JP2888102B2 - 時間ダイバーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時間ダイバーシティ通信装置 - Google Patents
時間ダイバーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時間ダイバーシティ通信装置Info
- Publication number
- JP2888102B2 JP2888102B2 JP21118693A JP21118693A JP2888102B2 JP 2888102 B2 JP2888102 B2 JP 2888102B2 JP 21118693 A JP21118693 A JP 21118693A JP 21118693 A JP21118693 A JP 21118693A JP 2888102 B2 JP2888102 B2 JP 2888102B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data sequences
- time
- signal
- delay
- different
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ディジタル無線通信
分野において、雑音やフェージング等によって受信信号
電力が著しく頻繁に落込む移動体伝送路に用いる時間ダ
イバーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時
間ダイバーシティ通信装置に関するものである。
分野において、雑音やフェージング等によって受信信号
電力が著しく頻繁に落込む移動体伝送路に用いる時間ダ
イバーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時
間ダイバーシティ通信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の時間ダイバーシティ通信装置とし
て、例えば“時間ダイバーシティ通信方式，特公昭６３
−４２４５６特許公報”に記載されたものがある。
て、例えば“時間ダイバーシティ通信方式，特公昭６３
−４２４５６特許公報”に記載されたものがある。
【０００３】本従来例は、２K 値変調方式によって時間
ダイバーシティを実現している。送信側では、送信デー
タ系列に対してＫ個の異なる遅延量τ１j （ｊ＝１，２
…Ｋ）を与え、Ｋ通りのデータ系列Ｄj （ｊ＝１，２…
Ｋ）に変換する。Ｋ通りのデータ系列は、２K 値変調方
式によって伝送される。受信側では、復調後のＫ通りの
データ系列を用いて受信信号電力を求める。一方で、Ｋ
通りの各データ系列Ｄj （ｊ＝１，２…Ｋ）に対して、
Ｋ通りのデータ系列Ｄj の各遅延時間を一定にする遅延
量τ２j （ｊ＝１，２…Ｋ）を与える。即ちτ１j とτ
２j の和は、一定値とする。また、受信信号電力に対し
ても、Ｋ個の遅延量τ２j （ｊ＝１，２…Ｋ）を与え、
Ｋ通りの信号電力データ系列Ｐj （ｊ＝１，２…Ｋ）に
変換する。これらＫ回繰り返し受信されるデータＤj
と、Ｋ通りの信号電力データ系列Ｐj を用いてダイバー
シティを行う。
ダイバーシティを実現している。送信側では、送信デー
タ系列に対してＫ個の異なる遅延量τ１j （ｊ＝１，２
…Ｋ）を与え、Ｋ通りのデータ系列Ｄj （ｊ＝１，２…
Ｋ）に変換する。Ｋ通りのデータ系列は、２K 値変調方
式によって伝送される。受信側では、復調後のＫ通りの
データ系列を用いて受信信号電力を求める。一方で、Ｋ
通りの各データ系列Ｄj （ｊ＝１，２…Ｋ）に対して、
Ｋ通りのデータ系列Ｄj の各遅延時間を一定にする遅延
量τ２j （ｊ＝１，２…Ｋ）を与える。即ちτ１j とτ
２j の和は、一定値とする。また、受信信号電力に対し
ても、Ｋ個の遅延量τ２j （ｊ＝１，２…Ｋ）を与え、
Ｋ通りの信号電力データ系列Ｐj （ｊ＝１，２…Ｋ）に
変換する。これらＫ回繰り返し受信されるデータＤj
と、Ｋ通りの信号電力データ系列Ｐj を用いてダイバー
シティを行う。
【０００４】以下簡単のため、Ｋ＝２とする、２2 ＝４
値変調方式を用いた場合の時間ダイバーシティ通信装置
について説明する。図１５は、Ｋ＝２とした場合の時間
ダイバーシティ通信に用いる送受信機の一例の構成を示
すブロック図であり、０１は送信データ入力端子、０２
は遅延回路、０５ａはＩ（実数）成分データとＱ（虚
数）成分データを合成する合成回路、０６は搬送波発生
器、０７ａ，０７ｂはＩ，Ｑ両成分のデータと、０６か
らの搬送波をそれぞれ乗算するミキサ、０８は送信用の
アンテナ、０９は受信用のアンテナ、１０は電圧制御型
水晶発振器（ＶＣＯ）、１１，１１ａは９０°移相器、
１２、１３はミキサ、１４、１５はＡ／Ｄ変換器、１４
ａ，１５ａはローパスフィルタ、２１ａ，２１ｂは遅延
回路、２２ａは受信ベースバンド信号の信号電力を検出
する信号電力算出手段、２３ｃは受信ベースバンド信号
とその信号電力を用いてダイバーシティを行うダイバー
シティ回路、２６ｂは自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動
位相制御（ＡＰＣ）回路／タイミング再生（ＢＴＲ）回
路、２７は受信データ出力端子である。
値変調方式を用いた場合の時間ダイバーシティ通信装置
について説明する。図１５は、Ｋ＝２とした場合の時間
ダイバーシティ通信に用いる送受信機の一例の構成を示
すブロック図であり、０１は送信データ入力端子、０２
は遅延回路、０５ａはＩ（実数）成分データとＱ（虚
数）成分データを合成する合成回路、０６は搬送波発生
器、０７ａ，０７ｂはＩ，Ｑ両成分のデータと、０６か
らの搬送波をそれぞれ乗算するミキサ、０８は送信用の
アンテナ、０９は受信用のアンテナ、１０は電圧制御型
水晶発振器（ＶＣＯ）、１１，１１ａは９０°移相器、
１２、１３はミキサ、１４、１５はＡ／Ｄ変換器、１４
ａ，１５ａはローパスフィルタ、２１ａ，２１ｂは遅延
回路、２２ａは受信ベースバンド信号の信号電力を検出
する信号電力算出手段、２３ｃは受信ベースバンド信号
とその信号電力を用いてダイバーシティを行うダイバー
シティ回路、２６ｂは自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動
位相制御（ＡＰＣ）回路／タイミング再生（ＢＴＲ）回
路、２７は受信データ出力端子である。
【０００５】次に動作について説明する。送信機側で
は、“０“と“１”で表されるディジタル送信データ
を、送信データ入力端子０１に入力する。遅延回路０２
ではデータをＬシンボル遅延させてから出力する。この
遅延量は、フェージングやブロッケージ等に起因する受
信信号電力の減衰に対応するために設けられているもの
であり、対応しようとする最大減衰時間をＴｄ[s] とす
ると、データ伝送速度がＲ[symbol/s]のシステムでは、
遅延シンボル数Ｌ[symbol]は、Ｌ≧Ｔｄ×Ｒに設計され
る。
は、“０“と“１”で表されるディジタル送信データ
を、送信データ入力端子０１に入力する。遅延回路０２
ではデータをＬシンボル遅延させてから出力する。この
遅延量は、フェージングやブロッケージ等に起因する受
信信号電力の減衰に対応するために設けられているもの
であり、対応しようとする最大減衰時間をＴｄ[s] とす
ると、データ伝送速度がＲ[symbol/s]のシステムでは、
遅延シンボル数Ｌ[symbol]は、Ｌ≧Ｔｄ×Ｒに設計され
る。
【０００６】図１６に、本従来例によるデータのタイミ
ングチャートの一例を示す。本従来では、遅延シンボル
数をＬ＝５シンボルとする。よって、ｋシンボル目の送
信データ系列をＸk （ｋは整数）で表記した場合、遅延
回路０２からの出力データ系列は、送信データ系列から
５シンボル分遅延してＸＤk ＝Ｘ(k-5) （ｋは整数）と
なる。ミキサ０７ａでは、９０°移相器１１ａを介した
搬送波発生器０６からの搬送波と、送信データ系列Ｘk
を乗算し、乗算したデータをＱk （ｋは整数）と称して
出力する。またミキサ０７ｂでは、搬送波発生器０６か
ら出力される搬送波と、送信データ系列ＸＤk を乗算
し、乗算したデータをＩＤk （ｋは整数）と称して出力
する。合成回路０５ａは、ＩＤk （ｋは整数）とＱk
（ｋは整数）の２つの信号をＱＰＳＫ変調し、送信用の
アンテナ０８から送出する。図１６に、ＩＤk （ｋは整
数）とＱk （ｋは整数）、及び合成回路０５の送信信号
Ａk （ｋは整数）を示す。
ングチャートの一例を示す。本従来では、遅延シンボル
数をＬ＝５シンボルとする。よって、ｋシンボル目の送
信データ系列をＸk （ｋは整数）で表記した場合、遅延
回路０２からの出力データ系列は、送信データ系列から
５シンボル分遅延してＸＤk ＝Ｘ(k-5) （ｋは整数）と
なる。ミキサ０７ａでは、９０°移相器１１ａを介した
搬送波発生器０６からの搬送波と、送信データ系列Ｘk
を乗算し、乗算したデータをＱk （ｋは整数）と称して
出力する。またミキサ０７ｂでは、搬送波発生器０６か
ら出力される搬送波と、送信データ系列ＸＤk を乗算
し、乗算したデータをＩＤk （ｋは整数）と称して出力
する。合成回路０５ａは、ＩＤk （ｋは整数）とＱk
（ｋは整数）の２つの信号をＱＰＳＫ変調し、送信用の
アンテナ０８から送出する。図１６に、ＩＤk （ｋは整
数）とＱk （ｋは整数）、及び合成回路０５の送信信号
Ａk （ｋは整数）を示す。
【０００７】受信機側では、アンテナ０９で信号を受信
し、受信信号を２つのミキサ１２，１３に入力する。Ｖ
ＣＯ１０は、再生搬送波を、ミキサ１３と９０°移相器
１１に供給する。９０°移相器１１は、再生搬送波を９
０°移相してミキサ１２に出力する。ミキサ１３では、
受信信号とＶＣＯ１０からの再生搬送波を乗算し、ロー
パスフィルタ１５ａでフィルタリングして、受信Ｉ成分
信号を出力する。ミキサ１２では受信信号と９０°移相
器１１からの９０°移相された再生搬送波を乗算し、ロ
ーパスフィルタ１４ａでフィルタリングして、受信Ｑ成
分信号を出力する。図１６に、ミキサ１２，１３からの
Ｉ成分信号とＱ成分信号をまとめて、Ｂk （ｋは整数）
と称して示す。また図中の斜線部は、フェージングやブ
ロッケージ等によって発生した信号電力の落ち込みを示
しており、本実施例では、図１６に示す４シンボル分の
情報が失われたこととする。
し、受信信号を２つのミキサ１２，１３に入力する。Ｖ
ＣＯ１０は、再生搬送波を、ミキサ１３と９０°移相器
１１に供給する。９０°移相器１１は、再生搬送波を９
０°移相してミキサ１２に出力する。ミキサ１３では、
受信信号とＶＣＯ１０からの再生搬送波を乗算し、ロー
パスフィルタ１５ａでフィルタリングして、受信Ｉ成分
信号を出力する。ミキサ１２では受信信号と９０°移相
器１１からの９０°移相された再生搬送波を乗算し、ロ
ーパスフィルタ１４ａでフィルタリングして、受信Ｑ成
分信号を出力する。図１６に、ミキサ１２，１３からの
Ｉ成分信号とＱ成分信号をまとめて、Ｂk （ｋは整数）
と称して示す。また図中の斜線部は、フェージングやブ
ロッケージ等によって発生した信号電力の落ち込みを示
しており、本実施例では、図１６に示す４シンボル分の
情報が失われたこととする。
【０００８】Ａ／Ｄ変換器１４はミキサ１２からのアナ
ログ信号を、軟判定ディジタル信号ＺＱk に、Ａ／Ｄ変
換器１５はミキサ１３からのアナログ信号を、軟判定デ
ィジタル信号ＺＤＩk にそれぞれ変換する。ＡＦＣ／Ａ
ＰＣ／ＢＴＲ回路２６ｂは、Ａ／Ｄ変換器１４、１５の
データを用いて、ＶＣＯ１０とＡ／Ｄ変換器１４、１５
のサンプルタイミングを制御する、各同期制御を行う。
図１６に、ＺＱk ，ＺＤＩk の出力データ系列を示す。
斜線部は、フェージングやブロッケージ等によって発生
した信号電力の落ち込みにより、情報が失われているこ
とを意味する。本従来例では、送信側でＩ成分のデータ
系列に５ビットの遅延を与えているため、信号電力の落
込みによって失われるＺＱk の４シンボル分のデータ
と、ＺＤＩk の４シンボル分のデータは異なる。本従来
例では、データ系列ＺＤＩk の失われるデータは、送信
データＸi-2,Ｘi-1,Ｘi,Ｘi+1 に対応するデータであ
り、データ系列ＺＱk の失われるデータは、送信データ
Ｘi+3,Ｘi+4,Ｘi+5,Ｘi+6 に対応するデータである。
ログ信号を、軟判定ディジタル信号ＺＱk に、Ａ／Ｄ変
換器１５はミキサ１３からのアナログ信号を、軟判定デ
ィジタル信号ＺＤＩk にそれぞれ変換する。ＡＦＣ／Ａ
ＰＣ／ＢＴＲ回路２６ｂは、Ａ／Ｄ変換器１４、１５の
データを用いて、ＶＣＯ１０とＡ／Ｄ変換器１４、１５
のサンプルタイミングを制御する、各同期制御を行う。
図１６に、ＺＱk ，ＺＤＩk の出力データ系列を示す。
斜線部は、フェージングやブロッケージ等によって発生
した信号電力の落ち込みにより、情報が失われているこ
とを意味する。本従来例では、送信側でＩ成分のデータ
系列に５ビットの遅延を与えているため、信号電力の落
込みによって失われるＺＱk の４シンボル分のデータ
と、ＺＤＩk の４シンボル分のデータは異なる。本従来
例では、データ系列ＺＤＩk の失われるデータは、送信
データＸi-2,Ｘi-1,Ｘi,Ｘi+1 に対応するデータであ
り、データ系列ＺＱk の失われるデータは、送信データ
Ｘi+3,Ｘi+4,Ｘi+5,Ｘi+6 に対応するデータである。
【０００９】信号電力算出手段２２ａは、ＺＱk ，ＺＤ
Ｉk （ｋは整数）の各データ系列を用いて、受信信号の
信号電力ＺＰk （ｋは整数）を求める。ＺＰk は、ＺＱ
k の２乗と、ＺＤＩk の２乗の和である。次に遅延回路
２１ａは、信号電力算出手段２２ａから出力されるＺＰ
k を、送信側の遅延回路０２の遅延時間だけ遅延させて
出力する。同様に遅延回路２１ｂは、データ系列ＺＱk
を送信側の遅延回路０２の遅延時間だけ遅延させて出力
する。よって本実施例では、遅延回路２１ａ，２１ｂの
遅延時間は５シンボル分となる。図１６に、遅延回路２
１ｂによって５シンボル遅延されて出力されるデータ系
列を、それぞれＺＤＱk （ｋは整数）と称して示す。ま
た遅延回路２１ａから出力される信号電力をＤＰk （ｋ
は整数）と称して図１６に示す。この遅延操作によっ
て、ダイバーシティ回路２３ｃに入力される、Ｉ成分の
データ系列と、Ｑ成分のデータ系列は、同一の時間に同
一のデータをそれぞれ示すことになる。またＺＰk のレ
ベルの落込む時間は、ＺＤＩk のデータ系列の失われた
データの時間に、ＤＰk のレベルの落込む時間は、ＺＤ
Ｑk のデータ系列の失われたデータの時間にそれぞれ対
応する。
Ｉk （ｋは整数）の各データ系列を用いて、受信信号の
信号電力ＺＰk （ｋは整数）を求める。ＺＰk は、ＺＱ
k の２乗と、ＺＤＩk の２乗の和である。次に遅延回路
２１ａは、信号電力算出手段２２ａから出力されるＺＰ
k を、送信側の遅延回路０２の遅延時間だけ遅延させて
出力する。同様に遅延回路２１ｂは、データ系列ＺＱk
を送信側の遅延回路０２の遅延時間だけ遅延させて出力
する。よって本実施例では、遅延回路２１ａ，２１ｂの
遅延時間は５シンボル分となる。図１６に、遅延回路２
１ｂによって５シンボル遅延されて出力されるデータ系
列を、それぞれＺＤＱk （ｋは整数）と称して示す。ま
た遅延回路２１ａから出力される信号電力をＤＰk （ｋ
は整数）と称して図１６に示す。この遅延操作によっ
て、ダイバーシティ回路２３ｃに入力される、Ｉ成分の
データ系列と、Ｑ成分のデータ系列は、同一の時間に同
一のデータをそれぞれ示すことになる。またＺＰk のレ
ベルの落込む時間は、ＺＤＩk のデータ系列の失われた
データの時間に、ＤＰk のレベルの落込む時間は、ＺＤ
Ｑk のデータ系列の失われたデータの時間にそれぞれ対
応する。
【００１０】ダイバーシティ回路２３ｃは、ＺＰk ，Ｄ
Ｐk と、ＺＤＩk 、ＺＤＱk を用いて選択タイバーシテ
ィ、もしくは合成タイバーシティを行い、ダイバーシテ
ィ処理後のデータを出力端子２７から出力する。
Ｐk と、ＺＤＩk 、ＺＤＱk を用いて選択タイバーシテ
ィ、もしくは合成タイバーシティを行い、ダイバーシテ
ィ処理後のデータを出力端子２７から出力する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
時間ダイバーシティ通信装置では、フェージングやブロ
ッケージ等によって発生した信号電力の落ち込みによ
る、データの損失を回避することが可能であるが、２K
値変調方式を用いた時間ダイバーシティを行っているた
め、遅延させるデータ系列の数Ｋを３，４，５…と増加
させた場合、採用する変調方式は８値変調方式、１６値
変調方式、３２値変調方式…となり、指数関数的にその
変復調装置のハードウェア規模が増加する。よって、変
復調装置の実現可能なＫの上限は低い値となる。また第
三者による盗聴と信号スペクトルの探知が可能であり、
妨害波に弱い。更に、狭帯域通信であるため選択性フェ
ージングを受けやすい。
時間ダイバーシティ通信装置では、フェージングやブロ
ッケージ等によって発生した信号電力の落ち込みによ
る、データの損失を回避することが可能であるが、２K
値変調方式を用いた時間ダイバーシティを行っているた
め、遅延させるデータ系列の数Ｋを３，４，５…と増加
させた場合、採用する変調方式は８値変調方式、１６値
変調方式、３２値変調方式…となり、指数関数的にその
変復調装置のハードウェア規模が増加する。よって、変
復調装置の実現可能なＫの上限は低い値となる。また第
三者による盗聴と信号スペクトルの探知が可能であり、
妨害波に弱い。更に、狭帯域通信であるため選択性フェ
ージングを受けやすい。
【００１２】この発明は上記のような課題を解消するた
めになされたもので、送信側で、送信データ系列に対し
てＫ個の異なる遅延量τ１j （ｊ＝１，２…Ｋ）を与
え、Ｋ通りのデータ系列Ｄj （ｊ＝１，２…Ｋ）に変換
後、Ｋ通りのデータ系列を、異なるＫ通りの拡散符号で
スペクトル拡散し、受信側で、前記Ｋ通りの拡散符号で
スペクトル逆拡散後、Ｋ個の各データ系列に対して送信
側で与えた各遅延時間を一定にするような遅延量τ２j
（ｊ＝１，２…Ｋ）を与え、またこれらＫ通りのデータ
系列の受信信号電力を求めて、時間ダイバーシティを行
うことで、フェージングやブロッケージ等によって発生
した信号電力の落ち込みによるデータの損失を回避し、
かつ遅延させるデータ系列の数Ｋを３，４，５…と増加
させた場合、変復調装置のハードウェア規模はＫに比例
する程度の増加となることで、変復調装置の実現可能な
Ｋの上限を高め、また秘話性、秘匿性、対干渉性に優
れ、更に選択性フェージングに強い時間ダイバーシティ
通信装置用送信機および受信機、並びに時間ダイバーシ
ティ通信装置を得ることを目的とする。
めになされたもので、送信側で、送信データ系列に対し
てＫ個の異なる遅延量τ１j （ｊ＝１，２…Ｋ）を与
え、Ｋ通りのデータ系列Ｄj （ｊ＝１，２…Ｋ）に変換
後、Ｋ通りのデータ系列を、異なるＫ通りの拡散符号で
スペクトル拡散し、受信側で、前記Ｋ通りの拡散符号で
スペクトル逆拡散後、Ｋ個の各データ系列に対して送信
側で与えた各遅延時間を一定にするような遅延量τ２j
（ｊ＝１，２…Ｋ）を与え、またこれらＫ通りのデータ
系列の受信信号電力を求めて、時間ダイバーシティを行
うことで、フェージングやブロッケージ等によって発生
した信号電力の落ち込みによるデータの損失を回避し、
かつ遅延させるデータ系列の数Ｋを３，４，５…と増加
させた場合、変復調装置のハードウェア規模はＫに比例
する程度の増加となることで、変復調装置の実現可能な
Ｋの上限を高め、また秘話性、秘匿性、対干渉性に優
れ、更に選択性フェージングに強い時間ダイバーシティ
通信装置用送信機および受信機、並びに時間ダイバーシ
ティ通信装置を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明に係る時間ダイ
バーシティ通信装置用送信機は、送信データ系列に異な
るＫ（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ
個の遅延送信データ系列を生成する送信データ遅延手段
と、Ｋ個の遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる
拡散符号を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペ
クトル拡散データ系列を生成するスペクトル拡散手段
と、Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を合成し、
変調して送信する変調手段とを備えるものである。
バーシティ通信装置用送信機は、送信データ系列に異な
るＫ（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ
個の遅延送信データ系列を生成する送信データ遅延手段
と、Ｋ個の遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる
拡散符号を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペ
クトル拡散データ系列を生成するスペクトル拡散手段
と、Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を合成し、
変調して送信する変調手段とを備えるものである。
【００１４】またこの発明に係る時間ダイバーシティ通
信装置用受信機は、送信データ系列に異なるＫ通りの時
間遅延を与え、そのＫ個の遅延送信データ系列に対して
Ｋ個の異なる拡散符号でスペクトル拡散し、変調して送
信された受信信号を検波し、ベースバンドスペクトル拡
散信号を得る復調手段と、ベースバンドスペクトル拡散
信号に対して、送信側に対応するＫ個の異なる拡散符号
を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調データ系列を
得るスペクトル逆拡散手段と、送信側で与えられたＫ通
りの時間遅延に応じて、Ｋ個の復調データ系列の時間遅
延を揃える時間遅延調整手段と、時間遅延が揃えられた
Ｋ個の復調データ系列から、送信されたデータ系列を判
定するデータ判定手段とを備えるものである。
信装置用受信機は、送信データ系列に異なるＫ通りの時
間遅延を与え、そのＫ個の遅延送信データ系列に対して
Ｋ個の異なる拡散符号でスペクトル拡散し、変調して送
信された受信信号を検波し、ベースバンドスペクトル拡
散信号を得る復調手段と、ベースバンドスペクトル拡散
信号に対して、送信側に対応するＫ個の異なる拡散符号
を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調データ系列を
得るスペクトル逆拡散手段と、送信側で与えられたＫ通
りの時間遅延に応じて、Ｋ個の復調データ系列の時間遅
延を揃える時間遅延調整手段と、時間遅延が揃えられた
Ｋ個の復調データ系列から、送信されたデータ系列を判
定するデータ判定手段とを備えるものである。
【００１５】またこの発明に係る時間ダイバーシティ通
信装置は、送信機が、送信データ系列に異なるＫ（Ｋは
２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の遅延送
信データ系列を生成する送信データ遅延手段と、Ｋ個の
遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を
用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散
データ系列を生成するスペクトル拡散手段と、Ｋ個の異
なるスペクトル拡散データ系列を合成し、変調して送信
する変調手段とを備え、受信機が受信信号を検波し、ベ
ースバンドスペクトル拡散信号を得る検波手段と、ベー
スバンドスペクトル拡散信号に対して、Ｋ個の異なる拡
散符号を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調データ
系列を得るスペクトル逆拡散手段と、Ｋ個の復調データ
系列に対して、送信機で与えられた異なるＫ通りの時間
遅延を揃える遅延時間調整手段と、時間遅延が揃えられ
たＫ個の復調データ系列から、送信されたデータ系列を
判定するデータ判定手段とを備えるものである。
信装置は、送信機が、送信データ系列に異なるＫ（Ｋは
２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の遅延送
信データ系列を生成する送信データ遅延手段と、Ｋ個の
遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を
用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散
データ系列を生成するスペクトル拡散手段と、Ｋ個の異
なるスペクトル拡散データ系列を合成し、変調して送信
する変調手段とを備え、受信機が受信信号を検波し、ベ
ースバンドスペクトル拡散信号を得る検波手段と、ベー
スバンドスペクトル拡散信号に対して、Ｋ個の異なる拡
散符号を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調データ
系列を得るスペクトル逆拡散手段と、Ｋ個の復調データ
系列に対して、送信機で与えられた異なるＫ通りの時間
遅延を揃える遅延時間調整手段と、時間遅延が揃えられ
たＫ個の復調データ系列から、送信されたデータ系列を
判定するデータ判定手段とを備えるものである。
【００１６】またこの発明に係る時間ダイバーシティ通
信装置は、送信機が、送信データ系列に異なるＫ（Ｋは
２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の遅延送
信データ系列を生成する送信データ遅延手段と、Ｋ個の
遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を
用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散
データ系列を生成するスペクトル拡散手段と、Ｋ個の異
なるスペクトル拡散データ系列を合成し、変調して送信
する変調手段とを備え、受信機が、受信信号に対して、
局部搬送波を乗算し、ベースバンドスペクトル拡散信号
を得る検波手段と、局部搬送波の周波数と位相を、受信
信号の搬送波に同期させるとともに、受信信号に含まれ
る拡散符号に同期したタイミング信号を抽出する同期手
段と、ベースバンドスペクトル拡散信号に対して、Ｋ個
の異なる拡散符号を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の
復調データ系列を得るスペクトル逆拡散手段と、Ｋ個の
各受信データ系列に対して、送信機で与えられた異なる
Ｋ通りの時間遅延を揃える遅延時間調整手段と、時間遅
延が揃えられたＫ個の復調データ系列に対応するＫ個の
信号電力と、その合計信号電力を算出する信号電力算出
手段と、時間遅延が揃えられたＫ個の復調データ系列か
ら判定データ系列を、Ｋ個の信号電力を用いて選択、あ
るいは等利得合成、あるいは最大比合成して求めるダイ
バーシティ手段とを備えるものである。
信装置は、送信機が、送信データ系列に異なるＫ（Ｋは
２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の遅延送
信データ系列を生成する送信データ遅延手段と、Ｋ個の
遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を
用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散
データ系列を生成するスペクトル拡散手段と、Ｋ個の異
なるスペクトル拡散データ系列を合成し、変調して送信
する変調手段とを備え、受信機が、受信信号に対して、
局部搬送波を乗算し、ベースバンドスペクトル拡散信号
を得る検波手段と、局部搬送波の周波数と位相を、受信
信号の搬送波に同期させるとともに、受信信号に含まれ
る拡散符号に同期したタイミング信号を抽出する同期手
段と、ベースバンドスペクトル拡散信号に対して、Ｋ個
の異なる拡散符号を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の
復調データ系列を得るスペクトル逆拡散手段と、Ｋ個の
各受信データ系列に対して、送信機で与えられた異なる
Ｋ通りの時間遅延を揃える遅延時間調整手段と、時間遅
延が揃えられたＫ個の復調データ系列に対応するＫ個の
信号電力と、その合計信号電力を算出する信号電力算出
手段と、時間遅延が揃えられたＫ個の復調データ系列か
ら判定データ系列を、Ｋ個の信号電力を用いて選択、あ
るいは等利得合成、あるいは最大比合成して求めるダイ
バーシティ手段とを備えるものである。
【００１７】さらに次の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置は、同期手段において、合計信号電力が、ある
しきい値以下となる場合、同期手段の各操作を停止する
制御手段を有するものである。
通信装置は、同期手段において、合計信号電力が、ある
しきい値以下となる場合、同期手段の各操作を停止する
制御手段を有するものである。
