JP2991238B2 - フィラメント単位長当たり電気抵抗の無接触測定方法 - Google Patents
フィラメント単位長当たり電気抵抗の無接触測定方法Info
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- JP2991238B2 JP2991238B2 JP2141220A JP14122090A JP2991238B2 JP 2991238 B2 JP2991238 B2 JP 2991238B2 JP 2141220 A JP2141220 A JP 2141220A JP 14122090 A JP14122090 A JP 14122090A JP 2991238 B2 JP2991238 B2 JP 2991238B2
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- G01R27/04—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant in circuits having distributed constants, e.g. having very long conductors or involving high frequencies
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明はフィラメントの単位長当たりの電気抵抗の測
定に係り、導電性フィラメントと直接電気的に接触する
ことが不都合又は不可能である状態で特に適用されう
る。直接の電気的接触が望ましくないが、不可能である
場合の特別な例は、光ファイバに適用された電気的な導
電性膜、例えば炭素膜の単位長当たりの電気抵抗の測定
を行う場合である。この例では膜との直接接触はファイ
バの強度を損う危険があるため望ましい場合、或いは電
気的な導電膜は既に、例えば、プラスチック材の様な誘
電性保護膜で被覆されている場合である。
定に係り、導電性フィラメントと直接電気的に接触する
ことが不都合又は不可能である状態で特に適用されう
る。直接の電気的接触が望ましくないが、不可能である
場合の特別な例は、光ファイバに適用された電気的な導
電性膜、例えば炭素膜の単位長当たりの電気抵抗の測定
を行う場合である。この例では膜との直接接触はファイ
バの強度を損う危険があるため望ましい場合、或いは電
気的な導電膜は既に、例えば、プラスチック材の様な誘
電性保護膜で被覆されている場合である。
炭素の機気密膜で光ファイバを製造する間、炭素膜の
厚さを監視することが望ましい。１つのアプローチは、
導電率σの薄い膜に対し、厚さｔに正比例するファイバ
のコンダクタンスを測定することである。
厚さを監視することが望ましい。１つのアプローチは、
導電率σの薄い膜に対し、厚さｔに正比例するファイバ
のコンダクタンスを測定することである。
単位長当たり コンダクタンス＝２πatσ（ｔ＜＜ａ） （１） ここでａはファイバ半径である。
第１図は如何に既存の設計のテンソメータ（tensomet
er）が単位長当たりの電気抵抗の直流オンライン測定を
することができるよう適合されうるかを示す。このテン
ソメータでは、光ファイバ10は２つの案内ホイールで11
及び12を通り、その間でファイバが弾性的にバイアスさ
れたテンソメータホイール13により偏らされる。テンソ
メータは、元のホイール11及び12を黒鉛ホイールで置き
換え、摺動接触を用いる黒鉛ホイールに亘って抵抗計14
を接続することにより適合される。前記の如くこのアプ
ローチの欠点は炭素膜及びテンソメータホイール間の直
接接触が膜が損傷し、ファイバの強度を損いがちであ
り、一方、炭素がテンソメータを通る以前にプラスチッ
ク保護膜を設けられている場合、この保護膜の存在は炭
素膜及び黒鉛ホイール間の適接電気的接触を防ぐ。
er）が単位長当たりの電気抵抗の直流オンライン測定を
することができるよう適合されうるかを示す。このテン
ソメータでは、光ファイバ10は２つの案内ホイールで11
及び12を通り、その間でファイバが弾性的にバイアスさ
れたテンソメータホイール13により偏らされる。テンソ
メータは、元のホイール11及び12を黒鉛ホイールで置き
換え、摺動接触を用いる黒鉛ホイールに亘って抵抗計14
を接続することにより適合される。前記の如くこのアプ
ローチの欠点は炭素膜及びテンソメータホイール間の直
接接触が膜が損傷し、ファイバの強度を損いがちであ
り、一方、炭素がテンソメータを通る以前にプラスチッ
ク保護膜を設けられている場合、この保護膜の存在は炭
素膜及び黒鉛ホイール間の適接電気的接触を防ぐ。
測定を行うための直流を用いる代わりに、交流が用い
られた場合、少なくとも原理的に無接触容量結合は第１
図の黒鉛ホイールに置き換りうる。しかし、実際、ファ
イバは第２図に系統的に示され、第３図に等価回路図で
示される如く、ファイバ孔出し装置の他の部分との容量
結合に敏感である。第２及び３図ではZA及びZBは主とし
て容量インピーダンスであり、結合キャパシタンスCin
及びCoutのどちらか一方とファイバの巻回装置との相互
作用の積である。交流信号Viを供給する発振器20から得
られたファイバに誘導された電位Vfと、出力信号、V1を
得るようタップ出力されたVfの一部V1の両方は浮遊イン
ピーダンスZA及びZBの大きさに依存する。
られた場合、少なくとも原理的に無接触容量結合は第１
図の黒鉛ホイールに置き換りうる。しかし、実際、ファ
イバは第２図に系統的に示され、第３図に等価回路図で
示される如く、ファイバ孔出し装置の他の部分との容量
結合に敏感である。第２及び３図ではZA及びZBは主とし
て容量インピーダンスであり、結合キャパシタンスCin
及びCoutのどちらか一方とファイバの巻回装置との相互
作用の積である。交流信号Viを供給する発振器20から得
られたファイバに誘導された電位Vfと、出力信号、V1を
得るようタップ出力されたVfの一部V1の両方は浮遊イン
ピーダンスZA及びZBの大きさに依存する。
ファイバ抵抗Ｒを明確に計算する為、浮遊インピーダ
ンスZA及びZBを知るのが、ファイバVfの電位及びその変
化率の両方を得るような多数のプローブを用いることが
必要である。この為に、バッファ増幅器40に供給される
信号V1及びV2を夫々タップして取り出す２つの容量タッ
プC1及びC2は第４図に示す如く用いられる。発振器及び
タップ間の遮蔽41のかかる形は発振器及びタップ間の直
接容量結合を減少するのにも必要である。その等価回路
を第５図に示す。
ンスZA及びZBを知るのが、ファイバVfの電位及びその変
化率の両方を得るような多数のプローブを用いることが
必要である。この為に、バッファ増幅器40に供給される
