JP2989909B2

JP2989909B2 - 復調装置

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Publication number: JP2989909B2
Application number: JP3610691A
Authority: JP
Inventors: 政治内野; 政廣黒田
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 1991-03-01
Filing date: 1991-03-01
Publication date: 1999-12-13
Anticipated expiration: 2014-12-13
Also published as: JPH0575656A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は線型変調されたＴＤＭＡ
信号を受信復調する受信装置に組込まれた復調装置に係
わり、特に、地上相互間における移動無線通信の受信装
置の復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】大量のデジタル情報を少ない回線で、か
つ高速に伝送する手法としてＴＤＭＡ（時分割多元接
続：Time Division Multiple Acces）通信が採用されて
いる。

【０００３】このＴＤＭＡ通信においては、図１２に示
すように、ＴＤＭＡ信号の１つのフレーム周期Ｔ_F内
に、複数個（ｎ個）のバースト信号（バースト周期
Ｔ_B）が収納されるバーストフレームが設定されてい
る。そして、互いに異なる場所に位置する＃１〜＃ｎの
各局は自己に指定されたバースト番号のフレームに送信
すべき情報を含んだバースト信号を挿入していく。受信
局はＴＤＭＡ信号を受信装置で受信して、受信装置内に
組込まれている復調装置でもって復調して、各局からの
情報を取出す。このようなＴＤＭＡ信号を受信する受信
装置に組込まれいる復調装置は例えば図１３に示すよう
に構成されている。

【０００４】例えば、アンテナから入力されたＴＤＭＡ
信号は図示しない受信回路で高周波増幅され、中間周波
数に変換されたのち、復調装置の入力端子１を介して中
間周波数フィルタ２にて不要な周波数成分が除去され
る。そして、リミッタ回路３でもって一定振幅に制御さ
れた後、検波回路４でもって、送信データに対応するシ
ンボルデータに検波される。クロック再生器６はシンボ
ルデータを用いてシンボル同期パルスを再生する。判定
回路５はシンボル同期パルスを用いて正しいシンボルの
みを再生シンボルとして出力する。

【０００５】同期語検出器（ＵＷＤ）７は順次出力され
る再生シンボルを監視して、連続する所定個数の再生シ
ンボルが予め記憶されている同期語と一致したときにバ
ースト信号内の同期語位置を特定する同期語検出信号を
次のフレーム同期ＰＬＬ回路８へ送出する。フレーム同
期ＰＬＬ回路８は、前記同期語検出信号に基づくフレー
ム同期パルスを次の図示しない多重化分離装置へ送出す
る。多重化分離装置はシンボル同期パルス，フレーム同
期パルスを用いて再生シンボルを各局毎のデータに分離
する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１３
に示す復調装置においてもまだ次のような課題があっ
た。

【０００７】すなわち、前述したＴＤＭＡ信号は一度に
大量の情報を送信するために一つの回線を周波数分割し
て使用する。したがって、ＴＤＭＡ信号の変調方式が例
えば周波数変調や位相変調のみであれば、図１４（ａ）
に示すようにその振幅は一定である。また周波数特性は
図１４（ｂ）に示すように山形波形となる。したがっ
て、一つの信号の占有する周波数帯域Ｗ_Fは広くなる。
その結果、周波数領域を有効に活用していない。このよ
うな不都合を解消するために、ＴＤＭＡ信号の変調方式
として線型変調の採用が提唱されている。

【０００８】この線型変調方式は、周知のように、Ｍを
２以上の自然数とし、図１５に示すように、円周をＭ等
分する角度をΘ₁，Θ₂，…Θ_Mとし、φ_n，ａ_n，ａ
_n´を実数とし、ｊを虚数単位とし、さらに、ｈ_B(t)
をローパスフィルタのインパルス応答とすると、

【０００９】ｅｘｐ［ｊφ_n］＝ｅｘｐ［ｊΘ_n］＝ａ_n＋ｊａ_n´ …(1) そして、各ベースバンド信号ｕ_I(t) ，ｕ_Q(t)は．(2)
(3)式となる。

【００１０】

【数１】但し、Ｚは全ての整数の集合である。そして、最終の線
型変調信号ｕ(t) は(4) 式となる。ｕ(t) ＝Ｒｅ[{ｕ_I(t) ＋ｊｕ_Q(t)}exp{ｊ２πｆ_cｔ}]

【００１１】＝ｘ_I(t)cos２πｆ_cｔ−ｘ_Q(t)sin２πｆ_cｔ …(4) また、ＴＤＭＡ信号における前述したバースト信号ｓ
(t) は窓関数ｗ(t) を用いて(5) 式で示される。ｓ(t) ＝ｕ(t) ｗ(t) …(5) なお、窓関数ｗ(t) はｔ≦０およびｔ≧Ｔ_B（バースト
周期）で０となる。

【００１２】したがって、この線型変調信号ｕ(t) は
(4) 式でも理解できるように、図１４（ｃ）に示すよう
に振幅が情報に応じて変化する。そして、線形変調信号
ｕ(t)の周波数特性は図１４（ｄ）に示すようにほぼ方
形波形となる。したがって、一つの信号の占有する周波
数帯域Ｗ_Fは図１４（ｂ）に比較して狭く設定できるの
で、周波数領域を有効に使用できる。

【００１３】しかし、一般にＴＤＭＡ通信を衛星との間
における通信に使用する場合は、フェーディング現象が
ほとんど発生しないが、移動無線装置のように地上局ど
うしの通信においては、フェーディング現象が発生し
て、図１４（ｅ）に示すように、受信したＴＤＭＡ信号
の振幅が大きく変動する。この変動量は場合によっては
６０ｄＢ以上に達することがある。

【００１４】したがって、図１３に示す従来装置におい
ては、リミッタ回路３でもって振幅を一定にカットした
のち検波を行っている。つまり、図１４（ａ）に示す振
幅一定のＴＤＭＡ信号であればリミット回路３を用いて
振幅を一定レベルでスライスしても復調性能に影響はな
い。しかし、図１４（ｃ）に示す線型変調信号において
は、振幅も重要なデータ情報を担うので、リミッタ回路
３で振幅を一定値にスライスすると情報が正確に伝送さ
れない。