【００１８】さらに次の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置は、制御手段において、合計信号電力がしきい
値以下となるタイミングに周期性が存在する場合、未来
における合計信号電力がしきい値以下となる時間を予測
し、予め同期手段の各操作を停止する予測手段とを有す
るものである。
通信装置は、制御手段において、合計信号電力がしきい
値以下となるタイミングに周期性が存在する場合、未来
における合計信号電力がしきい値以下となる時間を予測
し、予め同期手段の各操作を停止する予測手段とを有す
るものである。
【００１９】さらに次の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置は、ダイバーシティ手段において、合計信号電
力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によって、選
択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成後のデー
タを軟判定する軟判定手段を有するものである。
通信装置は、ダイバーシティ手段において、合計信号電
力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によって、選
択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成後のデー
タを軟判定する軟判定手段を有するものである。
【００２０】また次の発明に係る時間ダイバーシティ通
信装置は、送信機が、送信データ系列を差動符号化する
差動符号化手段と、差動符号化した送信データ系列に、
異なるＫ（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を与
え、Ｋ個の遅延送信データ系列を生成する送信データ遅
延手段と、Ｋ個の差動符号化した遅延送信データ系列に
対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用いてスペクトル拡散
し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を生成する
スペクトル拡散手段と、Ｋ個の異なるスペクトル拡散デ
ータ系列を合成し、変調して送信する変調手段とを備
え、受信機が、受信信号に対して、局部搬送波を乗算
し、ベースバンドスペクトル拡散信号を得る検波手段
と、局部搬送波の周波数を、受信信号の搬送波に同期さ
せるとともに、受信信号に含まれる拡散符号に同期した
タイミング信号を得る同期手段と、ベースバンドスペク
トル拡散信号に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用いて
スペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調データ系列を得るスペ
クトル逆拡散手段と、Ｋ個の各復調データ系列に対して
遅延検波を行う遅延検波手段と、Ｋ個の各遅延検波後の
復調データ系列に対して、送信機で与えられた異なるＫ
通りの時間遅延揃える遅延時間調整手段と、時間遅延が
一定にされたＫ個の遅延検波後の復調データ系列に対応
するＫ個の信号電力と、その合計信号電力を算出する信
号電力算出手段と、時間遅延が揃えられたＫ個の遅延検
波後の復調データ系列から判定データ系列を、Ｋ個の信
号電力を用いて選択、あるいは等利得合成、あるいは最
大比合成して求めるダイバーシティ手段とを備えるもの
である。
信装置は、送信機が、送信データ系列を差動符号化する
差動符号化手段と、差動符号化した送信データ系列に、
異なるＫ（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を与
え、Ｋ個の遅延送信データ系列を生成する送信データ遅
延手段と、Ｋ個の差動符号化した遅延送信データ系列に
対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用いてスペクトル拡散
し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を生成する
スペクトル拡散手段と、Ｋ個の異なるスペクトル拡散デ
ータ系列を合成し、変調して送信する変調手段とを備
え、受信機が、受信信号に対して、局部搬送波を乗算
し、ベースバンドスペクトル拡散信号を得る検波手段
と、局部搬送波の周波数を、受信信号の搬送波に同期さ
せるとともに、受信信号に含まれる拡散符号に同期した
タイミング信号を得る同期手段と、ベースバンドスペク
トル拡散信号に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用いて
スペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調データ系列を得るスペ
クトル逆拡散手段と、Ｋ個の各復調データ系列に対して
遅延検波を行う遅延検波手段と、Ｋ個の各遅延検波後の
復調データ系列に対して、送信機で与えられた異なるＫ
通りの時間遅延揃える遅延時間調整手段と、時間遅延が
一定にされたＫ個の遅延検波後の復調データ系列に対応
するＫ個の信号電力と、その合計信号電力を算出する信
号電力算出手段と、時間遅延が揃えられたＫ個の遅延検
波後の復調データ系列から判定データ系列を、Ｋ個の信
号電力を用いて選択、あるいは等利得合成、あるいは最
大比合成して求めるダイバーシティ手段とを備えるもの
である。
【００２１】さらに次の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置は、同期手段において、合計信号電力が、ある
しきい値以下となる場合、同期手段の各操作を停止する
制御手段を有するものである。
通信装置は、同期手段において、合計信号電力が、ある
しきい値以下となる場合、同期手段の各操作を停止する
制御手段を有するものである。
【００２２】さらに次の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置は、制御手段において、合計信号電力がしきい
値以下となるタイミングに周期性が存在する場合、未来
における合計信号電力がしきい値以下となる時間を予測
し、予め同期手段の各操作を停止する予測手段を有する
ものである。
通信装置は、制御手段において、合計信号電力がしきい
値以下となるタイミングに周期性が存在する場合、未来
における合計信号電力がしきい値以下となる時間を予測
し、予め同期手段の各操作を停止する予測手段を有する
ものである。
【００２３】さらに次の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置は、ダイバーシティ手段において、合計信号電
力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によって、選
択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成後のデー
タを軟判定する軟判定手段を有するものである。
通信装置は、ダイバーシティ手段において、合計信号電
力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によって、選
択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成後のデー
タを軟判定する軟判定手段を有するものである。
【００２４】また次の発明に係る時間ダイバーシティ通
信装置は、送信機が、送信データ系列に、異なるＫ（Ｋ
は２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の遅延
送信データ系列を生成する送信データ遅延手段と、Ｋ個
の遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号
を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡
散データ系列を生成するスペクトル拡散手段と、Ｋ個の
異なるスペクトル拡散データ系列を合成し、変調して送
信する変調手段とを備え、受信機が、受信信号に対し
て、局部搬送波を乗算し、ベースバンドスペクトル拡散
信号を得る検波手段と、局部搬送波の周波数を、受信信
号の搬送波に同期させるとともに、受信信号に含まれる
拡散符号に同期したタイミング信号を得る同期手段と、
ベースバンドスペクトル拡散信号に対して、Ｋ個の異な
る拡散符号を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調デ
ータ系列を得るスペクトル逆拡散手段と、Ｋ個の各復調
データ系列から、局部搬送波と受信搬送波の誤差成分を
抽出し、誤差成分を用いて、Ｋ個の各復調データ系列の
位相回転の補正を行い、Ｋ個の位相補正後の復調データ
系列を出力する位相同期手段と、Ｋ個の各位相補正後の
復調データ系列に対して、送信機で与えられた異なるＫ
通りの時間遅延を揃える遅延時間調整手段と、時間遅延
が揃えられたＫ個の位相補正後の復調データ系列に対応
するＫ個の信号電力と、その合計信号電力を算出する信
号電力算出手段と、時間遅延が揃えられたＫ個の位相補
正後の復調データ系列から判定データ系列を、Ｋ個の信
号電力を用いて選択、あるいは等利得合成、あるいは最
大比合成して求めるダイバーシティ手段とを備えるもの
である。
信装置は、送信機が、送信データ系列に、異なるＫ（Ｋ
は２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の遅延
送信データ系列を生成する送信データ遅延手段と、Ｋ個
の遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号
を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡
散データ系列を生成するスペクトル拡散手段と、Ｋ個の
異なるスペクトル拡散データ系列を合成し、変調して送
信する変調手段とを備え、受信機が、受信信号に対し
て、局部搬送波を乗算し、ベースバンドスペクトル拡散
信号を得る検波手段と、局部搬送波の周波数を、受信信
号の搬送波に同期させるとともに、受信信号に含まれる
拡散符号に同期したタイミング信号を得る同期手段と、
ベースバンドスペクトル拡散信号に対して、Ｋ個の異な
る拡散符号を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調デ
ータ系列を得るスペクトル逆拡散手段と、Ｋ個の各復調
データ系列から、局部搬送波と受信搬送波の誤差成分を
抽出し、誤差成分を用いて、Ｋ個の各復調データ系列の
位相回転の補正を行い、Ｋ個の位相補正後の復調データ
系列を出力する位相同期手段と、Ｋ個の各位相補正後の
復調データ系列に対して、送信機で与えられた異なるＫ
通りの時間遅延を揃える遅延時間調整手段と、時間遅延
が揃えられたＫ個の位相補正後の復調データ系列に対応
するＫ個の信号電力と、その合計信号電力を算出する信
号電力算出手段と、時間遅延が揃えられたＫ個の位相補
正後の復調データ系列から判定データ系列を、Ｋ個の信
号電力を用いて選択、あるいは等利得合成、あるいは最
大比合成して求めるダイバーシティ手段とを備えるもの
である。
【００２５】さらに次の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置は、同期手段において、合計信号電力が、ある
しきい値以下となる場合、同期手段の各操作を停止する
制御手段を有するものである。
通信装置は、同期手段において、合計信号電力が、ある
しきい値以下となる場合、同期手段の各操作を停止する
制御手段を有するものである。
【００２６】さらに次の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置は、制御手段において、合計信号電力がしきい
値以下となるタイミングに周期性が存在する場合、未来
における合計信号電力がしきい値以下となる時間を予測
し、予め同期手段による各操作を停止する予測手段を有
するものである。
通信装置は、制御手段において、合計信号電力がしきい
値以下となるタイミングに周期性が存在する場合、未来
における合計信号電力がしきい値以下となる時間を予測
し、予め同期手段による各操作を停止する予測手段を有
するものである。
【００２７】さらに次の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置は、ダイバーシティ手段において、合計信号電
力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によって、選
択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成後のデー
タを軟判定する軟判定手段を有するものである。
通信装置は、ダイバーシティ手段において、合計信号電
力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によって、選
択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成後のデー
タを軟判定する軟判定手段を有するものである。
【００２８】
【作用】時間ダイバーシティ通信装置用送信機は、送信
データ系列に異なるＫ通りの時間遅延を与えてＫ個の遅
延送信データ系列を生成し、これらをＫ個の異なる拡散
符号を用いてスペクトル拡散してＫ個の異なるスペクト
ル拡散データ系列を生成し、これらを合成すると共に変
調して送信する。これにより復調側で時間ダイバーシテ
ィにより、良好なビット誤り率特性を確保し得る。
データ系列に異なるＫ通りの時間遅延を与えてＫ個の遅
延送信データ系列を生成し、これらをＫ個の異なる拡散
符号を用いてスペクトル拡散してＫ個の異なるスペクト
ル拡散データ系列を生成し、これらを合成すると共に変
調して送信する。これにより復調側で時間ダイバーシテ
ィにより、良好なビット誤り率特性を確保し得る。
【００２９】時間ダイバーシティ通信装置用受信機は、
送信データ系列に異なるＫ通りの時間遅延を与え、その
Ｋ個の遅延送信データ系列に対してＫ個の異なる拡散符
号でスペクトル拡散し、変調して送信された受信信号を
検波し、ベースバンドスペクトル拡散信号を得、これを
送信側に対応するＫ個の異なる拡散符号を用いてスペク
トル逆拡散して、Ｋ個の復調データ系列を得、これらを
送信側で与えられたＫ通りの時間遅延に応じて時間遅延
を揃え、この時間遅延が揃えられたＫ個の復調データ系
列から、送信されたデータ系列を判定する。これによ
り、時間ダイバーシティにより、良好なビット誤り率特
性を確保し得る。
送信データ系列に異なるＫ通りの時間遅延を与え、その
Ｋ個の遅延送信データ系列に対してＫ個の異なる拡散符
号でスペクトル拡散し、変調して送信された受信信号を
検波し、ベースバンドスペクトル拡散信号を得、これを
送信側に対応するＫ個の異なる拡散符号を用いてスペク
トル逆拡散して、Ｋ個の復調データ系列を得、これらを
送信側で与えられたＫ通りの時間遅延に応じて時間遅延
を揃え、この時間遅延が揃えられたＫ個の復調データ系
列から、送信されたデータ系列を判定する。これによ
り、時間ダイバーシティにより、良好なビット誤り率特
性を確保し得る。
【００３０】時間ダイバーシティ通信装置は、送信側
で、送信データ系列に異なるＫ通りの時間遅延を与えて
Ｋ個の遅延送信データ系列を生成し、これらをＫ個の異
なる拡散符号を用いてスペクトル拡散してＫ個の異なる
スペクトル拡散データ系列を生成し、これらを合成する
と共に変調して送信する。また受信側で、受信信号を検
波し、ベースバンドスペクトル拡散信号を得、これを送
信側に対応するＫ個の異なる拡散符号を用いてスペクト
ル逆拡散して、Ｋ個の復調データ系列を得、これらを送
信側で与えられたＫ通りの時間遅延に応じて時間遅延を
揃え、この時間遅延が揃えられたＫ個の復調データ系列
から、送信されたデータ系列を判定する。これにより、
時間ダイバーシティにより良好なビット誤り率特性を確
保し得る。
で、送信データ系列に異なるＫ通りの時間遅延を与えて
Ｋ個の遅延送信データ系列を生成し、これらをＫ個の異
なる拡散符号を用いてスペクトル拡散してＫ個の異なる
スペクトル拡散データ系列を生成し、これらを合成する
と共に変調して送信する。また受信側で、受信信号を検
波し、ベースバンドスペクトル拡散信号を得、これを送
信側に対応するＫ個の異なる拡散符号を用いてスペクト
ル逆拡散して、Ｋ個の復調データ系列を得、これらを送
信側で与えられたＫ通りの時間遅延に応じて時間遅延を
揃え、この時間遅延が揃えられたＫ個の復調データ系列
から、送信されたデータ系列を判定する。これにより、
時間ダイバーシティにより良好なビット誤り率特性を確
保し得る。
【００３１】時間ダイバーシティ通信装置は、送信側
で、送信データ系列に異なるＫ通りの時間遅延を与えて
Ｋ個の遅延送信データ系列を生成し、これらをＫ個の異
なる拡散符号を用いてスペクトル拡散してＫ個の異なる
スペクトル拡散データ系列を生成し、これらを合成する
と共に変調して送信する。受信側で、受信信号に対して
局部搬送波を乗算してベースバンドスペクトル拡散信号
を得ると共に、局部搬送波の周波数と位相を受信信号の
搬送波に同期させるとともに受信信号に含まれる拡散符
号に同期したタイミング信号を抽出して、ベースバンド
スペクトル拡散信号に対してＫ個の異なる拡散符号を用
いてスペクトル逆拡散してＫ個の復調データ系列を得、
これに送信機で与えられた異なるＫ通りの時間遅延を揃
え、これらに対応するＫ個の信号電力とその合計信号電
力を算出し、さらにこれらから判定データ系列をＫ個の
信号電力を用いて選択、あるいは等利得合成、あるいは
最大比合成して求める。これにより、雑音やフェージン
グ等によって落込みが頻繁に生じる場合でもＫ個の復調
データ系列を用いた時間ダイバーシティにより、良好な
ビット誤り率特性を確保し得る。
で、送信データ系列に異なるＫ通りの時間遅延を与えて
Ｋ個の遅延送信データ系列を生成し、これらをＫ個の異
なる拡散符号を用いてスペクトル拡散してＫ個の異なる
スペクトル拡散データ系列を生成し、これらを合成する
と共に変調して送信する。受信側で、受信信号に対して
局部搬送波を乗算してベースバンドスペクトル拡散信号
を得ると共に、局部搬送波の周波数と位相を受信信号の
搬送波に同期させるとともに受信信号に含まれる拡散符
号に同期したタイミング信号を抽出して、ベースバンド
スペクトル拡散信号に対してＫ個の異なる拡散符号を用
いてスペクトル逆拡散してＫ個の復調データ系列を得、
これに送信機で与えられた異なるＫ通りの時間遅延を揃
え、これらに対応するＫ個の信号電力とその合計信号電
力を算出し、さらにこれらから判定データ系列をＫ個の
信号電力を用いて選択、あるいは等利得合成、あるいは
最大比合成して求める。これにより、雑音やフェージン
グ等によって落込みが頻繁に生じる場合でもＫ個の復調
データ系列を用いた時間ダイバーシティにより、良好な
ビット誤り率特性を確保し得る。
【００３２】さらに時間ダイバーシティ通信装置は、合
計信号電力が、あるしきい値以下となる場合、同期手段
の各操作を停止する。これにより、合計信号電力が落込
んだ場合に生じる周波数同期、位相同期、拡散信号との
時間同期の各誤動作を未然に回避する。
計信号電力が、あるしきい値以下となる場合、同期手段
の各操作を停止する。これにより、合計信号電力が落込
んだ場合に生じる周波数同期、位相同期、拡散信号との
時間同期の各誤動作を未然に回避する。
【００３３】さらに時間ダイバーシティ通信装置は、合
計信号電力がしきい値以下となるタイミングに周期性が
存在する場合、未来における合計信号電力がしきい値以
下となる時間を予測し、予め同期手段の各操作を停止す
る。これにより、合計信号電力の落込みが周期的に発生
する場合の周波数同期、位相同期、拡散信号との時間同
期の各誤動作を一段と確実に回避する。
計信号電力がしきい値以下となるタイミングに周期性が
存在する場合、未来における合計信号電力がしきい値以
下となる時間を予測し、予め同期手段の各操作を停止す
る。これにより、合計信号電力の落込みが周期的に発生
する場合の周波数同期、位相同期、拡散信号との時間同
期の各誤動作を一段と確実に回避する。
【００３４】さらに時間ダイバーシティ通信装置は、合
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作する。これ
により、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合
成による時間ダイバーシティが実現できる。
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作する。これ
により、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合
成による時間ダイバーシティが実現できる。
【００３５】また時間ダイバーシティ通信装置は、送信
側で、差動符号化した送信データ系列に異なるＫ通りの
時間遅延を与えてＫ個の遅延送信データ系列を生成し、
これらをＫ個の異なる拡散符号を用いてスペクトル拡散
してＫ個の異なるスペクトル拡散データ系列を生成し、
これらを合成すると共に変調して送信する。受信側で、
受信信号に対して局部搬送波を乗算してベースバンドス
ペクトル拡散信号を得ると共に、局部搬送波の周波数と
位相を受信信号の搬送波に同期させるとともに受信信号
に含まれる拡散符号に同期したタイミング信号を抽出し
て、ベースバンドスペクトル拡散信号に対して、Ｋ個の
異なる拡散符号を用いてスペクトル逆拡散してＫ個の復
調データ系列を得、これらを遅延検波して差動符号化前
の送信データ系列に対応するＫ通りの復調データ系列を
得、これらを送信側で与えられた異なるＫ通りの時間遅
延で揃え、これらに対応するＫ個の信号電力とその合計
信号電力を算出し、さらにこれらから判定データ系列を
Ｋ個の信号電力を用いて選択、あるいは等利得合成、あ
るいは最大比合成して求める。これにより、雑音やフェ
ージング等によって落込みが頻繁に生じる場合でもＫ個
の復調データ系列を用いた時間ダイバーシティにより、
良好なビット誤り率特性を確保し得る。さらに遅延検波
方式を用いるため、搬送波再生による位相同期を必要と
せず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生じるような
状況でも、安定に動作する時間ダイバーシティが実現さ
れる。
側で、差動符号化した送信データ系列に異なるＫ通りの
時間遅延を与えてＫ個の遅延送信データ系列を生成し、
これらをＫ個の異なる拡散符号を用いてスペクトル拡散
してＫ個の異なるスペクトル拡散データ系列を生成し、
これらを合成すると共に変調して送信する。受信側で、
受信信号に対して局部搬送波を乗算してベースバンドス
ペクトル拡散信号を得ると共に、局部搬送波の周波数と
位相を受信信号の搬送波に同期させるとともに受信信号
に含まれる拡散符号に同期したタイミング信号を抽出し
て、ベースバンドスペクトル拡散信号に対して、Ｋ個の
異なる拡散符号を用いてスペクトル逆拡散してＫ個の復
調データ系列を得、これらを遅延検波して差動符号化前
の送信データ系列に対応するＫ通りの復調データ系列を
得、これらを送信側で与えられた異なるＫ通りの時間遅
延で揃え、これらに対応するＫ個の信号電力とその合計
信号電力を算出し、さらにこれらから判定データ系列を
Ｋ個の信号電力を用いて選択、あるいは等利得合成、あ
るいは最大比合成して求める。これにより、雑音やフェ
ージング等によって落込みが頻繁に生じる場合でもＫ個
の復調データ系列を用いた時間ダイバーシティにより、
良好なビット誤り率特性を確保し得る。さらに遅延検波
方式を用いるため、搬送波再生による位相同期を必要と
せず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生じるような
状況でも、安定に動作する時間ダイバーシティが実現さ
れる。
【００３６】さらに時間ダイバーシティ通信装置は、合
計信号電力が、あるしきい値以下となる場合、同期手段
の各操作を停止する。これにより、合計信号電力が落込
んだ場合に生じる周波数同期、位相同期、拡散信号との
時間同期の各誤動作を未然に回避する。
計信号電力が、あるしきい値以下となる場合、同期手段
の各操作を停止する。これにより、合計信号電力が落込
んだ場合に生じる周波数同期、位相同期、拡散信号との
時間同期の各誤動作を未然に回避する。
【００３７】さらに時間ダイバーシティ通信装置は、合
計信号電力がしきい値以下となるタイミングに周期性が
存在する場合、未来における合計信号電力がしきい値以
下となる時間を予測し、予め同期手段の各操作を停止す
る。これにより、合計信号電力の落込みが周期的に発生
する場合の周波数同期、位相同期、拡散信号との時間同
期の各誤動作を一段と確実に回避する。
計信号電力がしきい値以下となるタイミングに周期性が
存在する場合、未来における合計信号電力がしきい値以
下となる時間を予測し、予め同期手段の各操作を停止す
る。これにより、合計信号電力の落込みが周期的に発生
する場合の周波数同期、位相同期、拡散信号との時間同
期の各誤動作を一段と確実に回避する。
【００３８】さらに時間ダイバーシティ通信装置は、合
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作する。これ
により、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合
成による時間ダイバーシティが実現できる。
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作する。これ
により、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合
成による時間ダイバーシティが実現できる。
【００３９】また時間ダイバーシティ通信装置は、送信
側で、送信データ系列に異なるＫ通りの時間遅延を与え
てＫ個の遅延送信データ系列を生成し、これらをＫ個の
異なる拡散符号を用いてスペクトル拡散してＫ個の異な
るスペクトル拡散データ系列を生成し、これらを合成す
ると共に変調して送信する。受信側で、受信信号に対し
て局部搬送波を乗算してベースバンドスペクトル拡散信
号を得ると共に、局部搬送波の周波数を受信信号の搬送
波に同期させるとともに、受信信号に含まれる拡散符号
に同期したタイミング信号を抽出し、ベースバンドスペ
クトル拡散信号に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用い
てスペクトル逆拡散してＫ個の復調データ系列を得、こ
れらのＫ個の各復調データ系列から、局部搬送波と受信
搬送波の誤差成分を抽出し、誤差成分を用いて、Ｋ個の
各復調データ系列の位相回転の補正を行い、Ｋ個の各位
相補正後の復調データ系列に対して送信側で与えられた
異なるＫ通りの時間遅延を揃え、これらに対応するＫ個
の信号電力とその合計信号電力を算出し、これらＫ個の
位相補正後の復調データ系列から判定データ系列をＫ個
の信号電力を用いて選択、あるいは等利得合成、あるい
は最大比合成して求める。これにより、雑音やフェージ
ング等によって落込みが頻繁に生じる場合でもＫ個の復
調データ系列を用いた時間ダイバーシティにより、良好
なビット誤り率特性を確保し得る。さらに準同期の復調
データを用いた位相同期によって、受信信号に搬送波位
相のジャンプが生じるような状況でも、安定に動作する
時間ダイバーシティが実現される。
側で、送信データ系列に異なるＫ通りの時間遅延を与え
てＫ個の遅延送信データ系列を生成し、これらをＫ個の
異なる拡散符号を用いてスペクトル拡散してＫ個の異な
るスペクトル拡散データ系列を生成し、これらを合成す
ると共に変調して送信する。受信側で、受信信号に対し
て局部搬送波を乗算してベースバンドスペクトル拡散信
号を得ると共に、局部搬送波の周波数を受信信号の搬送
波に同期させるとともに、受信信号に含まれる拡散符号
に同期したタイミング信号を抽出し、ベースバンドスペ
クトル拡散信号に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用い
てスペクトル逆拡散してＫ個の復調データ系列を得、こ
れらのＫ個の各復調データ系列から、局部搬送波と受信
搬送波の誤差成分を抽出し、誤差成分を用いて、Ｋ個の
各復調データ系列の位相回転の補正を行い、Ｋ個の各位
相補正後の復調データ系列に対して送信側で与えられた
異なるＫ通りの時間遅延を揃え、これらに対応するＫ個
の信号電力とその合計信号電力を算出し、これらＫ個の
位相補正後の復調データ系列から判定データ系列をＫ個
の信号電力を用いて選択、あるいは等利得合成、あるい
は最大比合成して求める。これにより、雑音やフェージ
ング等によって落込みが頻繁に生じる場合でもＫ個の復
調データ系列を用いた時間ダイバーシティにより、良好
なビット誤り率特性を確保し得る。さらに準同期の復調
データを用いた位相同期によって、受信信号に搬送波位
相のジャンプが生じるような状況でも、安定に動作する
時間ダイバーシティが実現される。
