JP2811841B2 - Ｐｌｌを用いた変調器 - Google Patents
Ｐｌｌを用いた変調器Info
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- JP2811841B2 JP2811841B2 JP1317590A JP31759089A JP2811841B2 JP 2811841 B2 JP2811841 B2 JP 2811841B2 JP 1317590 A JP1317590 A JP 1317590A JP 31759089 A JP31759089 A JP 31759089A JP 2811841 B2 JP2811841 B2 JP 2811841B2
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- Japan
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- frequency
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- vco
- pll
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、PLLを用いた変調器に関し、特にUHF TV
（テレビ）用変調器に用いて好適なPLLを用いた変調器
に関する。
（テレビ）用変調器に用いて好適なPLLを用いた変調器
に関する。
本発明のPLLを用いた変調器は、VCOの発振周波数を可
変分周器により可変するPLL回路と、変調信号及びVCOの
発振出力が供給される変調回路とを備え、可変分周器の
分周比（整数）を連続的に可変すると共に基準発振器の
基準周波数を所定のチャンネル間隔周波数より小さく設
定し、変調出力の周波数誤差を減少させる。
変分周器により可変するPLL回路と、変調信号及びVCOの
発振出力が供給される変調回路とを備え、可変分周器の
分周比（整数）を連続的に可変すると共に基準発振器の
基準周波数を所定のチャンネル間隔周波数より小さく設
定し、変調出力の周波数誤差を減少させる。
従来、例えば特開平１−129614号公報に記載されてい
る如く、PLL（Phase Locked Loop）を用いたFM変調器が
知られている。
る如く、PLL（Phase Locked Loop）を用いたFM変調器が
知られている。
すなわち、第４図の従来のPLLを用いたFM変調器の一
例を示すブロック図において、１は全体としてPLL回路
を示し、2aは基準発振器、2bは基準発振器１の発振出力
を分周して基準周波数frを出力する基準分周器である。
３はVCO（電圧制御型発振器）であり、このVCO3の発振
出力を分周比Ｎの可変分周器４により分周した出力と基
準分周器２の出力とを位相比較器５により比較し、この
比較出力をチャージポンプ６及びLPF（ローパスフィル
タ）７を介してVCO3に供給し、VCO3の周波数及び位相を
制御する。８はロック検出器、９は送信ユニットであ
り、10はFM被変調信号が出力される出力端子である。な
お、MCは変調信号入力用のマイクを示す。
例を示すブロック図において、１は全体としてPLL回路
を示し、2aは基準発振器、2bは基準発振器１の発振出力
を分周して基準周波数frを出力する基準分周器である。
３はVCO（電圧制御型発振器）であり、このVCO3の発振
出力を分周比Ｎの可変分周器４により分周した出力と基
準分周器２の出力とを位相比較器５により比較し、この
比較出力をチャージポンプ６及びLPF（ローパスフィル
タ）７を介してVCO3に供給し、VCO3の周波数及び位相を
制御する。８はロック検出器、９は送信ユニットであ
り、10はFM被変調信号が出力される出力端子である。な
お、MCは変調信号入力用のマイクを示す。
以上の構成において、基準分周器２の基準周波数を
fr、可変分周器４の分周出力周波数をfv、VCO3の発振周
波数をfOとすれば、ロック時には となるので、Ｎを可変することによりVCoの発振周波数f
O（＝Ｎ・fr）を制御することができる。
fr、可変分周器４の分周出力周波数をfv、VCO3の発振周
波数をfOとすれば、ロック時には となるので、Ｎを可変することによりVCoの発振周波数f
O（＝Ｎ・fr）を制御することができる。
例えば、基準周波数frを100KHzとしてＮを800〜900の
範囲で変更すれば、発振周波数fOを80乃至90MHzの間で1
00KHzのチャンネル間隔周波数で可変することができ
る。
範囲で変更すれば、発振周波数fOを80乃至90MHzの間で1
00KHzのチャンネル間隔周波数で可変することができ
る。
しかしながら、ヨーロッパのUHF TV（テレビ）用変
調器として用いる場合等には、VCO14の発振周波数を54
3.25（30チャンネル）乃至615.25（39チャンネル）MHz
の間で8MHzのチャンネル間隔周波数で可変するために、
可変分周器の分周比Ｎは67.90625乃至76.90625の範囲で
可変しなければならず、小数点を含む可変分周器の構成
が複雑になる欠点があった。
調器として用いる場合等には、VCO14の発振周波数を54
3.25（30チャンネル）乃至615.25（39チャンネル）MHz
の間で8MHzのチャンネル間隔周波数で可変するために、
