit 30 phase plane degenerating unit 31 N multiplier 32 MOD2π operation unit 33 1 / N circuit 34 Fixed offset value generator 35 Difference circuit 40 Correction / determination unit 41 Phase correction circuit 42 Sign determination unit 50 Estimation unit 1 51 Storage circuit 52 Short section averaging circuit 53 Difference circuit 54 Short section re-averaging circuit 55 Long section averaging circuit Reference Signs List 60 estimation section 2 61 difference circuit 62 short section averaging circuit 63 long section averaging circuit 64 addition circuit 70 estimating section 0 71 short section averaging circuit 72 long section averaging circuit 81 local oscillator 82 frequency converter 83 quadrature demodulator 84 complex baseband N Multiplier 85 Sign decision unit 86 Low-pass filter
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平6−205062(JP,A) 特開 平4−172040(JP,A) 特開 平5−48665(JP,A) 特開 平5−347645(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04L 27/00 - 27/38 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (56) References JP-A-6-205062 (JP, A) JP-A-4-172040 (JP, A) JP-A-5-48665 (JP, A) JP-A-5-48665 347645 (JP, A) (58) Field surveyed (Int. Cl. 7 , DB name) H04L 27/00-27/38
Claims (2)
ボル識別点ごとに位相平面上での位相データに変換する
位相データ変換手段と、そのシンボルごとの位相データ
を受けて1シンボル間での位相差を検出する位相差検出
手段と、前記位相差検出手段の出力から変調成分を取り
除く位相縮退手段と、前記位相縮退手段の出力データを
受けて、ある区間にわたり平均操作を行う第1の平均手
段と、該区間の位相差データを一時的に記憶する第1の
記憶手段と、その記憶された位相差データから前記第1
の平均操作により得られた平均値を差し引く差分演算手
段と、その差分演算出力を前記区間にわたり再平均する
第2の平均手段と、前記第2の平均手段の出力データを
任意の平均区間にわたり平均する第3の平均手段と、前
記位相差検出手段の出力である位相差を受けて、前記第
3の平均手段の出力との間で差分演算を行う差分演算手
段と、その差分演算出力を受けて、符号を判定する符号
判定器とを備えた周波数オフセット補正装置。1. A phase data conversion means for receiving a digital angle modulation signal and converting it into phase data on a phase plane for each symbol discrimination point, and receiving a phase data for each symbol to obtain a phase difference between one symbol. Detecting a modulation component from an output of the phase difference detecting means.
Phase elimination means to be removed, first averaging means for performing an averaging operation over a certain section in response to output data of the phase degeneration means, and first storage means for temporarily storing phase difference data in the section; From the stored phase difference data, the first
Difference calculating means for subtracting the average value obtained by the averaging operation, and re-averaging the difference calculation output over the section
A second averaging means, a third averaging means for averaging the output data of the second averaging means over an arbitrary averaging section, and a third averaging means for receiving the phase difference output from the phase difference detecting means, A frequency offset correction device comprising: a difference calculating means for performing a difference calculation with respect to an output of an averaging means; and a sign determining unit which receives the difference calculation output and determines a sign.
ボル識別点ごとに位相平面上での位相データに変換する
位相データ変換手段と、そのシンボルごとの位相データ
を受けて1シンボル間での位相差を検出する位相差検出
手段と、前記位相差検出手段の出力から変調成分を取り
除く位相縮退手段と、前記位相縮退手段の出力データを
受けて、第2平均出力との差分を計算する第1の差分演
算手段と、その差分演算された結果をある一定区間にわ
たり平均する第1の平均手段と、その平均データと後述
の第2平均出力との間で加算を行う加算手段と、前記加
算手の出力データを任意の平均区間にわたり平均して第
2平均出力を送出する第2の平均手段と、前記位相差検
出手段の出力である位相差を受けて、前記第2の平均手
段の出力との間で差分演算を行う差分演算手段と、その
差分演算出力を受けて、符号を判定する符号判定器とを
備えた周波数オフセット補正装置。2. A phase data conversion means for receiving a digital angle modulation signal and converting it into phase data on a phase plane for each symbol discrimination point, and receiving a phase data for each symbol to obtain a phase difference between one symbol. Detecting a modulation component from an output of the phase difference detecting means.
Phase degenerating means to be removed, first difference calculating means for receiving the output data of the phase degenerating means and calculating a difference from a second average output, and a first difference calculating means for averaging the result of the difference calculation over a certain section. Averaging means, addition means for performing addition between the average data and a second average output described later,
A second averaging means for averaging the output data of the arithmetic operator over an arbitrary averaging section and sending out a second average output; and a second averaging means for receiving the phase difference output from the phase difference detecting means. A frequency offset correction apparatus comprising: a difference calculating means for performing a difference calculation between the output and a sign calculating unit which receives the difference calculation output and determines a sign.
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