【００４０】さらに時間ダイバーシティ通信装置は、合
計信号電力が、あるしきい値以下となる場合、同期手段
の各操作を停止する。これにより、合計信号電力が落込
んだ場合に生じる周波数同期、位相同期、拡散信号との
時間同期の各誤動作を未然に回避する。
計信号電力が、あるしきい値以下となる場合、同期手段
の各操作を停止する。これにより、合計信号電力が落込
んだ場合に生じる周波数同期、位相同期、拡散信号との
時間同期の各誤動作を未然に回避する。
【００４１】さらに時間ダイバーシティ通信装置は、合
計信号電力がしきい値以下となるタイミングに周期性が
存在する場合、未来における合計信号電力がしきい値以
下となる時間を予測し、予め同期手段の各操作を停止す
る。これにより、合計信号電力の落込みが周期的に発生
する場合の周波数同期、位相同期、拡散信号との時間同
期の各誤動作を一段と確実に回避する。
計信号電力がしきい値以下となるタイミングに周期性が
存在する場合、未来における合計信号電力がしきい値以
下となる時間を予測し、予め同期手段の各操作を停止す
る。これにより、合計信号電力の落込みが周期的に発生
する場合の周波数同期、位相同期、拡散信号との時間同
期の各誤動作を一段と確実に回避する。
【００４２】さらに時間ダイバーシティ通信装置は、合
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作する。これ
により、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合
成による時間ダイバーシティが実現できる。
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作する。これ
により、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合
成による時間ダイバーシティが実現できる。
【００４３】
実施例１． 本実施例は送信側でＢＰＳＫ変調したデータを、受信側
で同期検波を行う、同期検波型のスペクトル拡散時間ダ
イバーシティ通信装置であり、ダイバーシティには選択
ダイバーシティを用いたものである。以下、図を参照し
て実施例１について説明する。
で同期検波を行う、同期検波型のスペクトル拡散時間ダ
イバーシティ通信装置であり、ダイバーシティには選択
ダイバーシティを用いたものである。以下、図を参照し
て実施例１について説明する。
【００４４】図１は、本発明によるスペクトル拡散時間
ダイバーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成
を示すブロック図であり、１０００は送信データ遅延手
段、２０００はスペクトル拡散手段、３０００は合成送
信手段、４０００ａは検波手段、４０００ｂは同期手
段、５０００はスペクトル逆拡散手段、６０００は遅延
時間調整手段、９０００はダイバーシティ手段、０１は
送信データ入力端子、０２は遅延回路、０３はＭビット
で構成される拡散符号ａn （ｎ＝１，２，…Ｍ）によっ
てデータをスペクトル拡散する拡散回路、０４はＭビッ
トで構成される拡散符号ｂn （ｎ＝１，２，…Ｍ）によ
ってデータをスペクトル拡散する拡散回路、０５は０３
と０４からの拡散データを合成する合成回路、０６は搬
送波発生器、０７は０５からのデータと０６からの搬送
波を乗算するミキサ、０８は送信用のアンテナ、０９は
受信用のアンテナ、１０は電圧制御型発振器（ＶＣ
Ｏ）、１１は９０°移相器、１２、１３はミキサ、１４
ａ、１５ａは、ローパスフィルタ、１４、１５はベース
バンドスペクトル拡散信号を出力するＡ／Ｄ変換器、１
６、１８は前記拡散符号ａn によってベースバンドスペ
クトル拡散信号を逆拡散する逆拡散回路、１７、１９は
前記拡散符号ｂn によってベースバンドスペクトル拡散
信号を逆拡散する逆拡散回路、２０は拡散符号のクロッ
ク信号であるチップクロックを再生し、出力する初期捕
捉／同期追跡回路、２１は遅延回路、２２は受信信号電
力を検出する信号電力算出手段、２３はダイバーシティ
回路、２４は軟判定回路、２５は制御手段、２５ａは予
測手段、２６は自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動キャリ
ア位相制御（ＡＰＣ）回路、２７は受信データ出力端
子、２８は外部信号入力端子、また２０４は比較器、２
０５は選択器、２５１は電力比較器、２５２は制御信号
合成・選択器、２５３は周期性検出回路、２５４はタイ
ミング予測回路、２５５は合成制御回路である。
ダイバーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成
を示すブロック図であり、１０００は送信データ遅延手
段、２０００はスペクトル拡散手段、３０００は合成送
信手段、４０００ａは検波手段、４０００ｂは同期手
段、５０００はスペクトル逆拡散手段、６０００は遅延
時間調整手段、９０００はダイバーシティ手段、０１は
送信データ入力端子、０２は遅延回路、０３はＭビット
で構成される拡散符号ａn （ｎ＝１，２，…Ｍ）によっ
てデータをスペクトル拡散する拡散回路、０４はＭビッ
トで構成される拡散符号ｂn （ｎ＝１，２，…Ｍ）によ
ってデータをスペクトル拡散する拡散回路、０５は０３
と０４からの拡散データを合成する合成回路、０６は搬
送波発生器、０７は０５からのデータと０６からの搬送
波を乗算するミキサ、０８は送信用のアンテナ、０９は
受信用のアンテナ、１０は電圧制御型発振器（ＶＣ
Ｏ）、１１は９０°移相器、１２、１３はミキサ、１４
ａ、１５ａは、ローパスフィルタ、１４、１５はベース
バンドスペクトル拡散信号を出力するＡ／Ｄ変換器、１
６、１８は前記拡散符号ａn によってベースバンドスペ
クトル拡散信号を逆拡散する逆拡散回路、１７、１９は
前記拡散符号ｂn によってベースバンドスペクトル拡散
信号を逆拡散する逆拡散回路、２０は拡散符号のクロッ
ク信号であるチップクロックを再生し、出力する初期捕
捉／同期追跡回路、２１は遅延回路、２２は受信信号電
力を検出する信号電力算出手段、２３はダイバーシティ
回路、２４は軟判定回路、２５は制御手段、２５ａは予
測手段、２６は自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動キャリ
ア位相制御（ＡＰＣ）回路、２７は受信データ出力端
子、２８は外部信号入力端子、また２０４は比較器、２
０５は選択器、２５１は電力比較器、２５２は制御信号
合成・選択器、２５３は周期性検出回路、２５４はタイ
ミング予測回路、２５５は合成制御回路である。
【００４５】図３は、本実施例の逆拡散回路１６、１
７、１８、１９の構成図であり、１００はベースバンド
スペクトル拡散信号入力端子、１０１はチップクロック
入力端子、１０２は逆拡散器、１０３は拡散符号発生
器、１０４は積分器、１０５はＤ−フリップフロップ、
１０６は復調データ出力端子、１０７はシンボルクロッ
ク入力端子、１０８は拡散符号出力端子である。
７、１８、１９の構成図であり、１００はベースバンド
スペクトル拡散信号入力端子、１０１はチップクロック
入力端子、１０２は逆拡散器、１０３は拡散符号発生
器、１０４は積分器、１０５はＤ−フリップフロップ、
１０６は復調データ出力端子、１０７はシンボルクロッ
ク入力端子、１０８は拡散符号出力端子である。
【００４６】次に動作について説明する。以下、本実施
例では簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が
与えられたデータ系列の数をＫ＝２とする、直交する２
つのＭビットで構成される拡散符号、ａn （ｎ＝１，
２，…Ｍ）、ｂn （ｎ＝１，２，…Ｍ）を用いたスペク
トル拡散時間ダイバーシティ通信装置について説明す
る。拡散符号には、例えばＰＮ系列を用いることとす
る。
例では簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が
与えられたデータ系列の数をＫ＝２とする、直交する２
つのＭビットで構成される拡散符号、ａn （ｎ＝１，
２，…Ｍ）、ｂn （ｎ＝１，２，…Ｍ）を用いたスペク
トル拡散時間ダイバーシティ通信装置について説明す
る。拡散符号には、例えばＰＮ系列を用いることとす
る。
【００４７】送信機側では、“０“と“１”で表される
ディジタル送信データを、送信データ入力端子０１に入
力する。入力されたデータは、送信データ遅延手段１０
００に入力される。送信データ遅延手段１０００では、
入力データの一方はそのまま出力され、もう一方は遅延
回路０２に入力される。遅延回路０２ではデータをＬシ
ンボル遅延させてから出力する。この遅延量は、フェー
ジング、ブロッケージ等に起因する受信信号電力の減衰
に対応するために設けられているものであり、対応しよ
うとする最大減衰時間をＴｄ[s] とすると、データ伝送
速度がＲ[symbol/s]のシステムでは、設定する遅延シン
ボル数Ｌ[symbol]は、Ｌ≧Ｔｄ×Ｒに設計される。ま
た、受信信号電力の減衰に周期性が存在する場合、その
周期の平均をＴｒ[s] とすると、データ伝送速度がＲ[s
ymbol/s]のシステムでは、設定する遅延シンボル数Ｌ[s
ymbol]は、（ｍ＋１）Ｔｒ×Ｒ≧Ｌ≧（Ｔｄ＋ｍＴｒ）
×Ｒに設計される。（但しｍ＝０，１，２，３，…）
ディジタル送信データを、送信データ入力端子０１に入
力する。入力されたデータは、送信データ遅延手段１０
００に入力される。送信データ遅延手段１０００では、
入力データの一方はそのまま出力され、もう一方は遅延
回路０２に入力される。遅延回路０２ではデータをＬシ
ンボル遅延させてから出力する。この遅延量は、フェー
ジング、ブロッケージ等に起因する受信信号電力の減衰
に対応するために設けられているものであり、対応しよ
うとする最大減衰時間をＴｄ[s] とすると、データ伝送
速度がＲ[symbol/s]のシステムでは、設定する遅延シン
ボル数Ｌ[symbol]は、Ｌ≧Ｔｄ×Ｒに設計される。ま
た、受信信号電力の減衰に周期性が存在する場合、その
周期の平均をＴｒ[s] とすると、データ伝送速度がＲ[s
ymbol/s]のシステムでは、設定する遅延シンボル数Ｌ[s
ymbol]は、（ｍ＋１）Ｔｒ×Ｒ≧Ｌ≧（Ｔｄ＋ｍＴｒ）
×Ｒに設計される。（但しｍ＝０，１，２，３，…）
【００４８】スペクトル拡散手段２０００における拡散
回路０３では、Ｍビットで構成されるＰＮ系列の拡散符
号ａn （ｎ＝１，２，…Ｍ）によって、送信データ遅延
手段１０００からの遅延量０のデータをスペクトル拡散
する。データ伝送速度がＲ[symbol/s]とすると、拡散回
路０３からは、Ｍ×Ｒ[bit/s]のスペクトル拡散データ
が出力される。図２に、本実施例によるデータのタイミ
ングチャートの一例を示す。
回路０３では、Ｍビットで構成されるＰＮ系列の拡散符
号ａn （ｎ＝１，２，…Ｍ）によって、送信データ遅延
手段１０００からの遅延量０のデータをスペクトル拡散
する。データ伝送速度がＲ[symbol/s]とすると、拡散回
路０３からは、Ｍ×Ｒ[bit/s]のスペクトル拡散データ
が出力される。図２に、本実施例によるデータのタイミ
ングチャートの一例を示す。
【００４９】本実施例では、遅延シンボル数をＬ＝５シ
ンボルとする。よって、ｋシンボル目の送信データ系列
をＸk （ｋは整数）で表記した場合、遅延回路０２から
の出力データ系列は、送信データ系列から５シンボル分
遅延してＸ(k-5) （ｋは整数）となる。スペクトル拡散
手段２０００における拡散回路０４は、この遅延回路０
２からの送信遅延データ系列ＸＤk ＝Ｘ(k-5) を、Ｍビ
ットで構成されるＰＮ系列の拡散符号ｂn （ｎ＝１，
２，…Ｍ）によってスペクトル拡散する。この拡散符号
ｂn は、拡散回路０３で用いる拡散符号ａn と直交する
ものとする。図２に、拡散回路０３によってスペクトル
拡散されたデータ系列、Ｙａk （ｋは整数）と、拡散回
路０４によってスペクトル拡散されたデータ系列ＹＤｂ
k＝Ｙｂ(k-5) （ｋは整数）をそれぞれ示す。
ンボルとする。よって、ｋシンボル目の送信データ系列
をＸk （ｋは整数）で表記した場合、遅延回路０２から
の出力データ系列は、送信データ系列から５シンボル分
遅延してＸ(k-5) （ｋは整数）となる。スペクトル拡散
手段２０００における拡散回路０４は、この遅延回路０
２からの送信遅延データ系列ＸＤk ＝Ｘ(k-5) を、Ｍビ
ットで構成されるＰＮ系列の拡散符号ｂn （ｎ＝１，
２，…Ｍ）によってスペクトル拡散する。この拡散符号
ｂn は、拡散回路０３で用いる拡散符号ａn と直交する
ものとする。図２に、拡散回路０３によってスペクトル
拡散されたデータ系列、Ｙａk （ｋは整数）と、拡散回
路０４によってスペクトル拡散されたデータ系列ＹＤｂ
k＝Ｙｂ(k-5) （ｋは整数）をそれぞれ示す。
【００５０】変調手段３０００における合成回路０５
は、Ｙａk （ｋは整数）とＹＤｂk （ｋは整数）の２つ
の拡散データ系列を合成して出力する。図２に、合成回
路０５の出力データ系列Ｔk （ｋは整数）を示す。ミキ
サ０７では、この合成信号Ｔk（ｋは整数）に、搬送波
発生器０６から出力される搬送波を乗算し、ＢＰＳＫ変
調する。送信用のアンテナ０８は、この変調信号を送出
する。
は、Ｙａk （ｋは整数）とＹＤｂk （ｋは整数）の２つ
の拡散データ系列を合成して出力する。図２に、合成回
路０５の出力データ系列Ｔk （ｋは整数）を示す。ミキ
サ０７では、この合成信号Ｔk（ｋは整数）に、搬送波
発生器０６から出力される搬送波を乗算し、ＢＰＳＫ変
調する。送信用のアンテナ０８は、この変調信号を送出
する。
【００５１】受信機側では、検波手段４０００内のアン
テナ０９で信号を受信し、受信信号を２つのミキサ１
２、１３に入力する。ＶＣＯ１０は、局部搬送波を、ミ
キサ１３と９０°移相器１１に供給する。９０°移相器
１１は、局部搬送波を９０°移相してミキサ１２に出力
する。ミキサ１３では、受信信号とＶＣＯ１０からの局
部搬送波を乗算し、ローパスフィルタ１５ａでフィルタ
リングして、合成拡散信号の実数成分（Ｉ成分）を出力
する。ミキサ１２では受信信号と９０°移相器１１から
の９０°移相された局部搬送波を乗算し、ローパスフィ
ルタ１４ａでフィルタリングして、合成拡散信号の虚数
成分（Ｑ成分）を出力する。図２に、検波手段４０００
ａにおけるミキサ１２、１３からのＩ成分データ系列と
Ｑ成分データ系列のタイミングをまとめて、Ｒk （ｋは
整数）と称して示す。また図中の斜線部は、フェージン
グやブロッケージ等によって発生した信号電力の落ち込
みを示しており、よって本実施例では、図２に示す４シ
ンボル分の情報が失われたこととする。
テナ０９で信号を受信し、受信信号を２つのミキサ１
２、１３に入力する。ＶＣＯ１０は、局部搬送波を、ミ
キサ１３と９０°移相器１１に供給する。９０°移相器
１１は、局部搬送波を９０°移相してミキサ１２に出力
する。ミキサ１３では、受信信号とＶＣＯ１０からの局
部搬送波を乗算し、ローパスフィルタ１５ａでフィルタ
リングして、合成拡散信号の実数成分（Ｉ成分）を出力
する。ミキサ１２では受信信号と９０°移相器１１から
の９０°移相された局部搬送波を乗算し、ローパスフィ
ルタ１４ａでフィルタリングして、合成拡散信号の虚数
成分（Ｑ成分）を出力する。図２に、検波手段４０００
ａにおけるミキサ１２、１３からのＩ成分データ系列と
Ｑ成分データ系列のタイミングをまとめて、Ｒk （ｋは
整数）と称して示す。また図中の斜線部は、フェージン
グやブロッケージ等によって発生した信号電力の落ち込
みを示しており、よって本実施例では、図２に示す４シ
ンボル分の情報が失われたこととする。
【００５２】本実施例では、ＢＰＳＫ変調方式を採用し
ているため、受信信号の搬送波と局部搬送波の周波数と
位相の同期が完全であれば、本実施例の検波手段４００
０ａからのＩ成分にのみ、復調データ成分が出力される
ことになるが、同期引込み時や受信信号電力を検出する
場合には、Ｉ成分、Ｑ成分の両方を用いる必要があるた
め、検波手段４０００ａからは、Ｉ成分とＱ成分を出力
する。
ているため、受信信号の搬送波と局部搬送波の周波数と
位相の同期が完全であれば、本実施例の検波手段４００
０ａからのＩ成分にのみ、復調データ成分が出力される
ことになるが、同期引込み時や受信信号電力を検出する
場合には、Ｉ成分、Ｑ成分の両方を用いる必要があるた
め、検波手段４０００ａからは、Ｉ成分とＱ成分を出力
する。
【００５３】Ａ／Ｄ変換器１４は、ミキサ１２からのア
ナログ信号を、Ａ／Ｄ変換器１５は、ミキサ１３からの
アナログ信号を、ディジタル信号であるベースバンドス
ペクトル拡散信号にそれぞれ変換し、スペクトル逆拡散
手段５０００に供給する。スペクトル逆拡散手段５００
０における逆拡散回路１６は、Ａ／Ｄ変換器１４からの
信号を前記拡散符号ａn で逆拡散し、逆拡散回路１７
は、Ａ／Ｄ変換器１４からの信号を前記拡散符号ｂn で
逆拡散する。一方、スペクトル逆拡散手段５０００にお
ける逆拡散回路１８は、Ａ／Ｄ変換器１５からの信号を
前記拡散符号ａnで逆拡散し、逆拡散回路１９は、Ａ／
Ｄ変換器１５からの信号を前記拡散符号ｂn で逆拡散す
る。また各逆拡散回路は、拡散符号発生器１０３を内蔵
しており、逆拡散するタイミングから１チップ時間前後
させた２つの拡散符号を、初期捕捉／同期追跡回路２０
に出力する。
ナログ信号を、Ａ／Ｄ変換器１５は、ミキサ１３からの
アナログ信号を、ディジタル信号であるベースバンドス
ペクトル拡散信号にそれぞれ変換し、スペクトル逆拡散
手段５０００に供給する。スペクトル逆拡散手段５００
０における逆拡散回路１６は、Ａ／Ｄ変換器１４からの
信号を前記拡散符号ａn で逆拡散し、逆拡散回路１７
は、Ａ／Ｄ変換器１４からの信号を前記拡散符号ｂn で
逆拡散する。一方、スペクトル逆拡散手段５０００にお
ける逆拡散回路１８は、Ａ／Ｄ変換器１５からの信号を
前記拡散符号ａnで逆拡散し、逆拡散回路１９は、Ａ／
Ｄ変換器１５からの信号を前記拡散符号ｂn で逆拡散す
る。また各逆拡散回路は、拡散符号発生器１０３を内蔵
しており、逆拡散するタイミングから１チップ時間前後
させた２つの拡散符号を、初期捕捉／同期追跡回路２０
に出力する。
【００５４】同期手段４０００ｂにおける初期捕捉／同
期追跡回路２０は、拡散符号発生器１０３から出力され
る拡散符号を、前記ベースバンドスペクトル拡散信号に
含まれる拡散符号に同期させる初期捕捉と、確立した同
期を追跡する同期追跡を行う。前記初期捕捉には、例え
ば文献「スペクトル拡散通信システム」（横山光雄著、
科学技術出版社、１９８８年）に記載されている、単純
サーチ方式などがある。また前記同期追跡には、例えば
前記文献に記載されているベースバンド遅延ロックルー
プ（ＤＬＬ）などがある。初期捕捉／同期追跡回路２０
は、Ａ／Ｄ変換器１４、１５からのベースバンドスペク
トル拡散信号と、各逆拡散回路からの拡散符号を用い
て、ベースバンドスペクトル拡散信号に含まれる拡散符
号の初期捕捉／同期追跡を行い、前記ベースバンドスペ
クトル拡散信号に含まれる拡散符号ビットに同期するチ
ップクロックと、前記ベースバンドスペクトル拡散信号
に含まれる復調データに同期するシンボルクロックを、
各逆拡散回路に出力する。
期追跡回路２０は、拡散符号発生器１０３から出力され
る拡散符号を、前記ベースバンドスペクトル拡散信号に
含まれる拡散符号に同期させる初期捕捉と、確立した同
期を追跡する同期追跡を行う。前記初期捕捉には、例え
ば文献「スペクトル拡散通信システム」（横山光雄著、
科学技術出版社、１９８８年）に記載されている、単純
サーチ方式などがある。また前記同期追跡には、例えば
前記文献に記載されているベースバンド遅延ロックルー
プ（ＤＬＬ）などがある。初期捕捉／同期追跡回路２０
は、Ａ／Ｄ変換器１４、１５からのベースバンドスペク
トル拡散信号と、各逆拡散回路からの拡散符号を用い
て、ベースバンドスペクトル拡散信号に含まれる拡散符
号の初期捕捉／同期追跡を行い、前記ベースバンドスペ
クトル拡散信号に含まれる拡散符号ビットに同期するチ
ップクロックと、前記ベースバンドスペクトル拡散信号
に含まれる復調データに同期するシンボルクロックを、
各逆拡散回路に出力する。
【００５５】各逆拡散回路の内部の動作を、図３を用い
て説明する。Ａ／Ｄ変換器からのベースバンドスペクト
ル拡散信号は、入力端子１００から逆拡散器１０２に入
力される。一方、拡散符号発生器１０３は、入力端子１
０１からの前記チップクロックに同期した拡散符号を出
力する。逆拡散器１０２は、入力端子１００からの信号
に、拡散符号発生器１０３からの拡散符号を乗算するこ
とで逆拡散を行う。積分器１０４は、逆拡散された信号
を入力端子１０１からのチップクロックの周期で積分し
て出力する。そして、入力端子１０７からのシンボルク
ロックの立上がり毎に、積分データをゼロにリセットす
る。Ｄ−フリップフロップ１０５は、積分器１０４から
チップクロック周期で出力される積分データを、シンボ
ルクロック周期でリタイミングし、リタイミング時の積
分データを、復調データとして出力端子１０６から出力
する。
て説明する。Ａ／Ｄ変換器からのベースバンドスペクト
ル拡散信号は、入力端子１００から逆拡散器１０２に入
力される。一方、拡散符号発生器１０３は、入力端子１
０１からの前記チップクロックに同期した拡散符号を出
力する。逆拡散器１０２は、入力端子１００からの信号
に、拡散符号発生器１０３からの拡散符号を乗算するこ
とで逆拡散を行う。積分器１０４は、逆拡散された信号
を入力端子１０１からのチップクロックの周期で積分し
て出力する。そして、入力端子１０７からのシンボルク
ロックの立上がり毎に、積分データをゼロにリセットす
る。Ｄ−フリップフロップ１０５は、積分器１０４から
チップクロック周期で出力される積分データを、シンボ
ルクロック周期でリタイミングし、リタイミング時の積
分データを、復調データとして出力端子１０６から出力
する。
【００５６】図２に、逆拡散回路１６、１７、１８、１
９からの復調データ系列を、それぞれＺａＱk,ＺＤｂＱ
k（＝ＺｂＱ(k-5)）,ＺａＩk,ＺＤｂＩk（＝ＺｂＩ
(k-5)）（ｋは整数）と称して示す。逆拡散後の各Ｉ成
分、Ｑ成分の信号の斜線部は、フェージングやブロッケ
ージ等によって発生した信号電力の落ち込みにより、情
報が失われていることを意味する。本実施例では、送信
側でｂn によって拡散する側のデータ系列に５シンボル
の遅延を与えているため、信号電力の落込みによって失
われるＺａＱk,ＺａＩk の４シンボル分のデータと、Ｚ
ＤｂＱk,ＺＤｂＩk の４シンボル分のデータは異なる。
本実施例では、ａn による拡散／逆拡散データ系列の失
われるデータは、送信データＸi+3,Ｘi+4,Ｘi+5,Ｘi+6
に対応するデータＺａＩ(i+3),ＺａＩ(i+4),ＺａＩ
(i+5),ＺａＩ(i+6) および、ＺａＱ(i+3),ＺａＱ(i+4),
ＺａＱ(i+5),ＺａＱ(i+6) であり、ｂn による拡散／逆
拡散データ系列の失われるデータは、送信データＸi-2,
Ｘi-1,Ｘi,Ｘi+1 に対応するデータＺｂＩ(i-2),ＺｂＩ
(i-1),ＺｂＩi,ＺｂＩ(i+1) および、ＺｂＱ(i-2),Ｚｂ
Ｑ(i-1),ＺｂＱi,ＺｂＱ(i+1) である。
９からの復調データ系列を、それぞれＺａＱk,ＺＤｂＱ
k（＝ＺｂＱ(k-5)）,ＺａＩk,ＺＤｂＩk（＝ＺｂＩ
(k-5)）（ｋは整数）と称して示す。逆拡散後の各Ｉ成
分、Ｑ成分の信号の斜線部は、フェージングやブロッケ
ージ等によって発生した信号電力の落ち込みにより、情
報が失われていることを意味する。本実施例では、送信
側でｂn によって拡散する側のデータ系列に５シンボル
の遅延を与えているため、信号電力の落込みによって失
われるＺａＱk,ＺａＩk の４シンボル分のデータと、Ｚ
ＤｂＱk,ＺＤｂＩk の４シンボル分のデータは異なる。
本実施例では、ａn による拡散／逆拡散データ系列の失
われるデータは、送信データＸi+3,Ｘi+4,Ｘi+5,Ｘi+6
に対応するデータＺａＩ(i+3),ＺａＩ(i+4),ＺａＩ
(i+5),ＺａＩ(i+6) および、ＺａＱ(i+3),ＺａＱ(i+4),
ＺａＱ(i+5),ＺａＱ(i+6) であり、ｂn による拡散／逆
拡散データ系列の失われるデータは、送信データＸi-2,
Ｘi-1,Ｘi,Ｘi+1 に対応するデータＺｂＩ(i-2),ＺｂＩ
(i-1),ＺｂＩi,ＺｂＩ(i+1) および、ＺｂＱ(i-2),Ｚｂ
Ｑ(i-1),ＺｂＱi,ＺｂＱ(i+1) である。
【００５７】次に時間遅延調整手段６０００における遅
延回路２１は、逆拡散回路１６、１８から出力されるＺ
ａＱk、ＺａＩk を、送信側の遅延回路０２の遅延時間
だけ遅延させて出力する。よって本実施例では、遅延回
路２１の遅延時間は５シンボル分となる。一方逆拡散回
路１７、１９から出力される復調データ系列ＺＤｂＱk,
ＺＤｂＩk は遅延されずに時間遅延調整手段６０００か
ら出力される。図２に、遅延回路２１によって５シンボ
ル遅延されて出力される復調データ系列を、それぞれＺ
ＤａＱk（ＺａＱ(k-5)）,ＺＤａＩk（＝ＺａＩ(k-5)）
（ｋは整数）と称して示す。この時間遅延調整手段６０
００による遅延操作によって、信号電力算出手段２２と
ダイバーシティ手段９０００内のダイバーシティ回路２
３に入力される、ａn による拡散／逆拡散データ系列と
ｂn による拡散／逆拡散データ系列は、同一の時間に同
一のデータをそれぞれ示すことになる。
延回路２１は、逆拡散回路１６、１８から出力されるＺ
ａＱk、ＺａＩk を、送信側の遅延回路０２の遅延時間
だけ遅延させて出力する。よって本実施例では、遅延回
路２１の遅延時間は５シンボル分となる。一方逆拡散回
路１７、１９から出力される復調データ系列ＺＤｂＱk,
ＺＤｂＩk は遅延されずに時間遅延調整手段６０００か
ら出力される。図２に、遅延回路２１によって５シンボ
ル遅延されて出力される復調データ系列を、それぞれＺ
ＤａＱk（ＺａＱ(k-5)）,ＺＤａＩk（＝ＺａＩ(k-5)）
（ｋは整数）と称して示す。この時間遅延調整手段６０
００による遅延操作によって、信号電力算出手段２２と
ダイバーシティ手段９０００内のダイバーシティ回路２
３に入力される、ａn による拡散／逆拡散データ系列と
ｂn による拡散／逆拡散データ系列は、同一の時間に同
一のデータをそれぞれ示すことになる。
【００５８】信号電力算出手段２２は、ＺＤａＱk,ＺＤ
ａＩk,ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk （ｋは整数）の各復調デー
タ系列を用いて、ａn で逆拡散された受信信号の信号電
力Ｐ１k （ｋは整数）、ｂn で逆拡散された受信信号の
信号電力Ｐ２k （ｋは整数）と、図２に示すタイミング
で２つの電力の合計ＳＰk （ｋは整数）を出力する。信
号電力Ｐ１k は、例えばＺＤａＱk の２乗と、ＺＤａＩ
k の２乗の和、また信号電力Ｐ２k は、例えばＺＤｂＱ
k の２乗と、ＺＤｂＩk の２乗の和を求めることで、そ
れぞれ得ることができる。
ａＩk,ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk （ｋは整数）の各復調デー
タ系列を用いて、ａn で逆拡散された受信信号の信号電
力Ｐ１k （ｋは整数）、ｂn で逆拡散された受信信号の
信号電力Ｐ２k （ｋは整数）と、図２に示すタイミング
で２つの電力の合計ＳＰk （ｋは整数）を出力する。信
号電力Ｐ１k は、例えばＺＤａＱk の２乗と、ＺＤａＩ
k の２乗の和、また信号電力Ｐ２k は、例えばＺＤｂＱ
k の２乗と、ＺＤｂＩk の２乗の和を求めることで、そ
れぞれ得ることができる。
【００５９】ダイバーシティ手段９０００におけるダイ
バーシティ回路２３は、信号電力算出手段２２からのＰ
２k 、Ｐ１k と、遅延回路２１からの復調データ系列Ｚ
ＤａＩk、逆拡散回路１９からの復調データ系列ＺＤｂ
Ｉk を用いてタイバーシティを行う。各Ｉ、Ｑ成分のデ
ータとそのデータに対応する信号電力は、時間差なく同
時にダイバーシティ回路２３に入力される。
バーシティ回路２３は、信号電力算出手段２２からのＰ
２k 、Ｐ１k と、遅延回路２１からの復調データ系列Ｚ
ＤａＩk、逆拡散回路１９からの復調データ系列ＺＤｂ
Ｉk を用いてタイバーシティを行う。各Ｉ、Ｑ成分のデ
ータとそのデータに対応する信号電力は、時間差なく同
時にダイバーシティ回路２３に入力される。
【００６０】本実施例のダイバーシティ手段９０００に
おけるダイバーシティ回路２３の動作を説明する。比較
器２０４は、Ｐ１k とＰ２k を比較して、Ｐ１k ＞Ｐ２
k の場合は復調データ系列ＺＤａＩk を、Ｐ１k ＜Ｐ２
k の場合は復調データ系列ＺＤｂＩk を選択する選択信
号を選択器２０５に出力する。選択器２０５は、比較器
２０４からの選択信号によって、復調データ系列ＺＤａ
Ｉk と、復調データ系列ＺＤｂＩk の、どちらか一方を
選択して、合成復調データ系列Ｓk （ｋは整数）として
出力する。以上のように、信号電力によって復調データ
系列を選択する動作により、選択ダイバーシティを実現
している。
おけるダイバーシティ回路２３の動作を説明する。比較
器２０４は、Ｐ１k とＰ２k を比較して、Ｐ１k ＞Ｐ２
k の場合は復調データ系列ＺＤａＩk を、Ｐ１k ＜Ｐ２
k の場合は復調データ系列ＺＤｂＩk を選択する選択信
