JP2911919B2 - High frequency amplifier circuit - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、携帯用無線電話機等の小型無線送信機に搭
載される高周波増幅回路に関する。The present invention relates to a high-frequency amplifier circuit mounted on a small wireless transmitter such as a portable wireless telephone.
第3図は、従来の無線送信機の電力増幅器より後段の
構成をブロック図にして示したものである。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration subsequent to a power amplifier of a conventional wireless transmitter.
送信部31の前段で音声等が変調された信号は、送信部
31の増幅器32で電力増幅され、アイソレータ33,共用器3
4を介して、アンテナ及びマッチング回路を備えたアン
テナ部36から電波として出射される。A signal in which sound or the like has been modulated at a stage prior to the transmitting unit 31 is
The power is amplified by the amplifier 32 of 31, the isolator 33, the duplexer 3
Via 4, it is emitted as radio waves from an antenna unit 36 having an antenna and a matching circuit.
共用器34は、送信周波数と受信周波数との差を利用し
て、送信部31からの送信信号をアンテナ部36へ伝え、ア
ンテナ部36からの受信信号を受信部35へ伝える一種のフ
ィルターとして働く。Using the difference between the transmission frequency and the reception frequency, the duplexer 34 transmits a transmission signal from the transmission unit 31 to the antenna unit 36 and acts as a type of filter that transmits a reception signal from the antenna unit 36 to the reception unit 35. .
また、アイソレータ33は、アンテナ部36の破損等によ
りアンテナ部の負荷が変動した場合、インピーダンスず
れにより生じる反射波を、送信部31の増幅器32に伝えな
いためのものである。もし、アイソレータがなく、この
反射波が増幅器32に入ってしまうと、増幅器32は不安定
になり、信号周波数以外の異常発振を起こしてしまう場
合がある。Further, the isolator 33 is for preventing the reflected wave generated due to the impedance deviation from being transmitted to the amplifier 32 of the transmission unit 31 when the load of the antenna unit fluctuates due to breakage of the antenna unit 36 or the like. If there is no isolator and this reflected wave enters the amplifier 32, the amplifier 32 becomes unstable, and abnormal oscillation other than the signal frequency may occur.
携帯用電話機等の無線機は、野外で使用されることが
多いため、外部に露出しているアンテナ部を破損するこ
とが多い。Since wireless devices such as portable telephones are often used outdoors, the antenna portion exposed to the outside is often damaged.
そこで、アイソレータ33は、アンテナ部36が破損し、
その負荷が変動した場合でも、反射波を増幅器32に伝わ
るのを防ぎ、増幅器32が異常発振するのを防ぐうえで、
必要不可欠なものであった。Therefore, in the isolator 33, the antenna section 36 is damaged,
Even if the load fluctuates, in order to prevent the reflected wave from being transmitted to the amplifier 32 and prevent the amplifier 32 from oscillating abnormally,
It was indispensable.
しかしながら、アイソレータは無線機を構成する他の
部品に比べて高価であり、またその大きさも他の部品に
比べて大きいため、無線機を小型化するうえで障害にな
るという問題があった。However, there is a problem that the isolator is more expensive than other parts constituting the wireless device and is also larger in size than the other parts, so that it becomes an obstacle in downsizing the wireless device.
従って本発明は、高価で大きいアイソレータを用いず
に、アンテナ部からの反射波により増幅器が異常発振す
るのを防ぎ、増幅器を常に安定に動作させることを目的
とする。Accordingly, an object of the present invention is to prevent an amplifier from oscillating abnormally due to a reflected wave from an antenna unit without using an expensive and large isolator, and to always operate the amplifier stably.
