JP2952776B2 - 可変ビットレート式適応予測符号化方式 - Google Patents
可変ビットレート式適応予測符号化方式Info
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Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
ディジタル通信の適応予測符号化方式に関し、
伝送品質を低下させず回線の有効利用を図る可変ビッ
トレート符号化を目的とし、 入力信号の特徴を分析し残差電力および予測係数を算
出する分析手段と、該分析手段からの予測係数に基いた
予測値と前記入力信号との残差を符号化する予測符号化
手段と、前記分析手段からの残差電力を入力し、前記予
測符号化手段の符号化ビットを割り当てるビット割当算
出手段とを具備し、前記分析結果の予測係数およびその
符号化に必要なビットのビットレートを一定にし、前記
残差符号化のビットレートを外部から与えるパラメータ
に基いて変化させるように構成する。 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタル通信における符号化方式に関する
ものであり、より特定的には、パケット通信網等におけ
る音声信号等を通信パケットの利用状態に依存して符号
化のビットレートを変化させる適応予測符号化方式に関
する。 〔従来の技術、および、発明が解決しようとする問題
点〕 通信のディジタル化が進むなかで、パケット通信網に
おける音声信号の符号化において、通信パケットの利用
状態に依存して符号化ビットレートを任意に変化させる
ことが可能な音声符号器の実現が望まれている。すなわ
ち、電話の音声信号は会話のない無音状態が相当あり、
実際に音声が存在する場合は高品質でデータを送出し、
無音時は品質を低下させることにより他の音声通信に利
用し、回線の利用効率を向上させることが望まれている
ためである。 従来の符号化技術として、例えば、PCM,ADPCMにおい
ては、無音抑圧技術として無音を単に音声レベルのしき
い値により検出し、無音状態にはビットレートを低下さ
せて符号化しているものがある。しかしながら、単に音
声レベルのしきい値による無音検出は、音声レベルが低
いにも拘らず重要な情報をも抑圧し、少ないビット長で
符号化することになり、ビット長を低下させることによ
る著しい品質の低下がみられるという問題がある。 これに対し、固定ビットレートの音声符号器を用いて
可変ビットレートを実現しようとする試みがなされてい
る。第８図および第12図の図示のものがそうである。 第８図に図示の符号化および復号化方式は、音声の無
音区間を圧縮し、バッファリング処理によりビットレー
トを可変にして符号化するものである。すなわち、送信
側において、音声検出器803が音声入力信号を入力し音
声の有／無を検出し、音声有／無信号を出力する。音声
検出器は第９図に図示の如く絶対値検出器803a、不完全
積分器803b、比較器803cおよびしきい値発生回路803dで
構成される。しきい値発生回路は第10図に図示の如く、
ビットレートによりしきい値を変化させて出力する。絶
対値が検出され、不完全積分された音声入力信号がしき
い値発生回路803dからのしきい値と比較器803cで比較さ
れて、音声有／無信号、「有」の場合“1"、「無」の場
合“0"が発生される。このように音声有／無を検出する
ことで上記単純検出方法の問題が解決される。この音声
有／無信号は符号器801、バッファ802および多重化回路
804に出力される。音声有の場合は、符号器801で音声入
力信号が符号化され、バッファ802に符号化データが記
憶され、ゆっくりしたスピードで読み出され、音声有を
示すコードを付加し、多重化回路804を介して受信側に
送出される。音声無の場合は符号器以降は動作しない。
上記動作を第11図（ａ）（ｂ）に示す。受信側は分離器
851により音声有／無信号と符号化信号とを分離し、音
声有／無をバッファ852、復号器853および雑音発生回路
855に印加する。音声有の場合、バッファ852が分離器85
1からの出力を記憶し、速いスピードで復号器853に出力
し高速に復号して、加算器854を介して音声出力信号を
出力する。一方、音声無の場合、雑音発生回路855を作
動させて、バックグラウンドノイズを加算器854に加え
る。このバックグラウンドを印加するのは、無音状態で
全く何の音も出力しないとむしろ違和感を感じるのを防
止するためである。しかしながら、このバックグラウン
ドノイズに関しては本発明には関係ない。 しかしながら上述のビットレート可変方式は、無音検
出のため、第９図に図示の如く比較的複雑な音声検出器
が必要になるという問題があり、更に音声検出器の無音
検出誤りによる符号化品質が劣化するという問題に遭遇
している。 一方第12図に図示の方式は、送信側において複数のビ
ットレートの異なる符号器901〜904を並設し、符号器の
出力をビットレート選択信号により切替器911を介して
選択し多重化回路912を介して受信側に送出する。受信
側は、分離器651によりビットレート選択信号と符号化
信号とを分離し、符号化信号を複数のビットレートの異
なる復号器961〜964を介して再生し、更に切替器971に
おいてビットレート選択信号により再生信号を選択出力
する。第13図（ａ）（ｂ）に上記動作説明図を示す。 しかしながら、この方式は、ビットレートを大きく切
替えるものであり、符号器ビットが急変する（第13図
（ｂ））。１ビット少なくするとS/N比が6dB低下するか
ら、第12図の方式は品質劣化が大きいという問題があ
る。 上述の如く、ビットレートを変化させるという従来の
方式は、符号化品質の劣化に遭遇している。 これらに対して、音声信号を分析し、音声信号を予測
フィルタの係数、音声ピッチの周期、信号電力等のパラ
メータとして符号化伝送すると共に、送信側で求めた予
測残差信号の電力から残差信号の符号化における量子化
誤差電力が最小になるような、すなわちS/N比が最大に
なるようにビット割当を算出する。適応予測符号化方式
（例えば、特開昭55−135421号公報）が知られている。
しかしながらこの方式は、本発明の主題であり、上述し
た従来技術にみられる、ビット長を可変にして回線の利
用効率を向上させることが考慮されていない。 〔問題点を解決するための手段、および、作用〕 本発明は上述の問題を解決し、一定の品質を確保しビ
ットレートを可変にして回線の利用効率を向上させる符
号化および復号化方式を実現することを目的とする。 上記本発明の目的を達成するための、本発明の可変ビ
ットレート式適応予測符号化方式の原理ブロック図を第
１図に示す。 本発明の可変ビットレート式適応予測符号化方式の基
本的形態は、入力信号の特徴を分析し残差電力Ｐおよび
予測係数｛α｝を出力する分析手段２と、残差電力に基
いて量子化ビット数を算出するビット割当算出手段３
と、入力信号、予測係数｛α｝およびビット割当Ｒに基
いて予測符号化を行う予測符号化手段４から成る。 尚、好適には、入力信号を帯域分割フィルタ１を介し
て帯域毎の入力信号を分離し、分析手段２および予測符
号化手段４をそれぞれ各帯域毎の分析手段21〜2nおよび
予測符号化手段41〜4nを並設せしめ、ビット割当算出手
段３も各帯域毎のビット割当R1〜Rnを算出し対応する予
測符号化手段41〜4nに印加する。 また、帯域毎ではなく、時間軸に分割することもでき
る。 本発明は上記構成において、ビットレートを可変にす
る。但しそのビットレート可変方法の基本的構想は、分
析パラメータについて一定の符号化品質を確保するため
の最小のビットレートで符号化し、残差信号については
ビットレート変化に応じて変化させるビットレートで符
号化し、これらの総和を一定に維持する。特に後者のビ
ットレートの変化をゆるやかに且つ細かく変化させてい
くものである。更に固定ビットレートを変化させること
もできる。 ビットレートの変化は回線からの要求等外部から要求
できる。このビットレートの変化の態様としては次の方
法がある。 イ．ビット割当算出手段３に外部から残差に対する総ビ
ット数を与え、ビット割当算出手段にて入力残差電力と
与えられた総ビット数によりビット割当数を算出する方
法。 ロ．分析手段２がフレーム同期を行う場合、フレーム周
期を外部から与えてフレーム周期を変化させ、実質的に
ビットレートを変化させる方法。 ハ．分析手段２の分析パラメータを外部から変化させ、
上記固定ビットレートに割り当てるビット数を変化させ
る方法。 以上、送信側の符号化について述べたが、受信側は上
記符号化に対応した復号を行う構成とする。 〔実施例〕 本発明の一実施例として、パケット通信網における音
声を帯域分割する場合について述べる。 第１図において音声入力信号が帯域分割フィルタ１に
より複数の帯域信号SIN1〜SINnに抽出される。以下、第
１の帯域信号SIN1について述べる。また第１実施例とし
て、ビット割当算出手段３に外部から残差に対する総ビ
ット数を与える場合について述べる。 第２図に分析手段21の構成図を示す。分析手段21は、
線形予測係数（LPC）分析器21、予測フィルタ22、減算
器23および残差電力計算器24から成る。LPC分析器21は
入力帯域信号SIN1を入力し、直線（線形）予測を行な
い、特徴抽出を行って抽出された特徴から線形予測係数
｛α｝１＝α11,α12,α13,α14を計算する。予測フィ
ルタ22は、単位遅延要素221〜223、係数乗算器225〜227
および加算器229から成り、LPC分析器21からの予測係数
にもとづき冗長成分を除去し予測値PDT1を出力する。減
算器23は入力帯域信号SIN1から予測値PDT1を減じ残差Δ
Ｅを求める。残差電力計算部24は残差ΔＥを２乗した残
差電力P1を計算する。このようにして得られた予測係数
｛α｝１は予測符号化手段41に、また残差電力P1はビッ
ト割当算出手段３に印加される。 上記分析手段21はフレーム周期に同期して上記処理を
遂行する。 ビット割当算出手段３は、残差ビット数が一定のビッ
トレートでS/Nが最大になるように、残差電力P1および
外部から入力されるビット数REに基いて、量子化ビット
割当数R1を算出する。一般に、各帯域当りのビットレー
トRiは次式で与えられる。 但し、RE:外部から与えられるビット数 Pi,Pj:残差電力 Wj:帯域比率（帯域分割フィルタ１の設計によ
り決定される値） 第４図に予測符号化手段41の構成図を示す。予測符号
化手段41は、減算器41、量子化器42、逆量子化器43、加
算器44および適応予測器45により構成される。適応予測
器45は、第５図に図示の如く、単位遅延要素451〜453、
係数乗算器455〜458および加算器451から成る。係数乗
算器455〜458の係数α11,α12,α13,α14は、分析手段2
1のLPC分析器21からの予測係数｛α｝１、α11,α12,α
13,α14が使用される。減算器41において帯域信号SIN1
から適応予測器45で算出された適応予測値APDT1が減じ
られ、その差分ΔPDが量子化器42において、ビット割当
算出手段３で第１式に基いて算出されたビット割当数R1
に基いて量子化され、量子化コードCODE1として出力さ
れる。この量子化コードCODE1はまた逆量子化器43によ
りビット割当数R1に基いて上記差分ΔPDに対応する差分
ΔPD′に逆量子化され、加算器44で適応予測器45からの
予測値APDT1と加算され、入力帯域信号SIN1に相当する
信号SIN1′として適応予測器45に印加される。この入力
信号SIN1′に対して適応予測器45が適応予測値APDT1を
算出する。 上述した実施例の特性図を第６図に示す。上述の説明
および第６図から明らかなように、本実施例は、全ビッ
ト数ｍ＝MAX（第６図）のとき、予測係数｛α｝１、ビ
ット割当数R1等のパラメータをS/Nが保証されるべき一
定のビット数ｎ＝MIN（第６図）で量子化を行なう。次
いで残りのｌ＝ｍ−ｎビットについて残差信号の量子化
に当てるがそのビット数を外部からのビット数REを制御
し、残差電力P1をも参照して、音声入力SIN1をフレーム
（一定期間）に分けて、各フレーム毎、フレーム周期の
逆数、換言すればフレーム周波数を単位としてビットレ
ートを変化させる。従って第６図に図示の如くパラメー
タ量子化用のMINと最大ビットMAXとの間で、各フレーム
毎、図示横軸、残差信号のビットレートが変化する。フ
レーム周期は、例えば32msec、従ってフレーム周波数は
31.25Hzである。ここでフレーム周期又はフレーム周波
数毎にビットレートを変化させているのは、各フレーム
毎にLPC分析を行ない、各フレーム毎に予測符号化を行
うためである。第６図のMAX、すなわちｍとしては例え
ば32ビット／フレーム〜64ビット／フレームの範囲で一
定の値とする。尚、外部から与えるビット数R1は残差に
対する総ビット数、例えば16ビットをサンプル数、例え
ば16サンプルで割った値、RE＝１として与える。 第６図から明らかなうに、ビットレートは、MINを基
準として一定の品質を確保した上で、可変ビットレート
がゆるやかに変化している。従ってビット数を減少させ
ても品質の低下は少ない。フレーム４においてビットレ
ートが大きく変化しているが、この変化は分析後の符号
器41を通したビットレート変化であり、従来の第８図お
よび第12図のものとは本質的に異なる。これら従来のサ
ンプル形のものは、予測誤差信号そのものに対して雑音
が入ってしまうためビットレートを下げると１ビット／
サンプル当り6dB品質が低下するが、本実施例では分析
後であるから雑音が抑圧されており、ビットレートが変
化してもそれ程品質は低下しない。 以上、１つの帯域信号の符号化について述べたが他の
帯域信号についても同様である。このように各帯域信号
について、符号化コードCODE、予測係数｛α｝およびビ
ットレートＲが多重化回路５（第１図）を介して受信側
に送出される。一方、受信側は、分割器を介して各帯域
枚の送信信号を分離し、各帯域毎、予測係数、ビットレ
ートに基いて符号化コードを復号し、原信号を再生す
る。 以上の如く、パラメータについては一定の品質を保証
すべく一定のビットレートを定めた上、外部からのビッ
ト数および残差電力に基いたビットレートを各フレーム
毎に算出し、このビットレートで残差について符号化す
ることにより、各フレーム毎に可変のビットレートとな
り、回線の利用効率を向上させることができる。この場
合、一定の品質が確保されている上、ビットレートを下
げても余り品質低下が少ないので、全体の品質低下は少
ない。更に各帯域の分析手段21〜2n、予測符号化手段41
〜4nは、パラメータは異なるが回路構成は同じであるか
ら、容易に実現が可能であり、小形化可能である。 本発明の第２実施例として、上述のビット割当算出手
段３のビット割当を変化させず、フレーム同期を行うフ
レーム分析手段２のフレーム周期を外部から変化させる
場合について述べる。 第２図に図示の分析手段は、図示しない一定のフレー
ム周期信号に基づき一定のフレーム周期で動作させてい
たが、これを外部からのフレーム周期信号を与え（第２
図破線）、このフレーム周期信号に応答して動作させ
る。例えば、基本のフレーム周期を32msecとし、外部か
ら16msecと変化させると、分析周期が半分に短縮され
る。その結果として一定時間、例えば32msec内のフレー
ム情報は２倍になる。その結果として、残差電力Ｐ、予
測係数｛α｝は一定時間当り２倍得られ、これらの値が
更に細かく変化することになる。このことは実効的にビ
ットレートを変化させることに等しい。好適には、伝送
ビットレートが最適ビットレートの整数倍になる毎に、
最低ビットレートの整数倍分の１になるように外部から
のフレーム周期を与えることが望ましい。 本発明の第３実施例について述べる。本実施例はパラ
メータについての固定ビットレートを変化させるもので
ある。第７図（ａ）に図示の如く、フレーム周期32msec
に対し固定ビットレートPR1、この固定ビットレートに
可変ビットレートで残差を符号化した場合の品質を第７
図曲線CV1で示す。最大ビットレートの範囲内で、ビッ
トレートの増加に伴ない残差のビットレートも増加し品
質曲線CV1も向上する。しかしながら：ある値以上のビ
ットレートにあると品質曲線CV1は飽和し始め、品質の
向上は頭うちになる。このため、例えば第７図（ａ）に
図示の如く、16msecになると固定ビットレートをPR1か
らPR2に増加させ最低保証の品質を向上させる（第７図
（ｂ））。これに対し、最大ビットレートの範囲内で残
差のビットレートを減少させる。この最低保証の品質
は、切替点においては第７図（ｂ）に図示の如く、切替
前に比し若干低下するかも知れない。しかしながら可変
ビットレートに対する品質向上の傾斜は曲線CV1と同じ
であるからビットレートの増加に伴ない、品質は曲線CV
2に図示の如く著しく向上することになる。 上記を達成するためには、第２図に図示の分析手段に
対し、外部からパラメータ変化信号を与える。このパラ
メータ変化信号により、LPC分析器21の分析パラメータ
（図示せず）および第３図に図示の予測フィルタ22の係
数91〜93を変化させる。この場合、フレーム周期は一定
である。 第２図において、複雑にはなるが、第２実施例にもと
づいてフレーム周期を変化させると共に第３実施例にも
とづいてパラメータを変化させることもできる。 更に、第１〜第３実施例を任意に組合せることも可能
である。 以上、帯域分割の場合について述べたが、時分割をす
る場合も同様である。 また、復号化方式は上述した符号化方式に対応して設
けることはいうまでもない。 上述の符号化および復号化方式の実現に際してはマイ
クロコンピュータ、又は純ハードウェア回路、あるいは
これらの組合せのいずれによっても実現可能である。 〔発明の効果〕 以上に述べたように本発明によれば、パラメータにつ
いては一定のビットレートを与えて一定の品質を保証
し、残差に対し外部からの制御信号に基いて符号化する
ことにより、品質を劣化させることなくビットレートを
可変にして回線の利用効率を向上させ得る符号化方式が
得られる。 また本発明の符号化方式は帯域分割して複数帯域につ
いて符号化する場合、各系統の基本回路構成が同じであ
るから、容易且つ安価に実現可能である。
トレート符号化を目的とし、 入力信号の特徴を分析し残差電力および予測係数を算
出する分析手段と、該分析手段からの予測係数に基いた
予測値と前記入力信号との残差を符号化する予測符号化
手段と、前記分析手段からの残差電力を入力し、前記予
測符号化手段の符号化ビットを割り当てるビット割当算
出手段とを具備し、前記分析結果の予測係数およびその
符号化に必要なビットのビットレートを一定にし、前記
残差符号化のビットレートを外部から与えるパラメータ
に基いて変化させるように構成する。 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタル通信における符号化方式に関する
ものであり、より特定的には、パケット通信網等におけ
る音声信号等を通信パケットの利用状態に依存して符号
化のビットレートを変化させる適応予測符号化方式に関
する。 〔従来の技術、および、発明が解決しようとする問題
点〕 通信のディジタル化が進むなかで、パケット通信網に
おける音声信号の符号化において、通信パケットの利用
状態に依存して符号化ビットレートを任意に変化させる
ことが可能な音声符号器の実現が望まれている。すなわ
ち、電話の音声信号は会話のない無音状態が相当あり、
実際に音声が存在する場合は高品質でデータを送出し、
無音時は品質を低下させることにより他の音声通信に利
用し、回線の利用効率を向上させることが望まれている
ためである。 従来の符号化技術として、例えば、PCM,ADPCMにおい
ては、無音抑圧技術として無音を単に音声レベルのしき
い値により検出し、無音状態にはビットレートを低下さ
せて符号化しているものがある。しかしながら、単に音
声レベルのしきい値による無音検出は、音声レベルが低
いにも拘らず重要な情報をも抑圧し、少ないビット長で
符号化することになり、ビット長を低下させることによ
る著しい品質の低下がみられるという問題がある。 これに対し、固定ビットレートの音声符号器を用いて
可変ビットレートを実現しようとする試みがなされてい
る。第８図および第12図の図示のものがそうである。 第８図に図示の符号化および復号化方式は、音声の無
音区間を圧縮し、バッファリング処理によりビットレー
トを可変にして符号化するものである。すなわち、送信
側において、音声検出器803が音声入力信号を入力し音
声の有／無を検出し、音声有／無信号を出力する。音声
検出器は第９図に図示の如く絶対値検出器803a、不完全
積分器803b、比較器803cおよびしきい値発生回路803dで
構成される。しきい値発生回路は第10図に図示の如く、
ビットレートによりしきい値を変化させて出力する。絶
対値が検出され、不完全積分された音声入力信号がしき
い値発生回路803dからのしきい値と比較器803cで比較さ
れて、音声有／無信号、「有」の場合“1"、「無」の場
合“0"が発生される。このように音声有／無を検出する
ことで上記単純検出方法の問題が解決される。この音声
有／無信号は符号器801、バッファ802および多重化回路
804に出力される。音声有の場合は、符号器801で音声入
力信号が符号化され、バッファ802に符号化データが記
憶され、ゆっくりしたスピードで読み出され、音声有を
示すコードを付加し、多重化回路804を介して受信側に
送出される。音声無の場合は符号器以降は動作しない。
上記動作を第11図（ａ）（ｂ）に示す。受信側は分離器
851により音声有／無信号と符号化信号とを分離し、音
声有／無をバッファ852、復号器853および雑音発生回路
855に印加する。音声有の場合、バッファ852が分離器85
1からの出力を記憶し、速いスピードで復号器853に出力
し高速に復号して、加算器854を介して音声出力信号を
出力する。一方、音声無の場合、雑音発生回路855を作
動させて、バックグラウンドノイズを加算器854に加え
る。このバックグラウンドを印加するのは、無音状態で
全く何の音も出力しないとむしろ違和感を感じるのを防
止するためである。しかしながら、このバックグラウン
ドノイズに関しては本発明には関係ない。 しかしながら上述のビットレート可変方式は、無音検
出のため、第９図に図示の如く比較的複雑な音声検出器
が必要になるという問題があり、更に音声検出器の無音
検出誤りによる符号化品質が劣化するという問題に遭遇
している。 一方第12図に図示の方式は、送信側において複数のビ
ットレートの異なる符号器901〜904を並設し、符号器の
出力をビットレート選択信号により切替器911を介して
選択し多重化回路912を介して受信側に送出する。受信
側は、分離器651によりビットレート選択信号と符号化
信号とを分離し、符号化信号を複数のビットレートの異
なる復号器961〜964を介して再生し、更に切替器971に
おいてビットレート選択信号により再生信号を選択出力
する。第13図（ａ）（ｂ）に上記動作説明図を示す。 しかしながら、この方式は、ビットレートを大きく切
替えるものであり、符号器ビットが急変する（第13図
（ｂ））。１ビット少なくするとS/N比が6dB低下するか
ら、第12図の方式は品質劣化が大きいという問題があ
る。 上述の如く、ビットレートを変化させるという従来の
方式は、符号化品質の劣化に遭遇している。 これらに対して、音声信号を分析し、音声信号を予測
フィルタの係数、音声ピッチの周期、信号電力等のパラ
メータとして符号化伝送すると共に、送信側で求めた予
測残差信号の電力から残差信号の符号化における量子化
誤差電力が最小になるような、すなわちS/N比が最大に
なるようにビット割当を算出する。適応予測符号化方式
（例えば、特開昭55−135421号公報）が知られている。
しかしながらこの方式は、本発明の主題であり、上述し
た従来技術にみられる、ビット長を可変にして回線の利
用効率を向上させることが考慮されていない。 〔問題点を解決するための手段、および、作用〕 本発明は上述の問題を解決し、一定の品質を確保しビ
ットレートを可変にして回線の利用効率を向上させる符
号化および復号化方式を実現することを目的とする。 上記本発明の目的を達成するための、本発明の可変ビ
ットレート式適応予測符号化方式の原理ブロック図を第
１図に示す。 本発明の可変ビットレート式適応予測符号化方式の基
本的形態は、入力信号の特徴を分析し残差電力Ｐおよび
予測係数｛α｝を出力する分析手段２と、残差電力に基
いて量子化ビット数を算出するビット割当算出手段３
と、入力信号、予測係数｛α｝およびビット割当Ｒに基
いて予測符号化を行う予測符号化手段４から成る。 尚、好適には、入力信号を帯域分割フィルタ１を介し
て帯域毎の入力信号を分離し、分析手段２および予測符
号化手段４をそれぞれ各帯域毎の分析手段21〜2nおよび
予測符号化手段41〜4nを並設せしめ、ビット割当算出手
段３も各帯域毎のビット割当R1〜Rnを算出し対応する予
測符号化手段41〜4nに印加する。 また、帯域毎ではなく、時間軸に分割することもでき
る。 本発明は上記構成において、ビットレートを可変にす
る。但しそのビットレート可変方法の基本的構想は、分
析パラメータについて一定の符号化品質を確保するため
の最小のビットレートで符号化し、残差信号については
ビットレート変化に応じて変化させるビットレートで符
号化し、これらの総和を一定に維持する。特に後者のビ
ットレートの変化をゆるやかに且つ細かく変化させてい
くものである。更に固定ビットレートを変化させること
もできる。 ビットレートの変化は回線からの要求等外部から要求
できる。このビットレートの変化の態様としては次の方
法がある。 イ．ビット割当算出手段３に外部から残差に対する総ビ
ット数を与え、ビット割当算出手段にて入力残差電力と
与えられた総ビット数によりビット割当数を算出する方
法。 ロ．分析手段２がフレーム同期を行う場合、フレーム周
期を外部から与えてフレーム周期を変化させ、実質的に
ビットレートを変化させる方法。 ハ．分析手段２の分析パラメータを外部から変化させ、
上記固定ビットレートに割り当てるビット数を変化させ
る方法。 以上、送信側の符号化について述べたが、受信側は上
記符号化に対応した復号を行う構成とする。 〔実施例〕 本発明の一実施例として、パケット通信網における音
声を帯域分割する場合について述べる。 第１図において音声入力信号が帯域分割フィルタ１に
より複数の帯域信号SIN1〜SINnに抽出される。以下、第
１の帯域信号SIN1について述べる。また第１実施例とし
て、ビット割当算出手段３に外部から残差に対する総ビ
ット数を与える場合について述べる。 第２図に分析手段21の構成図を示す。分析手段21は、
線形予測係数（LPC）分析器21、予測フィルタ22、減算
器23および残差電力計算器24から成る。LPC分析器21は
入力帯域信号SIN1を入力し、直線（線形）予測を行な
い、特徴抽出を行って抽出された特徴から線形予測係数
｛α｝１＝α11,α12,α13,α14を計算する。予測フィ
ルタ22は、単位遅延要素221〜223、係数乗算器225〜227
および加算器229から成り、LPC分析器21からの予測係数
にもとづき冗長成分を除去し予測値PDT1を出力する。減
算器23は入力帯域信号SIN1から予測値PDT1を減じ残差Δ
Ｅを求める。残差電力計算部24は残差ΔＥを２乗した残
差電力P1を計算する。このようにして得られた予測係数
｛α｝１は予測符号化手段41に、また残差電力P1はビッ
ト割当算出手段３に印加される。 上記分析手段21はフレーム周期に同期して上記処理を
遂行する。 ビット割当算出手段３は、残差ビット数が一定のビッ
トレートでS/Nが最大になるように、残差電力P1および
外部から入力されるビット数REに基いて、量子化ビット
割当数R1を算出する。一般に、各帯域当りのビットレー
トRiは次式で与えられる。 但し、RE:外部から与えられるビット数 Pi,Pj:残差電力 Wj:帯域比率（帯域分割フィルタ１の設計によ
り決定される値） 第４図に予測符号化手段41の構成図を示す。予測符号
化手段41は、減算器41、量子化器42、逆量子化器43、加
算器44および適応予測器45により構成される。適応予測
器45は、第５図に図示の如く、単位遅延要素451〜453、
係数乗算器455〜458および加算器451から成る。係数乗
算器455〜458の係数α11,α12,α13,α14は、分析手段2
1のLPC分析器21からの予測係数｛α｝１、α11,α12,α
13,α14が使用される。減算器41において帯域信号SIN1
から適応予測器45で算出された適応予測値APDT1が減じ
られ、その差分ΔPDが量子化器42において、ビット割当
算出手段３で第１式に基いて算出されたビット割当数R1
に基いて量子化され、量子化コードCODE1として出力さ
れる。この量子化コードCODE1はまた逆量子化器43によ
りビット割当数R1に基いて上記差分ΔPDに対応する差分
ΔPD′に逆量子化され、加算器44で適応予測器45からの
予測値APDT1と加算され、入力帯域信号SIN1に相当する
信号SIN1′として適応予測器45に印加される。この入力
信号SIN1′に対して適応予測器45が適応予測値APDT1を
算出する。 上述した実施例の特性図を第６図に示す。上述の説明
および第６図から明らかなように、本実施例は、全ビッ
ト数ｍ＝MAX（第６図）のとき、予測係数｛α｝１、ビ
ット割当数R1等のパラメータをS/Nが保証されるべき一
定のビット数ｎ＝MIN（第６図）で量子化を行なう。次
いで残りのｌ＝ｍ−ｎビットについて残差信号の量子化
に当てるがそのビット数を外部からのビット数REを制御
し、残差電力P1をも参照して、音声入力SIN1をフレーム
（一定期間）に分けて、各フレーム毎、フレーム周期の
逆数、換言すればフレーム周波数を単位としてビットレ
ートを変化させる。従って第６図に図示の如くパラメー
タ量子化用のMINと最大ビットMAXとの間で、各フレーム
毎、図示横軸、残差信号のビットレートが変化する。フ
レーム周期は、例えば32msec、従ってフレーム周波数は
31.25Hzである。ここでフレーム周期又はフレーム周波
数毎にビットレートを変化させているのは、各フレーム
毎にLPC分析を行ない、各フレーム毎に予測符号化を行
うためである。第６図のMAX、すなわちｍとしては例え
ば32ビット／フレーム〜64ビット／フレームの範囲で一
定の値とする。尚、外部から与えるビット数R1は残差に
対する総ビット数、例えば16ビットをサンプル数、例え
ば16サンプルで割った値、RE＝１として与える。 第６図から明らかなうに、ビットレートは、MINを基
準として一定の品質を確保した上で、可変ビットレート
がゆるやかに変化している。従ってビット数を減少させ
ても品質の低下は少ない。フレーム４においてビットレ
ートが大きく変化しているが、この変化は分析後の符号
器41を通したビットレート変化であり、従来の第８図お
よび第12図のものとは本質的に異なる。これら従来のサ
ンプル形のものは、予測誤差信号そのものに対して雑音
が入ってしまうためビットレートを下げると１ビット／
サンプル当り6dB品質が低下するが、本実施例では分析
後であるから雑音が抑圧されており、ビットレートが変
化してもそれ程品質は低下しない。 以上、１つの帯域信号の符号化について述べたが他の
帯域信号についても同様である。このように各帯域信号
について、符号化コードCODE、予測係数｛α｝およびビ
ットレートＲが多重化回路５（第１図）を介して受信側
に送出される。一方、受信側は、分割器を介して各帯域
枚の送信信号を分離し、各帯域毎、予測係数、ビットレ
ートに基いて符号化コードを復号し、原信号を再生す
る。 以上の如く、パラメータについては一定の品質を保証
すべく一定のビットレートを定めた上、外部からのビッ
ト数および残差電力に基いたビットレートを各フレーム
毎に算出し、このビットレートで残差について符号化す
ることにより、各フレーム毎に可変のビットレートとな
り、回線の利用効率を向上させることができる。この場
合、一定の品質が確保されている上、ビットレートを下
げても余り品質低下が少ないので、全体の品質低下は少
ない。更に各帯域の分析手段21〜2n、予測符号化手段41
〜4nは、パラメータは異なるが回路構成は同じであるか
ら、容易に実現が可能であり、小形化可能である。 本発明の第２実施例として、上述のビット割当算出手
段３のビット割当を変化させず、フレーム同期を行うフ
レーム分析手段２のフレーム周期を外部から変化させる
場合について述べる。 第２図に図示の分析手段は、図示しない一定のフレー
ム周期信号に基づき一定のフレーム周期で動作させてい
たが、これを外部からのフレーム周期信号を与え（第２
図破線）、このフレーム周期信号に応答して動作させ
る。例えば、基本のフレーム周期を32msecとし、外部か
ら16msecと変化させると、分析周期が半分に短縮され
る。その結果として一定時間、例えば32msec内のフレー
ム情報は２倍になる。その結果として、残差電力Ｐ、予
測係数｛α｝は一定時間当り２倍得られ、これらの値が
更に細かく変化することになる。このことは実効的にビ
ットレートを変化させることに等しい。好適には、伝送
ビットレートが最適ビットレートの整数倍になる毎に、
最低ビットレートの整数倍分の１になるように外部から
のフレーム周期を与えることが望ましい。 本発明の第３実施例について述べる。本実施例はパラ
メータについての固定ビットレートを変化させるもので
ある。第７図（ａ）に図示の如く、フレーム周期32msec
に対し固定ビットレートPR1、この固定ビットレートに
可変ビットレートで残差を符号化した場合の品質を第７
図曲線CV1で示す。最大ビットレートの範囲内で、ビッ
トレートの増加に伴ない残差のビットレートも増加し品
質曲線CV1も向上する。しかしながら：ある値以上のビ
ットレートにあると品質曲線CV1は飽和し始め、品質の
向上は頭うちになる。このため、例えば第７図（ａ）に
図示の如く、16msecになると固定ビットレートをPR1か
らPR2に増加させ最低保証の品質を向上させる（第７図
（ｂ））。これに対し、最大ビットレートの範囲内で残
差のビットレートを減少させる。この最低保証の品質
は、切替点においては第７図（ｂ）に図示の如く、切替
前に比し若干低下するかも知れない。しかしながら可変
ビットレートに対する品質向上の傾斜は曲線CV1と同じ
であるからビットレートの増加に伴ない、品質は曲線CV
2に図示の如く著しく向上することになる。 上記を達成するためには、第２図に図示の分析手段に
対し、外部からパラメータ変化信号を与える。このパラ
メータ変化信号により、LPC分析器21の分析パラメータ
（図示せず）および第３図に図示の予測フィルタ22の係
数91〜93を変化させる。この場合、フレーム周期は一定
である。 第２図において、複雑にはなるが、第２実施例にもと
づいてフレーム周期を変化させると共に第３実施例にも
とづいてパラメータを変化させることもできる。 更に、第１〜第３実施例を任意に組合せることも可能
である。 以上、帯域分割の場合について述べたが、時分割をす
る場合も同様である。 また、復号化方式は上述した符号化方式に対応して設
けることはいうまでもない。 上述の符号化および復号化方式の実現に際してはマイ
クロコンピュータ、又は純ハードウェア回路、あるいは
これらの組合せのいずれによっても実現可能である。 〔発明の効果〕 以上に述べたように本発明によれば、パラメータにつ
いては一定のビットレートを与えて一定の品質を保証
し、残差に対し外部からの制御信号に基いて符号化する
ことにより、品質を劣化させることなくビットレートを
可変にして回線の利用効率を向上させ得る符号化方式が
得られる。 また本発明の符号化方式は帯域分割して複数帯域につ
いて符号化する場合、各系統の基本回路構成が同じであ
るから、容易且つ安価に実現可能である。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の可変ビットレート式適応予測符号化方
式の原理ブロック図、 第２図は本発明の実施例の分析手段の構成図、 第３図は第２図の予測フィルタの回路図、 第４図は本発明の実施例の予測符号化手段の構成図、 第５図は第４図の適応予測器の回路図、 第６図は本発明の実施例の特性図、 第７図（ａ）（ｂ）は本発明の他の実施例の特性図、 第８図は従来の符号化・復号化方式の構成図、 第９図は第８図音声検出器の回路図、 第10図は第９図しきい値発生回路の動作説明図、 第11図は第８図方式の動作説明図、 第12図は他の従来の符号化・復号化方式の構成図、 第13図（ａ）（ｂ）は第12図方式の動作説明図、であ
る。 （符号の説明） １……帯域分割フィルタ、２……分析手段、 ３……ビット割当算出手段、４……予測符号化手段、 ５……多重化回路。
式の原理ブロック図、 第２図は本発明の実施例の分析手段の構成図、 第３図は第２図の予測フィルタの回路図、 第４図は本発明の実施例の予測符号化手段の構成図、 第５図は第４図の適応予測器の回路図、 第６図は本発明の実施例の特性図、 第７図（ａ）（ｂ）は本発明の他の実施例の特性図、 第８図は従来の符号化・復号化方式の構成図、 第９図は第８図音声検出器の回路図、 第10図は第９図しきい値発生回路の動作説明図、 第11図は第８図方式の動作説明図、 第12図は他の従来の符号化・復号化方式の構成図、 第13図（ａ）（ｂ）は第12図方式の動作説明図、であ
る。 （符号の説明） １……帯域分割フィルタ、２……分析手段、 ３……ビット割当算出手段、４……予測符号化手段、 ５……多重化回路。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 佐藤 一美
神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地
富士通株式会社内
(72)発明者 谷口 智彦
神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地
富士通株式会社内
(56)参考文献 特開 昭63−236415（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−291235（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−42621（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名)