号を選択器２０５に出力する。選択器２０５は、比較器
２０４からの選択信号によって、復調データ系列ＺＤａ
Ｉk と、復調データ系列ＺＤｂＩk の、どちらか一方を
選択して、合成復調データ系列Ｓk （ｋは整数）として
出力する。以上のように、信号電力によって復調データ
系列を選択する動作により、選択ダイバーシティを実現
している。
【００６１】本受信機では、フェージング等による受信
信号電力の増減に起因して、ダイバーシティ回路２３か
らの合成復調データ系列Ｓk の振幅も増減する。ダイバ
ーシティ手段９０００における軟判定回路２４は、この
受信信号電力の増減によって変動する合成復調データ系
列Ｓk の振幅を、ディジタル的に補正する回路である。
軟判定回路２４では、ダイバーシティ回路２３からの合
成復調データを、信号電力算出手段２２から出力される
ＳＰk が大きな場合、即ち大きな受信信号電力が得られ
ている場合は、軟判定しきい値間隔を広く取り、ＳＰk
が小さな場合、即ち小さな受信信号電力が得られている
場合は、軟判定しきい値間隔を狭く取ることで、合成復
調データの振幅補正を行った判定データ系列ＳＲk を出
力する。図１７、図１８に、一例として合成復調データ
系列Ｓk を、０〜７の８値に変換する場合の、軟判定回
路２４の処理を示す。図１７は、受信電力が大きい場合
の軟判定処理、図１８は、受信電力が小さい場合の軟判
定処理を示した図である。各図の（ａ）は合成復調デー
タ系列Ｓk 、（ｂ）は判定データ系列ＳＲk を示してお
り、各図（ａ）の各点線は、軟判定しきい値である。受
信電力が大きい場合、合成復調データ系列Ｓk の振幅
は、図１７（ａ）に示すように大きくなるため、軟判定
回路２４では、点線の軟判定しきい値間隔を広く取っ
て、図１７（ｂ）に示すような８値の判定データ系列に
変換する振幅補正を行う。また受信電力が小さい場合、
合成復調データ系列Ｓk の振幅は図１８（ａ）に示すよ
うに小さくなるため、軟判定回路２４では、点線の軟判
定しきい値間隔を狭く取って、図１８（ｂ）に示すよう
な８値の判定データ系列に変換する振幅補正を行う。ダ
イバーシティ手段９０００は、以上のように制御された
判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端
子２７から出力する。
信号電力の増減に起因して、ダイバーシティ回路２３か
らの合成復調データ系列Ｓk の振幅も増減する。ダイバ
ーシティ手段９０００における軟判定回路２４は、この
受信信号電力の増減によって変動する合成復調データ系
列Ｓk の振幅を、ディジタル的に補正する回路である。
軟判定回路２４では、ダイバーシティ回路２３からの合
成復調データを、信号電力算出手段２２から出力される
ＳＰk が大きな場合、即ち大きな受信信号電力が得られ
ている場合は、軟判定しきい値間隔を広く取り、ＳＰk
が小さな場合、即ち小さな受信信号電力が得られている
場合は、軟判定しきい値間隔を狭く取ることで、合成復
調データの振幅補正を行った判定データ系列ＳＲk を出
力する。図１７、図１８に、一例として合成復調データ
系列Ｓk を、０〜７の８値に変換する場合の、軟判定回
路２４の処理を示す。図１７は、受信電力が大きい場合
の軟判定処理、図１８は、受信電力が小さい場合の軟判
定処理を示した図である。各図の（ａ）は合成復調デー
タ系列Ｓk 、（ｂ）は判定データ系列ＳＲk を示してお
り、各図（ａ）の各点線は、軟判定しきい値である。受
信電力が大きい場合、合成復調データ系列Ｓk の振幅
は、図１７（ａ）に示すように大きくなるため、軟判定
回路２４では、点線の軟判定しきい値間隔を広く取っ
て、図１７（ｂ）に示すような８値の判定データ系列に
変換する振幅補正を行う。また受信電力が小さい場合、
合成復調データ系列Ｓk の振幅は図１８（ａ）に示すよ
うに小さくなるため、軟判定回路２４では、点線の軟判
定しきい値間隔を狭く取って、図１８（ｂ）に示すよう
な８値の判定データ系列に変換する振幅補正を行う。ダ
イバーシティ手段９０００は、以上のように制御された
判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端
子２７から出力する。
【００６２】同期手段４０００ｂ内の制御手段２５にお
ける電力比較器２５１は、信号電力算出手段２２から出
力されるＳＰk と、あるしきい値とを比較し、受信信号
電力の落込みによってＳＰk がしきい値以下になった場
合、受信信号電力の落込みを示す電力落込み信号を出力
する。
ける電力比較器２５１は、信号電力算出手段２２から出
力されるＳＰk と、あるしきい値とを比較し、受信信号
電力の落込みによってＳＰk がしきい値以下になった場
合、受信信号電力の落込みを示す電力落込み信号を出力
する。
【００６３】制御手段２５内の予測手段２５ａにおける
制御信号合成・選択器２５２は、前記受信信号電力落込
み信号と、受信信号電力が落込むタイミングを示す外部
信号が得られる場合、その外部信号を入力とし、これら
２つの信号の一方をスイッチによって選択するか、合成
して出力する。この電力比較器２５１からの出力信号
は、同期手段４０００ｂの動作を停止させるホールド信
号となる。前記ホールド信号は、受信電力の落込んでい
る時間を論理“１”で表現し、それ以外は論理“０”で
表現する、１ビットの信号である。
制御信号合成・選択器２５２は、前記受信信号電力落込
み信号と、受信信号電力が落込むタイミングを示す外部
信号が得られる場合、その外部信号を入力とし、これら
２つの信号の一方をスイッチによって選択するか、合成
して出力する。この電力比較器２５１からの出力信号
は、同期手段４０００ｂの動作を停止させるホールド信
号となる。前記ホールド信号は、受信電力の落込んでい
る時間を論理“１”で表現し、それ以外は論理“０”で
表現する、１ビットの信号である。
【００６４】次に予測手段２５ａにおける周期性検出回
路２５３は、制御信号合成・選択器２５２から出力され
るホールド信号を用いて、受信信号電力の落込みの周期
性の存在を検出し、存在する場合は、受信信号電力の落
込みの周期及び位相を示すデータを出力する。受信信号
電力の落込みの周期性の存在の検出法としては、ＤＦＴ
方式によるものなどがある。
路２５３は、制御信号合成・選択器２５２から出力され
るホールド信号を用いて、受信信号電力の落込みの周期
性の存在を検出し、存在する場合は、受信信号電力の落
込みの周期及び位相を示すデータを出力する。受信信号
電力の落込みの周期性の存在の検出法としては、ＤＦＴ
方式によるものなどがある。
【００６５】予測手段２５ａにおけるタイミング予測回
路２５４は、周期性検出回路２５３からの受信信号電力
落込みの周期及び位相を示すデータを用いて、未来にお
ける受信信号電力の落込みの時間に同期手段４０００ｂ
の動作を停止させる、予測ホールド信号を出力する。前
記予測ホールド信号は、受信電力の落込む予測時間が算
出された場合、その落込む予測時間に、予測ホールド信
号を論理“１”で表現し、それ以外は論理“０”で表現
する１ビットの信号である。
路２５４は、周期性検出回路２５３からの受信信号電力
落込みの周期及び位相を示すデータを用いて、未来にお
ける受信信号電力の落込みの時間に同期手段４０００ｂ
の動作を停止させる、予測ホールド信号を出力する。前
記予測ホールド信号は、受信電力の落込む予測時間が算
出された場合、その落込む予測時間に、予測ホールド信
号を論理“１”で表現し、それ以外は論理“０”で表現
する１ビットの信号である。
【００６６】予測手段２５ａにおける合成制御回路２５
５は、制御信号合成・選択器２５２からのホールド信号
と、タイミング予測回路２５４からの予測ホールド信号
を論理和による合成法で出力する。よって信号電力の落
込みに周期性が存在しない場合、入力の予測ホールド信
号が常に論理“０”となるため、合成制御回路２５５か
らの合成制御信号は、即ち制御信号合成・選択器２５２
からのホールド信号となり、予測手段２５ａは、ホール
ド信号による同期手段４０００ｂの制御を行う。また、
信号電力の落込みに周期性が存在する場合、予測手段２
５ａは、予測時間に予め同期手段４０００ｂの制御を行
い、かつ信号電力の落込みが検出された場合の同期手段
４０００ｂの制御も行う。
５は、制御信号合成・選択器２５２からのホールド信号
と、タイミング予測回路２５４からの予測ホールド信号
を論理和による合成法で出力する。よって信号電力の落
込みに周期性が存在しない場合、入力の予測ホールド信
号が常に論理“０”となるため、合成制御回路２５５か
らの合成制御信号は、即ち制御信号合成・選択器２５２
からのホールド信号となり、予測手段２５ａは、ホール
ド信号による同期手段４０００ｂの制御を行う。また、
信号電力の落込みに周期性が存在する場合、予測手段２
５ａは、予測時間に予め同期手段４０００ｂの制御を行
い、かつ信号電力の落込みが検出された場合の同期手段
４０００ｂの制御も行う。
【００６７】同期手段４０００ｂにおけるＡＦＣ／ＡＰ
Ｃ回路２６は、逆拡散回路１６、１７、１８、１９から
出力されるＩ成分、Ｑ成分の各データを用いて、受信信
号の搬送波とＶＣＯ１０から出力される搬送波の周波数
と位相のオフセット量をそれぞれ求め、ＶＣＯ１０に入
力する電圧を搬送波の周波数と位相のオフセット量をゼ
ロにするように制御する、周波数制御と位相制御を行
う。ＡＦＣ回路は、例えばFrancis D.Natali“AFC Trac
king Algorithms”IEEE Transaction on Communicatio
ns Vol.com-32,No.8,pp935-947,August 1984に記載され
ているもので実現できる。またＡＰＣ回路は、例えば前
記文献「スペクトル拡散通信システム」に記載されてい
るコスタスループで実現できる。
Ｃ回路２６は、逆拡散回路１６、１７、１８、１９から
出力されるＩ成分、Ｑ成分の各データを用いて、受信信
号の搬送波とＶＣＯ１０から出力される搬送波の周波数
と位相のオフセット量をそれぞれ求め、ＶＣＯ１０に入
力する電圧を搬送波の周波数と位相のオフセット量をゼ
ロにするように制御する、周波数制御と位相制御を行
う。ＡＦＣ回路は、例えばFrancis D.Natali“AFC Trac
king Algorithms”IEEE Transaction on Communicatio
ns Vol.com-32,No.8,pp935-947,August 1984に記載され
ているもので実現できる。またＡＰＣ回路は、例えば前
記文献「スペクトル拡散通信システム」に記載されてい
るコスタスループで実現できる。
【００６８】本実施例１は、同時に送受信し、かつ異な
る遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２個
のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシティ
通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾つ
であってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ通
りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡散
を行えばよい。
る遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２個
のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシティ
通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾つ
であってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ通
りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡散
を行えばよい。
【００６９】以上のように本実施例１は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて時間遅延差のあるＫ
＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、受
信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散さ
れたＫ＝２個のデータ系列に対して、遅延量を一定に調
整後、選択ダイバーシティを行う時間ダイバーシティ通
信装置であるため、従来の２K 値変調方式を用いた時間
ダイバーシティ通信装置と比較して、スペクトル拡散通
信の特徴である秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周波
数選択性フェージングに強い。
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて時間遅延差のあるＫ
＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、受
信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散さ
れたＫ＝２個のデータ系列に対して、遅延量を一定に調
整後、選択ダイバーシティを行う時間ダイバーシティ通
信装置であるため、従来の２K 値変調方式を用いた時間
ダイバーシティ通信装置と比較して、スペクトル拡散通
信の特徴である秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周波
数選択性フェージングに強い。
【００７０】また従来の２K 値変調方式を用いた時間ダ
イバーシティ通信装置では、遅延させるデータ系列の数
Ｋが増加すると、変調方式は２K 値をとる変調方式を使
用する必要があり、変復調装置のハードウェア規模が、
指数関数的に複雑となり、かつ増加するのに対し、本実
施例１では、遅延させるデータ系列の数Ｋだけ、異なる
Ｋ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデータ系列
を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が可能で
あり、従来例と同程度のハードウェア規模で、よりＫの
増加に対応可能となる。
イバーシティ通信装置では、遅延させるデータ系列の数
Ｋが増加すると、変調方式は２K 値をとる変調方式を使
用する必要があり、変復調装置のハードウェア規模が、
指数関数的に複雑となり、かつ増加するのに対し、本実
施例１では、遅延させるデータ系列の数Ｋだけ、異なる
Ｋ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデータ系列
を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が可能で
あり、従来例と同程度のハードウェア規模で、よりＫの
増加に対応可能となる。
【００７１】 実施例２． 本実施例は送信側でＢＰＳＫ変調したデータを、受信側
で同期検波を行う、同期検波型のスペクトル拡散時間ダ
イバーシティ通信装置であり、ダイバーシティには等利
得合成ダイバーシティを用いたものである。
で同期検波を行う、同期検波型のスペクトル拡散時間ダ
イバーシティ通信装置であり、ダイバーシティには等利
得合成ダイバーシティを用いたものである。
【００７２】以下、図を参照して実施例２について説明
する。図４は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示す
ブロック図であり、２２ｂは信号電力検出手段、２３ａ
はダイバーシティ回路、２０７は合成器である。なお図
１と同一部分は、同一符号を付してその説明を省略す
る。
する。図４は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示す
ブロック図であり、２２ｂは信号電力検出手段、２３ａ
はダイバーシティ回路、２０７は合成器である。なお図
１と同一部分は、同一符号を付してその説明を省略す
る。
【００７３】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
【００７４】実施例２では、実施例１と同様、送信機に
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、遅延時間調
整手段６０００によって、ＺＤａＩk,ＺＤａＱk,ＺＤｂ
Ｉk,ＺＤｂＱk の各復調データ系列が得られる。信号電
力算出手段２２ｂでは、ＺＤａＩk の２乗とＺＤａＱk
の２乗の和と、ＺＤｂＩk の２乗とＺＤｂＱkの２乗の
和が加算された、２つの電力の合計ＳＰk が出力され
る。
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、遅延時間調
整手段６０００によって、ＺＤａＩk,ＺＤａＱk,ＺＤｂ
Ｉk,ＺＤｂＱk の各復調データ系列が得られる。信号電
力算出手段２２ｂでは、ＺＤａＩk の２乗とＺＤａＱk
の２乗の和と、ＺＤｂＩk の２乗とＺＤｂＱkの２乗の
和が加算された、２つの電力の合計ＳＰk が出力され
る。
【００７５】ダイバーシティ手段９０００におけるダイ
バーシティ回路２３ａでは、遅延時間調整手段６０００
からの復調データ系列ＺＤａＩk と、ＺＤｂＩk を入力
とする。ダイバーシティ回路２３ａ内の合成器２０７
は、復調データ系列ＺＤａＩkと、復調データ系列ＺＤ
ｂＩk を加算し、その値を合成復調データ系列Ｓk （ｋ
は整数）として出力する。以上のように、２つの復調デ
ータ系列を加算する動作により、等利得合成ダイバーシ
ティを実現している。
バーシティ回路２３ａでは、遅延時間調整手段６０００
からの復調データ系列ＺＤａＩk と、ＺＤｂＩk を入力
とする。ダイバーシティ回路２３ａ内の合成器２０７
は、復調データ系列ＺＤａＩkと、復調データ系列ＺＤ
ｂＩk を加算し、その値を合成復調データ系列Ｓk （ｋ
は整数）として出力する。以上のように、２つの復調デ
ータ系列を加算する動作により、等利得合成ダイバーシ
ティを実現している。
【００７６】ダイバーシティ手段９０００における軟判
定回路２４は、信号電力算出手段２２ｂから出力される
ＳＰk によって、実施例１と同様な処理が行われ、軟判
定データＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２７
から出力する。
定回路２４は、信号電力算出手段２２ｂから出力される
ＳＰk によって、実施例１と同様な処理が行われ、軟判
定データＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２７
から出力する。
【００７７】以上の実施例２における動作のタイミング
は、図２に示す通りである。同期手段４０００ｂにおけ
る制御手段２５、及び制御手段２５における予測手段２
５ａは、実施例１と同様の動作を行い、同期手段４００
０ｂを制御する。
は、図２に示す通りである。同期手段４０００ｂにおけ
る制御手段２５、及び制御手段２５における予測手段２
５ａは、実施例１と同様の動作を行い、同期手段４００
０ｂを制御する。
【００７８】本実施例２では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
【００７９】以上のように本実施例２は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて時間遅延差のあるＫ
＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、受
信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散さ
れたＫ＝２個のデータ系列に対して、遅延量を一定に調
整後、等利得ダイバーシティを行う時間ダイバーシティ
通信装置であるため、従来の２K 値変調方式を用いた時
間ダイバーシティ通信装置と比較して、スペクトル拡散
通信の特徴である秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周
波数選択性フェージングに強い。また遅延させるデータ
系列の数Ｋが増加する場合、異なるＫ通りの拡散符号で
Ｋ通りの異なる遅延量のデータ系列を拡散／逆拡散する
だけで各データ系列の送受が可能であり、従来例と同程
度のハードウェア規模で、よりＫの増加に対応可能とな
る。
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて時間遅延差のあるＫ
＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、受
信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散さ
れたＫ＝２個のデータ系列に対して、遅延量を一定に調
整後、等利得ダイバーシティを行う時間ダイバーシティ
通信装置であるため、従来の２K 値変調方式を用いた時
間ダイバーシティ通信装置と比較して、スペクトル拡散
通信の特徴である秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周
波数選択性フェージングに強い。また遅延させるデータ
系列の数Ｋが増加する場合、異なるＫ通りの拡散符号で
Ｋ通りの異なる遅延量のデータ系列を拡散／逆拡散する
だけで各データ系列の送受が可能であり、従来例と同程
度のハードウェア規模で、よりＫの増加に対応可能とな
る。
【００８０】 実施例３． 本実施例は送信側でＢＰＳＫ変調したデータを、受信側
で同期検波を行う、同期検波型のスペクトル拡散時間ダ
イバーシティ通信装置であり、ダイバーシティには最大
比合成ダイバーシティを用いたものである。
で同期検波を行う、同期検波型のスペクトル拡散時間ダ
イバーシティ通信装置であり、ダイバーシティには最大
比合成ダイバーシティを用いたものである。
【００８１】以下、図を参照して実施例３について説明
する。図５は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示す
ブロック図であり、２０７ａは合成器、２０８は係数算
出手段、２０９、２１０はミキサ、２１１は最大比合成
手段である。なお図１と同一部分は、同一符号を付して
その説明を省略する。
する。図５は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示す
ブロック図であり、２０７ａは合成器、２０８は係数算
出手段、２０９、２１０はミキサ、２１１は最大比合成
手段である。なお図１と同一部分は、同一符号を付して
その説明を省略する。
【００８２】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
【００８３】実施例３では、実施例１と同様、送信機に
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、遅延時間調
整手段６０００、信号電力算出手段２２によって、ＺＤ
ａＩk,ＺＤｂＩk の各復調データ系列と、ａn で逆拡散
された受信信号の信号電力Ｐ１k 、ｂn で逆拡散された
受信信号の信号電力Ｐ２k と、２つの電力の合計ＳＰk
を出力する。
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、遅延時間調
整手段６０００、信号電力算出手段２２によって、ＺＤ
ａＩk,ＺＤｂＩk の各復調データ系列と、ａn で逆拡散
された受信信号の信号電力Ｐ１k 、ｂn で逆拡散された
受信信号の信号電力Ｐ２k と、２つの電力の合計ＳＰk
を出力する。
【００８４】ダイバーシティ手段９０００におけるダイ
バーシティ回路２３では、遅延時間調整手段６０００か
らの復調データ系列ＺＤａＩk 、ＺＤｂＩk と、受信信
号の信号電力Ｐ１k 、Ｐ２k を入力とする。
バーシティ回路２３では、遅延時間調整手段６０００か
らの復調データ系列ＺＤａＩk 、ＺＤｂＩk と、受信信
号の信号電力Ｐ１k 、Ｐ２k を入力とする。
【００８５】ダイバーシティ回路２３内の、係数算出手
段２０８では、信号電力Ｐ１k、Ｐ２k を用いて、Ｈ１k
＝Ｐ１k ／（Ｐ１k ＋Ｐ２k ）（但しｋは整数）と、
Ｈ２k ＝Ｐ２k ／（Ｐ１k ＋Ｐ２k ）（但しｋは整数）
の各係数を算出し出力する。
段２０８では、信号電力Ｐ１k、Ｐ２k を用いて、Ｈ１k
＝Ｐ１k ／（Ｐ１k ＋Ｐ２k ）（但しｋは整数）と、
Ｈ２k ＝Ｐ２k ／（Ｐ１k ＋Ｐ２k ）（但しｋは整数）
の各係数を算出し出力する。
【００８６】ダイバーシティ手段９０００内の最大比合
成手段２１１において、ミキサ２０９は、復調データ系
列ＺＤａＩk とＨ１k を乗算し、ミキサ２１０は、復調
データ系列ＺＤｂＩk とＨ２k を乗算する。合成器２０
７ａは、これらミキサ２０９からの乗算値と、ミキサ２
１０からの乗算値を加算し、その加算値を合成復調デー
タ系列Ｓk として出力する。以上のように、２つの復調
データ系列に、２つの受信電力比を重み付けして加算す
る動作により、最大比合成ダイバーシティを実現してい
る。
成手段２１１において、ミキサ２０９は、復調データ系
列ＺＤａＩk とＨ１k を乗算し、ミキサ２１０は、復調
データ系列ＺＤｂＩk とＨ２k を乗算する。合成器２０
７ａは、これらミキサ２０９からの乗算値と、ミキサ２
１０からの乗算値を加算し、その加算値を合成復調デー
タ系列Ｓk として出力する。以上のように、２つの復調
データ系列に、２つの受信電力比を重み付けして加算す
る動作により、最大比合成ダイバーシティを実現してい
る。
【００８７】ダイバーシティ手段９０００における軟判
定回路２４は、信号電力算出手段２２から出力されるＳ
Ｐk によって、実施例１と同様な処理が行われ、軟判定
データＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２７か
ら出力する。以上の実施例３における動作のタイミング
は、図２に示す通りである。
定回路２４は、信号電力算出手段２２から出力されるＳ
Ｐk によって、実施例１と同様な処理が行われ、軟判定
データＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２７か
ら出力する。以上の実施例３における動作のタイミング
は、図２に示す通りである。
【００８８】同期手段４０００ｂにおける制御手段２
５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実施
例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂを制御す
る。
５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実施
例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂを制御す
る。
【００８９】本実施例３では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
【００９０】以上のように本実施例３は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて時間遅延差のあるＫ
＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、受
信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散さ
れたＫ＝２個のデータ系列に対して、遅延量を一定に調
整後、最大比合成ダイバーシティを行う時間ダイバーシ
ティ通信装置であるため、従来の２K 値変調方式を用い
た時間ダイバーシティ通信装置と比較して、スペクトル
拡散通信の特徴である秘匿性、秘話性、対干渉性が優
れ、周波数選択性フェージングに強い。また遅延させる
データ系列の数Ｋが増加する場合、異なるＫ通りの拡散
符号でＫ通りの異なる遅延量のデータ系列を拡散／逆拡
散するだけで各データ系列の送受が可能であり、従来例
と同程度のハードウェア規模で、よりＫの増加に対応可
能となる。
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて時間遅延差のあるＫ
＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、受
信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散さ
れたＫ＝２個のデータ系列に対して、遅延量を一定に調
整後、最大比合成ダイバーシティを行う時間ダイバーシ
ティ通信装置であるため、従来の２K 値変調方式を用い
た時間ダイバーシティ通信装置と比較して、スペクトル
拡散通信の特徴である秘匿性、秘話性、対干渉性が優
れ、周波数選択性フェージングに強い。また遅延させる
データ系列の数Ｋが増加する場合、異なるＫ通りの拡散
符号でＫ通りの異なる遅延量のデータ系列を拡散／逆拡
散するだけで各データ系列の送受が可能であり、従来例
と同程度のハードウェア規模で、よりＫの増加に対応可
能となる。