上記目的を達成するために、本発明では、入力信号を
増幅するトランジスタの入力側に、前記トランジスタに
て増幅する所定の周波数を含む入力信号を減衰するため
の抵抗素子と容量素子との直列回路からなるインピーダ
ンス手段を含んだバイアス手段を接続し、前記トランジ
スタの出力側に、前記トランジスタにて増幅する所定の
周波数以外の信号を通過するインダクタンス手段の一端
を接続し、前記インダクタンス手段の他端には、前記ト
ランジスタにバイアスを供給するバイアス供給端子およ
び、前記インダクタンス手段を通過した信号を減衰する
抵抗素子と容量素子との直列回路からなるインピーダン
ス手段を接続した構成を採用するものである。In order to achieve the above object, according to the present invention, a series circuit of a resistor and a capacitor for attenuating an input signal including a predetermined frequency to be amplified by the transistor is provided on an input side of a transistor for amplifying an input signal. Bias means including impedance means consisting of: connected to one end of an inductance means that passes a signal other than a predetermined frequency amplified by the transistor to the output side of the transistor, and connected to the other end of the inductance means. Adopts a configuration in which a bias supply terminal for supplying a bias to the transistor and impedance means formed of a series circuit of a resistance element and a capacitance element for attenuating a signal passing through the inductance means are connected.
なお、想定される最適な実施形態として、 前記バイアス手段を、複数の抵抗素子を備えて構成
し、容量素子を介して接地する、また、前記バイアス供
給端子を、容量素子を介して接地する、という構成が採
用できる。Note that, as an assumed optimum embodiment, the bias unit is configured to include a plurality of resistance elements and is grounded via a capacitance element, and the bias supply terminal is grounded via a capacitance element. Such a configuration can be adopted.
第1図を用いて本発明の原理を説明する。 The principle of the present invention will be described with reference to FIG.
第1図は、送信部の電力増幅回路を示す回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram showing a power amplifier circuit of a transmission unit.
図において、Q0はトランジスタであり、R1〜R4は抵抗
であり、C1〜C4はコンデンサであり、RFC(Radio Frequ
ency Coil)はマイクロストリップラインにより精密に
インダクタンスが形成された素子である。このマイクロ
ストリップラインは、所望とする送信周波数の波長
(λ)の4分の1(λ/4)以下の長さに形成されてい
る。In FIG, Q 0 is a transistor, R1 to R4 is the resistance, C1 -C4 are capacitors, RFC (Radio Frequ
An ency coil is an element in which an inductance is precisely formed by a microstrip line. This microstrip line is formed to have a length equal to or less than a quarter (λ / 4) of a desired transmission frequency wavelength (λ).
本発明の回路は基本的に、入力側安定化回路1,トラン
ジスタQ0,出力側安定化回路2の3つの部分で構成され
る。The circuit of the present invention is basically composed of three parts: an input side stabilization circuit 1, a transistor Q 0 , and an output side stabilization circuit 2.
まず、入力側安定化回路1の接続関係とその動作を説
明する。First, the connection relationship of the input-side stabilization circuit 1 and its operation will be described.
入力側安定化回路1の入力端子3には、音声等が変調
された信号が入力され、この入力端子3は、トランジス
タQ0のゲートに接続される。The input terminal 3 of the input-side stabilizing circuit 1, the input signal sound or the like is modulated, the input terminal 3 is connected to the gate of the transistor Q 0.
コンデンサC4は、VGGに乗っているノイズを除去する
もので、VGGとGNDとの間に設けられる。Capacitor C4 is for removing noise on the V GG, is provided between the V GG and GND.
また、VGGとGND間に設けられた抵抗R1〜R3は、VGGを
抵抗分圧してトランジスタQ0駆動用の動作点を決めてい
る。The resistance R1~R3 provided between V GG and GND are determined operating points of the transistors Q 0 for driving the V GG resistance-dividing.
そして、コンデンサC1は、一端が抵抗R2を介して入力
端子3に接続され、他端がGNDに接続されている。The capacitor C1 has one end connected to the input terminal 3 via the resistor R2 and the other end connected to GND.