信号V1及びV2を夫々タップして取り出す２つの容量タッ
プC1及びC2は第４図に示す如く用いられる。発振器及び
タップ間の遮蔽41のかかる形は発振器及びタップ間の直
接容量結合を減少するのにも必要である。その等価回路
を第５図に示す。
本発明の目的は、フィラメント及びその周囲間の浮遊
結合に関連するインピーダンスの大きさを評価しなけれ
ばならない必要なしに、交流測定によりフィラメントの
単位長当たりの電気抵抗の無接触測定を行ないうること
である。
結合に関連するインピーダンスの大きさを評価しなけれ
ばならない必要なしに、交流測定によりフィラメントの
単位長当たりの電気抵抗の無接触測定を行ないうること
である。
本発明の別な目的は、特に光ファイバの面にある例え
ば炭素の如き必ずしも必要でないハーメチック膜を介し
て既知の断面の電気的絶縁フィラメントの面にある既知
の抵抗率の電気的導電膜の厚さを無接触で測ることがで
きることである。
ば炭素の如き必ずしも必要でないハーメチック膜を介し
て既知の断面の電気的絶縁フィラメントの面にある既知
の抵抗率の電気的導電膜の厚さを無接触で測ることがで
きることである。
本発明の別な目的は、交流測定によりフィラメントの
単位長当たりの抵抗の測定を無接触で行う装置を提供す
ることである。ここで、単位長当たりの抵抗を、装置の
フィラメント及び構成部品間の浮遊結合効果に関連する
インピーダンスの大きさを知らなければならない必要な
しに測定できる。
単位長当たりの抵抗の測定を無接触で行う装置を提供す
ることである。ここで、単位長当たりの抵抗を、装置の
フィラメント及び構成部品間の浮遊結合効果に関連する
インピーダンスの大きさを知らなければならない必要な
しに測定できる。
これら及び別な目的を遂行するにおいて、フィラメン
トは同軸伝送線の内部導体からなり、単位長当たりの抵
抗の測定はその線に注入された信号の伝搬定数を測定し
て得られる。かかる測定で用いられた伝搬定数は減衰係
数又は特別な周波数での伝搬波長でもよく、或いは減衰
係数又は伝搬波長の特別な値を与える周波数でもよい。
トは同軸伝送線の内部導体からなり、単位長当たりの抵
抗の測定はその線に注入された信号の伝搬定数を測定し
て得られる。かかる測定で用いられた伝搬定数は減衰係
数又は特別な周波数での伝搬波長でもよく、或いは減衰
係数又は伝搬波長の特別な値を与える周波数でもよい。
信号が線に注入される所から離間した丁度一点で該線
に現われる信号を分析する代わり、線上の２つの順次の
点に現われる信号間の比較をすることが一般的に望まし
く、線上のそれらの２つの点での信号間の一定の振幅比
又は一定の位相関係を維持するよう、装置を駆動する発
振器の出力の周波数を制御するフィードバックループで
比較の結果を用いることが特に望ましい。かくて伝送線
が複数の部分に分割されることが有利である。電力はこ
れらの部分の１つ、注入部に結合され、既知の離間した
２つの別な部分、測定部分に夫々現われる得られた信号
間で比較がなされる。それらの２つの信号間に所定の振
幅又は位相差を与えるよう注入信号に結合された注入さ
れた信号の周波数を調整するフィードバックループの動
作を制御するよう２つの信号の比較の為に配置すること
が更に有利である。
に現われる信号を分析する代わり、線上の２つの順次の
点に現われる信号間の比較をすることが一般的に望まし
く、線上のそれらの２つの点での信号間の一定の振幅比
又は一定の位相関係を維持するよう、装置を駆動する発
振器の出力の周波数を制御するフィードバックループで
比較の結果を用いることが特に望ましい。かくて伝送線
が複数の部分に分割されることが有利である。電力はこ
れらの部分の１つ、注入部に結合され、既知の離間した
２つの別な部分、測定部分に夫々現われる得られた信号
間で比較がなされる。それらの２つの信号間に所定の振
幅又は位相差を与えるよう注入信号に結合された注入さ
れた信号の周波数を調整するフィードバックループの動
作を制御するよう２つの信号の比較の為に配置すること
が更に有利である。
実施例 望ましい形で本発明を具体化する抵抗測定器を以下に
説明する。この説明は特に伝送線理論に関する動作の基
となる原理の説明と共にする。
説明する。この説明は特に伝送線理論に関する動作の基
となる原理の説明と共にする。
添付図面の第１〜第４図と共の説明は既にしたので、
更に第６〜第10図も参照して説明する。
更に第６〜第10図も参照して説明する。
光ファイバの導電膜及びその周囲間の容量結合は自然
に分布し、従ってそれに沿う電気的信号の伝搬は第３及
び５図に示す集中インピーダンスによって正確に予測は
されない。より適したモデルは損失伝送線としてファイ
バを扱う。均一伝送線の特性は単位長当たりの直接イン
ダクタンスや抵抗及び単位長当たりの並列キャパシタン
スやコンダクタンスにより完全に決められる。半径ｂの
同軸の第２の導体により囲まれた半径ａの円筒形の中心
導体の場合には下記のようになる： 単位長当たりの直列インダクタンス 単位長当たりの並列キャパシタンス 単位長当たりの直列抵抗 Ｒ 単位長当たりの並列コンダクタンス Ｇ 無接触ファイバ導電度測定装置では、計器の穴の半
径、ｂは実質的にファイバの半径ａより大きいことが一
般的に必要である。寸法によるインピーダンスの対数的
な変化により、このような環境での伝送線特性は直径の
小さい変化に比較的無感である。非円形装置の作用は、
値ｂが装置のファイバと導電壁の間隔に略等しい場合
に、同様である。
に分布し、従ってそれに沿う電気的信号の伝搬は第３及
び５図に示す集中インピーダンスによって正確に予測は
されない。より適したモデルは損失伝送線としてファイ
バを扱う。均一伝送線の特性は単位長当たりの直接イン
ダクタンスや抵抗及び単位長当たりの並列キャパシタン
スやコンダクタンスにより完全に決められる。半径ｂの
同軸の第２の導体により囲まれた半径ａの円筒形の中心
導体の場合には下記のようになる： 単位長当たりの直列インダクタンス 単位長当たりの並列キャパシタンス 単位長当たりの直列抵抗 Ｒ 単位長当たりの並列コンダクタンス Ｇ 無接触ファイバ導電度測定装置では、計器の穴の半
径、ｂは実質的にファイバの半径ａより大きいことが一
般的に必要である。寸法によるインピーダンスの対数的
な変化により、このような環境での伝送線特性は直径の
小さい変化に比較的無感である。非円形装置の作用は、
値ｂが装置のファイバと導電壁の間隔に略等しい場合
に、同様である。
伝送線を伝搬する角周波数ωの信号を考える。
電圧 Ｖ＝Ｖο exp ｊ（ωｔ−kx） （２） 電流 ｉ＝ｉο exp ｊ（ωｔ−kx） （３） 損失のある案内体に対し、伝搬定数ｋは複素数にな
る。
る。