【００１５】また、フェーディング現象によるレベル変
動を吸収する広いダイナミックレンジを有したＡＤ変換
器は複雑かつ非常に高価にものになり、さらにＡＤ変換
器から出力されるデータの桁数が膨大になり、回路構成
も複雑化する。したがって、現在では、復調装置全体を
アナログ回路で構成せざるを得ない。しかし、アナログ
回路はＩＣ化が困難な回路が多くて、装置全体を小型化
することが困難であった。

【００１６】また、ＴＤＭＡ通信におけるデータの伝送
速度は３００ｋbps以上の高速が要求されている。した
がって、フレーム同期やクロック同期を、ループフィル
タやＰＬＬ回路で実現しているために、常時これらの回
路を動作状態に維持する必要がある。そのために、間欠
受信制御を採用して消費電力を低減することが簡単に実
現できない問題がある。特に、移動無線局等において
は、バッテリ電源を採用しているので、短期間にバッテ
リを交換しなければならない問題が生じる。

【００１７】また、アナログ回路で構成すると、受信信
号の品質、すなわちビット誤率の予測が困難であり、操
作者が例えばフェーディング現象に起因する現在の信号
状態を簡単に把握できない問題もある。

【００１８】また、一般にＴＤＭＡ信号を分離するため
には、きわめて複雑な処理が必要でるので、図１３に示
す簡単なアナログ回路構成であると、ＴＤＭＡ信号の受
信開始時刻から正しく復調できるまでの時間（アクイジ
ョン時間）が長くなる問題もある。

【００１９】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
ものであり、アナログの入力信号をデジタルの入力信号
値に変換するＡＤ変換器としてμ則量子化則を利用した
ＡＤ変換器を用いることにより、たとえフェーディング
現象等に起因して入力信号の振幅が大きく変動したとし
ても、入力信号を正しく復調でき、かつ装置全体をデジ
タル回路素子で構成でき、装置全体を小型軽量に形成で
き、かつ復調データのビット誤率を大幅に低減でき、さ
らに、消費電力を低減できる復調装置を提供することを
目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解消するため
に本発明の復調装置は、内部クロックｆ_Cを用いて線型
変調されたＴＤＭＡ信号のフレーム周期Ｔ_F，シンボル
周期Ｔ_SYM，標本化周期Ｔ_S，バースト周期Ｔ_B等の各
基準周期を計数するカウンタ群と、このカウンタ群の各
基準周期および入力された１周期前のバース周期のオフ
セット情報Ｂ_Jに基づいてバースト番号Ｊ，標本化パル
スｆ_S，シンボル同期パルスｆ_SYMおよびリセットパル
スＲ_Sを出力する比較手段と、

【００２１】標本化パルス入力毎に、一対のアナログ入
力信号をμ則量子化則でもってデジタルの入力信号値ｘ
_I，ｘ_Qに量子化する一対のＡＤ変換器と、シンボル同
期パルス入力毎に、各ＡＤ変換器から出力された各入力
信号値を用いて入力信号間の複素偏角φを算出する複素
偏角算出手段と、シンボル同期パルス入力毎に、複素偏
角の基準角度θ_Jとの間の位相角度に基づいて再生シン
ボルｋを算出すると共に位相誤差θ_eを算出するシンボ
ル再生手段と、このシンボル再生手段から順次出力され
る連続する所定個数の再生シンボルが予めに記憶されて
いるバースト信号の同期語ＵＷと一致したときに同期語
検出信号を出力する同期語検出手段と、リセットパルス
入力から同期語検出信号入力までのシンボル数を計数し
てバースト信号上の同期語位置Ｋ₀を出力するシンボル
番号カウンタと、

【００２２】シンボル同期パルス入力毎に、シンボル再
生手段から出力された位相誤差の２乗平均値ζ´および
平均値θ_e´を算出する第１，第２の累算手段と、標本
化パルス入力毎に、各ＡＤ変換器から出力された各入力
信号値から入力信号の振幅ｙを算出する振幅算出手段
と、振幅算出手段から順次出力される振幅を用いて、入
力信号における各シンボル毎の実数値ｙ_Iおよび虚数値
ｙ_Qを算出する直交検波手段と、バースト周期毎に、同
期語位置，位相誤差の２乗平均値および平均値，前記入
力信号の実数値および虚数値からオフセット情報，基準
角度を求めて出力する制御手段とを備えたものである。

【００２３】

【作用】このように構成された復調装置においては、ア
ナログの各入力信号は各ＡＤ変換器でもってテジタルの
入力信号値に変換される。この場合、各ＡＤ変換器はμ
則量子化則を用いた非一様量子化器で構成されている。
すなわち、このＡＤ変換器は、入力値を対数に変換し
て、その引数（インデックス）を出力する。したがっ
て、たとえ入力信号の信号レベルが１０倍，１００倍と
いうように桁違いに変化したとしても、出力される引数
（インデックス）の桁数は変化しない。その結果、たと
えフェーディング現象等に起因して、入力信号の振幅が
大きく変動したとしても、出力されるデジタルの信号値
のＳＮＲ_Q（信号電力対量子化雑音比）が大きく変化す
ることはない。

【００２４】したがって、この各ＡＤ変換器から出力さ
れた引数ｉで示されたデジタルの各信号値ｘ_I，ｘ_Qを
用いて、複素偏各φ，再生シンボルｋ，位相誤差θ_e，
２乗平均値ζ´平均値θ_e´振幅ｙが所定の精度で算出
される。そして、これらを用いて同期語位置Ｋ₀，実数
値ｙ_Iおよび虚数値ｙ_Qが算出されて、制御手段へ送出
される。