【００９１】 実施例４． 本実施例は送信側でデータを差動符号化してからＢＰＳ
Ｋ変調し、受信側で遅延検波を行う、遅延検波型のスペ
クトル拡散時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバ
ーシティには選択ダイバーシティを用いたものである。
Ｋ変調し、受信側で遅延検波を行う、遅延検波型のスペ
クトル拡散時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバ
ーシティには選択ダイバーシティを用いたものである。
【００９２】次に、図を参照して実施例４について説明
する。図６は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる実施例４の送受信機の構成を示す
ブロック図であり、７０００は遅延検波手段、２６ａは
ＡＦＣ回路、２９は差動符号化手段、３０、３１は遅延
検波回路である。なお図１と同一部分は、同一符号を付
してその説明を省略する。
する。図６は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる実施例４の送受信機の構成を示す
ブロック図であり、７０００は遅延検波手段、２６ａは
ＡＦＣ回路、２９は差動符号化手段、３０、３１は遅延
検波回路である。なお図１と同一部分は、同一符号を付
してその説明を省略する。
【００９３】次に動作について説明する。以下、本実施
例では簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が
与えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異な
る拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
例では簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が
与えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異な
る拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
【００９４】送信機側では、差動符号化手段２９は、入
力端子０１から入力される“０“と“１”で表されるデ
ィジタル送信データに対して、差動符号化を行う。図７
に符号化前の送信データ系列Ｘk （ｋは整数）と差動符
号化されたデータ系列Ｘｄk（ｋは整数）を示す。Ｘｄk
はＸk と、Ｘk+1 の排他的論理和で求まる。データ系
列Ｘｄk は、以降実施例１と同様に、拡散回路０３で拡
散符号ａn によってスペクトル拡散され、データ系列Ｙ
ｄａk （ｋは整数）となり、一方は遅延回路０２でＬシ
ンボル遅延されたデータ系列ＸＤｄk に変換後、拡散回
路０４で拡散符号ｂn によってスペクトル拡散され、デ
ータ系列ＹＤｄｂk （ｋは整数）となる。
力端子０１から入力される“０“と“１”で表されるデ
ィジタル送信データに対して、差動符号化を行う。図７
に符号化前の送信データ系列Ｘk （ｋは整数）と差動符
号化されたデータ系列Ｘｄk（ｋは整数）を示す。Ｘｄk
はＸk と、Ｘk+1 の排他的論理和で求まる。データ系
列Ｘｄk は、以降実施例１と同様に、拡散回路０３で拡
散符号ａn によってスペクトル拡散され、データ系列Ｙ
ｄａk （ｋは整数）となり、一方は遅延回路０２でＬシ
ンボル遅延されたデータ系列ＸＤｄk に変換後、拡散回
路０４で拡散符号ｂn によってスペクトル拡散され、デ
ータ系列ＹＤｄｂk （ｋは整数）となる。
【００９５】本実施例では、フェージングやブロッケー
ジ等による信号電力の落ち込みによってデータが数シン
ボル失われた場合、遅延検波方式を行っているため、実
施例１の同期検波方式と比較して１シンボル分多く影響
を受ける。よって遅延回路０２で設定する遅延シンボル
数Ｌは、受信側においてフェージングやブロッケージ等
によって発生が予想される信号電力の落ち込みの時間を
Ｔｄ[s] とすると、データ伝送速度がＲ[symbol/s]のシ
ステムでは、Ｌ≧Ｔｄ×Ｒ＋１に設計される。また、受
信信号電力の減衰に周期性が存在する場合、その周期の
平均をＴｒ[s] とすると、データ伝送速度がＲ[symbol/
s]のシステムでは、（ｍ＋１）Ｔｒ×Ｒ≧Ｌ≧（Ｔｄ＋
ｍＴｒ）×Ｒ＋１に設計される（但しｍ＝0,1,2,3,
…）。本実施例ではＬ＝６シンボルとし、よって遅延回
路０２から出力されるデータ系列は、ＸＤｄk ＝Ｘｄ
(k-6) （ｋは整数）となる。
ジ等による信号電力の落ち込みによってデータが数シン
ボル失われた場合、遅延検波方式を行っているため、実
施例１の同期検波方式と比較して１シンボル分多く影響
を受ける。よって遅延回路０２で設定する遅延シンボル
数Ｌは、受信側においてフェージングやブロッケージ等
によって発生が予想される信号電力の落ち込みの時間を
Ｔｄ[s] とすると、データ伝送速度がＲ[symbol/s]のシ
ステムでは、Ｌ≧Ｔｄ×Ｒ＋１に設計される。また、受
信信号電力の減衰に周期性が存在する場合、その周期の
平均をＴｒ[s] とすると、データ伝送速度がＲ[symbol/
s]のシステムでは、（ｍ＋１）Ｔｒ×Ｒ≧Ｌ≧（Ｔｄ＋
ｍＴｒ）×Ｒ＋１に設計される（但しｍ＝0,1,2,3,
…）。本実施例ではＬ＝６シンボルとし、よって遅延回
路０２から出力されるデータ系列は、ＸＤｄk ＝Ｘｄ
(k-6) （ｋは整数）となる。
【００９６】変調手段３０００における合成回路０５で
は、データ系列Ｙｄａk とデータ系列ＹＤｄｂk は合成
され、データ系列Ｔｄk （ｋは整数）として出力され、
データ系列Ｔｄk はミキサ０７で搬送波と乗算されて、
ＢＰＳＫ変調される。送信用のアンテナ０８は、この変
調信号を送出する。
は、データ系列Ｙｄａk とデータ系列ＹＤｄｂk は合成
され、データ系列Ｔｄk （ｋは整数）として出力され、
データ系列Ｔｄk はミキサ０７で搬送波と乗算されて、
ＢＰＳＫ変調される。送信用のアンテナ０８は、この変
調信号を送出する。
【００９７】受信機側では、実施例１と同様に、検波手
段４０００ａ内のアンテナ０９で信号を受信し、受信信
号を２つのミキサ１２、１３に入力する。本実施例にお
いて、同期手段４０００ｂでは、局部搬送波を受信信号
の搬送波に周波数同期させる制御だけを行い、位相同期
させる制御は行われない。
段４０００ａ内のアンテナ０９で信号を受信し、受信信
号を２つのミキサ１２、１３に入力する。本実施例にお
いて、同期手段４０００ｂでは、局部搬送波を受信信号
の搬送波に周波数同期させる制御だけを行い、位相同期
させる制御は行われない。
【００９８】ミキサ１３では受信信号とＶＣＯ１０から
の搬送波を、またミキサ１２では、受信信号と９０°移
相器１１からの９０°移相された搬送波を、それぞれ乗
算し、ローパスフィルタ１４ａ、１５ａでフィルタリン
グして、合成拡散信号のＩ成分とＱ成分を出力する。本
実施例４ではＢＰＳＫ変調方式を用いているが、同期手
段４０００ｂに、受信搬送波に位相同期した搬送波を再
生する機能がないため、受信信号の搬送波と局部搬送波
には定常位相差が存在することになる。よって、データ
成分は常時Ｉ成分、Ｑ成分の両方に存在する。
の搬送波を、またミキサ１２では、受信信号と９０°移
相器１１からの９０°移相された搬送波を、それぞれ乗
算し、ローパスフィルタ１４ａ、１５ａでフィルタリン
グして、合成拡散信号のＩ成分とＱ成分を出力する。本
実施例４ではＢＰＳＫ変調方式を用いているが、同期手
段４０００ｂに、受信搬送波に位相同期した搬送波を再
生する機能がないため、受信信号の搬送波と局部搬送波
には定常位相差が存在することになる。よって、データ
成分は常時Ｉ成分、Ｑ成分の両方に存在する。
【００９９】以降Ｉ成分、Ｑ成分の受信された合成拡散
信号Ｒｄk （ｋは整数）は、実施例１と同様に、Ａ／Ｄ
変換器１４、１５でベースバンドスペクトル拡散信号に
それぞれ変換後、スペクトル逆拡散手段５０００内の逆
拡散回路１６、１７、１８、１９で拡散符号ａn と拡散
符号ｂn でそれぞれ逆拡散される。
信号Ｒｄk （ｋは整数）は、実施例１と同様に、Ａ／Ｄ
変換器１４、１５でベースバンドスペクトル拡散信号に
それぞれ変換後、スペクトル逆拡散手段５０００内の逆
拡散回路１６、１７、１８、１９で拡散符号ａn と拡散
符号ｂn でそれぞれ逆拡散される。
【０１００】遅延検波手段７０００における遅延検波回
路３０は、逆拡散回路１６から出力される復調データ系
列ＺｄａＱk （ｋは整数）と、逆拡散回路１８から出力
される復調データ系列ＺｄａＩk （ｋは整数）を用いて
複素乗算による遅延検波を行い、遅延検波後のＩ成分、
Ｑ成分の復調データ系列をそれぞれＺａＱk 、ＺａＩk
（ｋは整数）と称して出力する。同様に、遅延検波手段
７０００における遅延検波回路３１は、逆拡散回路１７
から出力される復調データ系列ＺＤｄｂＱk と、逆拡散
回路１９から出力される復調データ系列ＺＤｄｂＩk を
用いて複素乗算による遅延検波を行い、遅延検波後のＩ
成分、Ｑ成分の復調データ系列をそれぞれＺＤｂＩk、
ＺＤｂＱk （ｋは整数）と称して出力する。
路３０は、逆拡散回路１６から出力される復調データ系
列ＺｄａＱk （ｋは整数）と、逆拡散回路１８から出力
される復調データ系列ＺｄａＩk （ｋは整数）を用いて
複素乗算による遅延検波を行い、遅延検波後のＩ成分、
Ｑ成分の復調データ系列をそれぞれＺａＱk 、ＺａＩk
（ｋは整数）と称して出力する。同様に、遅延検波手段
７０００における遅延検波回路３１は、逆拡散回路１７
から出力される復調データ系列ＺＤｄｂＱk と、逆拡散
回路１９から出力される復調データ系列ＺＤｄｂＩk を
用いて複素乗算による遅延検波を行い、遅延検波後のＩ
成分、Ｑ成分の復調データ系列をそれぞれＺＤｂＩk、
ＺＤｂＱk （ｋは整数）と称して出力する。
【０１０１】図７における斜線部は実施例１と同様の要
因で、データが失われていることを意味するが、遅延検
波前の各復調データ系列、ＺｄａＱk 、ＺｄａＩk 、Ｚ
ＤｄｂＱk,ＺＤｄｂＩk ではデータの欠落が４シンボル
分であるのに対し、遅延検波後の各復調データ系列、Ｚ
ａＱk 、ＺａＩk 、ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk では遅延検波
を行うため、データの欠落が５シンボル分となる。
因で、データが失われていることを意味するが、遅延検
波前の各復調データ系列、ＺｄａＱk 、ＺｄａＩk 、Ｚ
ＤｄｂＱk,ＺＤｄｂＩk ではデータの欠落が４シンボル
分であるのに対し、遅延検波後の各復調データ系列、Ｚ
ａＱk 、ＺａＩk 、ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk では遅延検波
を行うため、データの欠落が５シンボル分となる。
【０１０２】遅延検波回路３０から出力される復調デー
タ系列ＺａＱk 、ＺａＩk （ｋは整数）は、遅延時間調
整手段６０００内の遅延回路２１で、送信側の遅延回路
０２の遅延時間（＝６シンボル）だけ遅延され、それぞ
れ図７に示す復調データ系列ＺＤａＩk、ＺＤａＱk で
信号電力算出手段２２に出力される。
タ系列ＺａＱk 、ＺａＩk （ｋは整数）は、遅延時間調
整手段６０００内の遅延回路２１で、送信側の遅延回路
０２の遅延時間（＝６シンボル）だけ遅延され、それぞ
れ図７に示す復調データ系列ＺＤａＩk、ＺＤａＱk で
信号電力算出手段２２に出力される。
【０１０３】信号電力算出手段２２は、ＺＤａＱk,ＺＤ
ａＩk,ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk （ｋは整数）の各復調デー
タ系列を用いて、実施例１と同様に、ａn で逆拡散され
た受信信号の信号電力Ｐ１k （ｋは整数）、ｂn で逆拡
散された受信信号の信号電力Ｐ２k （ｋは整数）と、図
７に示すタイミングで２つの電力の合計ＳＰk （ｋは整
数）を出力する。
ａＩk,ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk （ｋは整数）の各復調デー
タ系列を用いて、実施例１と同様に、ａn で逆拡散され
た受信信号の信号電力Ｐ１k （ｋは整数）、ｂn で逆拡
散された受信信号の信号電力Ｐ２k （ｋは整数）と、図
７に示すタイミングで２つの電力の合計ＳＰk （ｋは整
数）を出力する。
【０１０４】本実施例におけるダイバーシティ手段９０
００の動作は、実施例１と同じであり、ダイバーシティ
回路２３における比較器２０４と選択器２０５は、受信
信号電力の大きい方の復調データ系列を選択することで
選択ダイバーシティが行われ、軟判定回路２４は、選択
された合成復調データの振幅を補正し、振幅補正された
合成復調データを、判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）
として、受信データ出力端子２７から出力する。
００の動作は、実施例１と同じであり、ダイバーシティ
回路２３における比較器２０４と選択器２０５は、受信
信号電力の大きい方の復調データ系列を選択することで
選択ダイバーシティが行われ、軟判定回路２４は、選択
された合成復調データの振幅を補正し、振幅補正された
合成復調データを、判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）
として、受信データ出力端子２７から出力する。
【０１０５】また同期手段４０００ｂにおける制御手段
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様にフェージングやブロッケージ等の要因に
よって信号電力の落込みを検出し、受信信号電力の落込
み時に、同期手段４０００ｂ内の初期捕捉／同期追跡回
路２０や、ＡＦＣ回路２６ａが誤動作しないように、各
動作を停止する制御信号を出力する。
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様にフェージングやブロッケージ等の要因に
よって信号電力の落込みを検出し、受信信号電力の落込
み時に、同期手段４０００ｂ内の初期捕捉／同期追跡回
路２０や、ＡＦＣ回路２６ａが誤動作しないように、各
動作を停止する制御信号を出力する。
【０１０６】同期手段４０００ｂ内のＡＦＣ回路２６ａ
は、実施例１と同様に、逆拡散回路１６、１７、１８、
１９から出力されるＩ成分、Ｑ成分の各復調データを用
いて、受信信号の搬送波の周波数とＶＣＯ１０から出力
される局部搬送波の周波数とのオフセット量を求め、Ｖ
ＣＯ１０に入力する電圧を、周波数オフセット量をゼロ
に制御するような、周波数制御を行う。
は、実施例１と同様に、逆拡散回路１６、１７、１８、
１９から出力されるＩ成分、Ｑ成分の各復調データを用
いて、受信信号の搬送波の周波数とＶＣＯ１０から出力
される局部搬送波の周波数とのオフセット量を求め、Ｖ
ＣＯ１０に入力する電圧を、周波数オフセット量をゼロ
に制御するような、周波数制御を行う。
【０１０７】本実施例４は、同時に送受信し、かつ異な
る遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２とする、即
ち２個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバー
シティ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれ
ば幾つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によっ
て、Ｋ通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散
／逆拡散を行えばよい。
る遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２とする、即
ち２個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバー
シティ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれ
ば幾つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によっ
て、Ｋ通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散
／逆拡散を行えばよい。
【０１０８】以上のように本実施例４は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、差動符号化された
時間遅延差のあるＫ＝２個のデータ系列に対してスペク
トル拡散を行い、受信側では、送信側と同一の拡散符号
でそれぞれ逆拡散され、遅延検波されたＫ＝２個のデー
タ系列に対して、遅延量を一定に調整後、選択ダイバー
シティを行う時間ダイバーシティ通信装置であるため、
従来の２K 値変調方式を用いた時間ダイバーシティ通信
装置と比較して、スペクトル拡散通信の特徴である秘匿
性、秘話性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェージン
グに強い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増加する
場合、異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量
のデータ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の
送受が可能であり、従来例と同程度のハードウェア規模
で、よりＫの増加に対応可能となる。更に遅延検波方式
を用いているため、搬送波再生による位相同期を必要と
せず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずるような
状況でも、本実施例の装置は安定に動作する。
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、差動符号化された
時間遅延差のあるＫ＝２個のデータ系列に対してスペク
トル拡散を行い、受信側では、送信側と同一の拡散符号
でそれぞれ逆拡散され、遅延検波されたＫ＝２個のデー
タ系列に対して、遅延量を一定に調整後、選択ダイバー
シティを行う時間ダイバーシティ通信装置であるため、
従来の２K 値変調方式を用いた時間ダイバーシティ通信
装置と比較して、スペクトル拡散通信の特徴である秘匿
性、秘話性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェージン
グに強い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増加する
場合、異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量
のデータ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の
送受が可能であり、従来例と同程度のハードウェア規模
で、よりＫの増加に対応可能となる。更に遅延検波方式
を用いているため、搬送波再生による位相同期を必要と
せず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずるような
状況でも、本実施例の装置は安定に動作する。
【０１０９】 実施例５． 本実施例は送信側でデータを差動符号化してからＢＰＳ
Ｋ変調し、受信側で遅延検波を行う、遅延検波型のスペ
クトル拡散時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバ
ーシティには等利得合成ダイバーシティを用いたもので
ある。
Ｋ変調し、受信側で遅延検波を行う、遅延検波型のスペ
クトル拡散時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバ
ーシティには等利得合成ダイバーシティを用いたもので
ある。
【０１１０】次に、図を参照して実施例５について説明
する。図８は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる実施例５の送受信機の構成を示す
ブロック図であり、２２ｂは信号電力算出手段、２３ａ
はダイバーシティ回路、２０７は合成器である。なお図
６と同一部分は、同一符号を付してその説明を省略す
る。
する。図８は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる実施例５の送受信機の構成を示す
ブロック図であり、２２ｂは信号電力算出手段、２３ａ
はダイバーシティ回路、２０７は合成器である。なお図
６と同一部分は、同一符号を付してその説明を省略す
る。
【０１１１】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
【０１１２】実施例５では、実施例４と同様、送信機に
おいて、差動符号化手段２９、送信データ遅延手段１０
００、スペクトル拡散手段２０００、変調手段３０００
によってデータを送信し、受信機において、検波手段４
０００ａ、同期手段４０００ｂ、スペクトル逆拡散手段
５０００、遅延検波手段７０００、遅延時間調整手段６
０００によって、ＺＤａＩk,ＺＤａＱk,ＺＤｂＩk,ＺＤ
ｂＱk の各復調データ系列が得られる。
おいて、差動符号化手段２９、送信データ遅延手段１０
００、スペクトル拡散手段２０００、変調手段３０００
によってデータを送信し、受信機において、検波手段４
０００ａ、同期手段４０００ｂ、スペクトル逆拡散手段
５０００、遅延検波手段７０００、遅延時間調整手段６
０００によって、ＺＤａＩk,ＺＤａＱk,ＺＤｂＩk,ＺＤ
ｂＱk の各復調データ系列が得られる。
【０１１３】信号電力算出手段２２ｂでは、ＺＤａＩk
の２乗とＺＤａＱk の２乗の和と、ＺＤｂＩk の２乗と
ＺＤｂＱk の２乗の和が加算され、２つの電力の合計Ｓ
Ｐkが出力される。
の２乗とＺＤａＱk の２乗の和と、ＺＤｂＩk の２乗と
ＺＤｂＱk の２乗の和が加算され、２つの電力の合計Ｓ
Ｐkが出力される。
【０１１４】ダイバーシティ手段９０００におけるダイ
バーシティ回路２３ａでは、実施例２と同様に遅延時間
調整手段６０００からの復調データ系列ＺＤａＩk と、
ＺＤｂＩk を加算し、その値を合成復調データ系列Ｓk
（ｋは整数）として出力することで、等利得合成ダイバ
ーシティを行っている。
バーシティ回路２３ａでは、実施例２と同様に遅延時間
調整手段６０００からの復調データ系列ＺＤａＩk と、
ＺＤｂＩk を加算し、その値を合成復調データ系列Ｓk
（ｋは整数）として出力することで、等利得合成ダイバ
ーシティを行っている。
【０１１５】ダイバーシティ手段９０００における軟判
定回路２４は、信号電力算出手段２２ｂから出力される
ＳＰk によって、実施例１と同様な処理が行われ、判定
データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２
７から出力する。以上の実施例５における動作のタイミ
ングは、図７に示す通りである。
定回路２４は、信号電力算出手段２２ｂから出力される
ＳＰk によって、実施例１と同様な処理が行われ、判定
データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２
７から出力する。以上の実施例５における動作のタイミ
ングは、図７に示す通りである。
【０１１６】また同期手段４０００ｂにおける制御手段
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂを制御
する。
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂを制御
する。
【０１１７】本実施例５では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
【０１１８】以上のように本実施例５は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、差動符号化された
時間遅延差のあるＫ＝２個のデータ系列に対してスペク
トル拡散を行い、受信側では、送信側と同一の拡散符号
でそれぞれ逆拡散され、遅延検波されたＫ＝２個のデー
タ系列に対して、遅延量を一定に調整後、等利得合成ダ
イバーシティを行う時間ダイバーシティ通信装置である
ため、従来の２K 値変調方式を用いた時間ダイバーシテ
ィ通信装置と比較して、スペクトル拡散通信の特徴であ
る秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェ
ージングに強い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増
加する場合、異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる
遅延量のデータ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ
系列の送受が可能であり、従来例と同程度のハードウェ
ア規模で、よりＫの増加に対応可能となる。更に遅延検
波方式を用いているため、搬送波再生による位相同期を
必要とせず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずる
ような状況でも、本実施例の装置は安定に動作する。
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、差動符号化された
時間遅延差のあるＫ＝２個のデータ系列に対してスペク
トル拡散を行い、受信側では、送信側と同一の拡散符号
でそれぞれ逆拡散され、遅延検波されたＫ＝２個のデー
タ系列に対して、遅延量を一定に調整後、等利得合成ダ
イバーシティを行う時間ダイバーシティ通信装置である
ため、従来の２K 値変調方式を用いた時間ダイバーシテ
ィ通信装置と比較して、スペクトル拡散通信の特徴であ
る秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェ
ージングに強い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増
加する場合、異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる
遅延量のデータ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ
系列の送受が可能であり、従来例と同程度のハードウェ
ア規模で、よりＫの増加に対応可能となる。更に遅延検
波方式を用いているため、搬送波再生による位相同期を
必要とせず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずる
ような状況でも、本実施例の装置は安定に動作する。
【０１１９】 実施例６． 本実施例は送信側でデータを差動符号化してからＢＰＳ
Ｋ変調し、受信側で遅延検波を行う、遅延検波型のスペ
クトル拡散時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバ
ーシティには最大比合成ダイバーシティを用いたもので
ある。
Ｋ変調し、受信側で遅延検波を行う、遅延検波型のスペ
クトル拡散時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバ
ーシティには最大比合成ダイバーシティを用いたもので
ある。
【０１２０】次に、図を参照して実施例６について説明
する。図９は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる実施例６の送受信機の構成を示す
ブロック図であり、２０７ａは合成器、２０８は係数算
出手段、２０９、２１０はミキサ、２１１は最大比合成
手段である。なお図６と同一部分は、同一符号を付して
その説明を省略する。
する。図９は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる実施例６の送受信機の構成を示す
ブロック図であり、２０７ａは合成器、２０８は係数算
出手段、２０９、２１０はミキサ、２１１は最大比合成
手段である。なお図６と同一部分は、同一符号を付して
その説明を省略する。
【０１２１】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
【０１２２】実施例６では、実施例４と同様、送信機に
おいて、差動符号化手段２９、送信データ遅延手段１０
００、スペクトル拡散手段２０００、変調手段３０００
によってデータを送信し、受信機において、検波手段４
０００ａ、同期手段４０００ｂ、スペクトル逆拡散手段
５０００、遅延検波手段７０００、遅延時間調整手段６
０００、信号電力算出手段２２によって、ＺＤａＩk,Ｚ
ＤｂＩk の各復調データ系列と、ａn で逆拡散された受
信信号の信号電力Ｐ１k 、ｂn で逆拡散された受信信号
の信号電力Ｐ２k と、２つの電力の合計ＳＰk を出力す
る。
おいて、差動符号化手段２９、送信データ遅延手段１０