入力端子3とGNDとの間は、コンデンサC1と抵抗R2に
よって接続されているので、トランジスタQ0に印加され
る入力信号の一部は、このコンデンサC1と抵抗R2を介し
てGND側に逃げていく。つまり、入力信号が減衰するわ
けである。Between the input terminal 3 and GND, because it is connected to the capacitor C1 by the resistor R2, is part of the input signal applied to the transistor Q 0, fled to GND side via this capacitor C1 resistor R2 Go. That is, the input signal is attenuated.
トランジスタQ0は、所望とする送信周波数でゲインが
最大になるように設定されているため、上記減衰した入
力信号のうち、所望とする送信周波数の信号は、有効に
増幅されるが、上記減衰した入力信号のうち、所望とし
ない周波数の信号は、ほとんど増幅されることがない。
従って、所望とする周波数の送信信号は、それほど低下
させずに、ノイズだけを効果的に除去してやることがで
きる。Since the transistor Q 0 is set so that the gain is maximized at the desired transmission frequency, the signal of the desired transmission frequency among the attenuated input signals is effectively amplified, Of the input signals obtained, the signal of an undesired frequency is hardly amplified.
Therefore, it is possible to effectively remove only noise without significantly lowering a transmission signal of a desired frequency.
また、トランジスタQ0の異常発振の原因となる低周波
成分は、抵抗R2,コンデンサC1からなるインピーダンス
が低インピーダンスに見えるので、トランジスタQ0が、
異常発振するのを防げる。Further, the low-frequency components will cause abnormal oscillation of the transistor Q 0 is the resistance R2, the impedance of a capacitor C1 is visible to a low impedance, the transistors Q 0 is,
Abnormal oscillation can be prevented.
次に、出力側安定化回路2の接続状態とその動作を説
明する。Next, the connection state and operation of the output-side stabilization circuit 2 will be described.
出力側安定化回路2のトランジスタQ0の出力側の一端
はGND側に接続され、他端は出力端子4に接続されてい
る。One end of the output side of the transistor Q 0 of the output side stabilizing circuit 2 is connected to the GND side, and the other end is connected to the output terminal 4.
出力端子4側に接続されたトランジスタQ0の出力端
は、RFCの一端に接続されている。そして、RFCの他端
は、抵抗R4とC2とを介してGNDに接続され、またC3を介
してGNDに接続され、また直接VDDに接続されている。こ
のVDDにより、トランジスタQ0へのバイアス電源が供給
されている。The output terminal of the transistor Q 0 which is connected to the output terminal 4 side is connected to one end of the RFC. The other end of the RFC is connected to GND via the resistors R4 and C2, connected to GND via C3, and directly connected to VDD . The V DD, a bias power to the transistor Q 0 is supplied.
トランジスタQ0から通常の所望とする高周波の信号が
出力された場合、コンデンサC3によってRFCはGNDとショ
ートの状態で、かつRFCは所望とする信号のλ/4に形成
されているので、所望とする信号はRFCで反射されてし
まい、図中に示したA点よりGND側へは流れない。If the high frequency of the signal from the transistor Q 0 and normal desired is output, the RFC by the capacitor C3 while the GND and short, and since RFC is formed on lambda / 4 of the signal to be desired, desired and The reflected signal is reflected by RFC, and does not flow from the point A shown in the drawing to the GND side.
従って、トランジスタQ0が安定に動作し送信する周波
数の信号を出力している場合は、その信号はGND側へは
流れず、出力端子4に出力される。Therefore, when the transistor Q 0 is outputting a signal of a frequency that operates stably transmitted, the signal does not flow to the GND side, is output to the output terminal 4.
次に、トランジスタQ0が、異常発振を起こしはじめ、
所望とする送信周波数より低周波の信号が出力された場
合、RFCは所望とする信号のλ/4に形成されているの
で、それ以外の信号は、RFCで反射されずに通過するこ
とになる。このRFCを通過してきた信号は、抵抗R4とコ
ンデンサC2(例えばR4は50Ωの抵抗)を通ってGND側に
流れる。Then, the transistor Q 0 is beginning to cause abnormal oscillation,
When a signal with a frequency lower than the desired transmission frequency is output, the RFC is formed at λ / 4 of the desired signal, so other signals pass through without being reflected by the RFC. . The signal passing through this RFC flows to the GND side through the resistor R4 and the capacitor C2 (for example, R4 is a 50Ω resistor).