角周波数ωで： Ｋ＝β−ｊα （４） 単位長当たりの直列インピーダンス Ｚ＝Ｒ＋ｊωＬ （５） 単位当たりの並列アドミタンス Ｙ＝Ｇ＋ｊωＣ （６） ここで、問題の多くの場合に対して、漏れ又は損失誘
電体に対応する並列コンダクタンスＧは無視されうる。
第６図は伝送の無限小の長さδｘの直列及び並列素子を
示す。
電体に対応する並列コンダクタンスＧは無視されうる。
第６図は伝送の無限小の長さδｘの直列及び並列素子を
示す。
δｘ→οの限定において： 微分方程式からｉ及びｖを除去するに： −K2＝RG−ω2LC＋ｊω（RC＋LG） （10） 損失のない伝送線の場合には、Ｒ＝Ｇ＝０である時、
下記の通り表される： これらの環境下では信号は導体間の活電体での炎の速
度に等しい速度 で伝搬する。
下記の通り表される： これらの環境下では信号は導体間の活電体での炎の速
度に等しい速度 で伝搬する。
本実施例では、単位長当たり有限直列抵抗Ｒを測定す
るのが必要であり、一般的にＧ＝οであると考えるのが
有効である。振動性及び散逸性条件の比に等しい品質値
Ｑを決定することが便利である。
るのが必要であり、一般的にＧ＝οであると考えるのが
有効である。振動性及び散逸性条件の比に等しい品質値
Ｑを決定することが便利である。
これにより K2＝−ｊωRC（１＋jQ） （13） b/a＝40で5mmの孔の導電体円筒中の125μｍのファイバ
に対し、μ＝ε＝１を考えると、 典型的な膜の抵抗は約1MΩm-1であり、 Ｑ＝（7.4×10-13ω）は１より非常に小さく、100MHz
以下の全ての周波数に対して、1kΩ/m程度に低いファイ
バ抵抗の場合でも小さい。伝搬定数ｋの実数部及び虚数
部が略等しくなる。
に対し、μ＝ε＝１を考えると、 典型的な膜の抵抗は約1MΩm-1であり、 Ｑ＝（7.4×10-13ω）は１より非常に小さく、100MHz
以下の全ての周波数に対して、1kΩ/m程度に低いファイ
バ抵抗の場合でも小さい。伝搬定数ｋの実数部及び虚数
部が略等しくなる。
1MHzの周波数で： αβ7m-1 （16） 1/α（14cm）の距離に亘って、信号振幅は係数1/e
0.37だけ減少し、位相は１ラジアンだけ変わる。これ
は、単位長当たりの位相変化が300mの波形に対応して僅
か0.02である損失ガイドと対照をなす。
0.37だけ減少し、位相は１ラジアンだけ変わる。これ
は、単位長当たりの位相変化が300mの波形に対応して僅
か0.02である損失ガイドと対照をなす。
伝送線に結合され又は結合を外れた電力を予測する重
要なパラメータは、導体間の電位の比として定義される
特性インピーダンスZ0であり、電流はそれらの間を流れ
る： ｋ及びZ0の記号は、軸方向距離ｘが増す方向に伝搬す
る波に対して正であり、反対方向に対して負である。Zo
は無限に長い伝送線又はZ0に等しいインピーダンスで終
端された伝送線の一端に現われるインピーダンスであ
る。
要なパラメータは、導体間の電位の比として定義される
特性インピーダンスZ0であり、電流はそれらの間を流れ
る： ｋ及びZ0の記号は、軸方向距離ｘが増す方向に伝搬す
る波に対して正であり、反対方向に対して負である。Zo
は無限に長い伝送線又はZ0に等しいインピーダンスで終
端された伝送線の一端に現われるインピーダンスであ
る。
有限長の伝送線が一端で整合しない場合、他端に現わ
れるインピーダンスは、終端インピーダンス、伝送線の
長さ及び動作周波数に依存する。炭素被膜された光ファ
イバの一部により構成された有限長の同軸伝送線の場合
には、そのファイバが導電管を通り、終端インピーダン
スは管を越えるファイバの周りの導電性金属加工品の形
及び接近により決定される。その終端インピーダンスが
整合インピーダスでない場合、パワー、は第７図に示す
如くインピーダンスの不連続部から反射される。
れるインピーダンスは、終端インピーダンス、伝送線の
長さ及び動作周波数に依存する。炭素被膜された光ファ
イバの一部により構成された有限長の同軸伝送線の場合
には、そのファイバが導電管を通り、終端インピーダン
スは管を越えるファイバの周りの導電性金属加工品の形
及び接近により決定される。その終端インピーダンスが
整合インピーダスでない場合、パワー、は第７図に示す
如くインピーダンスの不連続部から反射される。
終端インピーダンス（Ｘ＝０）で 終端インピーダンスZaが整合インピーダンス、すなわ
ちZa＝Zoである場合、反射係数はゼロであることは上記
から分る。
ちZa＝Zoである場合、反射係数はゼロであることは上記
から分る。
伝送線への入力がＸ＝−Ｓで、 従来の低損失（高Ｑ）伝送線では、係数σe-2jksの振
幅は略１となり、Ziで大きな変化を生じる。しかし、本
例では、注意は低損失伝送線には向けられず、反射波が
大きく減衰されるよう寸法及び動作周波数を選ぶことが
可能である。
幅は略１となり、Ziで大きな変化を生じる。しかし、本
例では、注意は低損失伝送線には向けられず、反射波が
大きく減衰されるよう寸法及び動作周波数を選ぶことが
可能である。
αｓ＞＞１に対し、 αｓ＞２の場合、終端インピーダンスの変化は最悪の
条件（開回路又は短絡回路）下でZiの±４％の変化より
少なく発生する。同様に、長さが1/αの少なくとも数倍
である伝送線の中央近くに測定タップが配置されている
場合、測定周波数のかかる外部雑音は大いに減衰され
る。
条件（開回路又は短絡回路）下でZiの±４％の変化より
少なく発生する。同様に、長さが1/αの少なくとも数倍
である伝送線の中央近くに測定タップが配置されている
場合、測定周波数のかかる外部雑音は大いに減衰され
る。
前記の考えを用いて、第８図は同軸伝送線フォーマッ
トで作られた第２図の基本単一測定タップ型抵抗測定器
の一例の系統図である。第８図のこの測定器では炭素被
覆された光ファイバ10は梯状に配置された導電管の５つ
の部分80〜84を通る。各部分80〜84は、同じ特性インピ
ーダンスZoの伝送線の長さを形成するようそれを通るフ
ァイバ10の一部と協働する。発振器20からの交換信号は
部分81を通って装置に印加され、この信号の一部は部分
83を介して、システムからタップして取り出され、バッ
ファ増幅器40に供給される。部分81の一端は部分80の端
部の隣りで終端し、部分80はＺ′Ａの値に関係ない部分
81に対する実質的に整合した終端として現われるよう1/
α（典型的に＞2/α）と比較して、十分長くされ、浮遊
インピーダンスはファイバと部分80の端部を越えるその
周囲との間を結合することにより与えられる。同様に部
分84はＺ′Ｂの値によらず部分83に対して実質的に整合
した終端として現われるに十分長く作られ、浮遊インピ
ーダンスはファイバと部分84の終端を越える周囲との間
を結合することにより与えられる。最後に、部分82は部
分81及び83間の整合したインピーダンス接続を提供す