００、スペクトル拡散手段２０００、変調手段３０００
によってデータを送信し、受信機において、検波手段４
０００ａ、同期手段４０００ｂ、スペクトル逆拡散手段
５０００、遅延検波手段７０００、遅延時間調整手段６
０００、信号電力算出手段２２によって、ＺＤａＩk,Ｚ
ＤｂＩk の各復調データ系列と、ａn で逆拡散された受
信信号の信号電力Ｐ１k 、ｂn で逆拡散された受信信号
の信号電力Ｐ２k と、２つの電力の合計ＳＰk を出力す
る。
【０１２３】本実施例におけるダイバーシティ手段９０
００は、最大比合成ダイバーシティ通信装置を用いてお
り、その動作は、実施例３と同様であり、ダイバーシテ
ィ回路２３における係数算出手段２０８と、最大比合成
手段２１１によって、最大比合成された合成復調データ
系列を得、軟判定回路２４は、合成復調データの振幅補
正を行い、判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信デ
ータ出力端子２７から出力する。以上の実施例６におけ
る動作のタイミングは、図７に示す通りである。
００は、最大比合成ダイバーシティ通信装置を用いてお
り、その動作は、実施例３と同様であり、ダイバーシテ
ィ回路２３における係数算出手段２０８と、最大比合成
手段２１１によって、最大比合成された合成復調データ
系列を得、軟判定回路２４は、合成復調データの振幅補
正を行い、判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信デ
ータ出力端子２７から出力する。以上の実施例６におけ
る動作のタイミングは、図７に示す通りである。
【０１２４】また同期手段４０００ｂにおける制御手段
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂを制御
する。
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂを制御
する。
【０１２５】本実施例６では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
【０１２６】以上のように本実施例６は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
差動符号化されたＫ＝２個のデータ系列に対してスペク
トル拡散を行い、受信側では、送信側と同一の拡散符号
でそれぞれ逆拡散され、遅延検波されたＫ＝２個のデー
タ系列に対して、遅延量を一定に調整後、最大比合成ダ
イバーシティを行う時間ダイバーシティ通信装置である
ため、従来の２K 値変調方式を用いた時間ダイバーシテ
ィ通信装置と比較して、スペクトル拡散通信の特徴であ
る秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェ
ージングに強い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増
加する場合、異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる
遅延量のデータ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ
系列の送受が可能であり、従来例と同程度のハードウェ
ア規模で、よりＫの増加に対応可能となる。更に遅延検
波方式を用いているため、搬送波再生による位相同期を
必要とせず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずる
ような状況でも、本実施例の装置は安定に動作する。
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
差動符号化されたＫ＝２個のデータ系列に対してスペク
トル拡散を行い、受信側では、送信側と同一の拡散符号
でそれぞれ逆拡散され、遅延検波されたＫ＝２個のデー
タ系列に対して、遅延量を一定に調整後、最大比合成ダ
イバーシティを行う時間ダイバーシティ通信装置である
ため、従来の２K 値変調方式を用いた時間ダイバーシテ
ィ通信装置と比較して、スペクトル拡散通信の特徴であ
る秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェ
ージングに強い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増
加する場合、異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる
遅延量のデータ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ
系列の送受が可能であり、従来例と同程度のハードウェ
ア規模で、よりＫの増加に対応可能となる。更に遅延検
波方式を用いているため、搬送波再生による位相同期を
必要とせず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずる
ような状況でも、本実施例の装置は安定に動作する。
【０１２７】 実施例７． 本実施例は送信側でデータをＢＰＳＫ変調し、受信側で
準同期検波を行い、受信搬送波の位相の回転を、フィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路で補正するスペクトル拡散
時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバーシティに
は選択ダイバーシティを用いたものである。フィードフ
ォワード型のＡＰＣ回路には、例えば Andrew J.Viterb
i, AudreyM.Viterbi,“Nonliner Estimation of PSK-Mo
dulated Carrier Phase with Application to Burst Di
gital Transmission”IEEE Transaction on Informatio
nTheory,vol.It-29,no.4,pp543-551,July,1983に記載さ
れているものがある。以下、本実施例では、上記文献の
ＡＰＣ回路をビタビ＆ビタビＡＰＣ回路と称し、フィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路に、上記ビタビ＆ビタビＡ
ＰＣ回路を用いた場合について説明する。
準同期検波を行い、受信搬送波の位相の回転を、フィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路で補正するスペクトル拡散
時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバーシティに
は選択ダイバーシティを用いたものである。フィードフ
ォワード型のＡＰＣ回路には、例えば Andrew J.Viterb
i, AudreyM.Viterbi,“Nonliner Estimation of PSK-Mo
dulated Carrier Phase with Application to Burst Di
gital Transmission”IEEE Transaction on Informatio
nTheory,vol.It-29,no.4,pp543-551,July,1983に記載さ
れているものがある。以下、本実施例では、上記文献の
ＡＰＣ回路をビタビ＆ビタビＡＰＣ回路と称し、フィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路に、上記ビタビ＆ビタビＡ
ＰＣ回路を用いた場合について説明する。
【０１２８】以下、図を参照して実施例７について説明
する。図１０は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示
すブロック図であり、８０００は位相同期手段、２６ａ
はＡＦＣ回路、３２、３３はビタビ＆ビタビＡＰＣ回路
である。なお図１と同一部分は、同一符号を付してその
説明を省略する。
する。図１０は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示
すブロック図であり、８０００は位相同期手段、２６ａ
はＡＦＣ回路、３２、３３はビタビ＆ビタビＡＰＣ回路
である。なお図１と同一部分は、同一符号を付してその
説明を省略する。
【０１２９】図１１はビタビ＆ビタビＡＰＣ回路の構成
図であり、３００、３０１は入力端子、３０２は２乗
器、３０３、３０４は平均化回路、３０５は座標変換回
路、３０６は除算回路、３０７は正弦波発生回路、３０
８は複素乗算器、３０９、３１０は出力端子である。
図であり、３００、３０１は入力端子、３０２は２乗
器、３０３、３０４は平均化回路、３０５は座標変換回
路、３０６は除算回路、３０７は正弦波発生回路、３０
８は複素乗算器、３０９、３１０は出力端子である。
【０１３０】次に動作について説明する。以下、本実施
例では簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が
与えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異な
る拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
例では簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が
与えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異な
る拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
【０１３１】送信機側では、実施例１と全く同じ動作に
よってデータを送信する。遅延回路０２の遅延シンボル
数Ｌは、実施例１と同様に、ブロッケージ等に起因する
受信信号電力の減衰に対応するために設けられているも
のであり、対応しようとする最大減衰時間をＴｄ[s] と
すると、データ伝送速度がＲ[symbol/s]のシステムで
は、設定する遅延シンボル数Ｌ[symbol]は、Ｌ≧Ｔｄ×
Ｒに設計される。また、受信信号電力の減衰に周期性が
存在する場合、その周期の平均をＴｒ[s] とすると、デ
ータ伝送速度がＲ[symbol/s]のシステムでは、設定する
遅延シンボル数Ｌ[symbol]は、（ｍ＋１）Ｔｒ×Ｒ≧Ｌ
≧（Ｔｄ＋ｍＴｒ）×Ｒに設計される（但しｍ＝０，
１，２，３，…）。
よってデータを送信する。遅延回路０２の遅延シンボル
数Ｌは、実施例１と同様に、ブロッケージ等に起因する
受信信号電力の減衰に対応するために設けられているも
のであり、対応しようとする最大減衰時間をＴｄ[s] と
すると、データ伝送速度がＲ[symbol/s]のシステムで
は、設定する遅延シンボル数Ｌ[symbol]は、Ｌ≧Ｔｄ×
Ｒに設計される。また、受信信号電力の減衰に周期性が
存在する場合、その周期の平均をＴｒ[s] とすると、デ
ータ伝送速度がＲ[symbol/s]のシステムでは、設定する
遅延シンボル数Ｌ[symbol]は、（ｍ＋１）Ｔｒ×Ｒ≧Ｌ
≧（Ｔｄ＋ｍＴｒ）×Ｒに設計される（但しｍ＝０，
１，２，３，…）。
【０１３２】本実施例では、受信搬送波の位相回転の補
正に、逆拡散手段５０００と遅延時間調整手段６０００
の間に位置するフィードフォワード型のＡＰＣ回路を用
いるため、受信信号の搬送波に局部搬送波の位相を同期
させる必要はない。よってＶＣＯ１０は、ＡＦＣ回路に
よる受信信号の搬送波に局部搬送波の周波数を同期させ
る制御だけを受ける。受信機側では実施例１と同様に、
検波手段４０００ａ内のアンテナ０９で信号を受信し、
受信信号を２つのミキサ１２、１３に入力する。検波手
段４０００ａにおけるミキサ１３では、受信信号とＶＣ
Ｏ１０からの搬送波を、またミキサ１２では、受信信号
と９０°移相器１１からの９０°移相された搬送波を、
それぞれ乗算し、ローパスフィルタ１４ａ、１５ａでロ
ーパスフィルタリングして、Ｉ成分とＱ成分を得る。本
実施例では、受信信号の搬送波と局部搬送波には定常位
相差が存在するため、常時Ｉ成分、Ｑ成分の両方を用い
て処理を行う必要がある。
正に、逆拡散手段５０００と遅延時間調整手段６０００
の間に位置するフィードフォワード型のＡＰＣ回路を用
いるため、受信信号の搬送波に局部搬送波の位相を同期
させる必要はない。よってＶＣＯ１０は、ＡＦＣ回路に
よる受信信号の搬送波に局部搬送波の周波数を同期させ
る制御だけを受ける。受信機側では実施例１と同様に、
検波手段４０００ａ内のアンテナ０９で信号を受信し、
受信信号を２つのミキサ１２、１３に入力する。検波手
段４０００ａにおけるミキサ１３では、受信信号とＶＣ
Ｏ１０からの搬送波を、またミキサ１２では、受信信号
と９０°移相器１１からの９０°移相された搬送波を、
それぞれ乗算し、ローパスフィルタ１４ａ、１５ａでロ
ーパスフィルタリングして、Ｉ成分とＱ成分を得る。本
実施例では、受信信号の搬送波と局部搬送波には定常位
相差が存在するため、常時Ｉ成分、Ｑ成分の両方を用い
て処理を行う必要がある。
【０１３３】以降Ｉ成分、Ｑ成分の受信された合成拡散
信号Ｒk’（ｋは整数）は、実施例１と同様に、Ａ／Ｄ
変換器１４、１５でディジタル信号であるベースバンド
スペクトル拡散信号にそれぞれ変換後、スペクトル逆拡
散手段５０００内の逆拡散回路１６、１７、１８、１９
で拡散符号ａn と拡散符号ｂn でそれぞれ逆拡散され
る。
信号Ｒk’（ｋは整数）は、実施例１と同様に、Ａ／Ｄ
変換器１４、１５でディジタル信号であるベースバンド
スペクトル拡散信号にそれぞれ変換後、スペクトル逆拡
散手段５０００内の逆拡散回路１６、１７、１８、１９
で拡散符号ａn と拡散符号ｂn でそれぞれ逆拡散され
る。
【０１３４】位相同期手段８０００内のビタビ＆ビタビ
ＡＰＣ回路３２は、逆拡散回路１６から出力される復調
データ系列ＺａＱk’（ｋは整数）と、逆拡散回路１８
から出力される復調データ系列ＺａＩk’（ｋは整数）
に対して準同期によるデータの位相回転の補正を行い、
位相回転補正後のＩ成分、Ｑ成分の復調データ系列をそ
れぞれＺａＱk 、ＺａＩk （ｋは整数）と称して出力す
る。同様に、位相同期手段８０００内のビタビ＆ビタビ
ＡＰＣ回路３３では、逆拡散回路１７から出力される復
調データ系列ＺＤｂＱk’（ｋは整数）と、逆拡散回路
１９から出力される復調データ系列ＺＤｂＩk’（ｋは
整数）に対して準同期による受信搬送波の位相回転の補
正を行い、位相回転補正後のＩ成分、Ｑ成分の復調デー
タ系列をそれぞれＺＤｂＱk 、ＺＤｂＩk （ｋは整数）
と称して出力する。
ＡＰＣ回路３２は、逆拡散回路１６から出力される復調
データ系列ＺａＱk’（ｋは整数）と、逆拡散回路１８
から出力される復調データ系列ＺａＩk’（ｋは整数）
に対して準同期によるデータの位相回転の補正を行い、
位相回転補正後のＩ成分、Ｑ成分の復調データ系列をそ
れぞれＺａＱk 、ＺａＩk （ｋは整数）と称して出力す
る。同様に、位相同期手段８０００内のビタビ＆ビタビ
ＡＰＣ回路３３では、逆拡散回路１７から出力される復
調データ系列ＺＤｂＱk’（ｋは整数）と、逆拡散回路
１９から出力される復調データ系列ＺＤｂＩk’（ｋは
整数）に対して準同期による受信搬送波の位相回転の補
正を行い、位相回転補正後のＩ成分、Ｑ成分の復調デー
タ系列をそれぞれＺＤｂＱk 、ＺＤｂＩk （ｋは整数）
と称して出力する。
【０１３５】本ビタビ＆ビタビＡＰＣ回路の動作を、図
１１を用いて説明する。２乗器３０２は、入力端子３０
０からのＱ成分入力データと入力端子３０１からのＩ成
分入力データに対して２乗操作を行い、ＰＳＫ信号のデ
ータ変調成分を除去する。
１１を用いて説明する。２乗器３０２は、入力端子３０
０からのＱ成分入力データと入力端子３０１からのＩ成
分入力データに対して２乗操作を行い、ＰＳＫ信号のデ
ータ変調成分を除去する。
【０１３６】更に２乗後のＩ成分は平均化回路３０３
に、２乗後のＱ成分は平均化回路３０４にそれぞれ入力
され、雑音が低減されて出力される。座標変換回路３０
５は、平均化回路３０３からの出力をＦＩk （ｋは整
数）、平均化回路３０４からの出力をＦＱk（ｋは整
数）とすると、θk ＝ｔａｎ-1（ＦＩk ／ＦＱk ）（ｋ
は整数）を求めて出力する。
に、２乗後のＱ成分は平均化回路３０４にそれぞれ入力
され、雑音が低減されて出力される。座標変換回路３０
５は、平均化回路３０３からの出力をＦＩk （ｋは整
数）、平均化回路３０４からの出力をＦＱk（ｋは整
数）とすると、θk ＝ｔａｎ-1（ＦＩk ／ＦＱk ）（ｋ
は整数）を求めて出力する。
【０１３７】除算回路３０６は、３０５からのデータθ
k を２で除算する。この除算されたデータθk ／２は、
推定される搬送波位相である。正弦波発生回路３０７
は、搬送波位相θk ／２である２つの正弦波ｃｏｓ（θ
k ／２）およびｓｉｎ（θk ／２）を出力する。
k を２で除算する。この除算されたデータθk ／２は、
推定される搬送波位相である。正弦波発生回路３０７
は、搬送波位相θk ／２である２つの正弦波ｃｏｓ（θ
k ／２）およびｓｉｎ（θk ／２）を出力する。
【０１３８】複素乗算器３０８は、正弦波ｃｏｓ（θk
／２）及びｓｉｎ（θk ／２）と、入力端子３０１から
のＩ成分入力データ及び、入力端子３００からのＱ成分
入力データで複素乗算を行い、準同期による位相回転を
補正したＩ成分データとＱ成分データを、それぞれ出力
端子３０９、３１０から出力する。本実施例ではＢＰＳ
Ｋ変調方式を用いているため、周波数制御、位相補正が
完全に行われていれば、Ｉ成分データにのみ復調データ
成分が存在することになるが、信号電力検出手段２２に
おける受信信号電力の算出には、これらＩ、Ｑ成分を用
いる必要があるため、Ｉ・Ｑ両成分を出力する。
／２）及びｓｉｎ（θk ／２）と、入力端子３０１から
のＩ成分入力データ及び、入力端子３００からのＱ成分
入力データで複素乗算を行い、準同期による位相回転を
補正したＩ成分データとＱ成分データを、それぞれ出力
端子３０９、３１０から出力する。本実施例ではＢＰＳ
Ｋ変調方式を用いているため、周波数制御、位相補正が
完全に行われていれば、Ｉ成分データにのみ復調データ
成分が存在することになるが、信号電力検出手段２２に
おける受信信号電力の算出には、これらＩ、Ｑ成分を用
いる必要があるため、Ｉ・Ｑ両成分を出力する。
【０１３９】ビタビ＆ビタビＡＰＣ回路３２から出力さ
れる、位相回転補正後の復調データ系列ＺａＱk 、Ｚａ
Ｉk （ｋは整数）は、実施例１と同様に遅延回路２１で
送信側の遅延回路０２の遅延時間（＝５シンボル）だけ
遅延され、それぞれ図１２に示す復調データ系列ＺＤａ
Ｉk,ＺＤａＱk で信号電力検出手段２２に出力される。
図１２における斜線部は実施例１と同様の要因で、デー
タが失われていることを意味する。本実施例でも、ＺＤ
ａＩk とＺＤａＱk の失われたデータと、ＺＤｂＩk と
ＺＤｂＱk の失われたデータは異なっていることがわか
る。
れる、位相回転補正後の復調データ系列ＺａＱk 、Ｚａ
Ｉk （ｋは整数）は、実施例１と同様に遅延回路２１で
送信側の遅延回路０２の遅延時間（＝５シンボル）だけ
遅延され、それぞれ図１２に示す復調データ系列ＺＤａ
Ｉk,ＺＤａＱk で信号電力検出手段２２に出力される。
図１２における斜線部は実施例１と同様の要因で、デー
タが失われていることを意味する。本実施例でも、ＺＤ
ａＩk とＺＤａＱk の失われたデータと、ＺＤｂＩk と
ＺＤｂＱk の失われたデータは異なっていることがわか
る。
【０１４０】信号電力算出手段２２は、ＺＤａＱk,ＺＤ
ａＩk,ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk （ｋは整数）の各復調デー
タ系列を用いて、実施例１と同様に、ａn で逆拡散され
た受信信号の信号電力Ｐ１k （ｋは整数）、ｂn で逆拡
散された受信信号の信号電力Ｐ２k （ｋは整数）と、図
１２に示すタイミングの２つの電力の合計ＳＰk （ｋは
整数）を出力する。本実施例におけるダイバーシティ手
段９０００の動作は、実施例１と同じであり、ダイバー
シティ回路２３における比較器２０４と選択器２０５
は、受信信号電力の大きい方のデータ系列を選択するこ
とで選択ダイバーシティを実現し、軟判定回路２４は、
選択された合成復調データの振幅範囲を一定に制御し、
判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端
子２７から出力する。
ａＩk,ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk （ｋは整数）の各復調デー
タ系列を用いて、実施例１と同様に、ａn で逆拡散され
た受信信号の信号電力Ｐ１k （ｋは整数）、ｂn で逆拡
散された受信信号の信号電力Ｐ２k （ｋは整数）と、図
１２に示すタイミングの２つの電力の合計ＳＰk （ｋは
整数）を出力する。本実施例におけるダイバーシティ手
段９０００の動作は、実施例１と同じであり、ダイバー
シティ回路２３における比較器２０４と選択器２０５
は、受信信号電力の大きい方のデータ系列を選択するこ
とで選択ダイバーシティを実現し、軟判定回路２４は、
選択された合成復調データの振幅範囲を一定に制御し、
判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端
子２７から出力する。
【０１４１】また同期手段４０００ｂにおける制御手段
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様フェージングやブロッケージ等の要因によ
って信号電力の落込みを検出あるいは予測し、受信信号
電力の落込み時に、同期手段４０００ｂ内の初期捕捉／
同期追跡回路２０、ＡＦＣ回路２６ａ、及び位相制御手
段８０００内のビタビ＆ビタビＡＰＣ回路３２、３３が
誤動作しないように、各動作を停止させる制御信号を出
力する。
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様フェージングやブロッケージ等の要因によ
って信号電力の落込みを検出あるいは予測し、受信信号
電力の落込み時に、同期手段４０００ｂ内の初期捕捉／
同期追跡回路２０、ＡＦＣ回路２６ａ、及び位相制御手
段８０００内のビタビ＆ビタビＡＰＣ回路３２、３３が
誤動作しないように、各動作を停止させる制御信号を出
力する。
【０１４２】同期手段４０００ｂ内のＡＦＣ回路２６ａ
は、実施例１と同様に逆拡散回路１６、１７、１８、１
９から出力されるＩ成分、Ｑ成分の各復調データを用い
て、受信信号の搬送波の周波数とＶＣＯ１０から出力さ
れる局部搬送波の周波数とのオフセット量を求め、ＶＣ
Ｏ１０に入力する電圧を、周波数オフセット量をゼロに
制御するような、周波数制御を行う。
は、実施例１と同様に逆拡散回路１６、１７、１８、１
９から出力されるＩ成分、Ｑ成分の各復調データを用い
て、受信信号の搬送波の周波数とＶＣＯ１０から出力さ
れる局部搬送波の周波数とのオフセット量を求め、ＶＣ
Ｏ１０に入力する電圧を、周波数オフセット量をゼロに
制御するような、周波数制御を行う。
【０１４３】本実施例７は、同時に送受信し、かつ異な
る遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２とする、即
ち２個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバー
シティ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれ
ば幾つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によっ
て、Ｋ通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散
／逆拡散を行えばよい。
る遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２とする、即
ち２個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバー
シティ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれ
ば幾つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によっ
て、Ｋ通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散
／逆拡散を行えばよい。
【０１４４】以上のように本実施例７は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
Ｋ＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、
受信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散
され、位相補正されたＫ＝２個のデータ系列に対して、
遅延量を一定に調整後、選択ダイバーシティを行う時間
ダイバーシティ通信装置であるため、従来の２K 値変調
方式を用いた時間ダイバーシティ通信装置と比較して、
スペクトル拡散通信の特徴である秘匿性、秘話性、対干
渉性が優れ、周波数選択性フェージングに強い。また遅
延させるデータ系列の数Ｋが増加する場合、異なるＫ通
りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデータ系列を拡
散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が可能であ
り、従来例と同程度のハードウェア規模で、よりＫの増
加に対応可能となる。
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
Ｋ＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、
受信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散
され、位相補正されたＫ＝２個のデータ系列に対して、
遅延量を一定に調整後、選択ダイバーシティを行う時間
ダイバーシティ通信装置であるため、従来の２K 値変調
方式を用いた時間ダイバーシティ通信装置と比較して、
スペクトル拡散通信の特徴である秘匿性、秘話性、対干
渉性が優れ、周波数選択性フェージングに強い。また遅
延させるデータ系列の数Ｋが増加する場合、異なるＫ通
りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデータ系列を拡
散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が可能であ
り、従来例と同程度のハードウェア規模で、よりＫの増
加に対応可能となる。
【０１４５】また実施例７では、逆拡散後の復調データ
に対して位相回転の補正をディジタル処理で行うフィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路を用いている。よって、位
相同期手段を全てディジタル回路で構成可能であり、実
施例１と比較して搬送波位相制御が簡単であり、回路の
小型化、無調整化が実現可能である。更にフィードフォ
ワード型のＡＰＣ回路を用いているため、受信信号に搬
送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、本実施例
の装置は安定に動作する。
に対して位相回転の補正をディジタル処理で行うフィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路を用いている。よって、位
相同期手段を全てディジタル回路で構成可能であり、実
施例１と比較して搬送波位相制御が簡単であり、回路の
小型化、無調整化が実現可能である。更にフィードフォ
ワード型のＡＰＣ回路を用いているため、受信信号に搬
送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、本実施例
の装置は安定に動作する。
【０１４６】 実施例８． 本実施例は送信側でデータをＢＰＳＫ変調し、受信側で
準同期検波を行い、受信搬送波の位相の回転を、フィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路で補正するスペクトル拡散
時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバーシティに
は等利得合成ダイバーシティを用いたものである。また
フィードフォワード型のＡＰＣ回路には、ビタビ＆ビタ
ビＡＰＣ回路を用いている。
準同期検波を行い、受信搬送波の位相の回転を、フィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路で補正するスペクトル拡散
時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバーシティに
は等利得合成ダイバーシティを用いたものである。また
フィードフォワード型のＡＰＣ回路には、ビタビ＆ビタ