【００２５】制御手段は、これらを用いてオフセット情
報Ｂ_J，基準角度θ_Jを出力する。比較手段は、このオ
フセット情報Ｂ_Jを用いて次のバースト周期の信号を受
信解析するためのシンボル同期パルスｆ_SYM，標本化パ
ルスｆ_SおよびリセットパルスＲ_Sを各手段に送出す
る。

【００２６】すなわち、この比較手段から出力される各
パルスの出力タイミングは常に一つ前のバースト周期で
受信したシンボルによって得られるオフセット情報Ｂ_J
によって自動修正されることになる。

【００２７】

【実施例】以下本発明の一実施例を図面を用いて説明す
る。図２は実施例の復調装置が組込まれた受信装置全体
の概略構成を示すブロック図である。

【００２８】線型変調されたＴＤＭＡ信号はアンテナ１
１を介して高周波フィルタ１２でもって雑音等の不要周
波数成分が除去された後、高周波増幅器１３で増幅され
る。増幅された入力信号はミキサ回路１４でもって水晶
発振器１６が接続されたシンキシンセサイザ１５から出
力された局部発振信号Ｌ_Oと信号合成され、中間周波数
に変換される。この中間周波数に変換された入力信号は
中間周波数フィルタ１７を通過し、中間周波数増幅器１
８で信号増幅された後、０°分配器２０へ入力される。
０°分配器２０で分岐された各入力信号はそれぞれミキ
サ回路２１ａ，２１ｂへ入力される。

【００２９】なお、復調装置２５内にＩＳＤＮの（２Ｂ
＋Ｄ）信号を利用して内部クロック信号ｆ_Lを作成する
クロック発生器４３が組込まれていた場合には、このク
ロック発生器４３からの内部クロック信号ｆ_Lをシンセ
サイザ１５へ印加すればよいので、前記水晶発振器１６
を省略することが可能である。

【００３０】発振器２２から出力された基準信号は９０
°位相器２３でもって互いに位相が９０°異なる二つの
信号に変換されて各ミキサ回路２１ａ，２１ｂへ入力さ
れる。したがって、各ミキサ回路２１ａ，２１ｂから出
力されたのちバンドパスフィルタ２４ａ，２４ｂを通過
した入力信号は互いに位相が９０°（π／２）異なるＩ
信号およびＱ信号として、復調装置２５へ入力される。

【００３１】復調装置２５は入力されたアナログの各入
力信号から、この受信装置で受信したＴＤＭＡ信号を解
析するための再生シンボルｋ，バースト番号Ｊ，リセッ
トパルスＲ_Sを算出して多重分離装置２６へ送出する。
多重分離装置２６は入力された再生シンポルｋを、バー
スト番号ＪおよびリセットパルスＲ_Sを用いて各バース
ト信号毎、すなわち送信局毎にデータを分離して解読す
る。解読された再生データは無線部制御コンピュータ２
７へ送出される。

【００３２】前記ＴＤＭＡ信号は、図３に示すように、
１フレーム周期Ｔ_F内に送信局数に対応する数のバース
ト周期Ｔ_Bを有するバースト信号が組込まれる。そし
て、各バースト信号にはバースト番号Ｊが付されてい
る。実施例においては、１フレーム周期Ｔ_F内に４個の
バースト信号が含まれる。

【００３３】各バースト信号内には、０番からＭ_S-1ま
でシンボル番号が付されたシンボル周期Ｔ_SYMを有する
Ｍ_S個のシンボル（１データ）が設定されている。そし
て、０番から３番までの４個のシンボル（４データ）に
は、各送信局どうしで信号が重複しないための猶予時間
であるガード時間ＧＴが設定され、次の４番から７番ま
での４個のシンボル（４データ）には、このバースト信
号を特定するための同期語が格納される。そして、８番
目以降に送信すべき情報が格納される。さらに、１シン
ボルは０番から３番までの標本番号が付された標本化周
期Ｔ_Sを有する４個のビットデータで構成されている。
図１は復調装置２５の概略構成を示すブロック図であ
る。

【００３４】図２の各バンドパスフィルタ２４ａ，２４
ｂから出力された位相が互いに９０°異なるアナログ入
力信号のＩ信号およびＱ信号は同一構成のＡＤ変換器３
１ａ，３１ｂへ入力される。この各ＡＤ変換器３１ａ，
３１ｂは前述したように、μ則量子化則を用いた非一様
量子化器で構成されており、比較手段３８から出力され
る標本化パルスｆ_S入力毎に、Ｉ信号およびＱ信号に対
応する引数（インデックス）ｉで表現された信号値
ｘ_I，ｘ_Qを算出して複素偏角算出手段３２および振幅
算出手段３３へ送出する。すなわち、各ＡＤ変換器３１
ａ，３１ｂは、入力値ｘを(6) 式で示す特性関数ｖ(x)
に変換する。ｖ(x) ＝Ｓgn(x) ln[1+ μ｜ｘ｜/V] ・V ／ln[1+ μ] …(6) ln：自然対数の底

【００３５】なお、V は最大入力値（振幅）であり、入
力値ｘは−V から＋V の範囲の値を取ることができる。
また、Ｓgn(x) は入力値ｘの正（＋）又は負（−）の符
合である。そして、この特性関数ｖ(x) の値ξを引数
（インデックス）ｉとして出力する。したがって、演算
や変換のためにこのインデックスｉから入力値ｘの量子
化値ξは次の(7) で求まる。 ξ_i＝（ｘ_i＋ｘ_i+1）／２ …(7) なお、図４に特性関数ｖ(x) 、および入力値ｘの確率密
度関数ｐ_X（ｘ）を示す。このような構成のＡＤ変換器
３１ａ，３１ｂにおけるＳＮＲ_Q（信号電力対量子化雑
音比）は一般に(8) 式で示される。ＳＮＲ_Q＝ＳＮＲ_Qmax −Ｄ …(8) 但し、最大値ＳＮＲ_Qmax は、μ＝10000 ，出力引数の
ビット長（桁数）Ｌ_Qが８ビットの場合、ＳＮＲ_Qmax ＝4.77＋ 6Ｌ_Q−２０log｛ln(1＋μ）｝＝３２ｄＢであり、たとえ８ビットのデジタルデータを取出したと
しても十分余裕のある値である。また、Ｄは劣化量であ
り、(9) 式で示される。Ｄ（β）＝10 log［（１／μβ）² ＋２／（ｍμβ）＋１］ …(9) ここでβは入力信号のＲＭＳ値と最大入力値V との比で
示され、ｍは入力信号のＲＭＳ値と入力信号の絶対値の
平均値との比で示される。