る。測定タップ、部分83からの反射を防ぐため、そのバ
ッファ増幅器40はタップインピーダンスと比較して低い
入力インピーダンスを有さなければならない。或いは有
限増幅入力インピーダンスの効果に対する補償は、例え
ば同軸伝送線導体の寸法を変えることにより可能であ
る。しかし、かかる持続は安定で周波数とは無関係であ
ることを確実にすることは難しく、従って、安定測定装
置の設計は低インピーダンスバッファ増幅器の使用で簡
単化される。
トで作られた第２図の基本単一測定タップ型抵抗測定器
の一例の系統図である。第８図のこの測定器では炭素被
覆された光ファイバ10は梯状に配置された導電管の５つ
の部分80〜84を通る。各部分80〜84は、同じ特性インピ
ーダンスZoの伝送線の長さを形成するようそれを通るフ
ァイバ10の一部と協働する。発振器20からの交換信号は
部分81を通って装置に印加され、この信号の一部は部分
83を介して、システムからタップして取り出され、バッ
ファ増幅器40に供給される。部分81の一端は部分80の端
部の隣りで終端し、部分80はＺ′Ａの値に関係ない部分
81に対する実質的に整合した終端として現われるよう1/
α（典型的に＞2/α）と比較して、十分長くされ、浮遊
インピーダンスはファイバと部分80の端部を越えるその
周囲との間を結合することにより与えられる。同様に部
分84はＺ′Ｂの値によらず部分83に対して実質的に整合
した終端として現われるに十分長く作られ、浮遊インピ
ーダンスはファイバと部分84の終端を越える周囲との間
を結合することにより与えられる。最後に、部分82は部
分81及び83間の整合したインピーダンス接続を提供す
る。測定タップ、部分83からの反射を防ぐため、そのバ
ッファ増幅器40はタップインピーダンスと比較して低い
入力インピーダンスを有さなければならない。或いは有
限増幅入力インピーダンスの効果に対する補償は、例え
ば同軸伝送線導体の寸法を変えることにより可能であ
る。しかし、かかる持続は安定で周波数とは無関係であ
ることを確実にすることは難しく、従って、安定測定装
置の設計は低インピーダンスバッファ増幅器の使用で簡
単化される。
タップインピーダンスは接地された容量タップに結合
された電流から計算されうる、反射を抑圧する定インピ
ーダンス設計を維持するのに、X1−ω/2からX1＋ω/2に
延圧するタップに関しては下式になる： 電極Ｗ＜＜1/αに対し特性長さと比べて短い。
された電流から計算されうる、反射を抑圧する定インピ
ーダンス設計を維持するのに、X1−ω/2からX1＋ω/2に
延圧するタップに関しては下式になる： 電極Ｗ＜＜1/αに対し特性長さと比べて短い。
i1ｖ（X1）・Ｙ・Ｗ ｖ（X1）・ＪωＣ・Ｗ （28） タップは中央導体に接続された大きさC1＝CWの純容量
として作用する。より長いタップに対して、電流は伝送
された信号の源に向かってずれて配置された短いタップ
に誘導される電流に等しい。結合された信号に関して、
タップの長さをω＝1/αを越えて増すようなわずかな利
点がある。
として作用する。より長いタップに対して、電流は伝送
された信号の源に向かってずれて配置された短いタップ
に誘導される電流に等しい。結合された信号に関して、
タップの長さをω＝1/αを越えて増すようなわずかな利
点がある。
従来の回路設計技術を用いて構成されたバッファ増幅
器で達成されうるよりかなり大きいインピーダンスを示
すタップ長を選定することに何ら特別な問題が含まれな
いことが分る。
器で達成されうるよりかなり大きいインピーダンスを示
すタップ長を選定することに何ら特別な問題が含まれな
いことが分る。
部分81は結合キャパシタンスCinを提供すると、 ファイバ上に結合された交流電位は次の様になる。
部分82の長さが、測定タップを発振器20により提供さ
れた信号の注入の点から伝送線より距離D1に隔てるよう
にする場合、ファイバの電圧はvfからvf1に落とされ
る。ここで 部分83から結合キャパシタンスC1を提供するとバッフ
ァ増幅器40に結合される信号電流i1は下式で与えられ
る。
れた信号の注入の点から伝送線より距離D1に隔てるよう
にする場合、ファイバの電圧はvfからvf1に落とされ
る。ここで 部分83から結合キャパシタンスC1を提供するとバッフ
ァ増幅器40に結合される信号電流i1は下式で与えられ
る。
i1＝vf1JωC1 （31） かくて、伝送アドミタンスは下式になる。
これは、容量値タップが高域フィルターとして作用す
るので、結合が低周波数で落ちることを示す。高周波数
では、減衰項 ｅ−αD1 が支配的であり、信号は再び落ちる。コンダクタンスが
小さい範囲の値に制限される場合、これは重要にはなら
ないが、これは伝送アドミタンスの小さい値の不明な出
力を生じる。別な欠点はZo,α及びβの全てがファイバ
コンダクタンスに依存し、出力が非常に非直線的である
ことである。その理由は炭素被覆されたファイバの単位
長当たりの抵抗Ｒの平方根に全く機能的に依存するから
である。
るので、結合が低周波数で落ちることを示す。高周波数
では、減衰項 ｅ−αD1 が支配的であり、信号は再び落ちる。コンダクタンスが
小さい範囲の値に制限される場合、これは重要にはなら
ないが、これは伝送アドミタンスの小さい値の不明な出
力を生じる。別な欠点はZo,α及びβの全てがファイバ
コンダクタンスに依存し、出力が非常に非直線的である
ことである。その理由は炭素被覆されたファイバの単位
長当たりの抵抗Ｒの平方根に全く機能的に依存するから
である。
ファイバコンダクタンスを推論するあいまいさは第９
図に示す如く２つのタップが用いられる場合に解決され
る。この測定器は、第８図の測定器と同じ部品を有する
が導電管の２つの別な部分90,91を含む。部分91は第２
の測定タップを提供し、第２のバッファ増幅器40に接続
される。部分90は部分83から部分91を離間させる。２つ
のバッファ増幅器40は夫々検出器92に接続され、それら
の検出器の出力は対数比ユニット93に供給される。タッ
プ電流の比は下式になる。
図に示す如く２つのタップが用いられる場合に解決され
る。この測定器は、第８図の測定器と同じ部品を有する
が導電管の２つの別な部分90,91を含む。部分91は第２
の測定タップを提供し、第２のバッファ増幅器40に接続
される。部分90は部分83から部分91を離間させる。２つ
のバッファ増幅器40は夫々検出器92に接続され、それら
の検出器の出力は対数比ユニット93に供給される。タッ
プ電流の比は下式になる。
ここで、Ｄは２つのタップ間の離間距離である。同一
のタップ容量C1及びC2に対して、終端効果が抑圧される
場合、比は伝送線特性、周波数、及びタップの離間距離
のみに依存する。被覆されたファイバの単位長当たりの
