JP2957616B2 - Octava - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は倍音発生回路およびオクターバに関し、特
にたとえば電子楽器等を音響効果装置に用いられる、倍
音発生回路およびオクターバに関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a harmonic generation circuit and an octaver, and more particularly, to a harmonic generation circuit and an octaver used for a sound effect device such as an electronic musical instrument.
第５図は従来のオクターバの一例を示すブロック図で
ある。この第５図従来技術のオクターバ１では、入力端
子２に与えられる第６図（Ａ）に示す入力信号Ａ（＝si
n ωｔ）は、ミキサ３に与えられるとともに、リミッタ
アンプ４に与えられ、このリミッタアンプ４によって第
６図（Ｂ）に示すようにパルス状の信号に変換される。
そして、リミッタアンプ４の出力は1/2分周器５に与え
られ、入力されたパルス状信号の立ち上がりエッジでそ
の出力を反転することにより、第６図（Ｃ）に示すよう
に1/2分周を行う。なお、この1/2分周器５の出力には高
調波成分が含まれているので、これを次段のローパスフ
ィルタ６によって除去して、第６図（Ｄ）に示す信号Ｄ
（＝sin ωt/2）を得る。そして、ミキサ３では、先に
入力された原音と、ローパスフィルタ６の出力とを適当
な割合で混合し、第６図（Ｅ）に示す出力信号Ｅ（＝si
n ωｔ＋sin ωt/2）を出力する。FIG. 5 is a block diagram showing an example of a conventional octaver. In the prior art octaver 1 shown in FIG. 5, an input signal A (= si) shown in FIG.
n ωt) is supplied to the mixer 3 and also to the limiter amplifier 4, which converts the signal into a pulse signal as shown in FIG. 6B.
Then, the output of the limiter amplifier 4 is given to the 1/2 frequency divider 5, and the output is inverted at the rising edge of the input pulse-like signal, as shown in FIG. Perform frequency division. Since the output of the 1/2 frequency divider 5 contains a harmonic component, it is removed by the low-pass filter 6 in the next stage, and the signal D shown in FIG.
(= Sin ωt / 2). Then, the mixer 3 mixes the original sound input earlier and the output of the low-pass filter 6 at an appropriate ratio, and outputs an output signal E (= si) shown in FIG.
n ωt + sin ωt / 2).
なお、第５図および第６図では、２オクターブ低い音
は省略している。In FIGS. 5 and 6, sounds two octaves lower are omitted.
従来のオクターバでは、原音に対してそれより低い音
しかミキシングされない。したがって、入力原音の下限
周波数が高い。すなわち、原音としてたとえば120Hzが
入力されると、その原音に混合されるのは60Hzとなる
が、60Hzは殆ど人間の耳には聴きとれずオクターバの効
果が有効に発揮できない。In conventional octavers, only lower sounds are mixed with the original sound. Therefore, the lower limit frequency of the input original sound is high. That is, if, for example, 120 Hz is input as the original sound, 60 Hz is mixed with the original sound, but 60 Hz is hardly heard by human ears, and the effect of the octaver cannot be effectively exhibited.
それゆえに、この発明の主たる目的は、原音の下限周
波数を高くすることができる、オクターバを提供するこ
とである。Therefore, a main object of the present invention is to provide an octaver capable of increasing the lower limit frequency of an original sound.
［課題を解決するための手段］ この発明は、同じ入力信号を受ける反転増幅器および
非反転増幅器、および前記反転増幅器および非反転増幅
器のそれぞれの出力を受ける高レベル選択回路を備え、
前記非反転増幅器および前記反転増幅器の出力バイアス
電圧を互いに異ならせることによって前記高レベル選択
回路から原音と原音より１オクターブ高い音とをミキシ
ングした出力を得るようにした、オクターバである。Means for Solving the Problems The present invention comprises an inverting amplifier and a non-inverting amplifier receiving the same input signal, and a high level selection circuit receiving respective outputs of the inverting amplifier and the non-inverting amplifier,
An octaver wherein the output bias voltage of the non-inverting amplifier and the output bias voltage of the inverting amplifier are different from each other, so that an output obtained by mixing an original sound and a sound one octave higher than the original sound is obtained from the high level selection circuit.
