JP2939275B2 - Semiconductor integrated circuit device - Google Patents

Semiconductor integrated circuit device

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JP2939275B2
JP2939275B2 JP24360489A JP24360489A JP2939275B2 JP 2939275 B2 JP2939275 B2 JP 2939275B2 JP 24360489 A JP24360489 A JP 24360489A JP 24360489 A JP24360489 A JP 24360489A JP 2939275 B2 JP2939275 B2 JP 2939275B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、半導体集積回路装置に関し、特に半導体
集積回路装置に構成される相補型のBiCMOS回路に利用し
て有効な技術に関するものである。
Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a semiconductor integrated circuit device, and more particularly to a technique effective when used in a complementary BiCMOS circuit included in a semiconductor integrated circuit device.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

BiCMOS回路はCMOS(相補型MOS)の低消費電力という
特徴を生かしながらバイポーラトランジスタの高い電流
駆動能力を使ってCMOS回路の欠点である大容量負荷での
遅延時間の改善を得ようとしたものである。
BiCMOS circuits are designed to take advantage of the low power consumption of CMOS (complementary MOS) while using the high current drive capability of bipolar transistors to improve the delay time with large capacitance loads, which is a drawback of CMOS circuits. is there.

米国特許第3,541,353号公報には、バイポーラトラン
ジスタをnpnトランジスタとpnpトランジスタからなるコ
ンプリメンタリプッシュプル回路により構成する例が示
されており、特開昭56−100461号公報では、MOSFET(絶
縁ゲート型電界効果トランジスタ)とバイポーラトラン
ジスタとを一体的に形成する例が示されている。
U.S. Pat. No. 3,541,353 discloses an example in which a bipolar transistor is constituted by a complementary push-pull circuit comprising an npn transistor and a pnp transistor. Japanese Patent Application Laid-Open No. 56-100461 discloses a MOSFET (insulated gate type field effect). An example is shown in which a transistor and a bipolar transistor are integrally formed.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problems to be solved by the invention]

上記従来技術では、負荷が軽い領域から重い領域まで
動作を高速化する点について配慮がなされていない。例
えば、米国特許第3,541,353号公報に記載された回路で
は、コンプリメンタリプッシュプル回路が入力オフセッ
トを持つため後述するようなバイポーラトランジスタを
駆動できない領域が生じてその動作の遅延が生じる。
In the above prior art, no consideration is given to speeding up the operation from a light load region to a heavy load region. For example, in the circuit described in U.S. Pat. No. 3,541,353, since a complementary push-pull circuit has an input offset, an area where a bipolar transistor cannot be driven occurs as described later, and the operation is delayed.

特開昭56−100461号公報に記載された回路では、バイ
ポーラトランジスタを高速にオフ状態にするためのベー
ス電荷の引き抜き回路がないためバイポーラトランジス
タの動作速度が遅くなる。そこで、第7図に示すよう
に、トーテンポール型の出力回路を用いた場合には、電
源電圧側のバイポーラトランジスタのベースに、pチャ
ンネルMOSFETからなるベース電流供給経路に加えてnチ
ャンネルMOSFETからなる電流引き抜き経路を設ける必要
がある。接地電位側のバイポーラトランジスタには、そ
のベースとエミッタ間に引き抜き用のnチャンネルMOSF
ETが設けられる。このようにトーテンポール型の出力回
路を用いた場合には、動作の高速化のためにバイポーラ
トランジスタのベース電荷を引き抜き回路が必要になっ
て素子数とそれに対応して占有面積が増大する。
In the circuit described in JP-A-56-100461, the operation speed of the bipolar transistor is reduced because there is no circuit for extracting the base charge for turning off the bipolar transistor at high speed. Therefore, as shown in FIG. 7, when a totem-pole type output circuit is used, the base of the bipolar transistor on the power supply voltage side is connected to the base current supply path of the p-channel MOSFET and the current of the n-channel MOSFET. It is necessary to provide a drawing path. The bipolar transistor on the ground potential side has an n-channel MOSF for extraction between its base and emitter.
An ET is provided. When a totem-pole type output circuit is used as described above, a circuit for extracting the base charge of the bipolar transistor is required for high-speed operation, and the number of elements and the occupied area corresponding to the circuit are increased.

また、一般にBiCMOS回路は、負荷が大きいときにはバ
イポーラトランジスタの高駆動能力が生かされて高速化
を図ることができる。しかし、BiCMOS回路はCMOS回路部
とバイポーラ出力回路とからなる二段構成になっている
ため、負荷が軽いときにはCMOS回路よりも動作速度が遅
くなる。
In general, when the load is large, the BiCMOS circuit can make use of the high driving capability of the bipolar transistor to increase the speed. However, since the BiCMOS circuit has a two-stage configuration including a CMOS circuit portion and a bipolar output circuit, the operation speed is lower than that of the CMOS circuit when the load is light.