従って、アンテナ部の破損等により生じた反射波が、
トランジスタQ0に入力されても、送信する周波数以外の
信号は、GND側に流れて除去されるため、トランジスタQ
0が異常発振を起こすことはない。Therefore, the reflected wave generated due to the damage of the antenna unit, etc.
Be input to the transistor Q 0, the signal other than the transmission frequency is to be removed flows to the GND side, the transistor Q
0 does not cause abnormal oscillation.
以上のように本発明では、入力側安定化回路1で、入
力信号のノイズを除去し、さらに出力側安定化回路2
で、トランジスタQ0が異常発振を起こした場合発生する
低周波ノイズを除去している。As described above, in the present invention, the input-side stabilizing circuit 1 removes noise of an input signal, and furthermore, the output-side stabilizing circuit 2
In, and to remove low-frequency noise generated when the transistor Q 0 has caused the abnormal oscillation.
第2図を用いて本発明の一実施例を説明する。 An embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
第2図中、第1図と同じ部分には同じ番号を付してあ
る。2, the same parts as those in FIG. 1 are given the same numbers.
図中、Q1及びQ2はトランジスタであり、R1〜R7は抵抗
であり、C1〜C8はコンデンサであり、RFC1及びRFC2(Ra
dio Frequency Coil)は、マイクロストリップラインに
より精密にインダクタンスが形成された素子である。In the figure, Q1 and Q2 are transistors, R1 to R7 are resistors, C1 to C8 are capacitors, RFC 1 and RFC 2 (Ra
A dio frequency coil is an element in which an inductance is precisely formed by a microstrip line.
第2図に示したように、一実施例では第1図にしめし
た回路を2段にして、全体としてゲインを高くしたもの
である。As shown in FIG. 2, in one embodiment, the circuit shown in FIG. 1 has two stages to increase the gain as a whole.
まず、第1段目の増幅回路の接続状態とその動作につ
いて説明する。First, the connection state and operation of the first-stage amplifier circuit will be described.
入力側安定化回路1の入力端子3には、音声等が変調
された信号が入力され、この入力端子3は、トランジス
タQ1のゲートに接続される。The input terminal 3 of the input-side stabilizing circuit 1, the input signal sound or the like is modulated, the input terminal 3 is connected to the gate of the transistor Q 1.
コンデンサC4は、VGGに乗っているノイズを除去する
もので、VGGとGNDとの間に設けられる。Capacitor C4 is for removing noise on the V GG, is provided between the V GG and GND.
また、VGGとGND間に設けられた抵抗R1〜R3は、VGGを
抵抗分圧してトランジスタQ1駆動用の動作点を決めてい
る。The resistance R1~R3 provided between V GG and GND is determined the operating point of the driving transistor Q 1 with a V GG resistance-dividing.
そして、コンデンサC1は、一端が抵抗R2を介して入力
端子3に接続され、他端がGNDに接続されている。The capacitor C1 has one end connected to the input terminal 3 via the resistor R2 and the other end connected to GND.
入力端子3とGNDとの間は、コンデンサC1と抵抗R2に
よって接続されているので、トランジスタQ1に印加され
る入力信号の一部は、このコンデンサC1と抵抗R2を介し
てGND側に逃げていく。つまり、入力信号が減衰するわ
けである。Between the input terminal 3 and GND, because it is connected to the capacitor C1 by the resistor R2, is part of the input signal applied to the transistor Q 1, fled to GND side via this capacitor C1 resistor R2 Go. That is, the input signal is attenuated.