ビＡＰＣ回路を用いている。
【０１４７】以下、図を参照して実施例８について説明
する。図１３は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示
すブロック図であり、２２ｂは信号電力算出手段、２３
ａはダイバーシティ回路、２０７は合成器である。なお
図１０と同一部分は、同一符号を付してその説明を省略
する。
する。図１３は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示
すブロック図であり、２２ｂは信号電力算出手段、２３
ａはダイバーシティ回路、２０７は合成器である。なお
図１０と同一部分は、同一符号を付してその説明を省略
する。
【０１４８】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
【０１４９】実施例８では、実施例７と同様、送信機に
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、位相制御手
段８０００、遅延時間調整手段６０００によって、ＺＤ
ａＩk,ＺＤａＱk,ＺＤｂＩk,ＺＤｂＱk の各復調データ
系列が得られる。
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、位相制御手
段８０００、遅延時間調整手段６０００によって、ＺＤ
ａＩk,ＺＤａＱk,ＺＤｂＩk,ＺＤｂＱk の各復調データ
系列が得られる。
【０１５０】信号電力算出手段２２ｂでは、ＺＤａＩk
の２乗とＺＤａＱk の２乗の和と、ＺＤｂＩk の２乗と
ＺＤｂＱk の２乗の和が加算され、２つの電力の合計Ｓ
Ｐkが出力される。
の２乗とＺＤａＱk の２乗の和と、ＺＤｂＩk の２乗と
ＺＤｂＱk の２乗の和が加算され、２つの電力の合計Ｓ
Ｐkが出力される。
【０１５１】ダイバーシティ手段９０００におけるダイ
バーシティ回路２３ａでは、実施例２と同様に遅延時間
調整手段６０００からの復調データ系列ＺＤａＩk と、
ＺＤｂＩk を加算し、その値を合成復調データ系列Ｓk
（ｋは整数）として出力することで、等利得合成ダイハ
ーシティを実現している。
バーシティ回路２３ａでは、実施例２と同様に遅延時間
調整手段６０００からの復調データ系列ＺＤａＩk と、
ＺＤｂＩk を加算し、その値を合成復調データ系列Ｓk
（ｋは整数）として出力することで、等利得合成ダイハ
ーシティを実現している。
【０１５２】ダイバーシティ手段９０００における軟判
定回路２４は、信号電力算出手段２２ｂから出力される
ＳＰk によって、実施例１と同様な処理が行われ、判定
データＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２７か
ら出力する。
定回路２４は、信号電力算出手段２２ｂから出力される
ＳＰk によって、実施例１と同様な処理が行われ、判定
データＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２７か
ら出力する。
【０１５３】以上の実施例８における動作のタイミング
は、図１２に示す通りである。また同期手段４０００ｂ
における制御手段２５、及び制御手段２５における予測
手段２５ａは、実施例１と同様の動作を行い、同期手段
４０００ｂと位相制御手段８０００を制御する。
は、図１２に示す通りである。また同期手段４０００ｂ
における制御手段２５、及び制御手段２５における予測
手段２５ａは、実施例１と同様の動作を行い、同期手段
４０００ｂと位相制御手段８０００を制御する。
【０１５４】本実施例８では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
【０１５５】以上のように本実施例８は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
Ｋ＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、
受信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散
され、位相補正されたＫ＝２個のデータ系列に対して、
遅延量を一定に調整後、等利得合成ダイバーシティを行
う時間ダイバーシティ通信装置であるため、従来の２K
値変調方式を用いた時間ダイバーシティ通信装置と比較
して、スペクトル拡散通信の特徴である秘匿性、秘話
性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェージングに強
い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増加する場合、
異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデー
タ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が
可能であり、従来例と同程度のハードウェア規模で、よ
りＫの増加に対応可能となる。
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
Ｋ＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、
受信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散
され、位相補正されたＫ＝２個のデータ系列に対して、
遅延量を一定に調整後、等利得合成ダイバーシティを行
う時間ダイバーシティ通信装置であるため、従来の２K
値変調方式を用いた時間ダイバーシティ通信装置と比較
して、スペクトル拡散通信の特徴である秘匿性、秘話
性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェージングに強
い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増加する場合、
異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデー
タ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が
可能であり、従来例と同程度のハードウェア規模で、よ
りＫの増加に対応可能となる。
【０１５６】また実施例８では、逆拡散後の復調データ
に対して位相回転の補正をディジタル処理で行うフィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路を用いている。よって、位
相同期手段を全てディジタル回路で構成可能であり、実
施例１と比較して搬送波位相制御が簡単であり、回路の
小型化、無調整化が実現可能である。更にフィードフォ
ワード型のＡＰＣ回路を用いているため、受信信号に搬
送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、本実施例
の装置は安定に動作する。
に対して位相回転の補正をディジタル処理で行うフィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路を用いている。よって、位
相同期手段を全てディジタル回路で構成可能であり、実
施例１と比較して搬送波位相制御が簡単であり、回路の
小型化、無調整化が実現可能である。更にフィードフォ
ワード型のＡＰＣ回路を用いているため、受信信号に搬
送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、本実施例
の装置は安定に動作する。
【０１５７】 実施例９． 本実施例は送信側でデータをＢＰＳＫ変調し、受信側で
準同期検波を行い、受信搬送波の位相の回転を、フィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路で補正するスペクトル拡散
時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバーシティに
は最大比合成ダイバーシティを用いたものである。また
フィードフォワード型のＡＰＣ回路には、ビタビ＆ビタ
ビＡＰＣ回路を用いている。
準同期検波を行い、受信搬送波の位相の回転を、フィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路で補正するスペクトル拡散
時間ダイバーシティ通信装置であり、ダイバーシティに
は最大比合成ダイバーシティを用いたものである。また
フィードフォワード型のＡＰＣ回路には、ビタビ＆ビタ
ビＡＰＣ回路を用いている。
【０１５８】以下、図を参照して実施例９について説明
する。図１４は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信に用いる実施例９の送受信機の構成を示
すブロック図であり、２０７ａは合成器、２０８は係数
算出手段、２０９、２１０はミキサ、２１１は最大比合
成手段である。なお図１０と同一部分は、同一符号を付
してその説明を省略する。
する。図１４は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信に用いる実施例９の送受信機の構成を示
すブロック図であり、２０７ａは合成器、２０８は係数
算出手段、２０９、２１０はミキサ、２１１は最大比合
成手段である。なお図１０と同一部分は、同一符号を付
してその説明を省略する。
【０１５９】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。
【０１６０】実施例９では、実施例７と同様、送信機に
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、位相制御手
段８０００、遅延時間調整手段６０００、信号電力算出
手段２２によって、ＺＤａＩk,ＺＤｂＩk の各復調デー
タ系列と、ａn で逆拡散された受信信号の信号電力Ｐ１
k 、ｂn で逆拡散された受信信号の信号電力Ｐ２k と、
２つの電力の合計ＳＰk を出力する。
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、位相制御手
段８０００、遅延時間調整手段６０００、信号電力算出
手段２２によって、ＺＤａＩk,ＺＤｂＩk の各復調デー
タ系列と、ａn で逆拡散された受信信号の信号電力Ｐ１
k 、ｂn で逆拡散された受信信号の信号電力Ｐ２k と、
２つの電力の合計ＳＰk を出力する。
【０１６１】本実施例におけるダイバーシティ手段９０
００の動作は、実施例３と同じであり、ダイバーシティ
回路２３における係数算出手段２０８と、最大比合成手
段２１１によって、合成復調データ系列を得る最大比合
成ダイバーシティを行い、軟判定回路２４は、合成復調
データの振幅補正を行い、判定データ系列ＳＲk （ｋは
整数）を受信データ出力端子２７から出力する。以上の
実施例９における動作のタイミングは、図１２に示す通
りである。
００の動作は、実施例３と同じであり、ダイバーシティ
回路２３における係数算出手段２０８と、最大比合成手
段２１１によって、合成復調データ系列を得る最大比合
成ダイバーシティを行い、軟判定回路２４は、合成復調
データの振幅補正を行い、判定データ系列ＳＲk （ｋは
整数）を受信データ出力端子２７から出力する。以上の
実施例９における動作のタイミングは、図１２に示す通
りである。
【０１６２】また同期手段４０００ｂにおける制御手段
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂと、位
相制御手段８０００を制御する。
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂと、位
相制御手段８０００を制御する。
【０１６３】本実施例９では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。
【０１６４】以上のように本実施例９は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
Ｋ＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、
受信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散
され、位相補正されたＫ＝２個のデータ系列に対して、
遅延量を一定に調整後、最大比合成ダイバーシティを行
う時間ダイバーシティ通信装置であるため、従来の２K
値変調方式を用いた時間ダイバーシティ通信装置と比較
して、スペクトル拡散通信の特徴である秘匿性、秘話
性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェージングに強
い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増加する場合、
異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデー
タ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が
可能であり、従来例と同程度のハードウェア規模で、よ
りＫの増加に対応可能となる。
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
Ｋ＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、
受信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散
され、位相補正されたＫ＝２個のデータ系列に対して、
遅延量を一定に調整後、最大比合成ダイバーシティを行
う時間ダイバーシティ通信装置であるため、従来の２K
値変調方式を用いた時間ダイバーシティ通信装置と比較
して、スペクトル拡散通信の特徴である秘匿性、秘話
性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェージングに強
い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増加する場合、
異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデー
タ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が
可能であり、従来例と同程度のハードウェア規模で、よ
りＫの増加に対応可能となる。
【０１６５】また実施例９では、逆拡散後の復調データ
に対して位相回転の補正をディジタル処理で行うフィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路を用いている。よって、位
相同期手段を全てディジタル回路で構成可能であり、実
施例１と比較して搬送波位相制御が簡単であり、回路の
小型化、無調整化が実現可能である。更にフィードフォ
ワード型のＡＰＣ回路を用いているため、受信信号に搬
送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、本実施例
の装置は安定に動作する。
に対して位相回転の補正をディジタル処理で行うフィー
ドフォワード型のＡＰＣ回路を用いている。よって、位
相同期手段を全てディジタル回路で構成可能であり、実
施例１と比較して搬送波位相制御が簡単であり、回路の
小型化、無調整化が実現可能である。更にフィードフォ
ワード型のＡＰＣ回路を用いているため、受信信号に搬
送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、本実施例
の装置は安定に動作する。
【０１６６】
【発明の効果】以上の通りこの発明によれば、雑音やフ
ェージング等による受信電力の落込みが頻繁に生じる場
合でも、Ｋ個の復調データ系列を用いた時間ダイバーシ
ティにより、良好なビット誤り率特性が実現され、また
スペクトル拡散方式を用いることで、秘匿性、秘話性、
耐干渉性に優れ、周波数選択性フェージングに強く、さ
らにビット誤り率特性改善のために、異なる時間遅延が
与えらた送信データ系列群の数Ｋを増やす場合、異なる
拡散符号をＫ個用意し、Ｋ個の各送信データ系列に対し
て、Ｋ個の拡散符号でスペクトル拡散とスペクトル逆拡
散を行えば良く、Ｋの増加に容易に対応できる時間ダイ
バーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時間
ダイバーシティ通信装置を実現できる。
ェージング等による受信電力の落込みが頻繁に生じる場
合でも、Ｋ個の復調データ系列を用いた時間ダイバーシ
ティにより、良好なビット誤り率特性が実現され、また
スペクトル拡散方式を用いることで、秘匿性、秘話性、
耐干渉性に優れ、周波数選択性フェージングに強く、さ
らにビット誤り率特性改善のために、異なる時間遅延が
与えらた送信データ系列群の数Ｋを増やす場合、異なる
拡散符号をＫ個用意し、Ｋ個の各送信データ系列に対し
て、Ｋ個の拡散符号でスペクトル拡散とスペクトル逆拡
散を行えば良く、Ｋの増加に容易に対応できる時間ダイ
バーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時間
ダイバーシティ通信装置を実現できる。
【０１６７】さらにこれに加えてこの発明によれば、合
計信号電力が落込んだ場合に生じる周波数同期、位相同
期、拡散符号との時間同期の各誤作動を回避すること
で、周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各
同期特性と、ビット誤り率特性をさらに向上できる。
計信号電力が落込んだ場合に生じる周波数同期、位相同
期、拡散符号との時間同期の各誤作動を回避すること
で、周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各
同期特性と、ビット誤り率特性をさらに向上できる。
【０１６８】さらにこれに加えてこの発明によれば、合
計信号電力があるしきい値以下となるタイミングに周期
性が存在する場合、合計信号電力が落込んだ場合に生じ
る周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各誤
作動を予測し、未然に回避することで、周波数同期、位
相同期、拡散符号との時間同期の各同期特性と、ビット
誤り率特性をさらに一段と向上できる。
計信号電力があるしきい値以下となるタイミングに周期
性が存在する場合、合計信号電力が落込んだ場合に生じ
る周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各誤
作動を予測し、未然に回避することで、周波数同期、位
相同期、拡散符号との時間同期の各同期特性と、ビット
誤り率特性をさらに一段と向上できる。
【０１６９】さらにこれに加えてこの発明によれば、合
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作することに
より。選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
による時間ダイバーシティを実現できる。
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作することに
より。選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
による時間ダイバーシティを実現できる。
【０１７０】また次の発明によれば、雑音やフェージン
グ等による受信電力の落込みが頻繁に生じる場合でも、
Ｋ個の復調データ系列を用いた時間ダイバーシティによ
り、良好なビット誤り率特性が実現され、またスペクト
ル拡散方式を用いることで秘匿性、秘話性、耐干渉性に
優れ、周波数選択性フェージングに強く、さらにビット
誤り率特性改善のために、異なる時間遅延が与えらた送
信データ系列群の数Ｋを増やす場合、異なる拡散符号を
Ｋ個用意し、Ｋ個の各送信データ系列に対して、Ｋ個の
拡散符号でスペクトル拡散と、スペクトル逆拡散を行え
ばよく、Ｋの増加に容易に対応可能であり、さらにに遅
延検波を用いるため、搬送波再生による位相同期を必要
とせず、回路の無調整化、小形化が向上し、また受信信
号に搬送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、装
置が安定に動作する時間ダイバーシティ通信装置を実現
できる。
グ等による受信電力の落込みが頻繁に生じる場合でも、
Ｋ個の復調データ系列を用いた時間ダイバーシティによ
り、良好なビット誤り率特性が実現され、またスペクト
ル拡散方式を用いることで秘匿性、秘話性、耐干渉性に
優れ、周波数選択性フェージングに強く、さらにビット
誤り率特性改善のために、異なる時間遅延が与えらた送
信データ系列群の数Ｋを増やす場合、異なる拡散符号を
Ｋ個用意し、Ｋ個の各送信データ系列に対して、Ｋ個の
拡散符号でスペクトル拡散と、スペクトル逆拡散を行え
ばよく、Ｋの増加に容易に対応可能であり、さらにに遅
延検波を用いるため、搬送波再生による位相同期を必要
とせず、回路の無調整化、小形化が向上し、また受信信
号に搬送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、装
置が安定に動作する時間ダイバーシティ通信装置を実現
できる。
【０１７１】さらにこれに加えてこの発明によれば、合
計信号電力が落込んだ場合に生じる周波数同期、位相同
期、拡散符号との時間同期の各誤作動を回避すること
で、周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各
同期特性と、ビット誤り率特性をさらに向上できる。
計信号電力が落込んだ場合に生じる周波数同期、位相同
期、拡散符号との時間同期の各誤作動を回避すること
で、周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各
同期特性と、ビット誤り率特性をさらに向上できる。
【０１７２】さらにこれに加えてこの発明によれば、合
計信号電力があるしきい値以下となるタイミングに周期
性が存在する場合、合計信号電力が落込んだ場合に生じ
る周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各誤
作動を予測し、未然に回避することで、周波数同期、位
相同期、拡散符号との時間同期の各同期特性と、ビット
誤り率特性をさらに一段と向上できる。
計信号電力があるしきい値以下となるタイミングに周期
性が存在する場合、合計信号電力が落込んだ場合に生じ
る周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各誤
作動を予測し、未然に回避することで、周波数同期、位
相同期、拡散符号との時間同期の各同期特性と、ビット
誤り率特性をさらに一段と向上できる。
【０１７３】さらにこれに加えてこの発明によれば、合
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作することに
より。選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
による時間ダイバーシティを実現できる。
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作することに
より。選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
による時間ダイバーシティを実現できる。
【０１７４】またこの発明によれば、雑音やフェージン
グ等による受信電力の落込みが頻繁に生じる場合でも、
Ｋ個の復調データ系列を用いた時間ダイバーシティによ
り、良好なビット誤り率特性が実現され、またスペクト
ル拡散方式を用いることで秘匿性、秘話性、耐干渉性に
優れ、周波数選択性フェージングに強く、また、ビット
誤り率特性改善のために、異なる時間遅延が与えらた送
信データ系列群の数Ｋを増やす場合、異なる拡散符号を
Ｋ個用意し、Ｋ個の各送信データ系列に対して、Ｋ個の
拡散符号でスペクトル拡散と、スペクトル逆拡散を行え
ばよく、Ｋの増加に容易に対応可能であり、更にディジ
タル信号処理によって位相同期手段が実現され、回路の
無調整化、小形化が向上し、また前記位相同期手段によ
って、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずるような
状況でも、装置が安定に動作する時間ダイバーシティ通
信装置を実現できる。という効果を奏する。
グ等による受信電力の落込みが頻繁に生じる場合でも、
Ｋ個の復調データ系列を用いた時間ダイバーシティによ
り、良好なビット誤り率特性が実現され、またスペクト
ル拡散方式を用いることで秘匿性、秘話性、耐干渉性に
優れ、周波数選択性フェージングに強く、また、ビット
誤り率特性改善のために、異なる時間遅延が与えらた送
信データ系列群の数Ｋを増やす場合、異なる拡散符号を
Ｋ個用意し、Ｋ個の各送信データ系列に対して、Ｋ個の
拡散符号でスペクトル拡散と、スペクトル逆拡散を行え
ばよく、Ｋの増加に容易に対応可能であり、更にディジ
タル信号処理によって位相同期手段が実現され、回路の
無調整化、小形化が向上し、また前記位相同期手段によ
って、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずるような
状況でも、装置が安定に動作する時間ダイバーシティ通
信装置を実現できる。という効果を奏する。
【０１７５】さらにこれに加えてこの発明によれば、合
計信号電力が落込んだ場合に生じる周波数同期、位相同
期、拡散符号との時間同期の各誤作動を回避すること
で、周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各
同期特性と、ビット誤り率特性をさらに向上できる。
計信号電力が落込んだ場合に生じる周波数同期、位相同
期、拡散符号との時間同期の各誤作動を回避すること
で、周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各
同期特性と、ビット誤り率特性をさらに向上できる。
【０１７６】さらにこれに加えてこの発明によれば、合
計信号電力があるしきい値以下となるタイミングに周期
性が存在する場合、合計信号電力が落込んだ場合に生じ
る周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各誤
作動を予測し、未然に回避することで、周波数同期、位
相同期、拡散符号との時間同期の各同期特性と、ビット
誤り率特性をさらに一段と向上できる。
計信号電力があるしきい値以下となるタイミングに周期
性が存在する場合、合計信号電力が落込んだ場合に生じ
る周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各誤
作動を予測し、未然に回避することで、周波数同期、位
相同期、拡散符号との時間同期の各同期特性と、ビット
誤り率特性をさらに一段と向上できる。
【０１７７】さらにこれに加えてこの発明によれば、合
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作することに
より。選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
による時間ダイバーシティを実現できる。
計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔によ
って、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
後のデータを軟判定してダイバーシティ動作することに
より。選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成
による時間ダイバーシティを実現できる。
【図１】この発明の実施例１を示す構成ブロック図であ
る。
る。
【図２】この発明の実施例１における動作を説明するタ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図３】この発明の受信機における、逆拡散回路を示す
構成ブロック図である。
構成ブロック図である。
【図４】この発明の実施例２を示す構成ブロック図であ
る。
る。
【図５】この発明の実施例３を示す構成ブロック図であ
る。
る。
【図６】この発明の実施例４を示す構成ブロック図であ
る。
る。
【図７】この発明の実施例４における動作を説明するタ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図８】この発明の実施例５を示す構成ブロック図であ
る。
る。
【図９】この発明の実施例６を示す構成ブロック図であ
る。
る。
【図１０】この発明の実施例７を示す構成ブロック図で
ある。
ある。
【図１１】この発明の実施例７における、位相同期手段
を示す構成ブロック図である。
を示す構成ブロック図である。
【図１２】この発明の実施例７における動作を説明する