この発明は、高集積化を図りつつ、負荷が軽い領域か
ら重い領域まで高速動作を実現したBiCMOS回路を含む半
導体集積回路装置を提供することにある。
An object of the present invention is to provide a semiconductor integrated circuit device including a BiCMOS circuit that achieves high-speed operation from a light load region to a heavy load region while achieving high integration.

この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴
は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるで
あろう。
The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description of the present specification and the accompanying drawings.

〔課題を解決するための手段〕[Means for solving the problem]

本発明で開示される発明のうち代表的な実施形態は、 入力信号(IN)を受けるpチャンネルMOSFET(Q2)と
nチャンネルMOSFET(Q1)とからなるCMOS回路と、 上記CMOS回路の上記pチャンネルMOSFET(Q2)のドレ
インと上記nチャンネルMOSFET(Q1)のドレインとの間
に接続されたレベルシフト用の定電圧素子(D2,D1)
と、 上記CMOS回路の上記pチャンネルMOSFET(Q2)のドレ
イン出力と上記nチャンネルMOSFET(Q1)のドレイン出
力とをそれぞれベースに受けるエミッタフォロワ出力形
式とされたコンプリメンタリプッシュプル形態のnpnト
ランジスタ(T2)とpnpトランジスタ(T1)とを含み、 上記nチャンネルMOSFET(Q1)は上記pnpトランジス
タ(T1)のコレクタ領域を形成するp型領域をp型基板
として該p型基板に形成されたn型ソース領域とn型ド
レイン領域とを有し、該n型ドレイン領域と上記pnpト
ランジスタのn型ベース領域は一体的に構成され、上記
n型ベース領域と金属との接触によるショットキーダイ
オードにより上記レベルシフト用の定電圧素子の一方
(D1)が形成され、 上記pチャンネルMOSFET(Q2)は上記npnトランジス
タ(T2)のコレクタ領域を形成するn型領域をn型基板
として該n型基板に形成されたp型ソース領域とp型ド
レイン領域とを有し、該p型ドレイン領域と上記npnト
ランジスタのp型ベース領域は一体的に構成され、上記
p型ベース領域と金属との接触によるショットキーダイ
オードにより上記レベルシフト用の定電圧素子の他方
(D2)が形成されてなることを特徴とする(第1図、第
2図参照)。
A typical embodiment of the invention disclosed in the present invention is a CMOS circuit including a p-channel MOSFET (Q2) receiving an input signal (IN) and an n-channel MOSFET (Q1); Level shift constant voltage elements (D2, D1) connected between the drain of the MOSFET (Q2) and the drain of the n-channel MOSFET (Q1)
And a complementary push-pull npn transistor (T2) having an emitter follower output type receiving at its base the drain output of the p-channel MOSFET (Q2) and the drain output of the n-channel MOSFET (Q1) of the CMOS circuit. And a pnp transistor (T1). The n-channel MOSFET (Q1) has an n-type source region formed on the p-type substrate with a p-type region forming a collector region of the pnp transistor (T1) as a p-type substrate. And an n-type drain region. The n-type drain region and the n-type base region of the pnp transistor are integrally formed. The p-channel MOSFET (Q2) forms the collector region of the npn transistor (T2). An n-type substrate to be formed has an n-type substrate, and has a p-type source region and a p-type drain region formed on the n-type substrate. The p-type drain region and the p-type base region of the npn transistor are integrally formed. Wherein the other (D2) of the level-shifting constant-voltage element is formed by a Schottky diode formed by contact between the p-type base region and a metal (see FIGS. 1 and 2). ).

〔作用〕[Action]

上記した手段によれば、レベルシフト用の定電圧素子
の挿入によりバイポーラトランジスタによるコンプリメ
ンタリプシュプル回路での入力オフセット電圧が低減で
き、CMOS回路で形成した出力信号の変化に対応してバイ
ポーラトランジスタを高速にスイッチングできる。ま
た、バイポーラトランジスタとMOSFET及び定電素子とし
てのショットキーダイオードとは、一体化して構成でき
るから高集積化が可能になる。
According to the above-described means, the input offset voltage in the complementary ripple-pull circuit using the bipolar transistor can be reduced by inserting the constant-voltage element for level shift, and the bipolar transistor can be quickly operated in response to a change in the output signal formed in the CMOS circuit. Can switch. Further, since the bipolar transistor, the MOSFET, and the Schottky diode as the constant current element can be integrally formed, high integration is possible.

〔実施例〕〔Example〕

第1図には、この発明に係るBiCMOS回路の基本的な一
実施例の回路図が示されている。同図の各回路素子は、
公知の半導体集積回路の製造技術によって、特に制限さ
れないが、単結晶シリコンのような1個の半導体基板上
において形成される。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a basic embodiment of a BiCMOS circuit according to the present invention. Each circuit element in FIG.
Although it is not particularly limited by a known semiconductor integrated circuit manufacturing technique, it is formed on one semiconductor substrate such as single crystal silicon.