可変分周器の分周比Ｎは67.90625乃至76.90625の範囲で
可変しなければならず、小数点を含む可変分周器の構成
が複雑になる欠点があった。
従って、本発明の目的は前記欠点を改良すると共に、
基準分周器の基準周波数の範囲を規定することにより、
変調器の変調出力（被変調信号）の周波数誤差を可及的
に少なくしたPLLを用いた変調器を提供することにあ
る。
基準分周器の基準周波数の範囲を規定することにより、
変調器の変調出力（被変調信号）の周波数誤差を可及的
に少なくしたPLLを用いた変調器を提供することにあ
る。
本発明のPLLを用いた変調器は、基準発振器、VCO、可
変分周器及び位相比較器を有し、前記VCOの発振出力を
可変分周器により分周した出力と基準発振器の出力とを
前記位相比較器により比較し、この比較出力をLPFを介
して前記VCOに供給して発振周波数を可変するようにし
たPLL回路と、変調信号及び前記VCOの発振出力が供給さ
れ、所定のチャンネル間隔周波数の変調出力を発生する
変調回路とを備え、前記可変分周器の分周比（整数）を
連続的に可変すると共に、前記基準発振器の基準周波数
を前記変調回路の所定のチャンネル間隔周波数より小さ
く設定するように構成される。
変分周器及び位相比較器を有し、前記VCOの発振出力を
可変分周器により分周した出力と基準発振器の出力とを
前記位相比較器により比較し、この比較出力をLPFを介
して前記VCOに供給して発振周波数を可変するようにし
たPLL回路と、変調信号及び前記VCOの発振出力が供給さ
れ、所定のチャンネル間隔周波数の変調出力を発生する
変調回路とを備え、前記可変分周器の分周比（整数）を
連続的に可変すると共に、前記基準発振器の基準周波数
を前記変調回路の所定のチャンネル間隔周波数より小さ
く設定するように構成される。
本発明のPLLを用いた変調器によれば、可変分周器の
分周比を整数として連続的に可変するようにしたので可
変分周器の動作が高速になると共に、小数点を含むもの
に比べて構成の簡易化が計れる。
分周比を整数として連続的に可変するようにしたので可
変分周器の動作が高速になると共に、小数点を含むもの
に比べて構成の簡易化が計れる。
また、基準発振器の基準周波数を変調回路の所定のチ
ャンネル間隔周波数より小さく設定したので、チャンネ
ル間隔周波数を等しくした場合に比べて変調出力の周波
数誤差が低減できる。
ャンネル間隔周波数より小さく設定したので、チャンネ
ル間隔周波数を等しくした場合に比べて変調出力の周波
数誤差が低減できる。
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説
明する。
明する。
第１図は本発明のPLLを用いた変調器の基本構成を示
すブロック図であり、15は全体としてPLL回路を示し、1
6は基準周波数frの基準周波数信号を発生する基準発振
器である。17は発振周波数fOのVCO（電圧制御型発振
器）であり、このVCO127の発振出力を分周比Ｎ（整数）
の可変分周器18により分周した出力と基準発振器16の基
準周波数frとを位相比較器19により比較し、この比較出
力はLPF（ローパスフィルタ）20を介してVCO17に供給さ
れ、VCO17の周波数及び位相を制御する。前記VCO17の発
振出力は変調回路21の一方の入力に供給されると共に、
変調回路21の他方の入力には入力端子INに印加された変
調信号が供給される。なお、OUTは変調出力が出力され
る出力端子である。
すブロック図であり、15は全体としてPLL回路を示し、1
6は基準周波数frの基準周波数信号を発生する基準発振
器である。17は発振周波数fOのVCO（電圧制御型発振
器）であり、このVCO127の発振出力を分周比Ｎ（整数）
の可変分周器18により分周した出力と基準発振器16の基
準周波数frとを位相比較器19により比較し、この比較出
力はLPF（ローパスフィルタ）20を介してVCO17に供給さ
れ、VCO17の周波数及び位相を制御する。前記VCO17の発
振出力は変調回路21の一方の入力に供給されると共に、
変調回路21の他方の入力には入力端子INに印加された変
調信号が供給される。なお、OUTは変調出力が出力され
る出力端子である。
以上の構成における動作について説明すると、PLL回
路15のロック時には、VCO17の発振周波数fOはＮ・f
r（Ｎは後述する如く整数とする）になるので、Ｎを連
続的に可変することにより変調回路21のチャンネル周波
数を所定バンド、例えばヨーロッパのUHF TVチャンネ
ル内において所定のチャンネル間隔周波数fchステップ
で可変する。前述したヨーロッパのUHF TVチャンネル
では、30チャンネル（543.25MHz）から39チャンネル（6
15.25MHz）バンド内をチャンネル間隔周波数fch＝8MHz
より小さい7.99MHzステップで可変し、VCO17の所望の発
振出力を変調信号によりAM変調（周知の方法）して変調
回路21の出力端子OUTにTV受信機用の被変調信号を得る
ことができる。
路15のロック時には、VCO17の発振周波数fOはＮ・f
r（Ｎは後述する如く整数とする）になるので、Ｎを連
続的に可変することにより変調回路21のチャンネル周波
数を所定バンド、例えばヨーロッパのUHF TVチャンネ