【００３６】(9) 式において、劣化量Ｄが６ｄＢになる
点は、図４のＳＮＲ_Q特性にも示すように、ほぼμβ＝
１の時である。したがって、２０log μが実質的なダイ
ナミックレンジであり、ＳＮＲ_Qが６ｄＢ劣化するまで
の範囲を示している。したがって、ダイナミックレンジ
は８０ｄＢとなる。

【００３７】ＳＮＲ_Qが３０ｄＢ確保できれば、前述し
た位相の分割数Ｍが８程度の線型変調信号の復調は、こ
のＡＤ変換器３１ａ，３１ｂにおけるＳＮＲ_Qの影響を
全く受けない。

【００３８】図１の複素偏角算出手段３２は例えば図５
に示すように、１６ビット構成のＤ型フリップフロップ
３２ａと、Ｔan^-1のデータをテーブル形式で記憶するＲ
ＯＭテーブル３２ｂ，複素偏角φが所属する象現を判断
する４象現変換論理回路３２ｃ，８ビット構成のＤ型フ
リップフロップ３２ｄとで構成されている。そして、シ
ンボル同期パルスｆ_SYMが入力する毎に、各ＡＤ変換器
３１ａ，３１ｂから出力された信号値ｘ_I，ｘ_Qを用い
て複素偏角φを算出する。

【００３９】具体的には、Ｄ型フリップフロップ３２ａ
から出力された信号値のｘ_I，ｘ_Qを除算してテーブル
ＲＯＭ３２ｂで角度を検索し、Ｄ型フリップフロップ３
２ａから出力された符合に基づいて４象現変換論理回路
３２で象現を判断して、最終の複素偏角φを決定して、
一旦Ｄ型フリップフロップ３２ｄに格納する。そして次
のシンボル同期パルスｆ_SYMに同期して次のシンボル再
生手段３４へ送出する。

【００４０】シンボル再生手段３４は、８ビットのＤ型
フリップフロップ３４ａ，８ビットの減算器３４ｂ，８
ビットのＤ型フリップフロップ３４ｃ，判定回路３４
ｄ，７ビットのＤ型フリップフロップ３４ｅとで構成さ
れている。

【００４１】そして、このシンボル再生手段３４におい
ては、減算器３４ｂでもって今回のシンボル周期Ｔ_SYM
で得られた複素偏角φ［ｔ₀＋ｉＴ_SYM］とＤ型フリッ
プフロップ３４ａにラッチされている前回のシンボル周
期Ｔ_SYMで得られた複素偏角φ［ｔ₀＋（ｉ＋１）Ｔ
_SYM］との差の複素偏角Δφ_iを算出する。さらに、制
御手段３７から入力している基準角度θ_Jを用いて(10)
式に示す、基準角度θ_Jからの位相角度Δφ_iを算出す
る。 Δφ_i＝φ［ｔ₀＋ｉＴ_SYM］−φ［ｔ₀＋（ｉ−１）Ｔ_SYM］−θ_J …(10) そして、判定回路３４ｄでもって、２πｋ／Ｍ≦Δφ_i＜２π（ｋ＋１）／Ｍ …(11) 但し、ｋ＝０，１，……，Ｍ−１この条件を満たした時に再生シンボルｋをＤ型フリップ
フロップ３４ｄを介して次の同期語検出手段３６へ出力
する。また、同時に、位相誤差θ_eを算出して出力す
る。 θ_e（ｔ₀＋ｉＴ_SYM）＝φ［ｔ₀＋ｉＴ_SYM］

【００４２】−φ［ｔ₀＋（ｉ＋１）Ｔ_SYM］−θ_J−
θ(k)…(12) 但し、 θ(k) ＝［２πｋ／Ｍ＋２π（ｋ＋１）／Ｍ］／２同期語検出手段３５は、図６および図７に示すように、
Ｌビットのシフトレジスタ３５ａと２×Ｌの比較器３５
ｂとで構成されている。

【００４３】シンボル再生手段３４から、シンボル同期
パルスｆ_SYMに同期して、順次入力される再生シンボル
ｋはＬビットのシフトレジスタ３５ａの各レジスタを順
番にシフトされていく。したがって、シフトレジスタ３
５ａは直列Ｌビット分の再生シンボルｋをＬビットの並
列シンボルに変換する。Ｌビットの再生シンボルｋ_i，
ｋ_i+1，…．ｋ_i+L-1は比較器３５ｂににて、比較手段
３８内のレジスタファイル３８ｂ内に記憶されている該
当バースト信号の同期語ＵＷ（ＵＷ₀，ＵＷ₁，…，Ｕ
Ｗ_L-1）と一致するか否かが１ビットづつ比較され、Ｌ
ビット全部が一致した（Ａ＝Ｂ）タイミングで同期語検
出信号を次のシンボル番号カウンタ３６へ送出する。

【００４４】シンボル番号カウンタ３６は、図７に示す
ように、１個の７ビットカウンタ３６ａと２個の７ビッ
トのＤ型フリップフロップ３６ａ，３６ｂとで構成され
ている。

【００４５】７ビットカウンタ３６ａは、比較手段３８
から、バースト周期Ｔ_Bの立上りに同期して出力される
リセットパルスＲ_Sにて計数値が０にリセットされ、シ
ンボル同期パルスｆ_SYM数、すなわちバースト信号Ｔ_B
の立上がりからのシンボル数（シンボル番号）を計数す
る。そして、Ｄ型フリップフロップ３６ｃは、同期語検
出信号（Ａ＝Ｂ）を受信すると、その時点における７ビ
ットカウンタ３６ａの計数値を同期語位置Ｋ₀として制
御手段３７へ送出する。一方、シンボル再生手段３４か
ら出力される位相誤差θ_eは２乗手段３９および第２の
累算手段４１へ入力される。

