JPS6134697B2 - - Google Patents
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- JPS6134697B2 JPS6134697B2 JP54042858A JP4285879A JPS6134697B2 JP S6134697 B2 JPS6134697 B2 JP S6134697B2 JP 54042858 A JP54042858 A JP 54042858A JP 4285879 A JP4285879 A JP 4285879A JP S6134697 B2 JPS6134697 B2 JP S6134697B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
- H04B14/046—Systems or methods for reducing noise or bandwidth
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は例えば音声信号をその性質などによ
り適応的に符号化特性を変化させて予測符号化す
る適応予測符号化方式に関するものである。
り適応的に符号化特性を変化させて予測符号化す
る適応予測符号化方式に関するものである。
従来の適応予測符号化方式は入力信号の過去の
１乃至数標本値から線形予測される値と、現在の
入力標本値との差を符号化して伝送する方式であ
る。その予測器及び量子化器の構成によつて種々
の形体が考えられる。音声信号のように非定常な
入力信号に対しては信号の統計的性質に適合する
ように予測係数や量子化利得、つまり量子化器の
入力側のレベル調整器の利得或は入力レベルに対
する量子化出力の関係を変化することで信号対量
子化雑音比（Ｓ／Ｎ比）の向上を図ることが提案
されている。しかし従来の適応予測符号化方式で
は伝送容量が８〜16KBPSの領域に適用した場
合、つまり伝送容量が比較的小さい場合において
はＳ／Ｎ比は予測値と標本値との差の符号化ビツ
ト数を２ビツト／標本とすると約15dB、１ビツ
ト／標本とすると約8dBとなる。このように従来
の適応予測符号化方式では１標本当りの符号化ビ
ツト数を多くしないと品質の面からも量子化雑音
による劣化が著るしく不充分であると言わざるを
得ない。さらに従来の適応予測符号化方式では予
測残差の標本値当りの量子化ビツト数を一定とし
た場合、標本値当りの情報量を１ビツト以下にす
ることはできない。
１乃至数標本値から線形予測される値と、現在の
入力標本値との差を符号化して伝送する方式であ
る。その予測器及び量子化器の構成によつて種々
の形体が考えられる。音声信号のように非定常な
入力信号に対しては信号の統計的性質に適合する
ように予測係数や量子化利得、つまり量子化器の
入力側のレベル調整器の利得或は入力レベルに対
する量子化出力の関係を変化することで信号対量
子化雑音比（Ｓ／Ｎ比）の向上を図ることが提案
されている。しかし従来の適応予測符号化方式で
は伝送容量が８〜16KBPSの領域に適用した場
合、つまり伝送容量が比較的小さい場合において
はＳ／Ｎ比は予測値と標本値との差の符号化ビツ
ト数を２ビツト／標本とすると約15dB、１ビツ
ト／標本とすると約8dBとなる。このように従来
の適応予測符号化方式では１標本当りの符号化ビ
ツト数を多くしないと品質の面からも量子化雑音
による劣化が著るしく不充分であると言わざるを
得ない。さらに従来の適応予測符号化方式では予
測残差の標本値当りの量子化ビツト数を一定とし
た場合、標本値当りの情報量を１ビツト以下にす
ることはできない。
他方音声の符号化としてパーコール分析合成方
式が知られており、これ等符号出力からは予測す
るのではなく入力信号から直接予測し、この予測
値と入力信号との予測残差をそのまま伝送せずに
周期性の有無、周期、強度を特徴パラメータとし
て抽出して伝送し、復号側ではこれらの特徴パラ
メータに基づいて周期パルス列あるいは白色雑音
を生成しこれを駆動音源として音声を合成する。
このような分析合成方式は伝送容量が8KBPS以
下の場合に品質は余りよくないが伝送容量が著し
く小さくてもよいと云う点で有効であるが、それ
以上に伝送容量を大にしても音源の表現に強いモ
デルが導入されているために合成音の品質は飽和
し品質はよくならず、特に自然性という面からは
充分であるとは言えなかつた。
式が知られており、これ等符号出力からは予測す
るのではなく入力信号から直接予測し、この予測
値と入力信号との予測残差をそのまま伝送せずに
周期性の有無、周期、強度を特徴パラメータとし
て抽出して伝送し、復号側ではこれらの特徴パラ
メータに基づいて周期パルス列あるいは白色雑音
を生成しこれを駆動音源として音声を合成する。
このような分析合成方式は伝送容量が8KBPS以
下の場合に品質は余りよくないが伝送容量が著し
く小さくてもよいと云う点で有効であるが、それ
以上に伝送容量を大にしても音源の表現に強いモ
デルが導入されているために合成音の品質は飽和
し品質はよくならず、特に自然性という面からは
充分であるとは言えなかつた。
この発明の目的は伝送容量が比較的小さい場合
でも従来よりも品質よく、従つて自然性もあり、
特に伝送容量が８〜16KBPSの領域で高品質な音
声信号の伝送を可能とすることができる適応予測
符号化方式を提供することにある。
でも従来よりも品質よく、従つて自然性もあり、
特に伝送容量が８〜16KBPSの領域で高品質な音
声信号の伝送を可能とすることができる適応予測
符号化方式を提供することにある。
この発明によれば音声信号などの入力信号を複
数の周波数帯に分割し、これ等各分割された帯域
信号ごとに適応予測符号化すると同時に各帯域信
号間の電力の割合を検出して上記予測符号化にお
ける量子化器の量子化レベル数を適応的に変化し
て予測残差電力が少なくなるようにする。また更
に各分割帯域における予測残差電力の時間的局在
性を検出し、それに応じて量子化器の量子化レベ
ル数を適応的に変化して予測残差電力が少なくな
るようにする。
数の周波数帯に分割し、これ等各分割された帯域
信号ごとに適応予測符号化すると同時に各帯域信
号間の電力の割合を検出して上記予測符号化にお
ける量子化器の量子化レベル数を適応的に変化し
て予測残差電力が少なくなるようにする。また更
に各分割帯域における予測残差電力の時間的局在
性を検出し、それに応じて量子化器の量子化レベ
ル数を適応的に変化して予測残差電力が少なくな
るようにする。
以下この発明による適応予測符号化方式の実施
例を音声信号を符号化する場合について図面を参
照して説明しよう。入力端子１１からのデジタル
信号とされた標本化入力音声信号は周波数変換部
１２及び１３において低域と高域とに周波数帯域
が分割される。これ等分割された各帯域の信号は
その帯域幅に応じて再標本化される。これ等分割
された低域信号及び高域信号間の電力の割合の検
出、また予測残差電力の時間的局在性を検出す
る。このため例えば低域信号及び高域信号はそれ
ぞれパーコール分析部１４，１５へ供給されてそ
れぞれパーコール分析が行われ、これ等低域信
号、高域信号についてそれぞれ予測係数αL，α
H、予測残差信号εL，εH、残差電力σL，σHを
得る。更にピツチ抽出部１６により入力端子１１
からの音声信号より例えば変形自己相関法を用い
てピツチ周期が抽出され、これは残差信号εL，
εH、残差電力σL，σHと共に情報量割り当て部
１７に供給される。
例を音声信号を符号化する場合について図面を参
照して説明しよう。入力端子１１からのデジタル
信号とされた標本化入力音声信号は周波数変換部
１２及び１３において低域と高域とに周波数帯域
が分割される。これ等分割された各帯域の信号は
その帯域幅に応じて再標本化される。これ等分割
された低域信号及び高域信号間の電力の割合の検
出、また予測残差電力の時間的局在性を検出す
る。このため例えば低域信号及び高域信号はそれ
ぞれパーコール分析部１４，１５へ供給されてそ
れぞれパーコール分析が行われ、これ等低域信
号、高域信号についてそれぞれ予測係数αL，α
H、予測残差信号εL，εH、残差電力σL，σHを
得る。更にピツチ抽出部１６により入力端子１１
からの音声信号より例えば変形自己相関法を用い
てピツチ周期が抽出され、これは残差信号εL，
εH、残差電力σL，σHと共に情報量割り当て部
１７に供給される。
周波数変換部１２，１３よりの低域信号及び高
域信号はそれぞれ予測符号器１８及び１９におい
て適応予測符号化される。即ち低域信号及び高域
信号はそれぞれ予測符号器１８，１９において差
回路２１及び２２で予測器２３及び２４からの予
測値との差がとられ、これ等の予測残差信号は量
子化器２５及び２６で量子化されて符号化器２７
へ送出されると共に和回路２８及び２９へそれぞ
れ供給されて予測器２３，２４よりの予測値との
和がとられて復号されそれぞれ予測器２３，２４
に帰還される。
域信号はそれぞれ予測符号器１８及び１９におい
て適応予測符号化される。即ち低域信号及び高域
信号はそれぞれ予測符号器１８，１９において差
回路２１及び２２で予測器２３及び２４からの予
測値との差がとられ、これ等の予測残差信号は量
子化器２５及び２６で量子化されて符号化器２７
へ送出されると共に和回路２８及び２９へそれぞ
れ供給されて予測器２３，２４よりの予測値との
和がとられて復号されそれぞれ予測器２３，２４
に帰還される。
パーコール分析部１４，１５よりの予測残差電
力σL，σHから低域信号及び高域信号間の電力の
割合を検出し、また予測残差電力σL，σHの時間
的局在性を予測残差信号εL，εHからそれぞれ検
出する。これ等検出出力により量子化器２５，２
６における１標本化当りの予測残差信号の量子化
ビツト数をそれぞれその符号化前後の誤差が小さ
くなるように変化させる。
力σL，σHから低域信号及び高域信号間の電力の
割合を検出し、また予測残差電力σL，σHの時間
的局在性を予測残差信号εL，εHからそれぞれ検
出する。これ等検出出力により量子化器２５，２
６における１標本化当りの予測残差信号の量子化
ビツト数をそれぞれその符号化前後の誤差が小さ
くなるように変化させる。
更に必要に応じて瞬時的予測残差電力σiL，σi
Ｈにより量子化器２５，２６の量子化利得、即ち
入出力量子化特性を制御する。またこの例ではパ
ーコール分析部１４及び１５において検出された
予測係数αL，αHは予測器２３，２４に与えられ
てこれ等予測器２３，２４の予測係数を制御す
る。これ等量子化利得や予測係数の制御はその制
御信号が異なるが、つまりσiL，σiHやαL，αH
ではないが、従来の適応予測符号化方式において
も行われていたことであり同様に制御することが
できる。
Ｈにより量子化器２５，２６の量子化利得、即ち
入出力量子化特性を制御する。またこの例ではパ
ーコール分析部１４及び１５において検出された
予測係数αL，αHは予測器２３，２４に与えられ
てこれ等予測器２３，２４の予測係数を制御す
る。これ等量子化利得や予測係数の制御はその制
御信号が異なるが、つまりσiL，σiHやαL，αH
ではないが、従来の適応予測符号化方式において
も行われていたことであり同様に制御することが
できる。
周波数変換部１２及び１３における周波数変換
部はデジタル信号列に対して通常行われている周
波数変換と同様に行うことができる。例えば第２
図に示すように入力端子１１よりの信号はそれぞ
れ必要に応じて時間調整のための遅延回路３３及
び３４に供給される。遅延回路３３の出力は補間
部３５においてその入力標本の各隣接するものの
間にｑ−１個の零値の標本を挿入する。たゞし入
力信号の全周波数帯域を１としｑ／Ｐ及び（Ｐ−
ｑ）／Ｐ（Ｐ及びｑは整数）の各周波数帯域幅に
分割する場合である。このようにして補間された
出力は例えば非巡回形デジタルフイルタよりなる
遮断周波数がｓ／（2P）Hz（ｓHzは標本化
周波数）の低域通過波器３６に通される。その
波出力は間引き部３７でＬ個おきに再標本化さ
れてその入力信号中の標本化周波数はｑ／Ｐとな
り間引き部３７が周波数変換部１２の低域信号出
力となる。
部はデジタル信号列に対して通常行われている周
波数変換と同様に行うことができる。例えば第２
図に示すように入力端子１１よりの信号はそれぞ
れ必要に応じて時間調整のための遅延回路３３及
び３４に供給される。遅延回路３３の出力は補間
部３５においてその入力標本の各隣接するものの
間にｑ−１個の零値の標本を挿入する。たゞし入
力信号の全周波数帯域を１としｑ／Ｐ及び（Ｐ−
ｑ）／Ｐ（Ｐ及びｑは整数）の各周波数帯域幅に
分割する場合である。このようにして補間された
出力は例えば非巡回形デジタルフイルタよりなる
遮断周波数がｓ／（2P）Hz（ｓHzは標本化
周波数）の低域通過波器３６に通される。その
波出力は間引き部３７でＬ個おきに再標本化さ
れてその入力信号中の標本化周波数はｑ／Ｐとな
り間引き部３７が周波数変換部１２の低域信号出
力となる。
周波数変換部１３においては遅延回路３４の出
力は周波数反転部３８において（−１）nが乗算さ
れてその周波数スペクトルが反転される。周波数
反転部３８の出力は補間部３９、低域通過波器
４１、間引き部４２に順次通される。この等補間
部３９、低域通過波器４１及び間引き部４２は
それぞれ低域周波数変換部１２の補間部３５、低
域通過波器３６及び間引き部３７と対応し、補
間部３９においてはＰ−ｑ−１個の零値を挿入す
る点で相違するのみであり、その他の点は同一で
ある。このようにして間引き部４２からの最高周
波数が（Ｐ−ｑ）／Ｐで、標本化周波数が（Ｐ−
ｑ）／Ｐの周波数変換された高域信号が得られ
る。ｑ＝１の場合は補間部３５を、Ｐ−ｑ＝１の
場合は補間部３９を省略できる。
力は周波数反転部３８において（−１）nが乗算さ
れてその周波数スペクトルが反転される。周波数
反転部３８の出力は補間部３９、低域通過波器
４１、間引き部４２に順次通される。この等補間
部３９、低域通過波器４１及び間引き部４２は
それぞれ低域周波数変換部１２の補間部３５、低
域通過波器３６及び間引き部３７と対応し、補
間部３９においてはＰ−ｑ−１個の零値を挿入す
る点で相違するのみであり、その他の点は同一で
ある。このようにして間引き部４２からの最高周
波数が（Ｐ−ｑ）／Ｐで、標本化周波数が（Ｐ−
ｑ）／Ｐの周波数変換された高域信号が得られ
る。ｑ＝１の場合は補間部３５を、Ｐ−ｑ＝１の
場合は補間部３９を省略できる。
第１図の情報割り当て部１７において低域信号
及び高域信号の予測符号器１８及び１９における
１標本当りの予測残差ビツト数を決定する演算を
行う。その演算は先ず低域信号及び高域信号の電
力の割合から前記予測残差ビツト数の割当てを行
う。即ち低域信号に対する予測残差ビツト数、つ
まり伝送情報量ＢLの割当ては次式にもとずいて
行われる。
及び高域信号の予測符号器１８及び１９における
１標本当りの予測残差ビツト数を決定する演算を
行う。その演算は先ず低域信号及び高域信号の電
力の割合から前記予測残差ビツト数の割当てを行
う。即ち低域信号に対する予測残差ビツト数、つ
まり伝送情報量ＢLの割当ては次式にもとずいて
行われる。
ＢL＝max〔Ｂ＋１／２log2σL／（σｑ／ｐ Ｌ・σH (p
-q) /p ），Ｂn〕 Ｂは標本当りの平均伝送情報量（ビツト）であ
りＢnは定数であり、これは伝送情報量ＢLがゼロ
以下にならないために与えられる。この式により
両信号帯域における予測残差電力σL，σHの割合
から低域信号について符号化した信号と原信号と
の誤差、即ち量子化誤差の電力、つまり符号化前
後の量子化誤差の電力が最小になるようなＢLを
求める。
-q) /p ），Ｂn〕 Ｂは標本当りの平均伝送情報量（ビツト）であ
りＢnは定数であり、これは伝送情報量ＢLがゼロ
以下にならないために与えられる。この式により
両信号帯域における予測残差電力σL，σHの割合
から低域信号について符号化した信号と原信号と
の誤差、即ち量子化誤差の電力、つまり符号化前
後の量子化誤差の電力が最小になるようなＢLを
求める。
高域信号に対する伝送情報量ＢHの割当ては次
式にもとずいて行われる。
式にもとずいて行われる。
ＢH＝max〔Ｂ＋１／２log2σL／（σｑ／ｐ Ｌ・σH (p
-q) /p ），Ｂn〕 この例では先に述べたように予測残差電力の時
間的局在性に応じ伝送情報量を時間的に不均一に
割当てる。つまり音声信号の予測残差信号εL，
εHの瞬時振幅は時間的に不均一であり、特に有
声音部ではピツチ周期ごとにその振幅の大きい部
分が現われる。そこで残差信号εL，εHの瞬時振
幅に対応して情報量を不均一に割当て、つまり振
幅が大きく変化する時は情報量を多くすればよ
い。このため例えばまずピツチ抽出部１６で抽出
されたピツチ周期を等間隔にｍ分割しその時の各
区間を部分区間と呼ぶことにする。パーコール分
析部１４，１５のそれぞれの分析フレーム内での
部分区間の位置が残差信号εL，εHの二乗値と先
頭部分区間で１、その他の区間で０となるような
整合窓との相関が最大となるように定める。つま
りこの整合窓の１と低域信号、高域信号について
そのεL，εHがそれぞれ最大電力の部分とを一致
させる。各部分区間での残差信号の平均電力をσ
iL，σiH（ｉ＝１，２……ｍ）とすると、各部分
区間に割当てられる情報量は低域信号及び高域信
号についてそれぞれ次式で与えられる。
-q) /p ），Ｂn〕 この例では先に述べたように予測残差電力の時
間的局在性に応じ伝送情報量を時間的に不均一に
割当てる。つまり音声信号の予測残差信号εL，
εHの瞬時振幅は時間的に不均一であり、特に有
声音部ではピツチ周期ごとにその振幅の大きい部
分が現われる。そこで残差信号εL，εHの瞬時振
幅に対応して情報量を不均一に割当て、つまり振
幅が大きく変化する時は情報量を多くすればよ
い。このため例えばまずピツチ抽出部１６で抽出
されたピツチ周期を等間隔にｍ分割しその時の各
区間を部分区間と呼ぶことにする。パーコール分
析部１４，１５のそれぞれの分析フレーム内での
部分区間の位置が残差信号εL，εHの二乗値と先
頭部分区間で１、その他の区間で０となるような
整合窓との相関が最大となるように定める。つま
りこの整合窓の１と低域信号、高域信号について
そのεL，εHがそれぞれ最大電力の部分とを一致
させる。各部分区間での残差信号の平均電力をσ
iL，σiH（ｉ＝１，２……ｍ）とすると、各部分
区間に割当てられる情報量は低域信号及び高域信
号についてそれぞれ次式で与えられる。
このＢiL，ＢiHも符号化前後の量子化誤差の電
力が最小になるように決定されている。この式か
ら情報量割当てに必要なパラメータはピツチ周期
Ｔ分析フレーム内での部分区間の位置τL，τH及
び電力σiL，σiHである。
力が最小になるように決定されている。この式か
ら情報量割当てに必要なパラメータはピツチ周期
Ｔ分析フレーム内での部分区間の位置τL，τH及
び電力σiL，σiHである。
このようにして各標本値当りの伝送情報量Ｂi
Ｌ，ＢiHが決定され、これ等が量子化器２５，２
６に与えられて量子化ビツト数がその都度適応的
に変更される。量子化器２５，２６の各出力と受
信側で復号に必要とする情報としてピツチ周期
Ｔ、部分区間の位置τL，τH、その各電力σiL，
σiH、更に残差電力σL，σHとが符号化器２７で
符号化されて送出される。
Ｌ，ＢiHが決定され、これ等が量子化器２５，２
６に与えられて量子化ビツト数がその都度適応的
に変更される。量子化器２５，２６の各出力と受
信側で復号に必要とする情報としてピツチ周期
Ｔ、部分区間の位置τL，τH、その各電力σiL，
σiH、更に残差電力σL，σHとが符号化器２７で
符号化されて送出される。
なおこのようにして適応予測符号化された符号
化信号を復号するには例えば第３図に示すように
すればよい。復号部４５において符号化器２７の
入力信号が復号され、そのうちの周期Ｔ、部分区
間位置τL，τH、その電力σiL，σiH、残差電力
αL，αHが演算部４６に入力されて先に述べたＢ
iL，ＢiHの演算が行われ、これ等ＢiL，ＢiHにもと
ずき分離回路４７，４８で１標本当りの量子化情
報、つまり第１図の量子化器２５，２６の出力と
対応する情報を分離して取出す。一方回路４９で
部分電力σiL，σiHが復号部４５の出力から取出
されてその出力により利得制御部５１，５２がそ
れぞれ制御され、分離回路４７，４８の出力が第
１図の量子化器２５，２６における量子化利得の
制御と逆に制御される。
化信号を復号するには例えば第３図に示すように
すればよい。復号部４５において符号化器２７の
入力信号が復号され、そのうちの周期Ｔ、部分区
間位置τL，τH、その電力σiL，σiH、残差電力
αL，αHが演算部４６に入力されて先に述べたＢ
iL，ＢiHの演算が行われ、これ等ＢiL，ＢiHにもと
ずき分離回路４７，４８で１標本当りの量子化情
報、つまり第１図の量子化器２５，２６の出力と
対応する情報を分離して取出す。一方回路４９で
部分電力σiL，σiHが復号部４５の出力から取出
されてその出力により利得制御部５１，５２がそ
れぞれ制御され、分離回路４７，４８の出力が第
１図の量子化器２５，２６における量子化利得の
制御と逆に制御される。
回路５１，５２の出力は加算器５３，５４にそ
れぞれ供給されて予測器５５，５６の予測値とそ
れぞれ加算されその加算出力は予測器５５，５６
に入力される。予測器５５，５６よりの復号出力
はそれぞれ周波数変換部５７，５８において周波
数変換されて原低域信号及び原高域信号が得ら
れ、これ等が加算器５９で加算されて原入力信号
が得られる。以上第１図乃至第３図における動作
はマイクロコンピユータを用いて行うこともでき
る。
れぞれ供給されて予測器５５，５６の予測値とそ
れぞれ加算されその加算出力は予測器５５，５６
に入力される。予測器５５，５６よりの復号出力
はそれぞれ周波数変換部５７，５８において周波
数変換されて原低域信号及び原高域信号が得ら
れ、これ等が加算器５９で加算されて原入力信号
が得られる。以上第１図乃至第３図における動作
はマイクロコンピユータを用いて行うこともでき
る。
次にこの発明の適応予測符号化方式の実験例を
示す。音声サンプルとして男女２名の成人が発声
した文章音声（約16秒）を用い、分析条件は標本
化周波数8KHz、帯域分割は低域が０〜1KHz高域
が１〜4KHz、分析フレーム16m秒（128標本）、
予測係数の次数は低域で４、高域で４、時間分割
数は低域で４、高域で４とした。残差信号の平均
情報量が１標本当り３ビツト、２ビツト及び１ビ
ツトの各場合における信号対量子化雑音比はそれ
ぞれ約28dB、22dB及び16dBとなつた。これより
従来の適応予測符号化方式では先に述べたように
２ビツトで約15dB、１ビツトで約8dBであるから
6dB以上の改善が見られ、特に伝送情報量が少な
い程その効果が大となることが理解される。時間
的に不均一な情報の割当てによるＳ／Ｎ比の改善
効果は高ビツト領域で大きく、周波数分割による
効果は低ビツト領域で大きく、両者を組にした場
合の効果はほぼ加算的である。周波数分割によれ
ば低域において信号が大きい時に高域信号は小さ
いのが一般であるため低域に多くのビツトを割当
てることができ符号化誤差が蓄積されるおそれは
ない。
示す。音声サンプルとして男女２名の成人が発声
した文章音声（約16秒）を用い、分析条件は標本
化周波数8KHz、帯域分割は低域が０〜1KHz高域
が１〜4KHz、分析フレーム16m秒（128標本）、
予測係数の次数は低域で４、高域で４、時間分割
数は低域で４、高域で４とした。残差信号の平均
情報量が１標本当り３ビツト、２ビツト及び１ビ
ツトの各場合における信号対量子化雑音比はそれ
ぞれ約28dB、22dB及び16dBとなつた。これより
従来の適応予測符号化方式では先に述べたように
２ビツトで約15dB、１ビツトで約8dBであるから
6dB以上の改善が見られ、特に伝送情報量が少な
い程その効果が大となることが理解される。時間
的に不均一な情報の割当てによるＳ／Ｎ比の改善
効果は高ビツト領域で大きく、周波数分割による
効果は低ビツト領域で大きく、両者を組にした場
合の効果はほぼ加算的である。周波数分割によれ
ば低域において信号が大きい時に高域信号は小さ
いのが一般であるため低域に多くのビツトを割当
てることができ符号化誤差が蓄積されるおそれは
ない。
以上説明したようにこの発明による適応予測符
号化方式は従来の適応予測符号化に比らべて信号
対量子化雑音比が約6dB以上改善され、情報量と
Ｓ／Ｎ比の関係は１ビツト／標本まで下げても直
線的である。また品質の面からも従来方式に比ら
べて高いものが得られる。なお上記実施例では周
波数帯域を２分割したが３分割以上としてもよ
い。また情報量の時間的不均一な割当てを行うこ
となくＢL，ＢHによる割当てのみでも従来方式よ
りも効果が得られる。更に量子化利得の制御や予
測係数の制御を省略してもよい。また対象入力信
号としては音声信号のみならず他の信号でもよ
い。
号化方式は従来の適応予測符号化に比らべて信号
対量子化雑音比が約6dB以上改善され、情報量と
Ｓ／Ｎ比の関係は１ビツト／標本まで下げても直
線的である。また品質の面からも従来方式に比ら
べて高いものが得られる。なお上記実施例では周
波数帯域を２分割したが３分割以上としてもよ
い。また情報量の時間的不均一な割当てを行うこ
となくＢL，ＢHによる割当てのみでも従来方式よ
りも効果が得られる。更に量子化利得の制御や予
測係数の制御を省略してもよい。また対象入力信
号としては音声信号のみならず他の信号でもよ
い。
第１図はこの発明による適応予測符号化方式の
一例を示す構成図、第２図は第１図の周波数変換
部分１２，１３の一例を示す構成図、第３図は復
号方式の一例を示す構成図である。 １１：入力端子、１２，１３：周波数変換部、
１４，１５：パーコール分析部、１６：ピツチ検
出部、１７：情報割当て部、１８，１９：予測符
号器、２３，２４：予測器、２５，２６：量子化
器、２７：符号化器。
一例を示す構成図、第２図は第１図の周波数変換
部分１２，１３の一例を示す構成図、第３図は復
号方式の一例を示す構成図である。 １１：入力端子、１２，１３：周波数変換部、
１４，１５：パーコール分析部、１６：ピツチ検
出部、１７：情報割当て部、１８，１９：予測符
号器、２３，２４：予測器、２５，２６：量子化
器、２７：符号化器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を複数の周波数帯域に分割する周波
数分割手段と、これ等分割された各周波数帯域の
入力信号をそれぞれ予測符号化する予測符号化手
段と、上記分割された各周波数帯域の信号間の電
力の割合を検出する電力割合検出手段と、その検
出出力により上記予測符号化における量子化レベ
ル数を上記各周波数帯域について符号化前後の量
子化誤差電力が小さくなるように適応的に割当て
る手段とを具備する適応予測符号化方式。 ２ 入力信号を複数の周波数帯域に分割する周波
数分割手段と、これ等分割された各周波数帯域の
入力信号をそれぞれ予測符号化する予測符号化手
段と、上記分割された各周波数帯域の信号間の電
力割合を検出する電力割合及び予測残差電力の時
間的局在性を検出する手段と、この検出された電
力割合及び時間的局在性により上記予測符号化に
おける量子化レベル数を上記各周波数帯域につい
て符号化前後の量子化誤差が小さくなるように適
応的に割当てる手段とを具備する適応予測符号化
方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4285879A JPS55135421A (en) | 1979-04-09 | 1979-04-09 | Adaptive prediction coding system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4285879A JPS55135421A (en) | 1979-04-09 | 1979-04-09 | Adaptive prediction coding system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55135421A JPS55135421A (en) | 1980-10-22 |
| JPS6134697B2 true JPS6134697B2 (ja) | 1986-08-08 |
Family
ID=12647714
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4285879A Granted JPS55135421A (en) | 1979-04-09 | 1979-04-09 | Adaptive prediction coding system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55135421A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5797224A (en) * | 1980-12-09 | 1982-06-16 | Nec Corp | Forecasting coder |
| JPS57104321A (en) * | 1980-12-22 | 1982-06-29 | Nec Corp | Forecasting encoder |
| WO1986004198A1 (en) * | 1984-12-29 | 1986-07-17 | Sony Corporation | Digital signal transmission device |
| JPH07123227B2 (ja) * | 1985-08-30 | 1995-12-25 | 日本電気株式会社 | 音声符号化器 |
| JPH061916B2 (ja) * | 1986-10-28 | 1994-01-05 | 日本電気株式会社 | 帯域分割符号化復号化装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5394758A (en) * | 1976-12-16 | 1978-08-19 | Tekade Felten & Guilleaume | Delta modulating method |
-
1979
- 1979-04-09 JP JP4285879A patent/JPS55135421A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5394758A (en) * | 1976-12-16 | 1978-08-19 | Tekade Felten & Guilleaume | Delta modulating method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55135421A (en) | 1980-10-22 |
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