トランジスタQ1は、所望とする送信周波数でゲインが
最大になるように設定されているため、上記減衰した入
力信号のうち、所望とする送信周波数の信号は有効に増
幅されるが、上記減衰した入力信号のうち、所望としな
い周波数の信号は、ほとんど増幅されることがない。従
って、所望とする周波数の送信信号は、それほど低下さ
せずに、ノイズだけを効果的に除去してやることができ
る。Transistor Q 1 is, because it is set such that the gain becomes maximum at the transmission frequency of the desired, among the input signals the damping, but the signal of the transmission frequency to be desired is effectively amplified, and the damping Of the input signals, signals of undesired frequencies are hardly amplified. Therefore, it is possible to effectively remove only noise without significantly lowering a transmission signal of a desired frequency.
また、トランジスタQ1の異常発振の原因となる低周波
成分は、抵抗R2,コンデンサC1からなるインピーダンス
が低インピーダンスに見えるので、トランジスタQ1が、
異常発振するのを防げる。Further, the low-frequency components will cause abnormal oscillation of the transistor Q 1 is, resistor R2, the impedance of a capacitor C1 is visible to a low impedance, the transistor Q 1 is,
Abnormal oscillation can be prevented.
そして、トランジスタQ1の出力側の一端はGND側に接
続され、他端は結合コンデンサC8を介して、トランジス
タQ2のゲートに接続されている。The output side of the one end of the transistor Q 1 is connected to the GND side, the other end via a coupling capacitor C8, which is connected to the gate of the transistor Q 2.
トランジスタQ2のゲートに接続されているトランジス
タQ1の出力端は、RFC1の一端に接続されている。その他
端は、コンデンサC5を介してGND側に接続され、また直
接VDD1に接続されている。このVDD1により、トランジス
タQ1はバイアスを供給されている。The output terminal of the transistor Q 1 which is connected to the gate of the transistor Q 2 is connected to one end of the RFC 1. The other end is connected to the GND side via a capacitor C5, and is directly connected to V DD1 . The V DD1, the transistor Q 1 is supplied with a bias.
トランジスタQ2から所望とする信号が出力された場
合、コンデンサC5によってRFC1はGNDとショートの状態
で、かつRFC1は所望とする信号のλ/4に形成されている
ので、その信号はRFC1で反射されてしまい、図中に示し
たB点よりGND側へは流れない。If the signal to be desired from the transistor Q 2 is output, in the state of RFC 1 is GND and the shorted by the capacitor C5, and since RFC 1 is formed on the lambda / 4 of the signal to be desired, the signal RFC It is reflected at 1 and does not flow from the point B shown in the figure to the GND side.
従って、トランジスタQ1により増幅された所望とする
送信周波数の信号は、トランジスタQ2のゲートに入力さ
れ、GND側に逃げることはない。なお、RFC1はマイクロ
ストリップラインで形成されたインダクタンス素子なの
で、直流分はよく通し、VDD1からの電圧をトランジスタ
Q1に与えることができる。Accordingly, the transmission frequency signal of the desired amplified by the transistor Q 1 is inputted to the gate of the transistor Q 2, does not escape to the GND side. Since RFC 1 is an inductance element formed by a microstrip line, it can pass DC components well and pass the voltage from V DD1 to a transistor.
It can be given to Q 1.
次に、第2段目の増幅回路の接続状態とその動作につ
いて説明する。Next, the connection state and operation of the second-stage amplifier circuit will be described.
第1段目のトランジスタQ1により増幅された信号は、
第2段目のトランジスタQ2のゲートに入力される。Signal amplified by the transistor to Q 1 first stage,
Is input to the gate of the transistor Q 2 of the second stage.
なお、抵抗R5〜R7及びコンデンサC6,C7の働きは、前
述の抵抗R1〜R3及びコンデンサC4,C1と全く同様であ
る。The operations of the resistors R5 to R7 and the capacitors C6 and C7 are exactly the same as the above-described resistors R1 to R3 and the capacitors C4 and C1.