【００４６】２乗手段３９および第１，第２の累算手段
４０，４１は、図６に示すように、１０ビットの２乗算
ＲＯＭ３９ａ、共用の１６ビットのＤ型フリップフロッ
プ４０ａ、１７ビットの加算器４０ｂ，１７ビットのＤ
型フリップフロップ４０ｃ、１４ビットの加算器４１
ｂ，１４ビットのＤ型フリップフロップ４１ｃで構成さ
れている。

【００４７】すなわち、入力された位相誤差θ_eは２乗
算ＲＯＭ３９ａを検索することによって、２乗値ζ（＝
θ_e ² ）に変換される。そして出力された２乗値ζは、
シンボル同期パルスｆ_SYM入力毎に、Ｄ型フリップフロ
ップ４０ａを介して加算器４０ｂへ入力される。加算器
４０ｂはリセットパルスＲ_Sが入力されるまでこの２乗
値ζを累積する。したがって、バースト周期Ｔ_Bの終了
直前には累算値は

【００４８】

【数２】

【００４９】となる。この累算値を位相誤差θ_eの２乗
平均値ζ´に対応する値として、制御手段３７のレジス
タファイル３７ａへ送出する。すなわち、この累算値を
バースト信号に含まれるシンボル数Ｍ_Sで除算すれば２
乗平均値ζ´が求められる。なお、リセットパルスＲ_S
が入力されると、累算値は０にリセットされる。

【００５０】一方、入力された位相誤差θ_eはＤ型フリ
ップフロップ４０ａを介して直接加算器４１ｂに入力さ
れる。加算器４１ｂはリセットパルスＲ_Sが入力される
までこの位相誤差θ_eを累積する。したがって、バース
ト周期Ｔ_Bの終了直前には累算値は

【００５１】

【数３】

【００５２】となる。この累算値を平均値θ_e´に対応
する値として制御手段３７のレジスタファイル３７ａへ
送出する。すなわち、この累算値をバースト信号に含ま
れるシンボル数Ｍ_Sで除算すれば平均値θ_e´が求ま
る。なお、リセットパルスＲ_Sが入力されると、累算値
は０にリセットされる。

【００５３】次に、振幅算出手段３３は、図８に示すよ
うに、１６ビットのＤ型フリップフロップ３３ａ，２乗
算ＲＯＭ３３ｂ，３３ｃ，３２ビットのＤ型フリップフ
ロップ３３ｄ，１６ビットの加算器３３ｅで構成されて
いる。

【００５４】そして、標本化パルスｆ_Sが入力される毎
に、Ｄ型フリップフロップ３３ａを介して入力された各
信号値ｘ_I，ｘ_Qを２乗算ＲＯＭ３３ｂ，３３ｃを用い
て２乗値を検索する。そして、検索された各２乗値ｘ_I
² ，ｘ_Q ² を加算器３３ｅで加算して入力信号の瞬時に
おける振幅ｙを得る。ｙ＝ｘ_I ² ＋ｘ_Q ² …(13) 得られた振幅ｙは次の直交検波手段４２へ入力される。

【００５５】直交検波手段４２は、図８に示すように、
１６ビットのＤ型フリップフロップ４２ａ，１６ビット
の排他的論理輪ゲート４２ｂ，２４ビットの加算器４２
ｃ，２４ビットのＤ型フリップフロップ４２ｄ，４２
ｅ，除算器４２ｆ，インバータ４２ｇ，２４ビットのマ
ルチプレクサ４２ｈで構成されている。

【００５６】そして、振幅算出手段３３から標本化周期
Ｔ_S毎に入力される振幅ｙを一つのシンボル周期Ｔ_SYM
に亘って累積して(14)式で示される複素累積値Ｚ_4Msを
算出する。

【００５７】

【数４】

【００５８】そして、前記シンボル周期Ｔ_SYM毎に、こ
の複素累積値Ｚ_4Msの実数値ｙ_Iと虚数値ｙ_Qを算出し
て制御手段３７のレジスタファイル３７ａへ送出する。ｙ_I＝Ｒｅ［Ｚ_4Ms］，ｙ_Q＝Ｉｍ［Ｚ_4Ms］ …(15)

【００５９】カウンタ群は図１に示すように４個のカウ
ンタ４４，４５，４６，４７で構成されている。そし
て、この各カウンタにはクロック発生器４３から内部ク
ロックｆ_Lが入力される。

【００６０】クロック発生器４３は図９に示すように構
成されている。すなわち、ＩＳＤＮの（２Ｂ＋Ｄ）信号
の１９２ｋbps 信号をクロック発生回路４３ａで抽出
し、位相検波器４３ｂ，ローパスフィルタ４３ｃ，同期
／非同期切換スイッチ４３ｄ，電圧制御発振器（ＶＣＸ
Ｏ）４３ｅ，分周器４３ｆからなるＰＬＬ回路でもって
周波数および位相が安定した15.36 ＭHzの信号を得て、
この信号を分周器４３ｇで１／３に分周して5.12ＭHzの
内部クロックｆ_Lを得ている。

【００６１】各カウンタ４４〜４７および比較手段３８
は例えば図１０に示すように、コンパレータアレイ３８
ａとＤ型フリップフロップ３８ｂとで構成されている。
コンパレータアレイ３８ａは二つの入力値の比較を行
い、一致または所定範囲内に入った所で所定の出力端子
に［真］の論理値を出力する。それ以外は［偽］の論理
値を出力する。