タイミングチャートである。
タイミングチャートである。
【図１３】この発明の実施例８を示す構成ブロック図で
ある。
ある。
【図１４】この発明の実施例９を示す構成ブロック図で
ある。
ある。
【図１５】従来の時間ダイバーシティ通信方式を示す構
成ブロック図である。
成ブロック図である。
【図１６】従来の時間ダイバーシティ通信方式における
動作を説明するタイミングチャートである。
動作を説明するタイミングチャートである。
【図１７】受信電力が大きい場合の軟判定処理を説明す
る図である。
る図である。
【図１８】受信電力が小さい場合の軟判定処理を説明す
る図である。
る図である。
０１ 送信データ入力端子 ０２ 遅延回路 ０３，０４ 拡散回路 ０５，０５ａ 合成器 ０６ 搬送波発生器 ０７，０７ａ，０７ｂ ミキサ ０８ 送信アンテナ ０９ 受信アンテナ １０ 電圧制御型発振器（ＶＣＯ） １１，１１ａ ９０°移相器 １２，１３ ミキサ １４，１５ Ａ／Ｄ変換器 １４ａ，１５ａ ローパスフィルタ １６，１７，１８，１９ 逆拡散回路 ２０ 初期捕捉／同期追跡回路 ２１，２１ａ，２１ｂ 遅延回路 ２２，２２ａ，２２ｂ 信号電力算出手段 ２３，２３ａ，２３ｃ ダイバーシティ回路 ２４ 軟判定回路 ２５ 制御手段 ２５ａ 予測手段 ２６ 自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動位相制御（ＡＰ
Ｃ）回路 ２６ａ 自動周波数制御（ＡＦＣ）回路 ２６ｂ 自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動位相制御（Ａ
ＰＣ）回路／タイミン グ再生回路（ＢＴＲ） ２７ 受信データ出力端子 ２８ 外部信号入力端子 ２９ 差動符号化手段 ３０，３１ 遅延検波回路 ３２，３３ ビタビ＆ビタビＡＰＣ回路 １００ ベースバンドスペクトル拡散信号入力端子 １０１ チップクロック入力端子 １０２ 逆拡散器 １０３ 拡散符号発生器 １０４ 積分器 １０５ Ｄ−フリップフロップ １０６ 復調データ出力端子 １０７ シンボルクロック入力端子 １０８ 拡散符号出力端子 ２０４ 比較器 ２０５ 選択器 ２０７，２０７ａ 合成器 ２０８ 係数算出手段 ２０９，２１０ ミキサ ２１１ 最大比合成手段 ２５１ 電力比較器 ２５２ 制御信号合成・選択器 ２５３ 周期性検出回路 ２５４ タイミング予測回路 ２５５ 合成制御回路 ３００ Ｑ成分データ入力端子 ３０１ Ｉ成分データ入力端子 ３０２ ２乗器 ３０３，３０４ 平均化回路 ３０５ 座標変換器 ３０６ 除算回路 ３０７ 正弦波発生回路 ３０８ 複素乗算回路 ３０９ Ｑ成分データ出力端子 ３１０ Ｉ成分データ出力端子 １０００ 送信データ遅延手段 ２０００ スペクトル拡散手段 ３０００ 変調手段 ４０００ａ 検波手段 ４０００ｂ 同期手段 ５０００ スペクトル逆拡散手段 ６０００ 遅延時間調整手段 ７０００ 遅延検波手段 ８０００ 位相同期手段 ９０００ ダイバーシティ手段
Ｃ）回路 ２６ａ 自動周波数制御（ＡＦＣ）回路 ２６ｂ 自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動位相制御（Ａ
ＰＣ）回路／タイミン グ再生回路（ＢＴＲ） ２７ 受信データ出力端子 ２８ 外部信号入力端子 ２９ 差動符号化手段 ３０，３１ 遅延検波回路 ３２，３３ ビタビ＆ビタビＡＰＣ回路 １００ ベースバンドスペクトル拡散信号入力端子 １０１ チップクロック入力端子 １０２ 逆拡散器 １０３ 拡散符号発生器 １０４ 積分器 １０５ Ｄ−フリップフロップ １０６ 復調データ出力端子 １０７ シンボルクロック入力端子 １０８ 拡散符号出力端子 ２０４ 比較器 ２０５ 選択器 ２０７，２０７ａ 合成器 ２０８ 係数算出手段 ２０９，２１０ ミキサ ２１１ 最大比合成手段 ２５１ 電力比較器 ２５２ 制御信号合成・選択器 ２５３ 周期性検出回路 ２５４ タイミング予測回路 ２５５ 合成制御回路 ３００ Ｑ成分データ入力端子 ３０１ Ｉ成分データ入力端子 ３０２ ２乗器 ３０３，３０４ 平均化回路 ３０５ 座標変換器 ３０６ 除算回路 ３０７ 正弦波発生回路 ３０８ 複素乗算回路 ３０９ Ｑ成分データ出力端子 ３１０ Ｉ成分データ出力端子 １０００ 送信データ遅延手段 ２０００ スペクトル拡散手段 ３０００ 変調手段 ４０００ａ 検波手段 ４０００ｂ 同期手段 ５０００ スペクトル逆拡散手段 ６０００ 遅延時間調整手段 ７０００ 遅延検波手段 ８０００ 位相同期手段 ９０００ ダイバーシティ手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−185130（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−97914（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−69841（ＪＰ，Ａ) 特公 昭63−42456（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 7/00 H04B 7/02 - 7/12 H04J 1/00 - 1/20 H04J 4/00 - 15/00 H04L 1/02 - 1/06 H04L 5/00 - 5/12
Claims (15)
- 【請求項１】 送信データ系列に異なるＫ（Ｋは２以上
の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の遅延送信デー
タ系列を生成する送信データ遅延手段と、前記Ｋ個の遅
延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用
いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散デ
ータ系列を生成するスペクトル拡散手段と、前記Ｋ個の
異なるスペクトル拡散データ系列を合成し、変調して送
信する変調手段とを備えたことを特徴とする時間ダイバ
ーシティ通信装置用送信機。 - 【請求項２】 送信データ系列に異なるＫ通りの時間遅
延を与え、当該Ｋ個の遅延送信データ系列に対してＫ個
の異なる拡散符号でスペクトル拡散し、変調して送信さ
れた受信信号を検波し、ベースバンドスペクトル拡散信
号を得る復調手段と、前記ベースバンドスペクトル拡散
信号に対して、送信側に対応する前記Ｋ個の異なる拡散
符号を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調データ系
列を得るスペクトル逆拡散手段と、送信側で与えられた
前記Ｋ通りの時間遅延に応じて、前記Ｋ個の復調データ
系列の時間遅延を揃える時間遅延調整手段と、前記時間
遅延が揃えられたＫ個の復調データ系列から、送信され
たデータ系列を判定するデータ判定手段とを備えたこと
を特徴とする時間ダイバーシティ通信装置用受信機。 - 【請求項３】 送信機が、送信データ系列に異なるＫ
（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の
遅延送信データ系列を生成する送信データ遅延手段と、
前記Ｋ個の遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる
拡散符号を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペ
クトル拡散データ系列を生成するスペクトル拡散手段
と、前記Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を合成
し、変調して送信する変調手段とを備え、受信機が受信
信号を検波し、ベースバンドスペクトル拡散信号を得る
検波手段と、前記ベースバンドスペクトル拡散信号に対
して、前記Ｋ個の異なる拡散符号を用いてスペクトル逆
拡散し、Ｋ個の復調データ系列を得るスペクトル逆拡散
手段と、前記Ｋ個の復調データ系列に対して、前記送信
機で与えられた異なるＫ通りの時間遅延を揃える遅延時
間調整手段と、前記時間遅延が揃えられたＫ個の復調デ
ータ系列から、送信されたデータ系列を判定するデータ
判定手段とを備えたことを特徴とする時間ダイバーシテ
ィ通信装置。 - 【請求項４】 送信機が、送信データ系列に異なるＫ
（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の
遅延送信データ系列を生成する送信データ遅延手段と、
前記Ｋ個の遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる
拡散符号を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペ
クトル拡散データ系列を生成するスペクトル拡散手段
と、前記Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を合成
し、変調して送信する変調手段とを備え、受信機が、受
信信号に対して、局部搬送波を乗算し、ベースバンドス
ペクトル拡散信号を得る検波手段と、前記局部搬送波の
周波数と位相を、前記受信信号の搬送波に同期させると
ともに、受信信号に含まれる拡散符号に同期したタイミ
ング信号を抽出する同期手段と、前記ベースバンドスペ
クトル拡散信号に対して、前記Ｋ個の異なる拡散符号を
用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調データ系列を得
るスペクトル逆拡散手段と、前記Ｋ個の各受信データ系
列に対して、前記送信機で与えられた異なるＫ通りの時
間遅延を揃える遅延時間調整手段と、時間遅延が揃えら
れた前記Ｋ個の復調データ系列に対応するＫ個の信号電
力と、その合計信号電力を算出する信号電力算出手段
と、時間遅延が揃えられた前記Ｋ個の復調データ系列か
ら判定データ系列を、前記Ｋ個の信号電力を用いて選
択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合成して求め
るダイバーシティ手段とを備えことを特徴とする時間ダ
イバーシティ通信装置。 - 【請求項５】 前記同期手段において、前記合計信号電
力が、あるしきい値以下となる場合、前記同期手段の各
操作を停止する制御手段を有することを特徴とする請求
項４に記載の時間ダイバーシティ通信装置。 - 【請求項６】 前記制御手段において、前記合計信号電
力が前記しきい値以下となるタイミングに周期性が存在
する場合、未来における前記合計信号電力が前記しきい
値以下となる時間を予測し、予め前記同期手段の各操作
を停止する予測手段とを有することを特徴とする請求項
５に記載の時間ダイバーシティ通信装置。 - 【請求項７】 前記ダイバーシティ手段において、前記
合計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔に
よって、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比合
成後のデータを軟判定する軟判定手段を有することを特
徴とする請求項４に記載の時間ダイバーシティ通信装
置。 - 【請求項８】 送信機が、送信データ系列を差動符号化
する差動符号化手段と、前記差動符号化した送信データ
系列に、異なるＫ（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅
延を与え、Ｋ個の遅延送信データ系列を生成する送信デ
ータ遅延手段と、前記Ｋ個の差動符号化した遅延送信デ
ータ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用いてスペ
クトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列
を生成するスペクトル拡散手段と、前記Ｋ個の異なるス
ペクトル拡散データ系列を合成し、変調して送信する変
調手段とを備え、受信機が、受信信号に対して、局部搬
送波を乗算し、ベースバンドスペクトル拡散信号を得る
検波手段と、前記局部搬送波の周波数を、前記受信信号
の搬送波に同期させるとともに、受信信号に含まれる拡
散符号に同期したタイミング信号を得る同期手段と、前
記ベースバンドスペクトル拡散信号に対して、前記Ｋ個
の異なる拡散符号を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の
復調データ系列を得るスペクトル逆拡散手段と、Ｋ個の
各復調データ系列に対して遅延検波を行う遅延検波手段
と、前記Ｋ個の各遅延検波後の復調データ系列に対し
て、前記送信機で与えられた異なるＫ通りの時間遅延揃
える遅延時間調整手段と、時間遅延が一定にされた前記
Ｋ個の遅延検波後の復調データ系列に対応するＫ個の信
号電力と、その合計信号電力を算出する信号電力算出手
段と、時間遅延が揃えられた前記Ｋ個の遅延検波後の復
調データ系列から判定データ系列を、前記Ｋ個の信号電
力を用いて選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比
合成して求めるダイバーシティ手段とを備えたことを特
徴とする時間ダイバーシティ通信装置。 - 【請求項９】 前記同期手段において、前記合計信号電
力が、あるしきい値以下となる場合、前記同期手段の各
操作を停止する制御手段を有することを特徴とする請求
項８に記載の時間ダイバーシティ通信装置。 - 【請求項１０】 前記制御手段において、前記合計信号
電力が前記しきい値以下となるタイミングに周期性が存
在する場合、未来における前記合計信号電力が前記しき
い値以下となる時間を予測し、予め前記同期手段の各操
作を停止する予測手段を有することを特徴とする請求項
９に記載の時間ダイバーシティ通信装置。 - 【請求項１１】 前記ダイバーシティ手段において、前
記合計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔
によって、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比
合成後のデータを軟判定する軟判定手段を有することを
特徴とする請求項８に記載の時間ダイバーシティ通信装
置。 - 【請求項１２】 送信機が、送信データ系列に、異なる
Ｋ（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個
の遅延送信データ系列を生成する送信データ遅延手段
と、前記Ｋ個の遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異
なる拡散符号を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なる
スペクトル拡散データ系列を生成するスペクトル拡散手
段と、前記Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を合
成し、変調して送信する変調手段とを備え、受信機が、
受信信号に対して、局部搬送波を乗算し、ベースバンド
スペクトル拡散信号を得る検波手段と、前記局部搬送波
の周波数を、前記受信信号の搬送波に同期させるととも
に、受信信号に含まれる拡散符号に同期したタイミング
信号を得る同期手段と、前記ベースバンドスペクトル拡
散信号に対して、前記Ｋ個の異なる拡散符号を用いてス
ペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調データ系列を得るスペク
トル逆拡散手段と、前記Ｋ個の各復調データ系列から、
局部搬送波と受信搬送波の誤差成分を抽出し、前記誤差
成分を用いて、前記Ｋ個の各復調データ系列の位相回転
の補正を行い、Ｋ個の位相補正後の復調データ系列を出
力する位相同期手段と、前記Ｋ個の各位相補正後の復調
データ系列に対して、前記送信機で与えられた異なるＫ
通りの時間遅延を揃える遅延時間調整手段と、時間遅延
が揃えられた前記Ｋ個の位相補正後の復調データ系列に
対応するＫ個の信号電力と、その合計信号電力を算出す
る信号電力算出手段と、時間遅延が揃えられた前記Ｋ個
の位相補正後の復調データ系列から判定データ系列を、
前記Ｋ個の信号電力を用いて選択、あるいは等利得合
成、あるいは最大比合成して求めるダイバーシティ手段
とを備えたことを特徴とする時間ダイバーシティ通信装
置。 - 【請求項１３】 前記同期手段において、前記合計信号
電力が、あるしきい値以下となる場合、前記同期手段の
各操作を停止する制御手段を有することを特徴とする請
求項１２に記載の時間ダイバーシティ通信装置。 - 【請求項１４】 前記制御手段において、前記合計信号
電力が前記しきい値以下となるタイミングに周期性が存
在する場合、未来における前記合計信号電力が前記しき
い値以下となる時間を予測し、予め前記同期手段による
各操作を停止する予測手段を有することを特徴とする請
求項１３に記載の時間ダイバーシティ通信装置。 - 【請求項１５】 前記ダイバーシティ手段において、前
記合計信号電力に応じて決定される軟判定しきい値間隔
によって、選択、あるいは等利得合成、あるいは最大比
合成後のデータを軟判定する軟判定手段を有することを
特徴とする請求項１２に記載の時間ダイバーシティ通信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21118693A JP2888102B2 (ja) | 1993-08-26 | 1993-08-26 | 時間ダイバーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時間ダイバーシティ通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21118693A JP2888102B2 (ja) | 1993-08-26 | 1993-08-26 | 時間ダイバーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時間ダイバーシティ通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0766760A JPH0766760A (ja) | 1995-03-10 |
| JP2888102B2 true JP2888102B2 (ja) | 1999-05-10 |
Family
ID=16601835
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21118693A Expired - Lifetime JP2888102B2 (ja) | 1993-08-26 | 1993-08-26 | 時間ダイバーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時間ダイバーシティ通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2888102B2 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0795129A (ja) * | 1993-09-20 | 1995-04-07 | Fujitsu Ltd | 直接拡散スペクトル拡散通信方式 |
| JPH0865201A (ja) * | 1994-08-18 | 1996-03-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 移動通信装置 |
| JPH09116475A (ja) * | 1995-10-23 | 1997-05-02 | Nec Corp | 時間ダイバーシチ送受信システム |
| JP3006679B2 (ja) | 1997-01-16 | 2000-02-07 | 日本電気株式会社 | セルラー移動電話システム |
| JP3316744B2 (ja) | 1997-10-30 | 2002-08-19 | 三菱電機株式会社 | Ａｆｃ回路、それを備えた受信機、及び自動周波数制御通信システム |
| KR20010065122A (ko) * | 1999-12-29 | 2001-07-11 | 송문섭 | 광대역-시디엠에이 무선 가입자망 시스템에서 송신 장치 |
| JP2001285129A (ja) | 2000-03-29 | 2001-10-12 | Nec Corp | Ｃｄｍａ復調回路及び復調方法 |
| US6996763B2 (en) * | 2003-01-10 | 2006-02-07 | Qualcomm Incorporated | Operation of a forward link acknowledgement channel for the reverse link data |
| US7660282B2 (en) | 2003-02-18 | 2010-02-09 | Qualcomm Incorporated | Congestion control in a wireless data network |
| US20040160922A1 (en) | 2003-02-18 | 2004-08-19 | Sanjiv Nanda | Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system |
| US7155236B2 (en) | 2003-02-18 | 2006-12-26 | Qualcomm Incorporated | Scheduled and autonomous transmission and acknowledgement |
| US8705588B2 (en) | 2003-03-06 | 2014-04-22 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications |
| US7215930B2 (en) | 2003-03-06 | 2007-05-08 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for providing uplink signal-to-noise ratio (SNR) estimation in a wireless communication |
| KR100539946B1 (ko) * | 2003-07-29 | 2005-12-28 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템의 시간 스위칭 송신 다이버시티 방법 |
| US9066249B2 (en) * | 2012-03-07 | 2015-06-23 | Apple Inc. | Methods and apparatus for interference coordinated transmission and reception in wireless networks |
-
1993
- 1993-08-26 JP JP21118693A patent/JP2888102B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0766760A (ja) | 1995-03-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2888102B2 (ja) | 時間ダイバーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時間ダイバーシティ通信装置 | |
| US5943362A (en) | Spread spectrum radio communication system | |
| US5488629A (en) | Signal processing circuit for spread spectrum communications | |
| JP4782638B2 (ja) | 通信前前置位相回転を用いるｃｄｍａ通信 | |
| US6853839B2 (en) | Method of antenna-weight estimation and mobile communication terminal | |
| EP0577044B9 (en) | Phase difference correcting demodulator for a receiver for spread spectrum communication and method of demodulating | |
| CA2025232C (en) | Carrier recovery system | |
| JP2002543674A (ja) | 周波数オフセット補正のための方法及び装置 | |
| JPH07250008A (ja) | スペクトル拡散通信用データ復調回路 | |
| CA2483561C (en) | Simple and robust digital code tracking loop for wireless communication systems | |
| US20080095217A1 (en) | Correlation detection method, correlation detection apparatus, transmission diversity detection method and transmission diversity detection circuit | |
| US7023904B2 (en) | Synchronization tracking circuit | |
| JP4188242B2 (ja) | シンボルレートとチップレートを混用してウェイティングするフィンガーとそれを利用した復調装置及び方法｛ｆｉｎｇｅｒｕｓｉｎｇｍｉｘｅｄｗｅｉｇｈｔｉｎｇ、ａｎｄｉｔｓａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｆｏｒｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｐｐａｒａｔｕｓａｎｄｍｅｔｈｏｄ｝ | |
| US6950456B2 (en) | High-speed cell searching apparatus and method using DPSK-based distributed sample acquisition | |
| US6456671B1 (en) | Decision feedback phase tracking demodulation | |
| US6963602B1 (en) | Digital correction method and system | |
| JP2001230702A (ja) | スペクトラム拡散通信同期捕捉回路 | |
| JP3307217B2 (ja) | スペクトラム拡散通信方式における受信装置 | |
| JP2001223674A (ja) | スペクトル拡散復調器 | |
| JP2778396B2 (ja) | スペクトル拡散信号の受信機 | |
| JP2786391B2 (ja) | 多値位相変復調方式 | |
| WO2015129195A1 (ja) | 無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよび無線通信方法 | |
| JP2687783B2 (ja) | スペクトル拡散復調装置 | |
| Arnold et al. | A reconfigurable 100 Mchip/s spread spectrum receiver | |
| KR20030031385A (ko) | 스마트 안테나 시스템에서 칩 레이트로 웨이팅하는핑거와, 그를 이용한 복조 장치 및 방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080219 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090219 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100219 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100219 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110219 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120219 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130219 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130219 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140219 Year of fee payment: 15 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |