JP2876228B2 - 複合カラーテレビジョン信号のためのハイブリッドｄｐｃｍ ｃｏｄｅｃ - Google Patents
複合カラーテレビジョン信号のためのハイブリッドｄｐｃｍ ｃｏｄｅｃInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、一般に、通信システムに関し、とくに、高
い解像度の、ハイブリッド差分パルス符号変調符号化機
構を使用して、NTSC複合カラーテレビジョン信号を符号
化、伝送運転条件再構成する、新規な改良された帯域幅
制限システムに関する。
い解像度の、ハイブリッド差分パルス符号変調符号化機
構を使用して、NTSC複合カラーテレビジョン信号を符号
化、伝送運転条件再構成する、新規な改良された帯域幅
制限システムに関する。
北アメリカの階級、例えば、DS3または45Mb/s、の標
準の通信チャンネルを越えるカラーテレビジョンの信号
（例えば、NTSC信号）の伝送は、現在、いくつかの型の
ディジタル符号化機構を使用して達成され、これらの機
構を通して問題の信号は受信機サイトへの伝送のためデ
ィジタル化および符号化（データ圧縮を含む）される。
受信機サイトにおいて、符号化された信号は復号（エキ
スパンド）され、そしてもとの信号のアナログフォーマ
ットに変換され、これによりもとのビデオ信号の「再構
成された」変形に分割される。複合NTSCカラー信号の公
称4.2MHzの帯域幅は工業規格の不変量であり、そしてデ
ィジタル符号化機構がサンプリングされた信号をサンプ
リング周波数（サンプリング周波数は、NTSC信号の場合
において、少なくとも8.4MHzでなくてはならない）の半
分以下に帯域制限するというナイキスト規格に従わなく
てはならないという事実が与えられ、そしてデータのフ
レーム中に含まれる追加の通信の付加ビットおよび44.7
36Mb/sであるDS3設備の利用可能な伝送容量を考慮する
と、符号化の解像度は、典型的には、符号化されるサン
プル当たり固定された数のビットを使用する符号につい
て、４ビット／サンプル以下に制限されることを理解す
ることができる。そのうえ、４ビットの解像度の符号化
機構の選択は、それがNTSCカラー信号のフォーマットと
適合するサンプリングクロックの使用を可能とし、そし
て容易に実現可能なエイリアシング防止および再構成の
フィルタを許すという事実によって理解される。４ビッ
ト／サンプルの符号化機構について16のコードワード
（codeword）の制限のために、典型的な４ビットの符号
器は、オブジェクト、例えば、エッジを符号化すること
が困難なために、NS比または忠実度を犠牲にしなくては
ならない。本発明によれば、折返した、ハイブリッド差
分パルス符号変調符号化技術および帯域制限フィルタ技
術を組み合わせ、信号の品質を減少しないで（帯域制限
作用のために）、符号化解像度を有意に増大することが
できる、新規な改良された複合カラーテレビジョン信号
符号化／復号機構（codec）が提供される。さらに詳し
くは、本発明は、５ビット／サンプルの符号化解像度で
44.736Mb/sのディジタル通信リンクを越える伝送のた
め、復号4.2MHzのNTSCカラーテレビジョンの信号をディ
ジタル的に符号化するための機構を提供する。この機構
は、符号化プロセスにおいて使用する折返したハイブリ
ッド差分パルス符号変調の対称のために、６ビット／サ
ンプルの符号化解像度を効果的に生成し、こうしてこの
システムの性能をかなり増大する。
準の通信チャンネルを越えるカラーテレビジョンの信号
（例えば、NTSC信号）の伝送は、現在、いくつかの型の
ディジタル符号化機構を使用して達成され、これらの機
構を通して問題の信号は受信機サイトへの伝送のためデ
ィジタル化および符号化（データ圧縮を含む）される。
受信機サイトにおいて、符号化された信号は復号（エキ
スパンド）され、そしてもとの信号のアナログフォーマ
ットに変換され、これによりもとのビデオ信号の「再構
成された」変形に分割される。複合NTSCカラー信号の公
称4.2MHzの帯域幅は工業規格の不変量であり、そしてデ
ィジタル符号化機構がサンプリングされた信号をサンプ
リング周波数（サンプリング周波数は、NTSC信号の場合
において、少なくとも8.4MHzでなくてはならない）の半
分以下に帯域制限するというナイキスト規格に従わなく
てはならないという事実が与えられ、そしてデータのフ
レーム中に含まれる追加の通信の付加ビットおよび44.7
36Mb/sであるDS3設備の利用可能な伝送容量を考慮する
と、符号化の解像度は、典型的には、符号化されるサン
プル当たり固定された数のビットを使用する符号につい
て、４ビット／サンプル以下に制限されることを理解す
ることができる。そのうえ、４ビットの解像度の符号化
機構の選択は、それがNTSCカラー信号のフォーマットと
適合するサンプリングクロックの使用を可能とし、そし
て容易に実現可能なエイリアシング防止および再構成の
フィルタを許すという事実によって理解される。４ビッ
ト／サンプルの符号化機構について16のコードワード
（codeword）の制限のために、典型的な４ビットの符号
器は、オブジェクト、例えば、エッジを符号化すること
が困難なために、NS比または忠実度を犠牲にしなくては
ならない。本発明によれば、折返した、ハイブリッド差
分パルス符号変調符号化技術および帯域制限フィルタ技
術を組み合わせ、信号の品質を減少しないで（帯域制限
作用のために）、符号化解像度を有意に増大することが
できる、新規な改良された複合カラーテレビジョン信号
符号化／復号機構（codec）が提供される。さらに詳し
くは、本発明は、５ビット／サンプルの符号化解像度で
44.736Mb/sのディジタル通信リンクを越える伝送のた
め、復号4.2MHzのNTSCカラーテレビジョンの信号をディ
ジタル的に符号化するための機構を提供する。この機構
は、符号化プロセスにおいて使用する折返したハイブリ
ッド差分パルス符号変調の対称のために、６ビット／サ
ンプルの符号化解像度を効果的に生成し、こうしてこの
システムの性能をかなり増大する。
本発明によれば、ハイブリッド差分パルス符号変調
（DPCM）機構の変形を使用して、量子化された複合カラ
ーテレビジョン信号を前述の5/6ビットの精度に符号化
する。従来のハイブリッド（DPCM）符号化機構における
ように、信号の予報値の第ｊのサンプルと関連する符号
値および前記符号値と符号化すべき第ｉのサンプルの符
号値との間の差を組み合わせて（合計して）、その第ｉ
のサンプルのための出力符号値を生成する。従来のハイ
ブリッドのアプローチに従い、予報値（predictor）の
第ｊのサンプルはすぐ前のサンプルである。しかしなが
ら、NTSC複合カラー信号の場合においておよびコードワ
ードの大きさ（４ビット／サンプルより大きい）の所望
の増加を達成するためのサンプリングクロックの周波数
を変更（減少、時間−帯域幅の生成の要件を満足するた
めに）すると、第ｊのサンプルとして直前のサンプルは
有用ではない。
（DPCM）機構の変形を使用して、量子化された複合カラ
ーテレビジョン信号を前述の5/6ビットの精度に符号化
する。従来のハイブリッド（DPCM）符号化機構における
ように、信号の予報値の第ｊのサンプルと関連する符号
値および前記符号値と符号化すべき第ｉのサンプルの符
号値との間の差を組み合わせて（合計して）、その第ｉ
のサンプルのための出力符号値を生成する。従来のハイ
ブリッドのアプローチに従い、予報値（predictor）の
第ｊのサンプルはすぐ前のサンプルである。しかしなが
ら、NTSC複合カラー信号の場合においておよびコードワ
ードの大きさ（４ビット／サンプルより大きい）の所望
の増加を達成するためのサンプリングクロックの周波数
を変更（減少、時間−帯域幅の生成の要件を満足するた
めに）すると、第ｊのサンプルとして直前のサンプルは
有用ではない。
さらに詳しくは、符号化すべき信号は複合カラー信号
であるために、問題の第ｉのサンプルについて予測の基
準、すなわち、前の第ｊのサンプルは、第ｉのサンプル
のカラー副搬送波の位相に効果的に相当するか、あるい
はそれと合致するカラー副搬送波の位相を持つことが必
要である。複合カラーテレビジョン信号のため、直前の
サンプルはそれほど合致しない。結局、複合カラーテレ
ビジョン信号へのハイブリッドDPCM符号化機構の直接の
適用は有用な信号を生成しないであろう。
であるために、問題の第ｉのサンプルについて予測の基
準、すなわち、前の第ｊのサンプルは、第ｉのサンプル
のカラー副搬送波の位相に効果的に相当するか、あるい
はそれと合致するカラー副搬送波の位相を持つことが必
要である。複合カラーテレビジョン信号のため、直前の
サンプルはそれほど合致しない。結局、複合カラーテレ
ビジョン信号へのハイブリッドDPCM符号化機構の直接の
適用は有用な信号を生成しないであろう。