【００６２】前記クロック発生器４３から内部クロック
ｆ_Lが各カウンタに入力し、各カウンタを動作させる。
この場合、各カウンタ４４〜４７を動作させた後、任意
の時刻ｔ＝ｔ₀＋（ｍ_L／ｆ_L）＋τ ｍ_L＝０，１，３，… ０≦τ＜１／ｆ_L における各カウンタ４４〜４７の出力値Ｋ_R，Ｋ_S，Ｋ
_B，Ｋ_Fは次のような関係を有する。ｍ_L＝Ｋ_R＋Ｋ_SＭ_R＋Ｋ_BＭ_RＭ_S＋Ｋ_FＭ_RＭ_SＭ_B …(16)

【００６３】なお、当然、各出力Ｋ_R，Ｋ_S，Ｋ_B，Ｋ
_Fはそれぞれ０から各値Ｍ_R，Ｍ_SＭ_B，Ｍ_Fから１を
減じたすべての自然数を取ることができる。逆に、Ｋ_R＝ｍ_Lmod Ｍ_R Ｋ_S＝｛（ｍ_L−Ｋ_R）／Ｍ_R｝mod Ｍ_S Ｋ_B＝｛（ｍ_L−Ｋ_R−Ｋ_SＭ_R）／Ｍ_RＭ_S｝mod Ｍ_B Ｋ_F＝（ｍ_L−Ｋ_R−Ｋ_SＭ_R−Ｋ_BＭ_RＭ_S）／（Ｍ_RＭ_SＭ_B）…(17) なお、ｍ_Lmod Ｍ_Rは整数ｍ_Lを整数Ｍ_Rで除算した場
合の余りを示す。したがって、ｍ_Lの範囲が０≦ｍ_L≦Ｍ_RＭ_SＭ_BＭ_F−１ …(18) であれば、各出力値とｍ_Lは１対１でもって対応し、時
刻が範囲τの分解能で把握できる。逆に、ｍ_Lが(18)式
の範囲を越えても出力からＴmax ＝Ｍ_RＭ_SＭ_BＭ_Fｎ_L （ｎ_Lは全ての自然数を取り得る）刻みで時間（周期）が把握できる。したがって、サンプ
リング周期Ｔ_SYM´，バースト周期Ｔ_B´，フレーム周
期Ｔ_F´が(19)式にて与えられる。Ｔ_SYM´＝Ｍ_R／ｆ_L Ｔ_B´＝Ｍ_SＴ_SYM´ Ｔ_F´＝Ｎ_BＴ_B´ …(19) 前述したように、内部クロックｆ_LはＩＳＤＮから与え
られているので、非常に正確である。

【００６４】したがって、この復調装置２５の比較手段
３８から出力されるシンボル同期パルスの周波数ｆ_SYM
´の受信したＴＤＭＡ信号の周波数ｆ_SYMに対する周波
数偏差（誤差率）σ_yは σ_y＝（ｆ_SYM´−ｆ_SYM）／ｆ_SYM …(20)

【００６５】となり、例えば３ppm 以下という充分小さ
い値である。したがって、Ｔ秒経過後の時刻ずれはＴσ
_y秒以下である。例えば、Ｔ＝１，σ_y＝３ppm の場
合、時刻ずれは３μ秒以下となる。このことは、シンボ
ル周波数が16ｋHzであった場合には、１秒経過しても0.
5シンボルしかずれないことを示す。

【００６６】一方、比較手段３８には、制御手段３７か
らリセットパルスＲ_Sの立上がりに同期して、次に受信
しょうとするＪ番目のバースト信号に対するオフセット
情報Ｂ_Jが送信されてくる。そして、このオフセット情
報Ｂ_Jに基づいて、各カウンタ４４〜４７の出力Ｋ_R，
Ｋ_S，Ｋ_B，Ｋ_Fを(19)式の値と比して、一致または許
容範囲に入った時点で、標本化パルスｆ_S，シンボル同
期パルスｆ_SYM，リセットパルスＲ_S，起動信号をそれ
ぞれ出力する。同時に、リセットパルスＲ_Sを計数して
バースト番号Ｊを保持する。例えば、標本化パルスｆ_S
はオフセット情報Ｂ_Jのなかの、０〜（Ｍ_R−１）の任
意の整数Ｋ_R（Ｊ）によって、［Ｋ_R−Ｋ_R（Ｊ）］mod ［Ｍ_R／４］＝０ …(21) が成立した場合に［真］になり、他の場合は［偽］とな
る。但し、Ｍ_Rは４の倍数である。また、シンボル同期
パルスｆ_SYMはオフセット情報Ｂ_Jのなかの，０〜（Ｍ
_S−１）の任意の整数Ｋ_R（Ｊ）によって、Ｋ_R＝Ｋ_S（Ｊ） …(22) が成立した場合に［真］になり、他の場合は［偽］とな
る。さらに、リセットパルスＲ_Sはオフセット情報Ｂ_J
のなかのＫ₁（Ｊ）において、Ｋ_R＝Ｋ_S（Ｊ），Ｋ_S＝Ｋ₁（Ｊ） …(23) が同時に成立した時に［真］になり、他の場合は［偽］
となる。バースト番号Ｊを計数するカウンタはオフセッ
ト情報Ｂ_JのなかのＫ_B（Ｊ）によって、Ｋ_R＝Ｋ_S（Ｊ），Ｋ_S＝Ｋ₁（Ｊ），Ｋ_B＝Ｋ_B（Ｊ） …（24）の３つが同時に成立した時点でリセットされ、バースト
番号Ｊは０になる。起動信号は、オフセット情報Ｂ_Jの
なかのＫ₂（Ｊ）により、［ｍ_L−Ｋ₂（Ｊ）］mod Ｋ₃＝０が成立してから［ｍ_L−Ｋ₂（Ｊ）］mod Ｋ₃＝Ｍ_RＭ_S＋Ｋ₄ …(25) が成立するまでの期間に［真］になり、他の場合は
［偽］となる。バースト信号のなかでは、パルスの周波
数は一定であるがリセットパルスＲ_Sが立ち上がった瞬
間大きく変化する。リセットパルスＲ_Sの近傍は、ちょ
うどガード期間ＧＴに相当するので、この大きな周波数
変化は復調器２５としての性能劣化にはならない。ま
た、バースト信号内では、Ｔ_F´−Ｔ_F＝Ｔ_Fσ_yしか
時刻誤差が増大しない。