この実施例では、pnpトランジスタT1とnpnトランジス
タT2とをコンプリメンタリプッシュプル形態に接続し、
それを出力回路として用いる。すなわち、pnpトランジ
スタT1のコレクタを回路の接地電位点Vssに接続し、エ
ミッタをnpnトランジスタT2のエミッタに接続する。そ
して、npnトランジスタT2のコレクタを、特に制限され
ないが、約+5Vのような電源電圧Vddに接続する。
In this embodiment, the pnp transistor T1 and the npn transistor T2 are connected in a complementary push-pull form,
It is used as an output circuit. That is, the collector of the pnp transistor T1 is connected to the ground potential point Vss of the circuit, and the emitter is connected to the emitter of the npn transistor T2. Then, the collector of the npn transistor T2 is connected to a power supply voltage Vdd such as about +5 V, although not particularly limited.

このようなコンプリメンタリプッシュプル出力回路を
従来のようにCMOS回路により直接に駆動したのでは、pn
pトランジスタT1とnpnトランジスタT2とがそれぞれ持つ
ベース,エミッタ間電圧VBEが入力オフセット電圧とな
って、第4図の(a)に示すように、バイポーラトラン
ジスタを駆動できない領域が生じてしまう。
If such a complementary push-pull output circuit is directly driven by a CMOS circuit as in the past, the pn
The base-emitter voltage V BE of each of the p-transistor T1 and the npn-transistor T2 becomes an input offset voltage, resulting in a region where the bipolar transistor cannot be driven, as shown in FIG.

そこで、この実施例では、pnpトランジスタT1とnpnト
ランジスタT2の両ベース間に、言い換えるならば、CMOS
回路を構成するnチャンネルMOSFETQ1とpチャンネルMO
SFETQ2の両ドレイン間にレベルシフト動作を行う定電素
子としてのダイオードD1,D2を設ける。特に制限されな
いが、後述するように、回路の高集積化を実現するため
に、ダイオードD1とD2は、pnpトランジスタT1とnpnトラ
ンジスタT2のそれぞれのベース領域を利用して構成され
るショットキーダイオードを用いることもできる。
Therefore, in this embodiment, between the bases of the pnp transistor T1 and the npn transistor T2, in other words, the CMOS
N-channel MOSFET Q1 and p-channel MO that make up the circuit
Diodes D1 and D2 are provided between the drains of SFET Q2 as constant current elements for performing a level shift operation. Although not particularly limited, as described later, in order to realize high integration of the circuit, the diodes D1 and D2 are Schottky diodes configured using the respective base regions of the pnp transistor T1 and the npn transistor T2. It can also be used.

この構成では、nチャンネルMOSFETQ1とpチャンネル
MOSFETQ2がそれぞれバイポーラトランジスタT1とT2のベ
ース電荷の引き抜き回路も兼ねる。すなわち、入力端子
INの入力信号がロウレベルからハイレベルに変化すると
きには、nチャンネルMOSFETQ1がオフ状態からオン状態
になって、オフ状態にすべきnpnトランジスタT2のベー
ス電荷を引き抜くとともに、pnpトランジスタT1にベー
ス電流を流すようにする。逆に、入力端子INの入力信号
がハイレベルからロウレベルに変化するときには、pチ
ャンネルMOSFETQ2がオフ状態からオン状態になって、オ
フ状態にすべきpnpトランジスタT1のベース電荷を引き
抜くとともに、npnトランジスタT2にベース電流を流す
ようにする。
In this configuration, the n-channel MOSFET Q1 and p-channel
The MOSFET Q2 also serves as a circuit for extracting the base charges of the bipolar transistors T1 and T2. That is, the input terminal
When the IN input signal changes from the low level to the high level, the n-channel MOSFET Q1 changes from the off state to the on state, extracts the base charge of the npn transistor T2 to be turned off, and allows the base current to flow through the pnp transistor T1 To do. Conversely, when the input signal at the input terminal IN changes from the high level to the low level, the p-channel MOSFET Q2 changes from the off state to the on state, and the base charge of the pnp transistor T1 to be turned off is extracted, and the npn transistor T2 The base current is allowed to flow through.

また、エミッタフォロワ出力形式を取ることによっ
て、出力端子OUTにおける寄生容量を減らすことができ
る。すなわち、エミッタフォロワ出力形式を取るコンプ
リメンタリプッシュプル回路では、pnpトランジスタT1
がコレクタ接地となり、第7図に示したトーテンポール
型出力回路のように基板との間に生じる比較的大きなコ
レクタ寄生容量が出力端子に接続されてしまうことを防
止できる。
Further, by adopting the emitter follower output format, the parasitic capacitance at the output terminal OUT can be reduced. That is, in a complementary push-pull circuit that takes an emitter follower output format, the pnp transistor T1
Is connected to the collector ground, so that a relatively large collector parasitic capacitance generated between itself and the substrate as in the totem-pole type output circuit shown in FIG. 7 can be prevented from being connected to the output terminal.