トランジスタQ2の出力側の一端はGND側に接続され、
他端は出力端子4に接続される。出力端子4は、さらに
アンテナ部に接続されている。このアンテナ部の負荷イ
ンピーダンスは例えば50Ωと低い値である。The output side of the one end of the transistor Q 2 is connected to the GND side,
The other end is connected to the output terminal 4. The output terminal 4 is further connected to the antenna unit. The load impedance of this antenna unit is a low value of, for example, 50Ω.
出力端子4側に接続されたトランジスタQ2の出力端
は、RFC2の一端に接続されている。そして、RFC2の他端
は、抵抗R4とC2とを介してGNDに接続され、またC3を介
してGNDに接続され、また直接VDDに接続されている。こ
のVDDにより、トランジスタQ2へのバイアス電源が供給
されている。The output terminal of the transistor Q 2 to which is connected to the output terminal 4 side is connected to one end of the RFC 2. The other end of RFC 2 is connected to GND via resistors R4 and C2, connected to GND via C3, and directly connected to VDD . The V DD, a bias power to the transistor Q 2 is supplied.
トランジスタQ2から通常の所望とする周波数の信号が
出力された場合、コンデンサC6によってRFC2はGNDとシ
ョートの状態で、かつRFC2は所望とする信号のλ/4に形
成されているので、その信号はRFC2で反射されてしま
い、図中に示したC点よりGND側へは流れない。If the signal of frequency from transistor Q 2 and a normal desired is output, RFC 2 by the capacitor C6 in the state GND and short, and since RFC 2 is formed on the lambda / 4 of the signal to be desired, The signal is reflected by RFC 2 and does not flow from the point C shown in the drawing to the GND side.
従って、トランジスタQ2が安定に動作し送信する周波
数の信号を出力している場合は、その信号はGND側へは
流れず、出力端子4に出力される。Therefore, when the transistor Q 2 is outputting a signal of a frequency that operates stably transmitted, the signal does not flow to the GND side, is output to the output terminal 4.
次に、トランジスタQ2が、異常発振を起こしはじめ、
所望とする送信周波数の信号より低周波の信号が出力さ
れた場合、RFC2は所望とする周波数の信号のλ/4に形成
されているので、それ以外の信号は、RFC2で反射されず
に通過することになる。このRFC2を通過してきた信号
は、抵抗R4とコンデンサC2(例えばR4は50Ωの抵抗)を
通ってGND側に流れる。特に、低周波成分は、抵抗R4と
コンデンサC2からなるインピーダンスが低インピーダン
スに見えるので、よりGND側に流れやすい。Then, the transistor Q 2 is beginning to cause abnormal oscillation,
When a signal of a lower frequency than the signal of the desired transmission frequency is output, since RFC 2 is formed at λ / 4 of the signal of the desired frequency, other signals are not reflected by RFC 2 Will pass through. The signal that has passed through RFC 2 flows to the GND side through a resistor R4 and a capacitor C2 (for example, R4 is a 50Ω resistor). In particular, the low-frequency component flows more easily to the GND side because the impedance formed by the resistor R4 and the capacitor C2 appears to be low impedance.
従って、アンテナ部の破損等により生じた反射波が、
トランジスタQ2に入力されても、送信する周波数以外の
信号は、GND側に流れて除去されるため、トランジスタQ
2が異常発振を起こすことなない。Therefore, the reflected wave generated due to the damage of the antenna unit, etc.
Be input to the transistor Q 2, the signal other than the transmission frequency is to be removed flows to the GND side, the transistor Q
2 does not cause abnormal oscillation.
以上のように本発明の一実施例では、トランジスタQ2
が安定に動作し送信する周波数の信号を出力している場
合は、その信号はGND側へは流れず、出力端子4に出力
される。As described above, in one embodiment of the present invention, the transistor Q 2
Operates stably and outputs a signal of a frequency to be transmitted, the signal does not flow to the GND side, but is output to the output terminal 4.
また、アンテナ部の破損等により生じた反射波が、ト
ランジスタQ2に入力されても、トランジスタQ2が異常発
振を起こすことなない。Further, the reflected wave caused by damage of the antenna unit, be input to the transistor Q 2, the transistor Q 2 is not such to cause abnormal oscillation.
つまり、トランジスタQ1の入力側で、入力信号の低周
波ノイズをGND側に流してトランジスタQ1の動作を安定
させ、さらに、トランジスタQ2の出力側で、トランジス
タQ2が異常発振を起こした場合発生する低周波ノイズを
除去している。That is, the input side of the transistor Q 1, to stabilize the operation of the transistor Q 1 low-frequency noise of the input signal by passing the GND side, further, at the output side of the transistor Q 2, the transistor Q 2 has caused the abnormal oscillation The low frequency noise that occurs is removed.
なお、一実施例では、2つのトランジスタを用いて増
幅を2段で行っているが、全体として所望のゲインを得
るためには、1段目のゲインを2段目のゲインより高く
設定した方が効果的である。その理由は以下に述べると
おりである。In one embodiment, amplification is performed in two stages using two transistors. However, in order to obtain a desired gain as a whole, the gain of the first stage should be set higher than the gain of the second stage. Is effective. The reason is as follows.
前述したように、一実施例のトランジスタは、所望と
する送信周波数でゲインが最大になるように設定されて
いるため、それ以外の周波数の信号成分は、ほとんど増
幅されない。As described above, since the transistor of one embodiment is set so that the gain is maximized at a desired transmission frequency, signal components of other frequencies are hardly amplified.
従って、1段目では十分ゲインを上げて、所望とする
送信周波数の信号も、ノイズ成分の信号も両方増幅して
やる。Therefore, in the first stage, the gain is sufficiently increased to amplify both the signal of the desired transmission frequency and the signal of the noise component.
そして、2段目ではコンデンサC6と抵抗R6によって、
入力信号をGND側に逃がして、入力信号を減衰させてや
ることより、所望とする信号のゲインはそれほど下げず
に、ノイズだけを効果的に除去してやることができる。And in the second stage, by the capacitor C6 and the resistor R6,
By letting the input signal escape to the GND side and attenuating the input signal, it is possible to effectively remove only noise without significantly lowering the gain of the desired signal.
具体的には、第2図の回路において、例えば抵抗R2を
300Ω,抵抗R6を160Ωといった具合に、入力端とGNDに
接続されたコンデンサC1,C6との間の抵抗R2,R6の値を調
節してやることで実現できる。Specifically, for example, in the circuit of FIG.
This can be realized by adjusting the values of the resistors R2 and R6 between the input terminal and the capacitors C1 and C6 connected to the GND, such as 300Ω and the resistor R6 to 160Ω.
さらに、2段目の入力部分の抵抗R6の値を小さく設定
できることにより、アンテナ部の低いインピーダンス
(例えば50Ω)に近付けることができ、トランジスタQ2
の動作を安定にすることができる。Further, since the value of the resistor R6 in the input portion of the second stage can be set small, the impedance can be close to the low impedance (for example, 50Ω) of the antenna portion, and the transistor Q 2
Operation can be stabilized.
またこの際、トランジスタQ1,Q2にバイアスする電源V
DD1,VDD2の値を適宜変えてもよい。At this time, the power supply V biasing the transistors Q 1 and Q 2
The values of DD1 and VDD2 may be changed as appropriate.
以上本発明を一実施例により説明し、図中トランジス
タとしてFETを用いたが、バイポーラ型であってもよ
い。Although the present invention has been described with reference to one embodiment, and an FET is used as a transistor in the drawings, a bipolar type may be used.
また、一実施例では増幅器の段数を2段で説明した
が、さらに多段にしてもよい。Further, in the embodiment, the number of stages of the amplifier is described as two, but may be further increased.
以上説明したように本発明によれば、アイソレータを
用いずに、アンテナ部からの反射波によって、増幅器が
異常発振するのを防止することができるという効果を奏
する。As described above, according to the present invention, it is possible to prevent an amplifier from abnormally oscillating due to a reflected wave from an antenna unit without using an isolator.
従って、高価で、大きな部品であったアイソレータを
用いないため、無線機の低コスト化、小型化に寄与する
ところが大きい。Therefore, since an isolator which is expensive and is a large part is not used, it greatly contributes to cost reduction and miniaturization of the wireless device.
第1図は、本発明の原理を説明する回路図で、 第2図は、本発明の一実施例を説明する回路図で、 第3図は、従来の無線機の構成を示すブロック図であ
る。 Q0〜Q2……トランジスタ R1〜R7……抵抗 C1〜C8……コンデンサFIG. 1 is a circuit diagram illustrating the principle of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a conventional radio. is there. Q 0 to Q 2 … Transistors R 1 to R 7 … Resistors C 1 to C 8 … Capacitors
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 関根 直行 山梨県中巨摩郡昭和町紙漉阿原1000番地 株式会社富士通山梨エレクトロニクス 内 (56)参考文献 特開 昭62−298207(JP,A) 特開 平2−107010(JP,A) ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (72) Inventor Naoyuki Sekine 1000 Kasashi Ahara, Showa-cho, Nakakoma-gun, Yamanashi Prefecture Fujitsu Yamanashi Electronics Co., Ltd. (56) References JP-A-62-298207 (JP, A) JP-A-2 -107010 (JP, A)
Claims (3)
に、前記トランジスタにて増幅する所定の周波数を含む
入力信号を減衰するための抵抗素子と容量素子との直列
回路からなるインピーダンス手段を含んだバイアス手段
を接続し、前記トランジスタの出力側に、前記トランジ
スタにて増幅する所定の周波数以外の信号を通過するイ
ンダクタンス手段の一端を接続し、前記インダクタンス
手段の他端には、前記トランジスタにバイアスを供給す
るバイアス供給端子および、前記インダクタンス手段を
通過した信号を減衰する抵抗素子と容量素子との直列回
路からなるインピーダンス手段を接続したことを特徴と
する高周波増幅回路。An input means for inputting a transistor for amplifying an input signal includes impedance means comprising a series circuit of a resistance element and a capacitance element for attenuating an input signal including a predetermined frequency to be amplified by the transistor. Bias means is connected, one end of an inductance means that passes a signal other than a predetermined frequency amplified by the transistor is connected to the output side of the transistor, and a bias is applied to the transistor at the other end of the inductance means. A high-frequency amplifier circuit, comprising: a bias supply terminal for supplying; and an impedance unit comprising a series circuit of a resistance element and a capacitance element for attenuating a signal passing through the inductance means.
えて構成され、容量素子を介して接地されることを特徴
とする請求項1記載の高周波増幅回路。2. The high-frequency amplifier circuit according to claim 1, wherein said bias means includes a plurality of resistance elements and is grounded via a capacitance element.
て接地されることを特徴とする請求項2記載の高周波増
幅回路。3. The high-frequency amplifier circuit according to claim 2, wherein said bias supply terminal is grounded via a capacitance element.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23922489A JP2911919B2 (en) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | High frequency amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP23922489A JP2911919B2 (en) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | High frequency amplifier circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03101523A JPH03101523A (en) | 1991-04-26 |
JP2911919B2 true JP2911919B2 (en) | 1999-06-28 |
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JP23922489A Expired - Lifetime JP2911919B2 (en) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | High frequency amplifier circuit |
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WO2000028673A1 (en) * | 1998-11-10 | 2000-05-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High-frequency radio circuit |
GB2411062B (en) * | 2004-02-11 | 2007-11-28 | Nujira Ltd | Resonance suppression for power amplifier output network |
-
1989
- 1989-09-14 JP JP23922489A patent/JP2911919B2/en not_active Expired - Lifetime
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