抵抗はαから増幅比を介して計算されうる。
のタップ容量C1及びC2に対して、終端効果が抑圧される
場合、比は伝送線特性、周波数、及びタップの離間距離
のみに依存する。被覆されたファイバの単位長当たりの
抵抗はαから増幅比を介して計算されうる。
Ｑが１より非常に小さい場合、式（４），（13）は下
式の関係を与える： ＜単位当たりのファイバ抵抗＞ αの測定から振幅比を介してファイバの単位長当たり
の抵抗の値を計算する代りとして、同じ値がβの測定か
ら相対位相を介して計算されうる。この目的の為、２つ
の検出器32はリミターで置き換えられ、位相測定器は対
数比ユニット93で置き換えられる。
式の関係を与える： ＜単位当たりのファイバ抵抗＞ αの測定から振幅比を介してファイバの単位長当たり
の抵抗の値を計算する代りとして、同じ値がβの測定か
ら相対位相を介して計算されうる。この目的の為、２つ
の検出器32はリミターで置き換えられ、位相測定器は対
数比ユニット93で置き換えられる。
前記の分析では暗黙として発振周波数ω及び電極の幾
何学的形状の両方が一定のままであるとした。これは単
位長当たりのファイバ抵抗Ｒの高い又は低い値の両方で
なされる正確度に制限を課する。小さいＲに対して、タ
ップ電流i1、及びi2は略等しく、それらの大きさ又は相
対位相の小さい変化はＲの計算された値に大きな誤差を
与える。かかる変化は特に伝送線部分80及び84が電極間
隔Ｄよりかなり長くない場合、ファイバ位置の横方向の
ずれ又は浮遊容量から生ずる。
何学的形状の両方が一定のままであるとした。これは単
位長当たりのファイバ抵抗Ｒの高い又は低い値の両方で
なされる正確度に制限を課する。小さいＲに対して、タ
ップ電流i1、及びi2は略等しく、それらの大きさ又は相
対位相の小さい変化はＲの計算された値に大きな誤差を
与える。かかる変化は特に伝送線部分80及び84が電極間
隔Ｄよりかなり長くない場合、ファイバ位置の横方向の
ずれ又は浮遊容量から生ずる。
Ｒが大きい場合、i2は離隔Ｄを有するタップ電流の指
数変化及び伝搬定数によりi1より非常に小さくなる。先
ず、これは発振信号のピックアップから浮遊キャパシタ
ンス、不適当な遮藪又は不完全な電源滅結合を介して誤
りを生じ易くする。非常に高いファイバ抵抗に対して、
タップ信号はタップ増幅器の固有雑音以下になる。
数変化及び伝搬定数によりi1より非常に小さくなる。先
ず、これは発振信号のピックアップから浮遊キャパシタ
ンス、不適当な遮藪又は不完全な電源滅結合を介して誤
りを生じ易くする。非常に高いファイバ抵抗に対して、
タップ信号はタップ増幅器の固有雑音以下になる。
第９図に示す構成は正確性及び再現性を確実にするよ
う特別な測定に頼らずにファイバコンダクタンスの10:1
の範囲を取り扱うことができるべきである。より大きな
ダイナミックレンジが必要である場合、１つの選択は発
振器周波数を切換え、１つ以上測定範囲を与えることで
ある。
う特別な測定に頼らずにファイバコンダクタンスの10:1
の範囲を取り扱うことができるべきである。より大きな
ダイナミックレンジが必要である場合、１つの選択は発
振器周波数を切換え、１つ以上測定範囲を与えることで
ある。
第10図は、周波数ωがタップ電流i1とi2間の比を一定
に維持するよう連続的に変えられる別な構成を示す。こ
の測定器は第９図の測定器と同じ７つの部分の導電管の
配置を有する。発振器20は電圧制御発振器100と置き変
えられる。バッファ増幅器は本例では２段増幅器40a及
び40bにより構成される。
に維持するよう連続的に変えられる別な構成を示す。こ
の測定器は第９図の測定器と同じ７つの部分の導電管の
配置を有する。発振器20は電圧制御発振器100と置き変
えられる。バッファ増幅器は本例では２段増幅器40a及
び40bにより構成される。
ミラー積分増幅器は、適宜に商業的に入手できる。集
積回路増幅器により、この構成が低雑音及び低入力イン
ピーダンスを有し、浮遊キャパシタンスへの感度を最小
にするので第１段に用いるのが望ましい。単一ダイオー
ド整流器段101は第２段60bの出力を受ける。第１の測定
タップ用の整流器段は、他の整流器段の出力に比較可能
であるレベルにその出力の値を与える分圧器を形成する
別な抵抗器102を含む。精密整流器段又は二乗法回路を
代りに用いてもよい。詳細は、以下に説明の如く、電圧
信号が１次の周波数に無関係なので重要ではない。非常
に直線的出力が必要である場合、同様の駆動電圧で双方
の整流器を動作させることが有利である。分圧器を省略
する場合、第１チャンネルの電圧増幅器の利得が減少さ
れる。差動増幅器103からは（ｐ・i1−i2）に比例する
誤り信号を発生する。ここでＰは２つのタップ増幅チャ
ンネルの利得の比である。誤り信号は104で積分され、
高レベル交流信号をファイバ伝送線に注入する電圧制御
発振器100の周波数を制御するのに用いられる。
積回路増幅器により、この構成が低雑音及び低入力イン
ピーダンスを有し、浮遊キャパシタンスへの感度を最小
にするので第１段に用いるのが望ましい。単一ダイオー
ド整流器段101は第２段60bの出力を受ける。第１の測定
タップ用の整流器段は、他の整流器段の出力に比較可能
であるレベルにその出力の値を与える分圧器を形成する
別な抵抗器102を含む。精密整流器段又は二乗法回路を
代りに用いてもよい。詳細は、以下に説明の如く、電圧
信号が１次の周波数に無関係なので重要ではない。非常
に直線的出力が必要である場合、同様の駆動電圧で双方
の整流器を動作させることが有利である。分圧器を省略
する場合、第１チャンネルの電圧増幅器の利得が減少さ
れる。差動増幅器103からは（ｐ・i1−i2）に比例する
誤り信号を発生する。ここでＰは２つのタップ増幅チャ
ンネルの利得の比である。誤り信号は104で積分され、
高レベル交流信号をファイバ伝送線に注入する電圧制御
発振器100の周波数を制御するのに用いられる。
適切に選ばれた時定数により、電圧制御発振器100に
より供給される周波数はファイバコンダクタンスを辿
る。同様の結果は位相比較器を用いて可能であるが、位
相不確実性による誤りを避ける注意が必要である。回路
は一定の比i1/i2を維持するようにする閉ループ方式で
ある。従って伝搬定数αびβは一定である。
より供給される周波数はファイバコンダクタンスを辿
る。同様の結果は位相比較器を用いて可能であるが、位
相不確実性による誤りを避ける注意が必要である。回路
は一定の比i1/i2を維持するようにする閉ループ方式で
ある。従って伝搬定数αびβは一定である。
ファイバに注入された電圧は発振器電圧の一定の一部
であり、ミラー積分前置増幅器40a段からの電圧出力も
周波数に無関係になる。現在の状況下で、浮遊インピー
ダンスＺ′Ａ及びＺ′Ｂはほとんど純容量である。伝送
線の端部からの反射によるタップ電流の誤りは浮遊イン
ピーダンスの特性インピーダンスZoに対する比に依存
し、これらの比は、周波数と無関係である。
であり、ミラー積分前置増幅器40a段からの電圧出力も
周波数に無関係になる。現在の状況下で、浮遊インピー
ダンスＺ′Ａ及びＺ′Ｂはほとんど純容量である。伝送
線の端部からの反射によるタップ電流の誤りは浮遊イン
ピーダンスの特性インピーダンスZoに対する比に依存
し、これらの比は、周波数と無関係である。
ファイバコンダクタンスは下式により与えられ： そして、周波数に直接比例するＣは、ファイバがエポ
キシ−アクリル層のような誘電体被膜を有する場合、小
さい補正値で、ファイバ直径の伝送線の孔に対する比に
のみ依存する。１次に対しては、浮遊キャパシタンス
は、コンダクタンス及び周波数に無関係である測定値に
変化をもたらす。換言すれば、スケール係数は、第１の
原理から計算されるものとは違うかもしれないが、測定
範囲に亘って一定である。
キシ−アクリル層のような誘電体被膜を有する場合、小
さい補正値で、ファイバ直径の伝送線の孔に対する比に
のみ依存する。１次に対しては、浮遊キャパシタンス
は、コンダクタンス及び周波数に無関係である測定値に
変化をもたらす。換言すれば、スケール係数は、第１の
原理から計算されるものとは違うかもしれないが、測定
範囲に亘って一定である。
0.2〜5.10-6smの範囲でファイバコンダクタンスを、
すなわち5MΩm-1及び0.2MΩm-1間のファイバ抵抗を測定
するのが必要とされ、光ファイバドロータワー（図示せ
ず）上50cmの長さの中に嵌合するのが必要とされる第10
図の測定器の特別な例の場合には、5mmの孔径は125μｍ
直径ファイバの横方向の変位に対して低感度であるため
の必要条件と効率的なカップリングとの妥協として導電
管のために選ばれる。125μｍの直径ファイバに対し
て、これは、単位長当たりのキャパシタンスの計算値、
Ｃ＝15PFm-1を与える。比i1/i2に対し選ばれた値はｅ≒
2.7であり、これによりαＤ＝１である。伝送線部分80
及び84の長さＳは、浮遊キャパシタンスに対して低感度
であるよう２αｓ＞＞１を満足すべきである。αに対し
て値12.5m-1を選ぶと、Ｄ＝0.08mである。これは部分8
3,90,及び91を各4cm長くすることにより達成される、従
って、タップ容量C1及びC2は0.6PFである。部分81及び8
2も各4cmの長さであり、部分80及び84の両方を15cmの長
さとしうる。1MΩm-1のファイバ抵抗に対して、周波数
出力は1.6MHzである。ファイバコンダクタンス範囲0.2
〜5.10-6smをカバーするため、電圧制御発振器100は330
KHzから8.3MHzまでを掃引しなければならない。
すなわち5MΩm-1及び0.2MΩm-1間のファイバ抵抗を測定
するのが必要とされ、光ファイバドロータワー（図示せ
ず）上50cmの長さの中に嵌合するのが必要とされる第10
図の測定器の特別な例の場合には、5mmの孔径は125μｍ
直径ファイバの横方向の変位に対して低感度であるため
の必要条件と効率的なカップリングとの妥協として導電
管のために選ばれる。125μｍの直径ファイバに対し
て、これは、単位長当たりのキャパシタンスの計算値、
Ｃ＝15PFm-1を与える。比i1/i2に対し選ばれた値はｅ≒
2.7であり、これによりαＤ＝１である。伝送線部分80
及び84の長さＳは、浮遊キャパシタンスに対して低感度
であるよう２αｓ＞＞１を満足すべきである。αに対し
て値12.5m-1を選ぶと、Ｄ＝0.08mである。これは部分8
3,90,及び91を各4cm長くすることにより達成される、従
って、タップ容量C1及びC2は0.6PFである。部分81及び8
2も各4cmの長さであり、部分80及び84の両方を15cmの長
さとしうる。1MΩm-1のファイバ抵抗に対して、周波数
出力は1.6MHzである。ファイバコンダクタンス範囲0.2
〜5.10-6smをカバーするため、電圧制御発振器100は330
KHzから8.3MHzまでを掃引しなければならない。
第１図は直流抵抗測定を行うのに適した装置の系統図、 第２図は交流抵抗測定を行うのに原理的に用いられうる
装置の系統図、 第３図は第２図の装置の等価回路図、 第４図は第２図の装置の変形例の系統図、 第５図は第４図の装置の等価回路図、 第６図は伝送線の無限小の長さの等価回路を示す図、 第７図は集中インピーダンスで終端した伝送線の系統
図、 第８図は第２図の測定器の系統図に等価な伝送線である
抵抗測定器の系統図、 第９図は第４図の測定に等価な伝送線である抵抗測定器
の系統図、 第10図はその伝送線に注入された信号の周波数を制御す
るフィードバックループを組込んだ第９図の測定器の変
形例の系統図である。 10……光ファイバ、11,12……案内ホイール、13……テ
ンソメータホイール、14……摺動接触、20,100……発振
器、40,40a,40b……バッファ増幅器、41……遮蔽、80〜
84,90,91……部分、92……検出器、93……対数比ユニッ
ト、101……整流器段、102……抵抗器、103……差動増
幅器、C1,C2……容量タップ、Cin,Cout……結合容量、
Ｄ……距離、ｉ……信号電流、ｋ……伝搬定数、Ｒ……
ファイバ抵抗、V1……出力信号、Vf……ファイバ、Vi…
…交流信号、Ｚ……インピーダンス。
装置の系統図、 第３図は第２図の装置の等価回路図、 第４図は第２図の装置の変形例の系統図、 第５図は第４図の装置の等価回路図、 第６図は伝送線の無限小の長さの等価回路を示す図、 第７図は集中インピーダンスで終端した伝送線の系統
図、 第８図は第２図の測定器の系統図に等価な伝送線である
抵抗測定器の系統図、 第９図は第４図の測定に等価な伝送線である抵抗測定器
の系統図、 第10図はその伝送線に注入された信号の周波数を制御す
るフィードバックループを組込んだ第９図の測定器の変
形例の系統図である。 10……光ファイバ、11,12……案内ホイール、13……テ
ンソメータホイール、14……摺動接触、20,100……発振
器、40,40a,40b……バッファ増幅器、41……遮蔽、80〜
84,90,91……部分、92……検出器、93……対数比ユニッ
ト、101……整流器段、102……抵抗器、103……差動増
幅器、C1,C2……容量タップ、Cin,Cout……結合容量、
Ｄ……距離、ｉ……信号電流、ｋ……伝搬定数、Ｒ……
ファイバ抵抗、V1……出力信号、Vf……ファイバ、Vi…
…交流信号、Ｚ……インピーダンス。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アラン ロビンソン イギリス国 エセックス シーエム19 ４ディーイー ハーロー ノースブルッ クス 84番地 (56)参考文献 特開 昭57−196168（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01R 27/00
Claims (16)
- 【請求項１】同軸伝送線の内部導体を構成するフィラメ
ントの単位長さ当たりの抵抗の測定が伝送線に注入され
た信号の伝搬定数の測定により得られる、フィラメント
の単位長さ当たりの電気抵抗を無接触で測定する方法で
あって、 内部導体が被覆されたフィラメントで形成される該同軸
伝送線の外部導体は、フィラメントに沿って離間して配
置された複数の電気的に分離した部分に分割され、 単位長さ当たりの該抵抗の測定は、外部導体の該分離し
た部分の中の一つの部分を用いて伝送線に交流信号を注
入し、該分離した部分の中の別の一つの部分に生じた信
号を分析することにより決定される伝送線の伝搬定数の
測定により得られる測定方法。 - 【請求項２】該分離した部分の中の該別の一つの部分に
生じた信号の振幅が該分離した部分の中の更に別の一つ
の部分に生じた信号の振幅と比較される請求項１記載の
方法。 - 【請求項３】比較は注入された交流信号の周波数を制御
するようフィードバックループで用いられる請求項２記
載の方法。 - 【請求項４】該分離した部分の中の該別の一つの部分に
生じる信号の位相が該分離した部分の中の更に別の一つ
の部分に生じた信号の位相と比較される請求項１記載の
方法。 - 【請求項５】比較は注入された交流信号の周波数を制御
するようフィードバックループで用いられる請求項４記
載の方法。 - 【請求項６】内部導体がフィラメントにより構成される
同軸伝送線の複数の電気的に分離した部分に分割された
外部導体を含み、フィラメントの単位長さ当たりの電気
抵抗を測定する抵抗測定器であって、 上記部分の中の一つの部分に接続され、交流信号を伝送
線に印加する発振器と、 上記部分の中の別の一つの部分に接続され、接続された
部分に生じた信号を測定するよう適合した測定手段とが
設けられている抵抗測定器。 - 【請求項７】上記部分の中の該別の一つの部分に接続さ
れた該測定手段が、上記部分の中の更なる別の一つの部
分にも接続され、該部分の中の該別の一つの部分に生じ
た信号と該更なる別の一つの部分に生じた信号とを比較
するよう適合している請求項６記載の抵抗測定器。 - 【請求項８】該測定手段は該生じた信号の振幅を比較す
るよう適合している請求項７記載の抵抗測定器。 - 【請求項９】該測定手段は、発振器の周波数を制御する
よう設けられているフィードバックループ路に接続され
た出力を有する請求項８記載の抵抗測定器。 - 【請求項１０】該測定手段は該生じた信号の相対位相を
比較するよう適合している請求項７記載の抵抗測定器。 - 【請求項１１】該測定手段は、発振器の周波数を制御す
るよう設けられているフィードバックループ路に接続さ
れた出力を有する請求項10記載の抵抗測定器。 - 【請求項１２】既知の直径を有する電気的絶縁性フィラ
メントに塗布された既知の抵抗率の導電膜である膜の厚
さを無接触で測定する方法であって、 膜の厚さは、同軸伝送線の内部導体を構成する被覆され
たフィラメントの単位長さ当たりの抵抗の測定より得ら
れ、 被覆されたフィラメントの単位長さ当たりの抵抗の測定
は、伝送線に注入された信号の伝搬定数を測定すること
により得られ、 内部導体が被覆されたフィラメントで形成された該同軸
伝送線の外部導体は、被覆されたフィラメントに沿って
梯隊に配置された複数の電気的に分離した部分に分割さ
れた導体であり、 該膜の厚さの測定が、外部導体の該分離した部分の中の
一つを用いて伝送線に交流信号を注入し、該分離した部
分の中の別の一つに生じた信号を分析することにより決
定される伝送線の伝搬定数の測定により得られる方法。 - 【請求項１３】該分離した部分の中の該別の一つの部分
に生じた信号の振幅が該分離した部分の中の更に別の一
つの部分に生じた信号の振幅と比較される請求項12記載
の方法。 - 【請求項１４】比較は注入された交流信号の周波数を制
御するようフィードバックループで用いられる請求項13
記載の方法。 - 【請求項１５】該分離した部分の中の該別の一つの部分
に生じる信号の位相が該分離した部分の中の更に別の一
つの部分に生じた信号の位相と比較される請求項12記載
の方法。 - 【請求項１６】比較は注入された交流信号の周波数を制
御するようフィードバックループで用いられる請求項15
記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8912458.0 | 1989-05-31 | ||
| GB8912458A GB2232260B (en) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | Contactless measurement of the electrical resistance per unit length of filaments |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0375573A JPH0375573A (ja) | 1991-03-29 |
| JP2991238B2 true JP2991238B2 (ja) | 1999-12-20 |
Family
ID=10657621
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2141220A Expired - Fee Related JP2991238B2 (ja) | 1989-05-31 | 1990-05-30 | フィラメント単位長当たり電気抵抗の無接触測定方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5083090A (ja) |
| EP (1) | EP0400853B1 (ja) |
| JP (1) | JP2991238B2 (ja) |
| DE (1) | DE69020050T2 (ja) |
| GB (1) | GB2232260B (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5442297A (en) * | 1994-06-30 | 1995-08-15 | International Business Machines Corporation | Contactless sheet resistance measurement method and apparatus |