H04B 14/04 - 14/06
H03M 7/38
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．入力信号の特徴を分析し残差電力（Ｐ）および予測
係数（α）を算出する分析手段（２）と、 該分析手段からの予測係数に基いた予測値と前記入力信
号との残差を符号化する予測符号化手段（４）と、 前記分析手段からの残差電力を入力し、前記予測符号化
手段の符号化ビットを割り当てるビット割当算出手段
（３）と を具備し、 前記分析結果の予測係数およびその符号化に必要なビッ
トのビットレートを一定にし、 前記残差符号化のビットレートを外部から与えるパラメ
ータに基いて変化させるようにしたことを特徴とする、
可変ビットレート式適応予測符号化方式。 ２．前記外部から与えるパラメータを前記ビット割当算
出手段（３）に対する総ビット数（RE）とし、該ビット
割当算出手段において前記残差電力および該総ビットに
基いて前記残差符号化用ビットレートを算出し前記予測
符号化手段に印加するようにした、特許請求の範囲第１
項に記載の符号化方式。 ３．前記分析手段、予測符号化手段およびビット割当算
出手段を一定のフレーム周期で動作させるようにした、
特許請求の範囲第２項に記載の符号化方式。 ４．ビットレート範囲を予め区分し、該ビットレート範
囲のそれぞれに対応して前記分析結果等のパラメータを
符号化する一定のビットレートをビットレートの大きさ
に応じて増加するように予め設定し、符号化すべきビッ
トレートの変化に応じて対応する一定のビットレートを
前記パラメータ符号化用ビットレートとして割り当てる
と共に、残差符号化のビットレートをそれに対応して変
化させるようにした、特許請求の範囲第１項〜第３項の
いずれかに記載の符号化方式。 ５．前記分析手段の分析フレームを外部からのフレーム
周期信号に応答して変化させ、該外部からのフレーム周
期に応答して分析を行うようにした特許請求の範囲第１
項〜第４項のいずれかに記載の符号化方式。 ６．前記外部からのフレーム周期信号は、伝送ビットレ
ートが最低ビットレートの整数倍になる毎に最低ビット
レートの整数倍分の１にする、特許請求の範囲第５項に
記載の符号化方式。 ７．前記入力信号が帯域分割され、分割された帯域に対
応して前記分析手段、予測符号化手段およびビット割当
算出手段を構成した、特許請求の範囲第１項〜第６項の
いずれかに記載の符号化方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62310922A JP2952776B2 (ja) | 1987-12-10 | 1987-12-10 | 可変ビットレート式適応予測符号化方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62310922A JP2952776B2 (ja) | 1987-12-10 | 1987-12-10 | 可変ビットレート式適応予測符号化方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01152826A JPH01152826A (ja) | 1989-06-15 |
| JP2952776B2 true JP2952776B2 (ja) | 1999-09-27 |
Family
ID=18011002
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62310922A Expired - Fee Related JP2952776B2 (ja) | 1987-12-10 | 1987-12-10 | 可変ビットレート式適応予測符号化方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2952776B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008072599A (ja) * | 2006-09-15 | 2008-03-27 | Nec Corp | 無線通信端末、通信システム、帯域制御方法およびプログラム |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0642631B2 (ja) * | 1984-12-29 | 1994-06-01 | ソニー株式会社 | 信号伝送装置 |
| JPS6242621A (ja) * | 1985-08-20 | 1987-02-24 | Fujitsu Ltd | 音声符号化方式 |
-
1987
- 1987-12-10 JP JP62310922A patent/JP2952776B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
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| JPH01152826A (ja) | 1989-06-15 |
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|---|---|---|---|
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