【００６７】例えば、シンボル周波数ｆ_SYM＝１６０ｋ
Hz，フレーム周波数ｆ_F＝２００Hz，バースト周波数ｆ
_B＝１．６ｋHz，内部クロック周波数誤差σ_y＝３ppm
とすると、誤差Ｔ_Fσ_y＝１５nsとなる。この値は、シ
ンボル周期Ｔ_SYMの０．２４％であり、シンポル周期に
対して無視できる値である。

【００６８】制御手段３７は、この制御手段３７に入力
されるＫ₀，ζ´，θ_e´，ｙ_I，ｙ_Qの合計Ｄ_OUTビ
ットと、出力されるＢ_J，θ_J の合計Ｄ_INビットを送
受信できるバースト数Ｍ_B´（≦Ｍ_B）だけ１時記憶す
る［（Ｄ_OUT＋Ｄ_IN）Ｍ_B´］ビットのメモリ（レジス
タファイル３７ａ）およびコンピュータから構成されて
いる。

【００６９】制御手段３７は、リセットパルスＲ_Sの立
上がりエッジで同期語位置Ｋ₀，２乗平均値ζ´，平均
値θ_e´，実数値ｙ_I，虚数値ｙ_Qの最新値を取込む。
そして、フレーム周期Ｔ_Fからバースト周期Ｔ_Bを減じ
た時間（Ｔ_F−Ｔ_B）内に、同期語位置Ｋ₀，２乗平均
値ζ´，平均値θ_e´，実数値ｙ_I，虚数値ｙ_Qに基づ
いてオフセット情報Ｂ_J，基準角度θ_Jを算出する。算
出された各値はメモリに一旦記される。なお、リセット
パルスＲ_Sが立上がると、全てのＤ型フリップフロップ
はリセットされ、次のバースト信号に備える。

【００７０】そして、バースト番号Ｊが入力すると、メ
モリがＪ番目に切替わり、すでに演算されているオフセ
ット情報Ｂ_J，基準角度θ_Jを出力する。同時にリセッ
トパルスＲ_Sが立上がる直前の入力情報Ｋ₀，ζ´，θ
_e´，ｙ_I，ｙ_Qをメモモリに書込む。出力されたオフ
セット情報Ｂ_Jは比較手段３８へ入力され、基準角度θ
_Jはシンボル再生手段３４へ入力される。

【００７１】なお、１バースト周期Ｔ_B内においては、
シンポル同期パルス，標本化パルスの各周波数ｆ_SYM，
ｆ_Sは不変であり、新たにバースト番号Ｊが入力されて
からＴ_S秒の間で変化する。

【００７２】また、外部インタフェースを介して無線部
制御コンピュータ２７へ送信することも可能である。す
なわち、無線部制御コンピュータ２７は、回線の品質に
かかわるζ´θ_e´（ｙ_I ² ＋ｙ_Q ² ）^1/2 等の情報を
受信する。

【００７３】位相誤差の２乗平均値ζ´は、Ｊ´番目の
バースト信号に対応する干渉，妨害，受信レベルの低下
等に比例して増大する。すなわち位相誤差の２乗平均値
ζ´はビット誤率に対して１対１でもって対応する。そ
のうえ、この位相誤差の平均値θ_e´は、ｆ番目のバー
スト信号に対応する送受信装置間の周波数オフセット量
に比例する。さらに、（ｙ_I ² ＋ｙ_Q ² ）^1/2 はＪ´番
目のバースト信号の電力に比例する量である。

【００７４】そして、無線部制御コンピュータ２７はこ
れらの情報に基づいて、回線の品質判断を行い、品質劣
化が大きくなると、別の回線に切り替えたり、操作者に
知らせたり高度な判断を行う。

【００７５】このように構成された復調装置であれば、
位相が互いに９０°異なるアナログの入力信号をデシタ
ル値に変換するＡＤ変換器３１ａ，３１ｂをμ則量子化
則を用いた非一様量子化器で構成している。したがっ
て、受信装置で受信した信号において、たとえフェーデ
ィング現象等によって信号レベルが大幅に変動したとし
ても、このＡＤ変換器３１ａ．３１ｂから出力される各
信号値ｘ_I，ｘ_Qの有効桁数は変化しなく、常に一定精
度のデジタル値に変換できる。

【００７６】また、各ＡＤ変換器３１ａ，３１ｂから出
力される各信号値ｘ_I，ｘ_Qは、入力アナログ信号の信
号レベルが変化したとしても、例えば８ビット等の固定
ビット数で表現される。したがって、信号線数を増大す
る必要がないので、回路構成が簡素化される。

【００７７】さらに、信号レベル変動の大きいアナログ
信号を、精度を低下させずに、簡単にデジタル値に変換
できるμ則量子化則を用いたＡＤ変換器３１ａ，３１ｂ
を用いているので、このＡＤ変換器３１ａ，３１ｂ以降
の信号処理を全てデジタル回路素子で実現できる。その
結果、各回路を容易にＩＣ化でき、復調装置２５および
図２に示す受信装置全体を小型軽量に構成できる。

【００７８】また、内部クロックｆ_Lを利用してカウン
タ４４〜４７と比較手段３８によって、直前フレームを
復調する時に、シンボル番号カウンタ３６による同期語
位置Ｋ₀，直交検波手段４２にて得られるシンボル同期
パルスのオフセット情報Ｂ_Jに基づいて、シンボル同期
パルスｆ_ＳＹＭ，標本化パルスｆ_Sおよびリセットパ
ルスＲ_Sを用いて必要とするバースト信号を受信してい
る。すなわち、制御手段３７を介したデジタルＰＬＬで
同期を実現している。

【００７９】したがって、フレーム同期，クロック同期
をループフィルタやアナログ回路を用いたＰＬＬ回路を
用いる必要がない。よって、必要な時だけ各回路を動作
状態に制御する図１１に示す間欠受信動作が簡単に実現
でき、例えばバッテリで駆動される受信装置全体の電力
消費量を節減できる。

【００８０】また、このような手順でシンボル同期パル
スｆ_SYM，標本化パルスｆ_S，リセットパルスＲ_Sを発
生しているので、ＴＤＭＡ信号を分離するための複雑な
処理を比較的長いフレーム周期Ｔ_F内で実行すればよ
い。よって、図２における多重分離装置２６の処理速度
を低減することが可能となる。その結果、逆に、信号解
析のための極めて高度な処理が実現可能となる。

【００８１】さらに、第１．第２の累算手段４０，４１
にて得られた位相誤差θ_eの２乗平均値ξ´および平均
値θ_e´から直前のフレームの回線品質を把握すること
ができる。何故なら、回線品質を定量的に示す指標であ
るビット誤率は前記位相誤差θ_eの２乗平均値ξ´に１
対１で対応するからである。

【００８２】

【発明の効果】以上説明したように本発明の復調装置に
よれば、アナログの入力信号をＡＤ変換するＡＤ変換器
としてμ則量子化則を利用したＡＤ変換器を用いてい
る。したがって、たとえフェーディング現象等に起因し
て入力信号の振幅が大きく変動したとしても、入力信号
を正しく復調できる。

【００８３】さらに、ＡＤ変換器以降の信号処理回路を
デジタル素子で構成しているので、装置全体のＩＣ化を
容易に図ることができ、受信装置全体を小型，軽量に形
成でき、かつ復調データの誤率を大幅に削減でき、さら
に、消費電力を低減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の復調装置の概略構成を示
すブロック図、

【図２】同実施例装置が組込まれた受信装置全体を示
すブロック図、

【図３】ＴＤＭＡ信号のフレーム構成図、

【図４】同実施例装置におけるＡＤ変換器の動作特性
図、

【図５】同実施例装置の複素偏角算出手段等を示すブ
ロック図、

【図６】同実施例装置の第１，第２の累算手段等を示
すブロック図、

【図７】同実施例装置のシンボル番号カウンタ等を示
すブロック図、

【図８】同実施例装置の振幅算出手段等を示すブロッ
ク図、

【図９】同実施例装置のクロック発生器を示すブロッ
ク図、

【図１０】同実施例装置の比較手段を示すブロック
図、

【図１１】同実施例装置の間欠受信動作を示すタイム
チャート、

【図１２】一般的なＴＤＭＡ通信を示す模式図、

【図１３】従来の復調装置の概略構成を示すブロック
図、

【図１４】同従来装置の動作を示すタイムチャート、

【図１５】一般的な位相変調特性を示す図。

【符号の説明】

３１ａ，３１ｂ…ＡＤ変換器、３２…複素偏角算出手
段、３３…振幅算出手段、３４…シンボル再生手段、３
５…同期語検出手段、３６…シンボル番号カウンタ、３
７…制御手段、３８…比較手段、３９…２乗手段、４０
…第１の累算手段、４１…第２の累算手段、４２…直交
検波手段、４３…クロック発生器、４４，４５，４６，
４７…カウンタ、Ｂ_J…オフセット情報、ｆ_S…標
本化パルス、ｆ_SYM…シンボル同期パルス、Ｊ…バース
ト番号、θ_e…位相誤差、θ_J…基準角度、Ｋ₀…同期
語位置、ｋ…再生シンボル、ｘ_I，ｘ_Q…信号値、ｙ…
振幅、ｙ_I…実数値、ｙ_Q…虚数値。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04L 27/00 H04J 3/00 H04L 27/22

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】内部クロックを用いて線型変調されたＴ
ＤＭＡ信号のフレーム周期，シンボル周期，標本化周
期，バースト周期等の各基準周期を計数するカウンタ群
(44,45,46,47) と、このカウンタ群の各基準周期および入力された１周期前
のバースト周期のオフセット情報（Ｂ_J）に基づいてバ
ースト番号（Ｊ），標本化パルス（ｆ_S），シンボル同
期パルス（ｆ_SYM）およびリセットパルス（Ｒ_S）を出
力する比較手段(38)と、前記標本化パルス入力毎に、一対のアナログ入力信号を
μ則量子化則でもってデジタルの入力信号値（ｘ_I，ｘ
_Q）に量子化する一対のＡＤ変換器(31a,31b)と、前記シンボル同期パルス入力毎に、前記各ＡＤ変換器か
ら出力された各入力信号値を用いて前記入力信号間の複
素偏角（φ）を算出する複素偏角算出手段(32)と、前記シンボル同期パルス入力毎に、前記複素偏角の基準
角度（θ_J）との間の位相角度に基づいて再生シンボル
（ｋ）を算出すると共に位相誤差（θ_e）を算出するシ
ンボル再生手段(34)と、このシンボル再生手段から順次出力される連続する所定
個数の再生シンボルが予めに記憶されているバースト信
号の同期語と一致したときに同期語検出信号を出力する
同期語検出手段(35)と、前記リセットパルス入力から同期語検出信号入力までの
シンボル数を計数してバースト信号上の同期語位置（Ｋ
₀）を出力するシンボル番号カウンタ(36)と、前記シンボル同期パルス入力毎に、前記シンボル再生手
段から出力された位相誤差の２乗平均値（ζ´）および
平均値（θ_e´）を算出する第１，第２の累算手段(40,
41) と、前記標本化パルス入力毎に、前記各ＡＤ変換器から出力
された各入力信号値から入力信号の振幅（ｙ）を算出す
る振幅算出手段(33)と、この振幅算出手段から順次出力される振幅を用いて、前
記入力信号における各シンボル毎の実数値（ｙ_I）およ
び虚数値（ｙ_Q）を算出する直交検波手段(42)と、バースト周期毎に、前記同期語位置，前記位相誤差の２
乗平均値および平均値，前記入力信号の実数値および虚
数値からオフセット情報，基準角度を求めて出力する制
御手段(37)とを備えた復調装置。