| US5554935A (en) * | 1995-04-03 | 1996-09-10 | The United States Of America, As Represented By The Secretary Of Agriculture | Mass or weight determination of arbitrarily-shaped dielectric objects by microwave resonator measurements |
| GB9509033D0 (en) * | 1995-05-04 | 1995-06-28 | Macaulay Land Use Research Ins | A measurement device |
| US5923175A (en) * | 1997-06-03 | 1999-07-13 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Apparatus for contactless measurement of the electrical resistance of a conductor |
| US20020113601A1 (en) * | 2000-12-28 | 2002-08-22 | Swank John D. | VSWR monitor and alarm |
| IT201600096419A1 (it) * | 2016-09-26 | 2018-03-26 | Ers Soc A Responsabilita Limitata | Sistema elettronico per misurare un carico incognito. |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB583999A (en) * | 1943-09-23 | 1947-01-03 | Standard Telephones Cables Ltd | Means for testing cables |
| US2746015A (en) * | 1950-12-20 | 1956-05-15 | Bell Telephone Labor Inc | Method of and means for measuring impedance and related quantities |
| SE339115B (ja) * | 1970-09-30 | 1971-09-27 | Stiftelsen Inst Mikrovags | |
| US4300094A (en) * | 1978-04-27 | 1981-11-10 | Micro Sensors, Inc. | Finish measuring method and apparatus |
| GB2052760B (en) * | 1979-06-05 | 1983-03-16 | Int Research & Dev Co Ltd | Moisture measurement of material |
| DE3107675C2 (de) * | 1981-02-28 | 1985-06-20 | Elektro-Physik Hans Nix & Dr.-Ing. E. Steingroever KG, 5000 Köln | Verfahren und Vorrichtung zur elektronischen Messung der Dicke sehr dünner elektrisch leitfähiger Schichten auf nichtleitendem Trägermaterial |
| SU1104442A1 (ru) * | 1982-08-06 | 1984-07-23 | Предприятие П/Я Г-4430 | Сверхвысокочастотный датчик дл измерени погонного сопротивлени высокоомного микропровода |
| US4425542A (en) * | 1982-09-01 | 1984-01-10 | Belden Corporation | Method and apparatus for measuring the surface transfer impedance of a piece of shielded cable |
| US4623835A (en) * | 1984-03-14 | 1986-11-18 | Medical College Of Wisconsin, Inc. | Web thickness sensor using loop-gap resonator |
-
1989
- 1989-05-31 GB GB8912458A patent/GB2232260B/en not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-05-21 DE DE69020050T patent/DE69020050T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-21 EP EP90305474A patent/EP0400853B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-05-30 JP JP2141220A patent/JP2991238B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-31 US US07/531,791 patent/US5083090A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0375573A (ja) | 1991-03-29 |
| GB2232260A (en) | 1990-12-05 |
| EP0400853A3 (en) | 1991-11-27 |
| DE69020050D1 (de) | 1995-07-20 |
| US5083090A (en) | 1992-01-21 |
| DE69020050T2 (de) | 1995-09-21 |
| GB2232260B (en) | 1993-05-19 |
| GB8912458D0 (en) | 1989-07-19 |
| EP0400853A2 (en) | 1990-12-05 |
| EP0400853B1 (en) | 1995-06-14 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
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