［作用］ たとえば出力バイアス抵抗（実施例でいえばR4および
R5）を適宜設定して非反転増幅器の出力バイアス電圧お
よび反転増幅器の出力バイアス電圧を異ならせることに
よって、非反転増幅器および反転増幅器の一方から原音
が、他方から倍音が出力され、したがって、高レベル選
択回路からは、原音とそれより１オクターブ高い音とを
ミキシングした出力が得られる。[Operation] For example, the output bias resistor (in the embodiment, R4 and
By setting R5) appropriately to make the output bias voltage of the non-inverting amplifier and the output bias voltage of the inverting amplifier different, the original sound is output from one of the non-inverting amplifier and the inverting amplifier, and the overtone is output from the other. From the selection circuit, an output obtained by mixing the original sound and a sound one octave higher than the original sound is obtained.
［発明の効果］ この発明によれば、原音より１オクターブ高い音を原
音に対してミキシングするので、原音周波数が低くても
オクターバの効果を十分に発揮できる。[Effect of the Invention] According to the present invention, a sound one octave higher than the original sound is mixed with the original sound, so that the effect of the octaver can be sufficiently exhibited even if the original sound frequency is low.
この発明の上述の目的，その他の目的，特徴および利
点は、画面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明か
ら一層明らかとなろう。The above and other objects, features and advantages of the present invention will become more apparent from the following detailed description of embodiments with reference to the drawings.
第１図および第２図を参照して、この実施例のオクタ
ーバ10は、入力端子12に与えられる入力信号ａ（＝Asin
ωｔ）が第２図に示すようにコンデンサC1,抵抗R1およ
びR2およびオペアンプOP1で構成される反転増幅器14
と、コンデンサC2,R4およびR5およびオペアンプOP2で構
成される非反転増幅器16とに与えられる。これらの増幅
器14および16の各出力ｂおよびｃは、第２図に示すよう
にトランジスタQ1およびQ2ならびに抵抗R3で構成される
高レベル選択回路18に与えられる。そして、高レベル選
択回路では、入力される信号ｂまたはｃのレベルの高い
ものを選択的に出力する。そして、高レベル選択回路18
の出力ｄは、ローパスフィルタ20を通して、出力端子22
に出力信号ｅとして導出される。Referring to FIG. 1 and FIG. 2, an octaver 10 of this embodiment includes an input signal a (= Asin) applied to an input terminal 12.
ωt) is an inverting amplifier 14 composed of a capacitor C1, resistors R1 and R2 and an operational amplifier OP1 as shown in FIG.
And a non-inverting amplifier 16 composed of capacitors C2, R4 and R5 and an operational amplifier OP2. The outputs b and c of these amplifiers 14 and 16 are applied to a high-level selection circuit 18 composed of transistors Q1 and Q2 and a resistor R3 as shown in FIG. Then, the high-level selection circuit selectively outputs the higher level of the input signal b or c. Then, the high level selection circuit 18
Of the output terminal 22 through the low-pass filter 20
As an output signal e.
反転増幅器14において、正電源は＋Vccに接続され、
負電源は接地され、オペアンプOP1の非反転入力にはVcc
/2が与えられ、抵抗R1およびR2が等しく（R1＝R2）設定
され、したがってこのオペアンプOP1の利得は「１」で
ある。In the inverting amplifier 14, the positive power supply is connected to + Vcc,
The negative power supply is grounded, and the non-inverting input of
/ 2, the resistances R1 and R2 are set equal (R1 = R2), and the gain of the operational amplifier OP1 is "1".
そして、非反転増幅器16においては、正電源は＋Vcc
に接続され、負電源は接地される。また、オペアンプOP
2の反転入力はその出力に接続され、非反転入力はコン
デンサC2および抵抗R4ならびにR5によってバイアスされ
る。In the non-inverting amplifier 16, the positive power supply is + Vcc
, And the negative power supply is grounded. Also, the operational amplifier OP
The two inverting inputs are connected to its output, and the non-inverting input is biased by capacitor C2 and resistors R4 and R5.
高レベル選択回路18のトランジスタQ1およびQ2のそれ
ぞれのベースは非反転増幅器16の出力および反転増幅器
14の出力に接続され、そのコレクタは＋Vccに共通接続
され、そのエミッタが共通的に抵抗R3を介して接地され
る。反転増幅器14においては、第３図（Ａ）に示すよう
な入力信号ａが与えられるとき、その出力ｂは、第３図
（Ｂ）において点線で示すように、Vcc/2を中心とする
振幅2Aの信号ｂ＝Vcc/2−Asin ωｔとなる。The bases of the transistors Q1 and Q2 of the high level selection circuit 18 are respectively the output of the non-inverting amplifier 16 and the inverting amplifier.
The output is connected to + Vcc, and its emitter is commonly grounded through a resistor R3. In the inverting amplifier 14, when an input signal a as shown in FIG. 3A is given, its output b has an amplitude centered on Vcc / 2 as shown by the dotted line in FIG. 3B. 2A signal b = Vcc / 2−Asin ωt.
また、非反転増幅器16において、抵抗R4を抵抗R5と等
しく（R4＝R5）すると、その非反転増幅器16の出力信号
ｃは、第３図（Ｂ）の実線で示すように、Vcc/2を中心
とする振幅2Aの信号ｃ＝Vcc/2＋Asin ωｔとなる。When the resistance R4 is equal to the resistance R5 (R4 = R5) in the non-inverting amplifier 16, the output signal c of the non-inverting amplifier 16 becomes Vcc / 2 as shown by the solid line in FIG. The signal having the center and the amplitude 2A is c = Vcc / 2 + Asin ωt.
そして、高レベル選択回路18は、与えられる信号ｂお
よびｃのうち何れか高い方のみを選択するので、この高
レベル選択回路18の出力信号ｄは、第３図（Ｃ）に示す
ように、入力信号ａを全波整流した振幅２の信号とな
る。この第３図（Ｃ）に示す信号Ｄは、その周波数は２
ωであるので、入力信号すなわち原音ａより１オクター
ブ高い音になる。Since the high-level selection circuit 18 selects only the higher one of the applied signals b and c, the output signal d of the high-level selection circuit 18 is, as shown in FIG. The input signal a is a signal having an amplitude of 2 after full-wave rectification. The signal D shown in FIG. 3 (C) has a frequency of 2
ω, the sound is one octave higher than the input signal, that is, the original sound a.
また、非反転増幅器16において、抵抗R4を抵抗５より
小さく（R4＜R5）すると、この非反転増幅器16の出力信
号ｃ′は、第４図（Ａ）の実線で示すように、ｃ′＝R5
・Vcc/（R4＋R5）＋Asin ωｔとなる。この場合、反転
増幅器14の出力信号ｂは、先に説明したと同じように、
ｂ＝Vcc−Asin ωｔとなる。したがって、高レベル選択
回路18では、第４図（Ｂ）に示すように、２ω成分とω
成分と混合された信号ｄ′を出力する。When the resistance R4 is smaller than the resistance 5 in the non-inverting amplifier 16 (R4 <R5), the output signal c 'of the non-inverting amplifier 16 becomes c' = as shown by the solid line in FIG. R5
・ Vcc / (R4 + R5) + Asin ωt. In this case, the output signal b of the inverting amplifier 14 is, as described above,
b = Vcc−Asin ωt. Therefore, in the high-level selection circuit 18, as shown in FIG.
A signal d 'mixed with the component is output.
なお、抵抗R4＞R5と設定しても同じように２ω成分と
ω成分とが混合された信号が得られる。Note that a signal in which the 2ω component and the ω component are mixed is obtained in the same manner even if the resistance is set to be R4> R5.
そして、第３図（Ｃ）に示す高レベル選択回路18の出
力信号ｄ（または第４図（Ｂ）で示す高レベル選択回路
18の出力信号ｄ′）が、ローパスフィルタ20によって不
要は高域成分が除去され、したがって、出力端子22に
は、第３図（Ｄ）に示す信号ｅ（または第４図（Ｃ）に
示す信号ｅ′）が得られる。Then, the output signal d of the high-level selection circuit 18 shown in FIG. 3C (or the high-level selection circuit shown in FIG. 4B)
Unnecessary high-frequency components are removed from the output signal d ') of 18 by the low-pass filter 20. Therefore, the output terminal 22 has a signal e shown in FIG. 3D (or a signal e shown in FIG. 4C). The signal e ') is obtained.
すなわち、第２図実施例においてR4＝R5とした場合に
は倍音発生回路が得られ、そのときには出力端子22に得
られる出力信号は入力信号すなわち原音より１オクター
ブ高いものとなる。That is, when R4 = R5 in the embodiment of FIG. 2, a harmonic generation circuit is obtained, and at that time, the output signal obtained at the output terminal 22 is one octave higher than the input signal, that is, the original sound.
また、第２図実施例においてR4≠R5に設定することに
より、出力端子22から、第４図（Ｃ）に示すように原音
と１オクターブ高い音とがミキシングされた出力信号
ｅ′が得られる。By setting R4 ≠ R5 in the embodiment of FIG. 2, an output signal e 'obtained by mixing the original sound and the sound one octave higher as shown in FIG. 4C is obtained from the output terminal 22. .
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図である。 第２図は第１図実施例の具体的回路の一例を示す回路図
である。 第３図はR4＝R5としたときの第２図実施例の動作を示す
波形図である。 第４図はR4＜R5としたときの第２図実施例の動作を示す
波形図である。 第５図は従来のオクターバを示すブロック図である。 第６図は第５図従来例の動作を示す波形図である。 図において、10はオクターバ、12は入力端子、14は反転
増幅器、16は非反転増幅器、18は高レベル選択回路、20
はローパスフィルタ、22は出力端子、R1,R2,R3,R4,R5は
抵抗、C1,C2はコンデンサ、Q1,Q2はトランジスタを示
す。FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a specific circuit of the embodiment shown in FIG. FIG. 3 is a waveform chart showing the operation of the embodiment of FIG. 2 when R4 = R5. FIG. 4 is a waveform chart showing the operation of the embodiment of FIG. 2 when R4 <R5. FIG. 5 is a block diagram showing a conventional octaver. FIG. 6 is a waveform chart showing the operation of the conventional example shown in FIG. In the figure, 10 is an octaver, 12 is an input terminal, 14 is an inverting amplifier, 16 is a non-inverting amplifier, 18 is a high level selection circuit, 20
Is a low-pass filter, 22 is an output terminal, R1, R2, R3, R4, R5 are resistors, C1 and C2 are capacitors, and Q1 and Q2 are transistors.
Claims (1)
反転増幅器、および前記反転増幅器および非反転増幅器
のそれぞれの出力を受ける高レベル選択回路を備え、前
記非反転増幅器および前記反転増幅器の出力バイアス電
圧を互いに異ならせることによって前記高レベル選択回
路から原音と原音より１オクターブ高い音とをミキシン
グした出力を得るようにした、オクターバ。1. An inverting amplifier and a non-inverting amplifier receiving the same input signal, and a high-level selection circuit receiving respective outputs of the inverting amplifier and the non-inverting amplifier, wherein output bias voltages of the non-inverting amplifier and the inverting amplifier are provided. Are different from each other, so that an output obtained by mixing an original sound and a sound one octave higher than the original sound is obtained from the high-level selection circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1309757A JP2957616B2 (en) | 1989-11-29 | 1989-11-29 | Octava |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1309757A JP2957616B2 (en) | 1989-11-29 | 1989-11-29 | Octava |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03171804A JPH03171804A (en) | 1991-07-25 |
| JP2957616B2 true JP2957616B2 (en) | 1999-10-06 |
Family
ID=17996917
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1309757A Expired - Fee Related JP2957616B2 (en) | 1989-11-29 | 1989-11-29 | Octava |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2957616B2 (en) |
-
1989
- 1989-11-29 JP JP1309757A patent/JP2957616B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03171804A (en) | 1991-07-25 |
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