この欠点を回避するために、本発明はハイブリッドDP
CM符号器の変形を使用し、ここで予報値の第ｊのサンプ
ルはフレームの同一のライン中に存在せず、まだ問題の
第ｉのサンプルに十分に近接していて、カラー副搬送波
の位相の合致の要件を満足し、そして減少した周波数の
サンプリングクロックから誘導されうる。本発明の好ま
しい実施態様において、予報値の第ｊサンプルは第ｉの
サンプルが位置するラインからフレームの第２の前のラ
イン中に、問題の第ｉのサンプルと垂直に整列する点に
位置し、そしてサンプリングクロックから誘導されるこ
とができる。
CM符号器の変形を使用し、ここで予報値の第ｊのサンプ
ルはフレームの同一のライン中に存在せず、まだ問題の
第ｉのサンプルに十分に近接していて、カラー副搬送波
の位相の合致の要件を満足し、そして減少した周波数の
サンプリングクロックから誘導されうる。本発明の好ま
しい実施態様において、予報値の第ｊサンプルは第ｉの
サンプルが位置するラインからフレームの第２の前のラ
イン中に、問題の第ｉのサンプルと垂直に整列する点に
位置し、そしてサンプリングクロックから誘導されるこ
とができる。
ここで、変形ハイブリッドDPCM符号化機構は、符号化
解像度を増加して、カラー位相の合致という問題を解決
してさえ、通信リンクの44.736Mb/sのデータレートの制
限が、ナイキストの最小（8.4Mb/s）より大きいレート
でサンプリングされかつ４ビット／サンプルより大きく
量子化される、4.2MHzのNTSC信号を容易に受け入れない
という事実がまた残っている。本発明によれば、この制
限は帯域制限エイリアシング防止、デシメイション（de
cimation）フィルタの使用により排除され、このデシメ
イションフィルタは、グループの遅延変動を導入しない
で、複合TV入力信号の帯域幅を4.2から4.0MHzに鋭く効
果的に減少し、こうして45Mb/sのリンクを越える（５ビ
ットの解像度の）符号化された信号の首尾よい伝送を可
能とする。好ましくは、デシメイションフィルタはかさ
上げ余弦カットオフの特性を有して、リンギングを減少
しかつフィルタの実現を簡素化する。
解像度を増加して、カラー位相の合致という問題を解決
してさえ、通信リンクの44.736Mb/sのデータレートの制
限が、ナイキストの最小（8.4Mb/s）より大きいレート
でサンプリングされかつ４ビット／サンプルより大きく
量子化される、4.2MHzのNTSC信号を容易に受け入れない
という事実がまた残っている。本発明によれば、この制
限は帯域制限エイリアシング防止、デシメイション（de
cimation）フィルタの使用により排除され、このデシメ
イションフィルタは、グループの遅延変動を導入しない
で、複合TV入力信号の帯域幅を4.2から4.0MHzに鋭く効
果的に減少し、こうして45Mb/sのリンクを越える（５ビ
ットの解像度の）符号化された信号の首尾よい伝送を可
能とする。好ましくは、デシメイションフィルタはかさ
上げ余弦カットオフの特性を有して、リンギングを減少
しかつフィルタの実現を簡素化する。
受信機サイトにおいて、受信された信号は、それぞれ
の符号化されたビデオ部分およびオーディオ部分にデマ
ルチプレクシングされ、そして符号化されたビデオのサ
ンプルと関連するそれぞれの出力符号は抽出される。再
構成テコーダにより、ディジタル出力符号の各々の内容
は復号され、そしてアナログの帯域幅制限されたカラー
テレビジョンの信号に変換される。伝送機サイトにおけ
る符号化機構と同様に、再構成デコーダはハイブリッド
差分パルス符号変調機構に従って符号化されたデータの
内容を操作（復号）して、それぞれの第ｉのサンプル値
のためのディジタル符号値を生成する。低域ディジタル
補間フィルタをデコーダとディジタル−アナログ変換器
との間に結合し、それから再構成されたアナログ複合カ
ラービデオ信号を誘導する。
の符号化されたビデオ部分およびオーディオ部分にデマ
ルチプレクシングされ、そして符号化されたビデオのサ
ンプルと関連するそれぞれの出力符号は抽出される。再
構成テコーダにより、ディジタル出力符号の各々の内容
は復号され、そしてアナログの帯域幅制限されたカラー
テレビジョンの信号に変換される。伝送機サイトにおけ
る符号化機構と同様に、再構成デコーダはハイブリッド
差分パルス符号変調機構に従って符号化されたデータの
内容を操作（復号）して、それぞれの第ｉのサンプル値
のためのディジタル符号値を生成する。低域ディジタル
補間フィルタをデコーダとディジタル−アナログ変換器
との間に結合し、それから再構成されたアナログ複合カ
ラービデオ信号を誘導する。
本発明による特定の改良された複合カラーテレビジョ
ン信号符号化／復号機構（codec）を詳細に説明する前
に、本発明は、主として普通の通信回路および構成成分
の新規な構造的組み合わせにあり、そしてその特定の詳
述する相対的配置にないことを観察すべきである。した
がって、これらの普通の回路および構成成分の構造、制
御および配置は、図面において、本発明に関係する特定
の細部のみを示す、容易に理解可能なブロック線図によ
り図解し、構造的細部で開示が不明瞭とならないように
した。構造的細部は、ここにおける説明から当業者には
容易に明らかとなるであろう。こうして、図面のブロッ
ク線図の図解は、例示のシステムの機械的構造的配置を
必ずしも表さず、本発明がより容易に理解できる、便利
な機能的グループでシステムの主な構造的構成成分を図
解することを第１に意図する。
ン信号符号化／復号機構（codec）を詳細に説明する前
に、本発明は、主として普通の通信回路および構成成分
の新規な構造的組み合わせにあり、そしてその特定の詳
述する相対的配置にないことを観察すべきである。した
がって、これらの普通の回路および構成成分の構造、制
御および配置は、図面において、本発明に関係する特定
の細部のみを示す、容易に理解可能なブロック線図によ
り図解し、構造的細部で開示が不明瞭とならないように
した。構造的細部は、ここにおける説明から当業者には
容易に明らかとなるであろう。こうして、図面のブロッ
ク線図の図解は、例示のシステムの機械的構造的配置を
必ずしも表さず、本発明がより容易に理解できる、便利
な機能的グループでシステムの主な構造的構成成分を図
解することを第１に意図する。
第１図を参照すると、本発明による複合カラーテレビ
ジョン信号伝送システムの（符号化）伝送端の略ブロッ
ク線図が示されている。このシステムはビデオ入力ポー
ト11からなり、このポートに複合（NTSC）カラービデオ
の信号が供給される。このシステムは、また、１または
２以上のオーディオポート21を含み、これらに別のオー
ディオチャンネル信号が供給され、これらのオーディオ
信号はディジタル通信リンク（例えば、DSX−３）を越
える受信機サイトへの伝送のためにビデオ信号と組み合
わせられる。入力ポート11はピーク検出器12および差動
増幅器13に結合されており、そして差動増幅器13に、ま
た、ピーク検出器12の出力が結合されている。ピーク検
出器12は、NTSC複合信号内の同期パルスのピークまたは
チップを追跡する。その出力は低域濾過されて60Hzの信
号を通す。差動増幅器13内で、ピーク検出器12を通過し
た低い周波数の信号はリンク11上のビデオ入力信号から
減じられて、増幅器13の出力において直流復元のハム不
含ビデオ信号を生成する。増幅器13の出力はクランプし
たビデオ信号であり、これは同期ストリップ回路31およ
びクロック発生器33から構成された複合同期パルス抽出
器および低域フィルタ15へ供給される。低域フィルタ15
は簡単な三極の13.6MHzの低域フィルタからなることが
でき、その出力はアナログ−ディジタル変換器17のサン
プリング入力に結合される。同期ストリッパー回路31は
増幅器を含み、この増幅器は主ビデオ通路からの同期化
信号を緩衝し、そして信号を2MHzに帯域制限して、雑音
スパイクが誤同期パルスを発生することを防止する。同
期ストリッパー31は、複合同期パルスから水平同期パル
スを誘導し、そしてこれらの水平同期パルスを使用し
て、クロック発生器33を経由してビデオサンプリングク
ロックを発生する。典型的な水平ラインレート（line r
ate）（15.734MHz）について、サンプリングクロックは
1,100（1092）×水平ラインレートの程度であることが
でき、これは空間的に固定したサンプリングパターンの
要件を満足するであろう。アナログ−ディジタル変換器
17は、フィルタ15を通して供給されたクランプされたビ
デオ信号を８ビット／サンプルに量子化し、クロック発
生器33により供給される17.1818MHzのレートにおいてク
ロックされる。アナログ−ディジタル変換器17の出力は
帯域制限デシメイションフィルタ41（その周波数通過帯
域特性は第２図に示されている）に供給され、フィルタ
41は信号を4.3MHzに帯域制限する。デシメイションフィ
ルタ41により生成される帯域制限信号は、8.5909メガサ
ンプル／秒（クロック発生器33により生成されるクロッ
クレートの半分）のサンプリング周波数により表すこと
ができるので、ディバイド−バイ−ツー（divide−by−
two）−回路35はクロック回路通路において結合され、
この通路は量子化された信号の交互する塩類を効果的に
消すか、あるいは廃棄する。結局、デシメイションフィ
ルタ41の出力は効果的には８ビットの8.5909メガサンプ
ル／秒PCMビデオ信号である。ディバイダ35の出力を、
また、使用してハイブリッド差分パルス符号変調符号器
43および先入れ先出しバッファ47をクロックする。
ジョン信号伝送システムの（符号化）伝送端の略ブロッ
ク線図が示されている。このシステムはビデオ入力ポー
ト11からなり、このポートに複合（NTSC）カラービデオ
の信号が供給される。このシステムは、また、１または
２以上のオーディオポート21を含み、これらに別のオー
ディオチャンネル信号が供給され、これらのオーディオ
信号はディジタル通信リンク（例えば、DSX−３）を越
える受信機サイトへの伝送のためにビデオ信号と組み合
わせられる。入力ポート11はピーク検出器12および差動
増幅器13に結合されており、そして差動増幅器13に、ま
た、ピーク検出器12の出力が結合されている。ピーク検
出器12は、NTSC複合信号内の同期パルスのピークまたは
チップを追跡する。その出力は低域濾過されて60Hzの信
号を通す。差動増幅器13内で、ピーク検出器12を通過し
た低い周波数の信号はリンク11上のビデオ入力信号から
減じられて、増幅器13の出力において直流復元のハム不
含ビデオ信号を生成する。増幅器13の出力はクランプし
たビデオ信号であり、これは同期ストリップ回路31およ
びクロック発生器33から構成された複合同期パルス抽出
器および低域フィルタ15へ供給される。低域フィルタ15
は簡単な三極の13.6MHzの低域フィルタからなることが
でき、その出力はアナログ−ディジタル変換器17のサン
プリング入力に結合される。同期ストリッパー回路31は
増幅器を含み、この増幅器は主ビデオ通路からの同期化
信号を緩衝し、そして信号を2MHzに帯域制限して、雑音
スパイクが誤同期パルスを発生することを防止する。同
期ストリッパー31は、複合同期パルスから水平同期パル
スを誘導し、そしてこれらの水平同期パルスを使用し
て、クロック発生器33を経由してビデオサンプリングク
ロックを発生する。典型的な水平ラインレート（line r
ate）（15.734MHz）について、サンプリングクロックは
1,100（1092）×水平ラインレートの程度であることが
でき、これは空間的に固定したサンプリングパターンの
要件を満足するであろう。アナログ−ディジタル変換器
17は、フィルタ15を通して供給されたクランプされたビ
デオ信号を８ビット／サンプルに量子化し、クロック発
生器33により供給される17.1818MHzのレートにおいてク
ロックされる。アナログ−ディジタル変換器17の出力は
帯域制限デシメイションフィルタ41（その周波数通過帯
域特性は第２図に示されている）に供給され、フィルタ
41は信号を4.3MHzに帯域制限する。デシメイションフィ
ルタ41により生成される帯域制限信号は、8.5909メガサ
ンプル／秒（クロック発生器33により生成されるクロッ
クレートの半分）のサンプリング周波数により表すこと
ができるので、ディバイド−バイ−ツー（divide−by−
two）−回路35はクロック回路通路において結合され、
この通路は量子化された信号の交互する塩類を効果的に
消すか、あるいは廃棄する。結局、デシメイションフィ
ルタ41の出力は効果的には８ビットの8.5909メガサンプ
ル／秒PCMビデオ信号である。ディバイダ35の出力を、
また、使用してハイブリッド差分パルス符号変調符号器
43および先入れ先出しバッファ47をクロックする。
バッファ47の出力は、１つの入力として、マルチプレ
クサ51に結合する。マルチプレクサ51への１または２以
上の追加の符号化されたオーディオ入力は、オーディオ
チャンネル21を通して誘導される。オーディオチャンネ
ル21の各々は差動増幅器23を通して結合され、差動増幅
器23の出力はフィルタ25を経てほぼ15KHzに帯域制限さ
れ、次いで26.6マイクロ秒毎にサンプリングされて、13
ビット／サンプル程度の量子化されたオーディオ信号を
提供する。第14のパリティのビットは、オーディオ信号
の最も有意の８ビットに基づいてアナログ−ディジタル
変換器27により誘導され、そして13量子化ビットととも
にマルチプレクサ51へ結合される。
クサ51に結合する。マルチプレクサ51への１または２以
上の追加の符号化されたオーディオ入力は、オーディオ
チャンネル21を通して誘導される。オーディオチャンネ
ル21の各々は差動増幅器23を通して結合され、差動増幅
器23の出力はフィルタ25を経てほぼ15KHzに帯域制限さ
れ、次いで26.6マイクロ秒毎にサンプリングされて、13
ビット／サンプル程度の量子化されたオーディオ信号を
提供する。第14のパリティのビットは、オーディオ信号
の最も有意の８ビットに基づいてアナログ−ディジタル
変換器27により誘導され、そして13量子化ビットととも
にマルチプレクサ51へ結合される。
オーディオチャンネル21からのオーディオサンプルの
各々は、バッファ47を通る符号化されたビデオ信号出力
で、固定記憶装置53中に記憶された適当なマルチプレク
イング制御符号の制御下に制御可能にはさみ込まれ、そ
して回線30上の通信リンククロック（例えば、DS3クロ
ック）の制御下に出力される。マルチプレクサ51の出力
はスクランブリング符号器55、例えば、普通のモジュロ
−ツー（modulo−two）加算器、シフトレジスタ多項式
符号器へ結合され、そしてディジタル通信リンク（例え
ば、DSX−３データリンク）60で出力される。
各々は、バッファ47を通る符号化されたビデオ信号出力
で、固定記憶装置53中に記憶された適当なマルチプレク
イング制御符号の制御下に制御可能にはさみ込まれ、そ
して回線30上の通信リンククロック（例えば、DS3クロ
ック）の制御下に出力される。マルチプレクサ51の出力
はスクランブリング符号器55、例えば、普通のモジュロ
−ツー（modulo−two）加算器、シフトレジスタ多項式
符号器へ結合され、そしてディジタル通信リンク（例え
ば、DSX−３データリンク）60で出力される。
前に指摘したように、本発明の有意の面はハイブリッ
ドDPCM符号器43の変更された形態およびハイブリッドDP
CM符号器と関連して帯域制限デシメイションフィルタを
使用して、ビデオ信号の帯域幅の効果的な圧縮を達成
し、これによりより高い解像度の符号化信号を45Mb/sチ
ャンネル60上に配置することができるようにすることで
ある。デシメイションフィルタ41の機能および性能の特
性を理解するために、まずサンプリング機構のパラメー
ターを検査することは有用である。
ドDPCM符号器43の変更された形態およびハイブリッドDP
CM符号器と関連して帯域制限デシメイションフィルタを
使用して、ビデオ信号の帯域幅の効果的な圧縮を達成
し、これによりより高い解像度の符号化信号を45Mb/sチ
ャンネル60上に配置することができるようにすることで
ある。デシメイションフィルタ41の機能および性能の特
性を理解するために、まずサンプリング機構のパラメー
ターを検査することは有用である。
ビデオ信号の符号器において、画はライン−バイ−ラ
イン（line−by−line）の方式で効果的に水平にサンプ
リングされるので、２次元のサンプルの列が生成され
る。テレビジョン信号の瞬間的な値のサンプリングまた
は量子化は、とくにビットの解像のために実施される。
ビット数が高くなればなるほど、再構成された画のSN比
はより大きくなる。典型的には、60dB加重SN比は８ビッ
トの量子化器を使用して達成することができる。
イン（line−by−line）の方式で効果的に水平にサンプ
リングされるので、２次元のサンプルの列が生成され
る。テレビジョン信号の瞬間的な値のサンプリングまた
は量子化は、とくにビットの解像のために実施される。
ビット数が高くなればなるほど、再構成された画のSN比
はより大きくなる。典型的には、60dB加重SN比は８ビッ
トの量子化器を使用して達成することができる。
普通の（ナイキストに基づく）サンプリング基準は、
サンプリングされた信号が1/2以下のサンプリング周波
数＋５〜15％以上への帯域制限が実現可能であることを
要求する。公称NTSCビデオ帯域幅は4.2MHzであるので、
実際のサンプリング周波数は9.0MHzより大きくなくては
ならないことになる。さらに、サンプリングパターンが
空間的に固定されない場合、量子化誤差は可視可動の人
工物を生成するであろう。サンプリング周波数は、テレ
ビジョンのフレームのラインレートの倍数であり、空間
的に固定されたサンプリングパターンを生成するであろ
う。上に指摘したように、クロック発生器33およびディ
バイダ35は作動して8.5905MHzのサンプリングレートを
生成し、これはNTSC信号のラインレートの546倍であ
り、そしてNTSC複合ビデオ信号の3.58MHzの色バースト
副搬送波の周波数の12/5倍である。
サンプリングされた信号が1/2以下のサンプリング周波
数＋５〜15％以上への帯域制限が実現可能であることを
要求する。公称NTSCビデオ帯域幅は4.2MHzであるので、
実際のサンプリング周波数は9.0MHzより大きくなくては
ならないことになる。さらに、サンプリングパターンが
空間的に固定されない場合、量子化誤差は可視可動の人
工物を生成するであろう。サンプリング周波数は、テレ
ビジョンのフレームのラインレートの倍数であり、空間
的に固定されたサンプリングパターンを生成するであろ
う。上に指摘したように、クロック発生器33およびディ
バイダ35は作動して8.5905MHzのサンプリングレートを
生成し、これはNTSC信号のラインレートの546倍であ
り、そしてNTSC複合ビデオ信号の3.58MHzの色バースト
副搬送波の周波数の12/5倍である。
任意のビデオ信号のディジタル処理システムにおい
て、エイリアシング防止フィルタの特性を支配するある
数の因子は、最高の可能な通過帯域端（end−of−pass
band）の周波数、最低の可能な通過帯域リプル、最長の
可能な停止帯域減衰、群遅延の最小の変動、最長のステ
ップ応答のリンギングおよび最小の複雑さを包含する。
エイリアシング防止フィルタの特性の適当な選択は、種
々の因子の重要性の選択の間のトレードオフを包含す
る。
て、エイリアシング防止フィルタの特性を支配するある
数の因子は、最高の可能な通過帯域端（end−of−pass
band）の周波数、最低の可能な通過帯域リプル、最長の
可能な停止帯域減衰、群遅延の最小の変動、最長のステ
ップ応答のリンギングおよび最小の複雑さを包含する。
エイリアシング防止フィルタの特性の適当な選択は、種
々の因子の重要性の選択の間のトレードオフを包含す
る。
エイリアシング防止フィルタを首尾よく使用するため
の１つの機構はデシメイション（decimation）として知
られている技術であり、これによりアナログ信号は帯域
制限サンプリングされ、次いでディジタル的に低域濾過
され、交互するサンプルはデシメイションフィルタの出
力において誘導される。
の１つの機構はデシメイション（decimation）として知
られている技術であり、これによりアナログ信号は帯域
制限サンプリングされ、次いでディジタル的に低域濾過
され、交互するサンプルはデシメイションフィルタの出
力において誘導される。
本発明によれば、このようなデシメイションフィルタ
を使用してビデオ信号を帯域制限してエイリアシングを
防止する。詳しくは、デシメイションフィルタ41は、第
２図に示すようなかさ上げ余弦カットオフ特性を有する
半バンクフィルタから構成される。デシメイションフィ
ルタ41、好ましくは、4.0MHzまでの通過帯域を有する第
47オーダー（47th order）のFIR対称フィルタである。
を使用してビデオ信号を帯域制限してエイリアシングを
防止する。詳しくは、デシメイションフィルタ41は、第
２図に示すようなかさ上げ余弦カットオフ特性を有する
半バンクフィルタから構成される。デシメイションフィ
ルタ41、好ましくは、4.0MHzまでの通過帯域を有する第
47オーダー（47th order）のFIR対称フィルタである。
エイリアシング防止デシメイションフィルタの機能
は、本発明に従い、低域フィルタ15、アナログ−ディジ
タル変換器17およびデシメイションフィルタ41のパラメ
ーターを設定することによって実施される。詳しくは、
低域フィルタ15は入力ビデオ信号を、公称サンプリング
周波数を信号帯域幅より２倍小さく帯域制限する。前述
のように、複合NTSCカラービデオ信号は4.2MHzであるの
で、それは少なくとも8.6MHzのサンプリング周波数fsで
サンプリングされなくてはならない。この公称サンプリ
ング周波数の２倍（2fs）小さい信号帯域幅は、13MHz程
度の周波数またはほぼ低域フィルタ15の通過帯域を生成
する。クロック発生器33は17.1818MHz、すなわち、サン
プリング周波数fs＝8.5909Mサンプル／秒の２倍でクロ
ック周波数を生成する。第２図から理解できるように、
かさ上げ余弦デシメイションフィルタ41のフィルタ特性
は、4.2MHzの公称NTSC帯域幅よりわずかに小さい、4.0M
Hzにおいてサンプリングされた信号を効果的にディジタ
ル的に低減通過させる。しかしながら、ハイブリッドDP
CM符号器の解像度の増加により得られる有意の性能の利
点のために、信号帯域幅におけるこの小さい200KHzの損
失は許容されうるばかりでなく、かつまた得られる出力
信号の品質において実質的に無視できることがわかっ
た。ディバイダ35は8.5909MHzの分割したサンプリング
周波数を生成し、このディバイダ35はデシメイションフ
ィルタ41を含む半バンクフィルタの出力を交互に切換え
るので、量子化された信号の交互するサンプルは符号器
43へ結合され、4.0MHzのカットオフ周波数でデシメイシ
ョンフィルタ41により帯域制限される。
は、本発明に従い、低域フィルタ15、アナログ−ディジ
タル変換器17およびデシメイションフィルタ41のパラメ
ーターを設定することによって実施される。詳しくは、
低域フィルタ15は入力ビデオ信号を、公称サンプリング
周波数を信号帯域幅より２倍小さく帯域制限する。前述
のように、複合NTSCカラービデオ信号は4.2MHzであるの
で、それは少なくとも8.6MHzのサンプリング周波数fsで
サンプリングされなくてはならない。この公称サンプリ
ング周波数の２倍（2fs）小さい信号帯域幅は、13MHz程
度の周波数またはほぼ低域フィルタ15の通過帯域を生成
する。クロック発生器33は17.1818MHz、すなわち、サン
プリング周波数fs＝8.5909Mサンプル／秒の２倍でクロ
ック周波数を生成する。第２図から理解できるように、
かさ上げ余弦デシメイションフィルタ41のフィルタ特性
は、4.2MHzの公称NTSC帯域幅よりわずかに小さい、4.0M
Hzにおいてサンプリングされた信号を効果的にディジタ
ル的に低減通過させる。しかしながら、ハイブリッドDP
CM符号器の解像度の増加により得られる有意の性能の利
点のために、信号帯域幅におけるこの小さい200KHzの損
失は許容されうるばかりでなく、かつまた得られる出力
信号の品質において実質的に無視できることがわかっ
た。ディバイダ35は8.5909MHzの分割したサンプリング
周波数を生成し、このディバイダ35はデシメイションフ
ィルタ41を含む半バンクフィルタの出力を交互に切換え
るので、量子化された信号の交互するサンプルは符号器
43へ結合され、4.0MHzのカットオフ周波数でデシメイシ
ョンフィルタ41により帯域制限される。
上に簡単に説明したように、本発明に従って使用する
符号化機構は、折返し量子化器を使用する、変形ハイブ
リッドディジタルパルス符号変調（Ｈ−DPCM）符号化機
構である。この説明において、用語ハイブリッドDPCM
は、同一の文脈において、文献、例えば、次の論文に記
載されているように使用し:M.C.W.バン・ブウル（Van B
UUL）、「ハイブリッドＤ−PCM、PCMおよびDPCMの組み
合わせ」、IEEE Trans.Commun.、Vol.COM−26（1978）N
o.3、pp.362−368そして、文献、例えば、次の論文に記
載されているように対称折返し量子化器を使用する:G.
ボステルマン（Bostelman）、「8Mビット／秒を使用す
る簡単な高品質のDPCM−Codec ビデオテレパシー（A Si
mple Quality DPCM−Codec Video Telepathy Using 8M
Bit Per Second）」、Nachrichtentechn.Z.Vol.27（197
4）pp.115−117、ことに上のバン・ブウル論文の特徴あ
る第10図の詳細な説明参照。
符号化機構は、折返し量子化器を使用する、変形ハイブ
リッドディジタルパルス符号変調（Ｈ−DPCM）符号化機
構である。この説明において、用語ハイブリッドDPCM
は、同一の文脈において、文献、例えば、次の論文に記
載されているように使用し:M.C.W.バン・ブウル（Van B
UUL）、「ハイブリッドＤ−PCM、PCMおよびDPCMの組み
合わせ」、IEEE Trans.Commun.、Vol.COM−26（1978）N
o.3、pp.362−368そして、文献、例えば、次の論文に記
載されているように対称折返し量子化器を使用する:G.
ボステルマン（Bostelman）、「8Mビット／秒を使用す
る簡単な高品質のDPCM−Codec ビデオテレパシー（A Si
mple Quality DPCM−Codec Video Telepathy Using 8M
Bit Per Second）」、Nachrichtentechn.Z.Vol.27（197
4）pp.115−117、ことに上のバン・ブウル論文の特徴あ
る第10図の詳細な説明参照。
ハイブリッドDPCM符号器の変形の理解を促進するため
に、バン・ブウルの論文に詳細に説明されている基本的
圧縮アルゴリズムを第３図を参照しながら下に簡単に概
説する。より細部については、論文それ自体を参照する
ことができる。
に、バン・ブウルの論文に詳細に説明されている基本的
圧縮アルゴリズムを第３図を参照しながら下に簡単に概
説する。より細部については、論文それ自体を参照する
ことができる。
ハイブリッドDPCM符号化機構のモチベーションは、DP
CMのビット−レート減少性質およびPCM符号化の急速な
誤差回復性質を組み合わせることである。第３図は、サ
ンプルS1、S2...S6のシーケンスを示し、それらの各々
はサンプルの振幅およびサンプルの振幅と前のサンプル
のそれとの間の差を定めるために、固定目盛のFSおよび
スライド（sliding）目盛のDSを含有する。サンプルを
符号化するため、振幅を固定目盛のFSでPCM符号化にお
けるように測定する。真のサンプルをその予測との間の
差をDPCMにおけるようにスライド目盛のDSで測定する。
実際の予測値Nfおよび差の値Ndを合計して、ハイブリッ
ドDPCM数Nhを生成する。サンプルの各々について使用し
た予測は、前の「再構成された」サンプル値である。
CMのビット−レート減少性質およびPCM符号化の急速な
誤差回復性質を組み合わせることである。第３図は、サ
ンプルS1、S2...S6のシーケンスを示し、それらの各々
はサンプルの振幅およびサンプルの振幅と前のサンプル
のそれとの間の差を定めるために、固定目盛のFSおよび
スライド（sliding）目盛のDSを含有する。サンプルを
符号化するため、振幅を固定目盛のFSでPCM符号化にお
けるように測定する。真のサンプルをその予測との間の
差をDPCMにおけるようにスライド目盛のDSで測定する。
実際の予測値Nfおよび差の値Ndを合計して、ハイブリッ
ドDPCM数Nhを生成する。サンプルの各々について使用し
た予測は、前の「再構成された」サンプル値である。
第３図に示す実施例において、差目盛は−７から＋７
まで（０を含む）の15の値の範囲を有する。結局、Ｈ−
DPCM数Nh（＝Nf＋Nd）は−７から＋７までの範囲を有す
ることができる。サンプルの値を符号化する目的で、差
目盛の８レベルのみを使用し、０〜７の間の数を生ずる
という制限が存在する。これは差の信号を入力信号の振
幅に適応させる。この効果は切換えた量子化器を使用し
て得られた効果に類似する。
まで（０を含む）の15の値の範囲を有する。結局、Ｈ−
DPCM数Nh（＝Nf＋Nd）は−７から＋７までの範囲を有す
ることができる。サンプルの値を符号化する目的で、差
目盛の８レベルのみを使用し、０〜７の間の数を生ずる
という制限が存在する。これは差の信号を入力信号の振
幅に適応させる。この効果は切換えた量子化器を使用し
て得られた効果に類似する。
第３図に示す実施例において、最初のサンプルS1は６
の固定した目盛値を有する。次の引き続くサンプルS2は
２の振幅を有する。スライド目盛のDSを使用して、スラ
イド目盛の０点をサンプルS1の前のサンプルFSの値と整
列させ、次いで引き続くサンプルのサンプル値と整列す
るスライド差目盛上の点を読む。こうして、第３図に示
すように、第２サンプルS2について、実際の値と予測値
との間の差は、差目盛DSにより測定して、−６であるこ
とがわかった。２つの数Nf＝＋６およびNd＝−６を加え
ると、６−６＝０のハイブリッドDPCM数が得られる。
の固定した目盛値を有する。次の引き続くサンプルS2は
２の振幅を有する。スライド目盛のDSを使用して、スラ
イド目盛の０点をサンプルS1の前のサンプルFSの値と整
列させ、次いで引き続くサンプルのサンプル値と整列す
るスライド差目盛上の点を読む。こうして、第３図に示
すように、第２サンプルS2について、実際の値と予測値
との間の差は、差目盛DSにより測定して、−６であるこ
とがわかった。２つの数Nf＝＋６およびNd＝−６を加え
ると、６−６＝０のハイブリッドDPCM数が得られる。
次のサンプルS3について、そのスライド目盛のDSの０
点を前のサンプルS2の固定目盛上のサンプル値と整列さ
せて、実際のサンプルと固定目盛との間の差を測定し、
そして＋１であることがわかる。２つの数Nf＝＋２およ
びNd＝＋１を合計すると、第３サンプルS3についてのハ
イブリッドDPCM数はNh＝＋２＋１＝＋３である。引き続
く符号化値は、ここに記載しないが、第３図に詳しく記
載されている。
点を前のサンプルS2の固定目盛上のサンプル値と整列さ
せて、実際のサンプルと固定目盛との間の差を測定し、
そして＋１であることがわかる。２つの数Nf＝＋２およ
びNd＝＋１を合計すると、第３サンプルS3についてのハ
イブリッドDPCM数はNh＝＋２＋１＝＋３である。引き続
く符号化値は、ここに記載しないが、第３図に詳しく記
載されている。
ハイブリッドDPCM数からのサンプル値のデコーディン
グは、かなり直接的な問題である。記録されたハイブリ
ッドDPCM数Nhを量子化された予測数Nfから減じて、差目
盛数Ndを誘導する。普通のDPCMデコーダにおけるよう
に、差の数を予測値と合計して再構成されたサンプル値
を生成する。次いで、再構成された値を使用して、引き
続くサンプルについての予測値を得る。
グは、かなり直接的な問題である。記録されたハイブリ
ッドDPCM数Nhを量子化された予測数Nfから減じて、差目
盛数Ndを誘導する。普通のDPCMデコーダにおけるよう
に、差の数を予測値と合計して再構成されたサンプル値
を生成する。次いで、再構成された値を使用して、引き
続くサンプルについての予測値を得る。
第４図を参照すると、本発明による変形ハイブリッド
DPCM符号器のブロック線図が示されている。前述したよ
うに、本発明による符号器は上に参照したバン・ブウル
の論文に記載されているような従来のハイブリッドDPCM
符号器に関して変更し、予測値がすぐ前のサンプルの基
づかないようにし、そして５ビットの符号化を用いる。
DPCM符号器のブロック線図が示されている。前述したよ
うに、本発明による符号器は上に参照したバン・ブウル
の論文に記載されているような従来のハイブリッドDPCM
符号器に関して変更し、予測値がすぐ前のサンプルの基
づかないようにし、そして５ビットの符号化を用いる。
さらに詳しくは、デシメイションフィルタ41の出力に
おいて８ビットの量子化されたサンプルの符号を演算器
61に結合する。次いで、８ビットの符号を符号圧縮、ス
ライド目盛量子化器63において５ビットに量子化し、量
子化器63の出力を加算器65の入力に結合する。演算器加
算器61から供給される８ビットの符号の最も有意のビッ
トを、また、加算器65に結合する。最も有意のビットを
符号ビットとして使用する。加算器65の出力をリミッタ
67を通して出力バッファ47およびデコーダ70内の減算器
71の１つの入力に結合する。デコーダ70を使用して、符
号化プロセスのための予測サンプルを再構成する。減算
器71はその負入力ポートにおける固定目盛の予測値Nfを
その正入力ポートにおけるハイブリッド値Nhから減じ、
そして差値Ndを生成し、このNdはスケーラ73で参照さ
れ、そして加算器75へ１つの入力として供給される。加
算器75の出力はリミッタ77および遅延器79を通して結合
され、サンプルは２回線の遅延にかけられるので、こう
して使用される予測値は前の第２回線から誘導され、そ
して結局問題のサンプルと整列される。遅延器79の出力
は、加算器75への第２入力として、減算器61の差入力
へ、および固定目盛の量子化器81へ結合され、量子化81
は、量子化器／スケーラ63として、８ビットの符号を５
ビットに効果的に量子化する。符号化スケーラ81の出力
は加算器65および減算器71へ結合される。
おいて８ビットの量子化されたサンプルの符号を演算器
61に結合する。次いで、８ビットの符号を符号圧縮、ス
ライド目盛量子化器63において５ビットに量子化し、量
子化器63の出力を加算器65の入力に結合する。演算器加
算器61から供給される８ビットの符号の最も有意のビッ
トを、また、加算器65に結合する。最も有意のビットを
符号ビットとして使用する。加算器65の出力をリミッタ
67を通して出力バッファ47およびデコーダ70内の減算器
71の１つの入力に結合する。デコーダ70を使用して、符
号化プロセスのための予測サンプルを再構成する。減算
器71はその負入力ポートにおける固定目盛の予測値Nfを
その正入力ポートにおけるハイブリッド値Nhから減じ、
そして差値Ndを生成し、このNdはスケーラ73で参照さ
れ、そして加算器75へ１つの入力として供給される。加
算器75の出力はリミッタ77および遅延器79を通して結合
され、サンプルは２回線の遅延にかけられるので、こう
して使用される予測値は前の第２回線から誘導され、そ
して結局問題のサンプルと整列される。遅延器79の出力
は、加算器75への第２入力として、減算器61の差入力
へ、および固定目盛の量子化器81へ結合され、量子化81
は、量子化器／スケーラ63として、８ビットの符号を５
ビットに効果的に量子化する。符号化スケーラ81の出力
は加算器65および減算器71へ結合される。
第５図および第６図は、第４図に示すハイブリッドDP
CM符号器内の固定目盛量子化器81およびスライド目盛量
子化器63についての予測誤差および量子化予測誤差の間
の関係を示す。第５図に示すように、追加のまたは第５
ビットのため、量子化器の符号の解像度は従来の４ビッ
トの機構に関して効果的に２倍とされそして、符号の解
像度は目盛の下端付近において圧縮または集中して、許
容されうる粒状性のための過負荷を犠牲にしないという
事実は、特に重要である。
CM符号器内の固定目盛量子化器81およびスライド目盛量
子化器63についての予測誤差および量子化予測誤差の間
の関係を示す。第５図に示すように、追加のまたは第５
ビットのため、量子化器の符号の解像度は従来の４ビッ
トの機構に関して効果的に２倍とされそして、符号の解
像度は目盛の下端付近において圧縮または集中して、許
容されうる粒状性のための過負荷を犠牲にしないという
事実は、特に重要である。
さらに、第６図に示す、量子化特性の折返し対称のた
め、第１および第３四分円（quadrant）の両者の特性を
第１四分円にシフトし、これにより５ビットの解像度を
６ビットに２倍にすることができ、もちろん、符号ビッ
トを使用して四分円を描くことを実現する。
め、第１および第３四分円（quadrant）の両者の特性を
第１四分円にシフトし、これにより５ビットの解像度を
６ビットに２倍にすることができ、もちろん、符号ビッ
トを使用して四分円を描くことを実現する。
ここで第７図を参照すると、通信チャンネル60の受信
機サイトのダウンリンクにおいて使用する、受信機／再
構成ユニットの略ブロック線図がしめされている。これ
は受信機90からなり、その入力は通信リンク60に結合さ
れ、そしてその出力はデスクランブラ91に結合されてい
る。デスクランブラ91は伝送端におけるライン符号器ス
クランブラ55に対して相補的であり、規定したマルチ−
ビット多項を実施するために相互に接続された、モジュ
ロ−ツー加算器、シフトレジスタ多項回路を使用する。
機サイトのダウンリンクにおいて使用する、受信機／再
構成ユニットの略ブロック線図がしめされている。これ
は受信機90からなり、その入力は通信リンク60に結合さ
れ、そしてその出力はデスクランブラ91に結合されてい
る。デスクランブラ91は伝送端におけるライン符号器ス
クランブラ55に対して相補的であり、規定したマルチ−
ビット多項を実施するために相互に接続された、モジュ
ロ−ツー加算器、シフトレジスタ多項回路を使用する。
デスクランブラ91の出力はデマルチプレクサ93に結合
されいる。デマルチプレクサ93はオーディオおよび圧縮
したビデオ信号をデータのそれぞれのフレームから分離
し、そして圧縮したビデオ信号をデコーダ95へ送る。
されいる。デマルチプレクサ93はオーディオおよび圧縮
したビデオ信号をデータのそれぞれのフレームから分離
し、そして圧縮したビデオ信号をデコーダ95へ送る。
デコーダ95は、前述の、第４図に詳しく示す、伝送端
におけるＨ−DPCM符号器43内のデコーダ70と同じような
形状である。結局、デコーダ95は、PCMから帯域制限ア
ナログフォーマットに変換すべき、８ビットのデコンプ
レスド（decompressd）信号を生成する。
におけるＨ−DPCM符号器43内のデコーダ70と同じような
形状である。結局、デコーダ95は、PCMから帯域制限ア
ナログフォーマットに変換すべき、８ビットのデコンプ
レスド（decompressd）信号を生成する。
この目的で、デコーダ95の出力をレートダブラ回路10
1に結合し、この回路101はデコーダ95の出力において誘
導される連続するサンプルの符号の間にゼロ値のサンプ
ルを挿入することによって、データのレートを２倍にす
る。次いで、生ずるビットの流れを低域ディジタル補間
フィルタ103に供給する。この補間フィルタ103は、効果
的に、符号化ユニット内のデシメイションフィルタ41に
相当する。フィルタ係数は、サンプリング周波数の奇数
の倍数に集中する、サンプリングしたビデオ信号のイメ
ージを除去するように選択される。
1に結合し、この回路101はデコーダ95の出力において誘
導される連続するサンプルの符号の間にゼロ値のサンプ
ルを挿入することによって、データのレートを２倍にす
る。次いで、生ずるビットの流れを低域ディジタル補間
フィルタ103に供給する。この補間フィルタ103は、効果
的に、符号化ユニット内のデシメイションフィルタ41に
相当する。フィルタ係数は、サンプリング周波数の奇数
の倍数に集中する、サンプリングしたビデオ信号のイメ
ージを除去するように選択される。
補間フィルタ103の出力をディジタル−アナログ変換
器105に結合する。ディジタル−アナログ変換器105は濾
過したサンプリング値をアナログの形態に変換する。生
ずるアナログ信号内のエネルギーは、17.2MHzの変換周
波数の倍数に制限され、下流の低域フィルタ107の使用
により除去され、このフィルタ107から再構成された出
力アナログカラービデオ信号は再構成されたビデオ出力
リンク110で誘導される。
器105に結合する。ディジタル−アナログ変換器105は濾
過したサンプリング値をアナログの形態に変換する。生
ずるアナログ信号内のエネルギーは、17.2MHzの変換周
波数の倍数に制限され、下流の低域フィルタ107の使用
により除去され、このフィルタ107から再構成された出
力アナログカラービデオ信号は再構成されたビデオ出力
リンク110で誘導される。
補間フィルタ103は、好ましくは、第47のオーダーのF
IR半帯域低域フィルタであり、これは一定の遅延を提供
するので、カラーの情報はキャリア上の輝度の情報から
結局置換されない。補間フィルタ103の振幅応答は、伝
送サイトにおける符号器ユニットにおいて使用するデシ
メイションフィルタ41（第２図）のそれと効果的に合致
する。フィルタの停止帯域の減衰はデコンプレスド（de
compressed）PCM信号のスペクトルイメージを除去し、
その最長の構成成分はほぼ8.6MHzおよび8.6−3.58MHz
（カラー副搬送波のイメージ）である。補間フィルタ10
3は対称の約8.6MHzである。フィルタは8.6MHzにおいて
ゼロ応答、カラー副搬送波イメージ（3.58MHz）におい
て実質的な減衰（50dB）および4.6MHz〜8.6MHzの周波数
について実質的な減衰（少なくとも32dB）を有する。
IR半帯域低域フィルタであり、これは一定の遅延を提供
するので、カラーの情報はキャリア上の輝度の情報から
結局置換されない。補間フィルタ103の振幅応答は、伝
送サイトにおける符号器ユニットにおいて使用するデシ
メイションフィルタ41（第２図）のそれと効果的に合致
する。フィルタの停止帯域の減衰はデコンプレスド（de
compressed）PCM信号のスペクトルイメージを除去し、
その最長の構成成分はほぼ8.6MHzおよび8.6−3.58MHz
（カラー副搬送波のイメージ）である。補間フィルタ10
3は対称の約8.6MHzである。フィルタは8.6MHzにおいて
ゼロ応答、カラー副搬送波イメージ（3.58MHz）におい
て実質的な減衰（50dB）および4.6MHz〜8.6MHzの周波数
について実質的な減衰（少なくとも32dB）を有する。
以上の説明から理解されるように、折返した、ハイブ
リッド差分パルス符号変調符号化機構および帯域制限フ
ィルタ機構を組み合わせることによって、本発明は、従
来の４ビットの解像度構成より有意に増大した、符号化
解像度および再構成された信号品質を達成することがで
きる。結局、本発明は、５ビット／サンプル符号化解像
度において45Mb/sの通信チャンネルを越える伝送のため
の、複合NTSCカラーテレビジョン信号をディジタル的に
符号化する有効な機構を提供し、これは符号化プロセス
において使用する折返した、ハイブリッド差分パルス符
号変調の対称性のため、６ビット／サンプルの符号化解
像度を効果的に生成し、こうしてシステムの性能をかな
り増大する。
リッド差分パルス符号変調符号化機構および帯域制限フ
ィルタ機構を組み合わせることによって、本発明は、従
来の４ビットの解像度構成より有意に増大した、符号化
解像度および再構成された信号品質を達成することがで
きる。結局、本発明は、５ビット／サンプル符号化解像
度において45Mb/sの通信チャンネルを越える伝送のため
の、複合NTSCカラーテレビジョン信号をディジタル的に
符号化する有効な機構を提供し、これは符号化プロセス
において使用する折返した、ハイブリッド差分パルス符
号変調の対称性のため、６ビット／サンプルの符号化解
像度を効果的に生成し、こうしてシステムの性能をかな
り増大する。
本発明による実施態様を示しかつ説明したが、本発明
はそれに限定されず、当業者に知られている多数の変化
および変更が可能であり、したがって本発明はここに示
しかつ説明した細部に限定されず、当業者とって明らか
な、すべての変化および変更は本発明の範囲内に包含さ
れる。
はそれに限定されず、当業者に知られている多数の変化
および変更が可能であり、したがって本発明はここに示
しかつ説明した細部に限定されず、当業者とって明らか
な、すべての変化および変更は本発明の範囲内に包含さ
れる。
第１図は、本発明による複合カラーテレビジョン信号伝
送システムの（符号化）伝送端の略ブロック線図であ
る。 第２図は、第１図の符号器、伝送システムの帯域制限デ
シメイションフィルタ41および第７図の受信機、再構成
システムの補間フィルタ103の周波数通過帯域特性を示
す。 第３図は、ハイブリッドDPCM符号化機構のオペレーショ
ンを示す。 第４図は、本発明による変形ハイブリッドDPCM符号器の
ブロック線図である。 第５図および第６図は、５ビットおよび折返し５ビット
のＨ−DPCM符号化のための量子化ビット誤差特性を示
す。 第７図は、受信機およびビデオ再構成ユニットの略ブロ
ック線図である。 11……ビデオ入力ポート、リンク 12……ピーク検出器 13……差動増幅器 15……低域フィルタ 17……アナログ−ディジタル変換器 21……オーディオチャンネル 23……差動増幅器 25……フィルタ 27……アナログ−ディジタル変換器 30……回線 31……同期ストリッパー回路 33……クロック発生器 35……ディバイド−バイ−ツー−回路 41……帯域制限デシメイションフィルタ 43……ハイブリッド差分パルス符号変調符号器 47……先入れ先出しバッファ 51……マルチプレクサ 53……固定記憶装置 55……スクランブリング符号器 60……ディジタル通信リンク 61……減算器 63……スライド目盛量子化器 65……加算器 67……リミッタ 70……デコーダ 71……減算器 73……スケーラ 75……加算器 77……リミッタ 79……遅延器 81……固定目盛量子化器 90……受信機 91……デスクランブラ 93……デマルチプレクサ 95……デコーダ 101……レートダブラ回路 103……補間フィルタ 105……ディジタル−アナログ変換器 107……低域フィルタ 110……ビデオ出力リンク
送システムの（符号化）伝送端の略ブロック線図であ
る。 第２図は、第１図の符号器、伝送システムの帯域制限デ
シメイションフィルタ41および第７図の受信機、再構成
システムの補間フィルタ103の周波数通過帯域特性を示
す。 第３図は、ハイブリッドDPCM符号化機構のオペレーショ
ンを示す。 第４図は、本発明による変形ハイブリッドDPCM符号器の
ブロック線図である。 第５図および第６図は、５ビットおよび折返し５ビット
のＨ−DPCM符号化のための量子化ビット誤差特性を示
す。 第７図は、受信機およびビデオ再構成ユニットの略ブロ
ック線図である。 11……ビデオ入力ポート、リンク 12……ピーク検出器 13……差動増幅器 15……低域フィルタ 17……アナログ−ディジタル変換器 21……オーディオチャンネル 23……差動増幅器 25……フィルタ 27……アナログ−ディジタル変換器 30……回線 31……同期ストリッパー回路 33……クロック発生器 35……ディバイド−バイ−ツー−回路 41……帯域制限デシメイションフィルタ 43……ハイブリッド差分パルス符号変調符号器 47……先入れ先出しバッファ 51……マルチプレクサ 53……固定記憶装置 55……スクランブリング符号器 60……ディジタル通信リンク 61……減算器 63……スライド目盛量子化器 65……加算器 67……リミッタ 70……デコーダ 71……減算器 73……スケーラ 75……加算器 77……リミッタ 79……遅延器 81……固定目盛量子化器 90……受信機 91……デスクランブラ 93……デマルチプレクサ 95……デコーダ 101……レートダブラ回路 103……補間フィルタ 105……ディジタル−アナログ変換器 107……低域フィルタ 110……ビデオ出力リンク
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04N 11/00 - 11/24 H04N 7/24 - 7/68
Claims (26)
- 【請求項１】構成成分： 量子化器／フィルタ手段、前記手段は、カラーテレビジ
ョンの信号を受信するように結合されており、前記カラ
ーテレビジョンの信号の帯域幅の少なくとも２倍に効果
的に相当するサンプリングレートおよび空間的に固定さ
れたサンプリングパターンを生成するレートで、前記カ
ラーテレビジョンの信号を順次にサンプリングし、そし
てそれを代表するディジタル符号信号を発生し、その周
波数の内容は前記カラーテレビジョンの信号の帯域幅よ
り小さく効果的に制限される；および 符号圧縮手段、前記手段は、前記量子化器／フィルタ手
段により発生され、濾過されたディジタル符号信号を受
信するように結合されており、前記ディジタル符号信号
をハイブリッド差分パルス符号変調機構により圧縮し、
ここで前記カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサン
プルと関連するディジタル符号値および前記前の第ｊの
サンプルと関連するディジタル符号値と前記カラーテレ
ビジョンの信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値と
の間の差は組み合わされて、前記第ｉのサンプルのため
のディジタル出力符号値を生成し、前記前の第ｊのサン
プルは前記第ｉのサンプルのカラー副搬送波の位相に効
果的に相当するカラー副搬送波の位相を有し、そして前
記ディジタル出力符号を構成するビットの数は前記デー
タ伝送レート対前記サンプルレートの比に近似する積分
値である； からなることを特徴とする、規定したデータ伝送レート
においてディジタル通信リンクを越える伝送のためにカ
ラーテレビジョンの信号をディジタル的に符号化する装
置。 - 【請求項２】前記量子化器／フィルタ手段は、前記カラ
ーテレビジョンの信号の帯域幅の４倍に効果的に相当す
るサンプリングレートおよび空間的に固定されたサンプ
リングパターンを生成するレートにおいて、前記カラー
テレビジョンの信号を量子化し、そしてそれを代表する
ディジタル符号信号を発生する手段、および前記カラー
テレビジョンの信号の帯域幅より小さい通過帯域周波数
を有し、前記発生したディジタル符号の信号を濾過する
デシメイションフィルタ手段、および交互する濾過され
たディジタル符号信号を前記符号圧縮手段に結合する手
段からなる、上記第１項記載の装置。 - 【請求項３】前記カラーテレビジョンの信号は4.2MHzの
公称ビデオ帯域幅を有するNTSC複合カラーテレビジョン
信号からなり、前記規定したデータ伝送レートは44.736
Mb/sに相当し、そして前記ディジタル出力符号は５ビッ
トのディジタル出力符号からなる、上記第１項記載の装
置。 - 【請求項４】前記量子化器／フィルタ手段は、前記発生
したディジタル符号の信号の周波数の内容を4.0MHz程度
の周波数の通過帯域に効果的に制限する手段を含む、上
記第３項記載の装置。 - 【請求項５】前記前の第ｊのサンプルは、前記カラーテ
レビジョンの信号の同一場の第２の前のライン中に存在
するサンプルに相当する、上記第１項記載の装置。 - 【請求項６】前記カラーテレビジョンの信号は4.2MHzの
公称ビデオ帯域幅を有するNTSC複合カラーテレビジョン
信号からなり、前記規定したデータ伝送レートは44.736
Mb/sに相当し、そして前記ディジタル出力符号は５ビッ
トのディジタル出力符号からなり、そして前記量子化器
／フィルタ手段は4.0MHz程度の通過帯域の周波数を有す
る通過帯域フィルタを含む、上記第５項記載の装置。 - 【請求項７】前記カラーテレビジョンの信号の前記前の
第ｊのサンプルと関連するディジタル符号は、前記前の
第ｊのサンプルのためのディジタル出力符号値の復号値
に相当する、上記第１項記載の装置。 - 【請求項８】前記ハイブリッド差分パルス符号変調機構
は、前記カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサンプ
ルと関連するディジタル符号値および前記前の第ｊのサ
ンプルと関連するディジタル符号値と前記カラーテレビ
ジョンの信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値との
間の差を合計して、前記第ｉのサンプルのためのディジ
タル出力符号値を生成する手段からなる、上記第１項記
載の装置。 - 【請求項９】伝送サイトに、 規定したデータ伝送レートにおいてディジタル通信リン
クを越える伝送のためにカラーテレビジョンの信号をデ
ィジタル的に符号化する配置、 を含み、前記配置は、 量子化器／フィルタ手段、前記手段は、カラーテレビジ
ョンの信号を受信するように結合されており、前記カラ
ーテレビジョンの信号の帯域幅の少なくとも２倍に効果
的に相当するサンプリングレートおよび空間的に固定さ
れたサンプリングパターンを生成するレートで、前記カ
ラーテレビジョンの信号を順次にサンプリングし、そし
てそれを代表するディジタル符号信号を発生し、その周
波数の内容は前記カラーテレビジョンの信号の帯域幅よ
り小さく効果的に制限される；および 符号圧縮手段、前記手段は、前記量子化器／フィルタ手
段により発生されたディジタル符号信号を受信するよう
に結合されており、前記ディジタル符号信号をハイブリ
ッド差分パルス符号変調機構により圧縮し、ここで前記
カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサンプルと関連
するディジタル符号値および前記前の第ｊのサンプルと
関連するディジタル符号値と前記カラーテレビジョンの
信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値との間の差は
組み合わされて、前記第ｉのサンプルのためのディジタ
ル出力符号値を生成し、前記前の第ｊのサンプルは前記
第ｉのサンプルのカラー副搬送波の位相に効果的に相当
するカラー副搬送波の位相を有し、そして前記ディジタ
ル出力符号を構成するビットの数は前記データ伝送レー
ト対前記サンプルレートの比に近似する積分値である；
および 前記符号圧縮手段により生成されたディジタル出力符号
をオーディオ信号を代表する少なくとも１つの追加のデ
ィジタル符号と制御可能に組み合わせ、そして生ずる組
み合わされた符号を前記ディジタル通信リンクを越えて
受信機サイトに伝送する手段； からなることを特徴とする、カラーテレビジョンの信号
の通信システム。 - 【請求項１０】前記量子化器／フィルタ手段は、前記カ
ラーテレビジョンの信号の帯域幅の４倍に効果的に相当
するサンプリングレートおよび空間的に固定されたサン
プリングパターンを生成するレートにおいて、前記カラ
ーテレビジョンの信号を量子化し、そしてそれを代表す
るディジタル符号信号を発生する手段、および前記カラ
ーテレビジョンの信号の帯域幅より小さい通過帯域周波
数を有し、前記発生したディジタル符号信号を濾過する
デシメイションフィルタ手段、および交互する濾過され
たディジタル符号信号を前記符号圧縮手段に結合する手
段からなる、上記第９項記載のカラーテレビジョンの信
号の通信システム。 - 【請求項１１】受信機サイトにおいて、 前記伝送サイトから前記ディジタル通信リンクを越えて
伝送され、そして前記生ずる組み合わせされた符号から
前記ディジタル出力符号を制御可能に分離する、生ずる
組み合わされた符号を受信する手段；および 前記受信手段に結合されており、前記ディジタル出力符
号の内容を復号し、そしてそれから前記帯域制限された
カラーテレビジョンの信号を再構成する再構成手段； をさらに含む、上記第９項記載のカラーテレビジョンの
信号の通信システム。 - 【請求項１２】前記再構成手段は、前記ハイブリッド差
分パルス符号変調機構に従って前記ディジタル出力符号
の内容を復号して、前記第ｉのサンプル値のためのディ
ジタル符号値を生成するデコーダ手段、前記デコーダ手
段の出力に結合されており、前記ディジタル符号値を濾
過する低域ディジタル補間フィルタ、および前記補間フ
ィルタの出力に結合されており、前記カラーテレビジョ
ンの信号の第ｉのサンプル値を代表するアナログ信号を
誘導するディジタル−アナログ変換器からなる、上記第
11項記載のカラーテレビジョンの信号の通信システム。 - 【請求項１３】前記カラーテレビジョンの信号は4.2MHz
の公称ビデオ帯域幅を有するNTSC複合カラーテレビジョ
ン信号からなり、前記規定したデータ伝送レートは44.7
36Mb/sに相当し、そして前記ディジタル出力符号は５ビ
ットのディジタル出力符号からなる、上記第12項記載の
カラーテレビジョンの信号の通信システム。 - 【請求項１４】前記量子化器／フィルタ手段は、前記発
生したディジタル符号の信号の周波数の内容を4.0MHz程
度の周波数の通過帯域に効果的に制限する手段を含む、
上記第13項記載のカラーテレビジョンの信号の通信シス
テム。 - 【請求項１５】前記前の第ｊのサンプルは、前記カラー
テレビジョンの信号の同一場の第２の前のライン中に存
在するサンプルに相当する、上記第12項記載のカラーテ
レビジョンの信号の通信システム。 - 【請求項１６】前記カラーテレビジョンの信号は4.2MHz
の公称ビデオ帯域幅を有するNTSC複合カラーテレビジョ
ン信号からなり、前記規定したデータ伝送レートは44.7
36Mb/sに相当し、そして前記ディジタル出力符号は５ビ
ットのディジタル出力符号からなり、そして前記量子化
器／フィルタ手段は4.0MHz程度の通過帯域の周波数を有
する通過帯域フィルタを含む、上記第15項記載のカラー
テレビジョンの信号の通信システム。 - 【請求項１７】前記カラーテレビジョンの信号の前記前
の第ｊのサンプルと関連するディジタル符号は、前記前
の第ｊのサンプルのためのディジタル出力符号値の復号
値に相当する、上記第９項記載のカラーテレビジョンの
信号の通信システム。 - 【請求項１８】前記ハイブリッド差分パルス符号変調機
構は、前記カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサン
プルと関連するディジタル符号値および前記前の第ｊの
サンプルと関連するディジタル符号値と前記カラーテレ
ビジョンの信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値と
の間の差を合計して、前記第ｉのサンプルのためのディ
ジタル出力符号値を生成する手段からなる、上記第９項
記載のカラーテレビジョンの信号の通信システム。 - 【請求項１９】工程： （ａ）カラーテレビジョンの信号を量子化器／フィルタ
機構に結合し、前記機構は、前記カラーテレビジョンの
信号の帯域幅の少なくとも２倍に効果的に相当するサン
プリングレートおよび空間的に固定されたサンプリング
パターンを生成するレートで、前記カラーテレビジョン
の信号を順次にサンプリングし、そしてそれを代表する
ディジタル符号信号を発生し、その周波数の内容は前記
カラーテレビジョンの信号の帯域幅より小さく効果的に
制限される；そして （ｂ）工程（ａ）において発生したディジタル符号の信
号をハイブリッド差分パルス符号変調機構により圧縮
し、ここで前記カラーテレビジョンの信号の前の第ｊの
サンプルと関連するディジタル符号値および前記前の第
ｊのサンプルと関連するディジタル符号値と前記カラー
テレビジョンの信号の第ｉのサンプルのディジタル符号
値との間の差は組み合わされて、前記第ｉのサンプルの
ためのディジタル出力符号値を生成し、前記前の第ｊの
サンプルは前記第ｉのサンプルのカラー副搬送波の位相
に効果的に相当するカラー副搬送波の位相を有し、そし
て前記ディジタル出力符号を構成するビットの数は前記
データ伝送レート対前記サンプルレートの比に近似する
積分値である； からなることを特徴とする、制限された帯域幅のディジ
タル通信チャンネルを越える伝送のためのカラーテレビ
ジョンの信号を符号化する方法。 - 【請求項２０】さらに、工程： （ｃ）工程（ｂ）において生成されたディジタル出力符
号をオーディオ信号を代表する少なくとも１つの追加の
ディジタル符号と制御可能に組み合わせ；そして （ｄ）生ずる組み合わされた符号を前記ディジタル通信
チャンネルを越えて伝送する； を含む、上記第19項記載の方法。 - 【請求項２１】さらに、工程： （ｅ）前記ディジタル通信チャンネルを越えて伝送され
た、生ずる組み合わされた符号を受信し （ｆ）前記ディジタル出力符号を前記生ずる組み合わさ
れた符号から制御可能に分離し；そして （ｇ）工程（ｆ）において分離されたディジタル出力符
号の内容を復号し、そしてそれから前記帯域幅制限され
たカラーテレビジョンの信号を再構成する； を含む、上記第20項記載の方法。 - 【請求項２２】工程（ｇ）は、前記ハイブリッド差分パ
ルス符号変調機構に従って前記ディジタル出力符号の内
容を復号して、前記第ｉのサンプル値のためのディジタ
ル符号信号を生成し、前記ディジタル符号信号を低域デ
ィジタル補間フィルタを通して濾過し、そして前記ディ
ジタル補間フィルタの出力から前記カラーテレビジョン
の信号の第ｉのサンプル値を代表するアナログ信号を誘
導することからなる、上記第21項記載の方法。 - 【請求項２３】前記カラーテレビジョンの信号は4.2MHz
の公称ビデオ帯域幅を有するNTSC複合カラーテレビジョ
ン信号からなり、前記規定したデータ伝送レートは44.7
36Mb/sに相当し、そして前記ディジタル出力符号は５ビ
ットのディジタル出力符号からなり、そして前記量子化
器／フィルタ機構は4.0MHz程度の通過帯域の周波数を有
する通過帯域フィルタを含む、上記第19項記載の方法。 - 【請求項２４】前記前の第ｊのサンプルは前記カラーテ
レビジョンの信号の同一の場の第２の前の回線中に存在
するサンプルに相当する、上記第23記載の方法。 - 【請求項２５】前記ハイブリッド差分パルス符号変調機
構は、前記カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサン
プルと関連するディジタル符号値および前記前の第ｊの
サンプルと関連するディジタル符号値と前記カラーテレ
ビジョンの信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値と
の間の差を合計して、前記第ｉのサンプルのためのディ
ジタル出力符号値を生成する、上記第19項記載の方法。 - 【請求項２６】工程（ａ）は、前記カラーテレビジョン
の信号の帯域幅の４倍に効果的に相当するサンプリング
レートおよび空間的に固定されたサンプリングパターン
を生成するレートにおいて、前記カラーテレビジョンの
信号を量子化し、そしてそれを代表するディジタル符号
信号を発生し、そして前記発生したディジタル符号の信
号をデシメイションフィルタ手段により濾過し、前記デ
シメイションフィルタは前記カラーテレビジョンの信号
の帯域幅より小さい通過帯域の周波数を有し、そして交
互する濾過されたディジタル符号信号を前記ハイブリッ
ド差分パルス符号変調機構に結合することからなる、上
記第19項記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US274.903 | 1988-11-22 | ||
| US07/274,903 US4910586A (en) | 1988-11-22 | 1988-11-22 | Hybrid DPCM codec for composite color television signals |
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|---|---|
| JPH02223291A JPH02223291A (ja) | 1990-09-05 |
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Family Applications (1)
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Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE4118984A1 (de) * | 1991-06-08 | 1992-12-10 | Philips Patentverwaltung | Einrichtung zur uebertragung eines farbfernsehsignals |
| US5220410A (en) * | 1991-10-02 | 1993-06-15 | Tandy Corporation | Method and apparaus for decoding encoded video data |
| JPH05284527A (ja) * | 1992-04-02 | 1993-10-29 | Sony Corp | クロマ信号処理回路 |
| JP2778412B2 (ja) * | 1993-05-20 | 1998-07-23 | 国際電信電話株式会社 | 動き補償フレーム間コンポジットｔｖ信号直接符号化装置 |
| US6078593A (en) | 1997-02-04 | 2000-06-20 | Next Level Communications | Method and apparatus for reliable operation of universal voice grade cards |
| EP0920216A1 (de) * | 1997-11-25 | 1999-06-02 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Codierung und zur Decodierung einer Bildsequenz |
| US20020110157A1 (en) * | 2001-02-14 | 2002-08-15 | Kestrel Solutions | Method and apparatus for providing a gigabit ethernet circuit pack |
| US6624766B1 (en) * | 2001-05-09 | 2003-09-23 | Kestrel Solutions, Inc. | Recovery and transmission of return-to-zero formatted data using non-return-to-zero devices |
| EP1605705B1 (en) * | 2004-06-07 | 2009-01-28 | STMicroelectronics S.r.l. | Method for compressing image data acquired from a Bayer color filter array |
| US7667625B2 (en) * | 2007-02-28 | 2010-02-23 | Exar Corporation | Universal and fault-tolerant multiphase digital PWM controller for high-frequency DC-DC converters |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1265233A (en) * | 1984-11-06 | 1990-01-30 | Udo Reimann | Method and apparatus for processing picture signals |
| US4663660A (en) * | 1986-06-20 | 1987-05-05 | Rca Corporation | Compressed quantized image-data transmission technique suitable for use in teleconferencing |
| DE3634691A1 (de) * | 1986-10-11 | 1988-04-14 | Philips Patentverwaltung | Differenzpulscodemodulator sowie dessen verwendung als demodulator |
-
1988
- 1988-11-22 US US07/274,903 patent/US4910586A/en not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-11-02 CA CA002002053A patent/CA2002053C/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
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| CA2002053C (en) | 2000-08-29 |
| JPH02223291A (ja) | 1990-09-05 |
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