第2図には、上記第1図に示したBiCMOS回路のうち、
nチャンネルMOSFETQ1とpnpトランジスタT1及びダイオ
ードD1の一実施例の素子構造断面図が示され、第3図に
はそのパターン図が示されている。
FIG. 2 shows one of the BiCMOS circuits shown in FIG.
An element structure sectional view of an embodiment of the n-channel MOSFET Q1, the pnp transistor T1, and the diode D1 is shown, and FIG. 3 is a pattern diagram thereof.

pnpトランジスタT1のコレクタ(collector)領域を構
成するp型領域を利用してnチャンネルMOSFETQ1が形成
される。すなわち、nチャンネルMOSFETQ1は、p型のエ
ピタキシャル成長層(epi layer)からなるコレクタ領
域表面に、n+型のソース(source)及びドレイン(drai
n)を形成し、これらソースとドレインとの間に挟まれ
たチャンネル領域表面に薄い厚さのゲート絶縁膜を介し
てゲート(gate)電極を形成するものである。上記n+
のドレインは、pnpトランジスタT1を構造するn型のベ
ース領域と一体的に構成され、MOSFETQ1のドレインとト
ランジスタT1のベースとの間の接続が行われる。
An n-channel MOSFET Q1 is formed using a p-type region constituting a collector region of the pnp transistor T1. That is, the n-channel MOSFET Q1 has an n + -type source (source) and a drain (drai) on the surface of the collector region composed of a p-type epitaxial growth layer (epi layer).
n), and a gate electrode is formed on the surface of the channel region interposed between the source and the drain via a thin gate insulating film. The n + -type drain is integrally formed with the n-type base region forming the pnp transistor T1, and a connection is made between the drain of the MOSFET Q1 and the base of the transistor T1.

pnpトランジスタT1のベース領域の表面には、ベース
電極を兼ねた金属を接触させることによってショットキ
ーダイオード(Schottky diode)D1を形成する。このよ
うにして、上記MOSFETQ1とバイポーラトランジスタT1及
びダイオードD1を複合デバイス構造により構成すること
ができる。なお、図示しないが、MOSFETQ1のソースと、
トランジスタT1のコレクタは接地電位Vssに接続され
る。
A Schottky diode D1 is formed on the surface of the base region of the pnp transistor T1 by contacting a metal that also serves as a base electrode. In this manner, the MOSFET Q1, the bipolar transistor T1, and the diode D1 can be configured with a composite device structure. Although not shown, the source of MOSFET Q1 and
The collector of transistor T1 is connected to ground potential Vss.

上記の複合デバイス構造導電型を逆にすることによっ
てpチャンネルMOSFETQ2とnpnトランジスタ及びダイオ
ードD2を同様に形成することができる。
The p-channel MOSFET Q2, the npn transistor, and the diode D2 can be similarly formed by reversing the conductivity type of the composite device structure.

次に、この実施例回路において低負荷まで高速化が可
能な理由を説明する。
Next, the reason why it is possible to increase the speed to a low load in the circuit of this embodiment will be described.

従来のようにコンプリメンタリプッシュプル出力回路
を直接にCMOS回路により駆動する場合には、第4図
(a)の動作波形図に示すように、ハイレベルの時のバ
イポーラトランジスタ出力電圧は、電源電圧Vddからベ
ース,エミッタ間電圧VBEだけ下がった電位となり、ロ
ウレベルの時のバイポーラトランジスタの出力電圧は接
地電位に対してベース,エミッタ間電圧VBEだけ上がっ
た電位になる。このため、出力信号をハイレベルからロ
ウレベル変化させるときには、下側(接地電位側)のpn
pトランジスタT1をオン状態にするためにベースの電位
をハイレベル出力時の電位(Vdd−VBE)よりさらにベー
ス.エミッタ間電圧VBE電圧だけ下げる必要があり、出
力信号をロウレベルからハイレベル変化させるときに
は、上側(電源電圧側)のnpnトランジスタT2をオン状
態にするためにベースの電位をロウレベル出力時の電位
(VBE)よりさらにベース,エミッタ間電圧VBE電圧だけ
上げる必要がある。このように、CMOS回路により、コン
プリメンタリプッシュプル回路を直接的に駆動する回路
では、CMOS回路の出力信号によりバイポーラトランジス
タを駆動できない領域が生じて、MOSトランジスタ(MOS
FET)のドレインドレイン電圧とバイポーラトランジス
タの出力電圧との間には遅れが生じるものになってしま
う。
When a complementary push-pull output circuit is driven directly by a CMOS circuit as in the prior art, the output voltage of the bipolar transistor at the high level is equal to the power supply voltage Vdd as shown in the operation waveform diagram of FIG. from the base, it is only lowered potential emitter voltage V bE, the output voltage of the bipolar transistor at the time of the low level is the base with respect to the ground potential, it went up only emitter voltage V bE potential. For this reason, when the output signal is changed from the high level to the low level, the lower (ground potential side) pn
In order to turn on the p-transistor T1, the potential of the base is further higher than the potential at the time of high level output (Vdd-V BE ). When the output signal needs to be reduced from the low level to the high level by the emitter-to-emitter voltage V BE voltage, the base potential is set to the low-level output potential (in order to turn on the upper (power supply voltage side) npn transistor T2). It is necessary to raise the base-emitter voltage V BE voltage higher than V BE ). As described above, in a circuit in which a complementary push-pull circuit is directly driven by a CMOS circuit, a region in which a bipolar transistor cannot be driven by an output signal of the CMOS circuit occurs, and a MOS transistor (MOS transistor)
A delay occurs between the drain-drain voltage of the FET and the output voltage of the bipolar transistor.

しかし、第1図に示した実施例回路のようにダイオー
ドD1,D2を付加した回路では、ダイオードD1,D2の順方向
に充電された電荷の放電経路がないために、バイポーラ
トランジスタT1,T2のベース,エミッタ間には上記ダイ
オードD1,D2の順方向電圧が常に順バイアス電圧として
印加される。これにより、バイポーラトランジスタがオ
フ状態からオン状態に遷移するときに要する時間を短縮
できる。すなわち、第4図(b)に示すように、上記ダ
イオードD1,D2の順方向電圧によりトランジスタT1,T2の
ベース,エミッタ間の充放電時間が大幅に短縮され、p
チャンネルMOSトランジスタのドレイン電圧及びnチャ
ンネルMOSトランジスタのドレイン電圧と、バイポーラ
トランジスタの出力電圧との間にはほとんど遅れが生じ
ない。
However, in the circuit in which the diodes D1 and D2 are added as in the circuit of the embodiment shown in FIG. 1, since there is no discharge path for the charges charged in the forward direction of the diodes D1 and D2, the bipolar transistors T1 and T2 The forward voltage of the diodes D1 and D2 is always applied as a forward bias voltage between the base and the emitter. Thus, the time required for the bipolar transistor to transition from the off state to the on state can be reduced. That is, as shown in FIG. 4 (b), the forward voltage of the diodes D1 and D2 greatly reduces the charge / discharge time between the base and the emitter of the transistors T1 and T2.
There is almost no delay between the drain voltage of the channel MOS transistor and the drain voltage of the n-channel MOS transistor and the output voltage of the bipolar transistor.

第5図(a),(b)と第6図(a),(b)には、
ゲート長が1μm、ゲート幅が1μmのMOSFET及びfT
16GHzのnpnトランジスタ、fT=6GHzのpnpトランジスタ
を使用して、CMOS回路、第7図に示したような通常のBi
CMOS回路、ダイオードを設けない場合の相補型BiCMOS回
路、第1図に示したダイオードを接続した場合の相補型
BiCMOS回路のそれぞれシュミレーション結果が示されて
いる。
FIGS. 5 (a) and 5 (b) and FIGS. 6 (a) and 6 (b)
MOSFET having a gate length of 1 μm and a gate width of 1 μm and f T =
Npn transistors 16 GHz, using a pnp transistor of f T = 6 GHz, CMOS circuits, conventional Bi as shown in FIG. 7
CMOS circuit, complementary BiCMOS circuit without diode, complementary type with diode shown in Fig. 1.
The simulation results of each of the BiCMOS circuits are shown.

第5図(a)においては、低負荷時の負荷容量−遅延
時間特性図が示されている。
FIG. 5 (a) shows a load capacity-delay time characteristic diagram at a low load.

同図において、×は通常のBiCMOS回路を示し、○はCM
OS回路を示し、□はダイオードを設けない場合の相補型
BiCMOS回路を示し、■はダイオードを接続した場合の相
補型BiCMOS回路を示している。同図に示すように負荷容
量が0〜100fFのような低負荷時にも、この実施例に係
る相補型BiCMOS回路が最も高速であることが判る。
In the figure, x indicates a normal BiCMOS circuit, and o indicates CM.
Indicates OS circuit, □ is complementary type without diode
The figure shows a BiCMOS circuit, and the open square shows a complementary BiCMOS circuit when a diode is connected. As shown in the figure, it can be seen that the complementary BiCMOS circuit according to this embodiment has the highest speed even when the load capacitance is as low as 0 to 100 fF.

第5図(b)においては、高負荷時の負荷容量−遅延
時間特性図が示されている。
FIG. 5 (b) shows a load capacity-delay time characteristic diagram under a high load.

同図においても上記同様に×は通常のBiCMOS回路を示
し、○はCMOS回路を示し、□はダイオードを設けない場
合の相補型BiCMOS回路を示し、■はダイオードを接続し
た場合の相補型BiCMOS回路を示している。同図に示すよ
うに負荷容量が0〜4pFのような高負荷時にも、この実
施例に係る相補型BiCMOS回路が最も高速になる。このよ
うに、この発明に係る相補型(コンプリメンタリ)BiCM
OS回路は、低負荷から高負荷までどのような負荷でも高
速に動作することが判る。
Also in the same figure, × indicates a normal BiCMOS circuit, ○ indicates a CMOS circuit, □ indicates a complementary BiCMOS circuit without a diode, and Δ indicates a complementary BiCMOS circuit with a diode connected. Is shown. As shown in the figure, even when the load capacity is as high as 0 to 4 pF, the speed of the complementary BiCMOS circuit according to this embodiment is the highest. As described above, the complementary BiCM according to the present invention is provided.
It can be seen that the OS circuit operates at high speed under any load from low load to high load.

第6図(a)に低負荷時、(b)には高負荷時の負荷
容量−消費エネルギー特性がそれぞれ示されている。
FIG. 6 (a) shows a load capacity-energy consumption characteristic under a low load, and FIG. 6 (b) shows a load capacity-energy consumption characteristic under a high load.

同図にはおいても上記5図の場合と同様に×は通常の
BiCMOS回路を示し、○はCMOS回路を示し、□はダイオー
ドを設けない場合の相補型BiCMOS回路を示し、■はダイ
オードを接続した場合の相補型BiCMOS回路を示してお
り、回路の1サイクルにおける消費エネルギー(この値
に動作周波数をかけると消費電力となる)を負荷容量と
の関連で調べたものである。負荷容量が小さい領域では
同図(a)に示すようにCMOS回路が最も低消費電力とな
るが、負荷容量が約0.2pF以上の大きい領域では同図
(b)に示すようにダイオードを接続した相補型BiCMOS
回路が最も低消費電力となる。
In this figure, as in the case of FIG.
Indicates a BiCMOS circuit, ○ indicates a CMOS circuit, □ indicates a complementary BiCMOS circuit without a diode, and Δ indicates a complementary BiCMOS circuit with a diode connected. Energy (power multiplied by the operating frequency multiplied by this value) is examined in relation to load capacity. In the region where the load capacitance is small, the CMOS circuit has the lowest power consumption as shown in FIG. 4A, but in the region where the load capacitance is large about 0.2 pF or more, a diode is connected as shown in FIG. Complementary BiCMOS
The circuit has the lowest power consumption.

このように、BiCMOS回路に複合構造を用いることによ
って、CMOS回路に比べて面積増加を小さく抑えることが
可能になるとともに、従来のトーテンポール型出力回路
を用いたBiCMOS回路に比べ、ベースにダイオードを付加
した相補型BiCMOS回路では、無負荷時に約30%、3.5fF
負荷時に約20%遅延時間を短縮することが可能なことが
回路シュミレーションにより明らかとなった。消費電力
の点では、負荷容量が200fF以上になるとCMOS回路と同
等以下になることが明らかになった。
In this way, by using the composite structure for the BiCMOS circuit, it is possible to reduce the area increase compared to the CMOS circuit, and to add a diode to the base compared to the conventional BiCMOS circuit using a totem-pole type output circuit. 30%, 3.5fF at no load
Circuit simulations have shown that the delay time can be reduced by about 20% under load. In terms of power consumption, it became clear that when the load capacitance became 200 fF or more, it became lower than that of the CMOS circuit.

以上の実施例から得られる作用効果は、下記の通りで
ある。すなわち、 (1)CMOS回路を構成するpチャンネルMOSFETとnチャ
ンネルMOSFETとのドレイン間にレベルシフト用のダイオ
ードを設けてエミッタフォロワ出力形式とされたコンプ
リメンタリプッシュプル形態のnpnトランジスタとpnpト
ランジスタを駆動することより、バイポーラトランジス
タによるコンプリメンタリプッシュプル回路での入力オ
フセット電圧が低減でき、CMOS回路で形成した出力信号
の変化に対応してバイポーラトランジスタを高速にスイ
ッチングできるから高速化が可能になるという効果が得
られる。
The operational effects obtained from the above embodiment are as follows. That is, (1) a level shift diode is provided between the drains of the p-channel MOSFET and the n-channel MOSFET constituting the CMOS circuit to drive the complementary push-pull npn and pnp transistors of the emitter follower output type. As a result, the input offset voltage in the complementary push-pull circuit using bipolar transistors can be reduced, and the bipolar transistors can be switched at high speed in response to changes in the output signal formed by the CMOS circuit, resulting in an effect that higher speed can be achieved. Can be

(2)CMOS回路は、コンプリメンタリプッシュプル出力
トランジスタの引き抜き回路も兼ねるものであるから回
路素子数を低減でき、バイポーラトランジスタとMOSFET
及びショットキーダイオードとを複合デバイス構造とし
て一体化して構成できるから高集積化が可能になるとい
う効果が得られる。
(2) The CMOS circuit also serves as a circuit for extracting complementary push-pull output transistors, so the number of circuit elements can be reduced, and bipolar transistors and MOSFETs can be used.
In addition, since the semiconductor device and the Schottky diode can be integrally formed as a composite device structure, an effect of enabling high integration can be obtained.

以上本発明者によりなされた発明を実施例に基づき具
体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限定される
ものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可
能であることはいうまでもない。例えば、CMOS回路側は
NOR(ノア)ゲート構成やNAND(ナンド)ゲート構成に
するものであってもよい。すなわち、第1図において、
nチャンネルMOSFETQ1に並列形態にnチャンネルMOSFET
を接続し、pチャンネルMOSFETに直列形態にpチャンネ
ルMOSFETを接続してNORゲート構成としてもよいし、n
チャンネルMOSFETQ1に直列形態にnチャンネルMOSFETを
接続し、pチャンネルMOSFETに並列形態にpチャンネル
MOSFETを接続してNANDゲート構成としてもよい。また、
ダイオードは上記のようなショットキーダイオードの
他、PN接合ダイオードやダイオード形態に接続したMOS
トランジスタを用いるものであってもよい。コンプリメ
ンタリプッシュプルトランジスタのベース間に設けられ
るダイオードの種類やその数は、両トランジスタが定常
的にオン状態になって電源電圧Vddと回路の接地電位間
に定常的な直流電流が流れないように両トランジスタの
ベース,エミッタ間電圧VBEの和の電圧よりも小さなバ
イアス電圧を形成するものであればよい。
Although the invention made by the inventor has been specifically described based on the embodiment, the invention of the present application is not limited to the embodiment, and it is needless to say that various changes can be made without departing from the gist of the invention. Nor. For example, the CMOS circuit side
It may have a NOR (Nor) gate configuration or a NAND (Nand) gate configuration. That is, in FIG.
n-channel MOSFET in parallel with n-channel MOSFET Q1
And a p-channel MOSFET may be connected in series with the p-channel MOSFET to form a NOR gate.
Connect n-channel MOSFET in series with p-channel MOSFET Q1 and p-channel in parallel with p-channel MOSFET
A MOSFET may be connected to form a NAND gate. Also,
Diodes are schottky diodes as described above, PN junction diodes and MOS connected in diode form
A transistor may be used. The type and number of diodes provided between the bases of the complementary push-pull transistors are determined so that both transistors are constantly turned on so that a steady DC current does not flow between the power supply voltage Vdd and the ground potential of the circuit. transistor base, as long as it forms a small bias voltage than the voltage of the sum of the emitter voltage V bE.

上記第1図に示したような相捕型BiCMOS回路を実現す
るためのデバイス構造は、第2図や第3図のような複合
テバイス構造の他、種々の実施形態を採ることができる
ものである。
The device structure for realizing the phase capture type BiCMOS circuit as shown in FIG. 1 can adopt various embodiments other than the composite device structure as shown in FIG. 2 and FIG. is there.

この発明は、BiCMOS回路を含む各種半導体集積回路装
置に広く利用できる。
The present invention can be widely used for various semiconductor integrated circuit devices including a BiCMOS circuit.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

本願において開示される発明のうち代表的なものによ
って得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りであ
る。すなわち、CMOS回路を構成するpチャンネルMOSFET
とnチャンネルMOSFETとのドレイン間にレベルシフト用
のダイオードを設けてエミッタフォロワ出力形式とされ
たコンプリメンタリプッシュプル形態のnpnトランジス
タとpnpトランジスタを駆動することより、バイポーラ
トランジスタによるコンプリメンタリプッシュプル回路
での入力オフセット電圧が低減でき、CMOS回路で形成し
た出力信号の変化に対応してバイポーラトランジスタを
高速にスイッチングできるから高速化が可能になる。
The effects obtained by the representative inventions among the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows. In other words, the p-channel MOSFET that composes the CMOS circuit
By providing a diode for level shift between the drain of the NMOS and the n-channel MOSFET and driving the complementary push-pull type npn transistor and pnp transistor of the emitter follower output type, the input in the complementary push-pull circuit by the bipolar transistor is provided. Since the offset voltage can be reduced and the bipolar transistor can be switched at a high speed in response to a change in the output signal formed by the CMOS circuit, the speed can be increased.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第1図は、この発明に係る相補型BiCMOS回路の基本的一
実施例を示す回路図、 第2図は、上記第1図に示したBiCMOS回路のうち、nチ
ャンネルMOSFETQ1とpnpトランジスタT1及びダイオードD
1の一実施例を示す素子構造断面図、 第3図は、それに対応したパターン図、 第4図(a)と(b)は、この発明を説明するための出
力波形図、 第5図(a)と(b)は、この発明を説明するための負
荷容量と遅延時間特性図、 第6図(a)と(b)は、この発明を説明するための負
荷容量と消費エネルギー特性図、 第7図は、従来のトーテンポール型出力回路を用いたBi
CMOS回路の一例を示す回路図である。 Q1,Q2……MOSFET、T1,T2……バイポーラトランジスタ、
D1,D2……ダイオード、IN……入力端子、OUT……出力端
子、source……ソース、gate……ゲート、drain……ド
レイン、emitter……エミッタ、collector……コレク
タ、dase……ベース、Schottky diode……ショットキー
ダイオード
FIG. 1 is a circuit diagram showing a basic embodiment of a complementary BiCMOS circuit according to the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram showing an n-channel MOSFET Q1, a pnp transistor T1, and a diode of the BiCMOS circuit shown in FIG. D
1 is an element structure sectional view showing one embodiment, FIG. 3 is a corresponding pattern diagram, FIGS. 4 (a) and (b) are output waveform diagrams for explaining the present invention, FIG. 5 ( 6 (a) and 6 (b) are load capacitance and delay time characteristic diagrams for explaining the present invention; FIGS. 6 (a) and 6 (b) are load capacitance and energy consumption characteristic diagrams for explaining the present invention; FIG. 7 shows a Bi using a conventional totem-pole type output circuit.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an example of a CMOS circuit. Q1, Q2 ... MOSFET, T1, T2 ... Bipolar transistor,
D1, D2: Diode, IN: Input terminal, OUT: Output terminal, source: Source, gate: Gate, drain: Drain, emitter: Collector, collector: Collector, base: Schottky diode …… Schottky diode

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−196625(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H01L 27/06 ────────────────────────────────────────────────── (5) References JP-A-59-196625 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 6 , DB name) H01L 27/06

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】入力信号を受けるpチャンネルMOSFETとn
チャンネルMOSFETとからなるCMOS回路と、 上記CMOS回路の上記pチャンネルMOSFETのドレインと上
記nチャンネルMOSFETのドレインとの間に接続されたレ
ベルシフト用の定電圧素子と、 上記CMOS回路の上記pチャンネルMOSFETのドレイン出力
と上記nチャンネルMOSFETのドレイン出力とをそれぞれ
ベースに受けるエミッタフォロワ出力形式とされたコン
プリメンタリプッシュプル形態のnpnトランジスタとpnp
トランジスタとを含み、 上記nチャンネルMOSFETは上記pnpトランジスタのコレ
クタ領域を形成するp型領域をp型基板として該p型基
板に形成されたn型ソース領域とn型ドレイン領域とを
有し、該n型ドレイン領域と上記pnpトランジスタのn
型ベース領域は一体的に構成され、上記n型ベース領域
と金属との接触によるショットキーダイオードにより上
記レベルシフト用の定電圧素子の一方が形成され、 上記pチャンネルMOSFETは上記npnトランジスタのコレ
クタ領域を形成するn型領域をn型基板として該n型基
板に形成されたp型ソース領域とp型ドレイン領域とを
有し、該p型ドレイン領域と上記npnトランジスタのp
型ベース領域は一体的に構成され、上記p型ベース領域
と金属との接触によるショットキーダイオードにより上
記レベルシフト用の定電圧素子の他方が形成されてなる
ことを特徴とする半導体集積回路装置。
A p-channel MOSFET receiving an input signal and n
A CMOS circuit comprising a channel MOSFET; a level shift constant voltage element connected between a drain of the p-channel MOSFET and a drain of the n-channel MOSFET of the CMOS circuit; and the p-channel MOSFET of the CMOS circuit. Complementary push-pull npn transistor and pnp with emitter follower output type receiving the drain output of the n-channel MOSFET and the drain output of the n-channel MOSFET respectively at the base
Wherein the n-channel MOSFET has an n-type source region and an n-type drain region formed on the p-type substrate with a p-type region forming the collector region of the pnp transistor as a p-type substrate. n-type drain region and n of the pnp transistor
The n-type base region is integrally formed, and one of the level shift constant voltage elements is formed by a Schottky diode by contact of the n-type base region with a metal. The p-channel MOSFET is a collector region of the npn transistor. A p-type source region and a p-type drain region formed on the n-type substrate with the n-type region forming the n-type substrate as an n-type substrate.
A semiconductor integrated circuit device, wherein a mold base region is integrally formed, and the other of the level shift constant voltage elements is formed by a Schottky diode formed by contact of the p-type base region with a metal.
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