ル内において所定のチャンネル間隔周波数fchステップ
で可変する。前述したヨーロッパのUHF TVチャンネル
では、30チャンネル（543.25MHz）から39チャンネル（6
15.25MHz）バンド内をチャンネル間隔周波数fch＝8MHz
より小さい7.99MHzステップで可変し、VCO17の所望の発
振出力を変調信号によりAM変調（周知の方法）して変調
回路21の出力端子OUTにTV受信機用の被変調信号を得る
ことができる。
ここで、基準発振器16の基準周波数frをチャンネル間
隔周波数fch（8MHz）を基準として、このチャンネル間
隔周波数fchより小さく、例えば7.99MHz（0.1％減少）
または7.985MHz（0.2％減少）に設定した場合、8MHzに
設定した時に比べて被変調信号の周波数誤差fE（KHz）
が、チャンネルNo30からNo39において、それぞれ＋70KH
z〜−20KHz、−270KHz〜−405KHzとなっている。また同
様な計算により、基準発振器16の基準周波数frを7.995M
Hz（0.06％減少）とした場合、＋365KHz〜＋410KHzの範
囲の誤差が生じる。一方8MHzに設定された時はチャンネ
ルNoにかかわらず誤差は全て＋750KHzである。
隔周波数fch（8MHz）を基準として、このチャンネル間
隔周波数fchより小さく、例えば7.99MHz（0.1％減少）
または7.985MHz（0.2％減少）に設定した場合、8MHzに
設定した時に比べて被変調信号の周波数誤差fE（KHz）
が、チャンネルNo30からNo39において、それぞれ＋70KH
z〜−20KHz、−270KHz〜−405KHzとなっている。また同
様な計算により、基準発振器16の基準周波数frを7.995M
Hz（0.06％減少）とした場合、＋365KHz〜＋410KHzの範
囲の誤差が生じる。一方8MHzに設定された時はチャンネ
ルNoにかかわらず誤差は全て＋750KHzである。
この結果、基準発振器16の基準周波数fr9を0.06％か
ら0.2％の範囲で減少した時、8MHz（０％）に設定した
時に比べて被変調信号の周波数誤差fEが低減される。こ
のデータの一部を次の第１表に示す。
ら0.2％の範囲で減少した時、8MHz（０％）に設定した
時に比べて被変調信号の周波数誤差fEが低減される。こ
のデータの一部を次の第１表に示す。
第１表の基準周波数対周波数誤差のfE1〜fE3から明ら
かな通り、基準周波数frをチャンネル間隔周波数間隔周
波数fch＝8MHz（周波数間隔を計算するための基準値と
する）より小さく、例えば7.995MHz（0.06％減少）から
7.985MHz（0.2％減少）までの範囲に設定することによ
り、被変調信号の周波数誤差を従来より約半分以下に低
減させることができる。基準周波数frを7.99MHzに設定
した時の各チャンネルに対する周波数誤差fE2を第２図
の本発明の周波数誤差の一例を示す周波数スペクトル図
に示す。なお、ULはローチャンネルに配置されたUHF放
送周波数バンドである。また、図示しない変調回路21の
出力端子OUTに接続されるTV受信機のAFT（Automatic Fi
ne Tunig）機能により、従来の8MHzの時と比べて、周波
数誤差fE2またはfE3と第１表に示さなかったfr＝7.995M
Hzの時の周波数誤差も更に低減することも可能である。
かな通り、基準周波数frをチャンネル間隔周波数間隔周
波数fch＝8MHz（周波数間隔を計算するための基準値と
する）より小さく、例えば7.995MHz（0.06％減少）から
7.985MHz（0.2％減少）までの範囲に設定することによ
り、被変調信号の周波数誤差を従来より約半分以下に低
減させることができる。基準周波数frを7.99MHzに設定
した時の各チャンネルに対する周波数誤差fE2を第２図
の本発明の周波数誤差の一例を示す周波数スペクトル図
に示す。なお、ULはローチャンネルに配置されたUHF放
送周波数バンドである。また、図示しない変調回路21の
出力端子OUTに接続されるTV受信機のAFT（Automatic Fi
ne Tunig）機能により、従来の8MHzの時と比べて、周波
数誤差fE2またはfE3と第１表に示さなかったfr＝7.995M
Hzの時の周波数誤差も更に低減することも可能である。
次に、本発明をVTR（ビデオテープレコーダ）に適用
した第３図の本発明の一実施例を示すブロック図につい
て説明する。
した第３図の本発明の一実施例を示すブロック図につい
て説明する。
第３図において、22はTVアンテナ、23は全体としてVT
R（ビデオテープレコーダ）を示し、23aはアンテナ入力
端子、24bはRF出力端子であり、24はTV受信機である。
アンテナ入力端子23aのTV信号は分配器25により分配さ
れ、一方はTVチューナ26に供給され、他方はミキサ27を
通じてRF出力端子24bに出力される。変調回路21は映像
信号（Ｖ）が供給される映像入力端子21aとオーディオ
信号（Ａ）が供給されるオーディオ入力端子21bを有
し、変調回路21の変調出力はミキサ27に供給される。PL
L回路15は、第1PLL回路として構成し、VCO17から周波数
fOの主搬送波信号を変調回路21に供給する。28は周波数
fSの音声副搬送波信号を発生する第2PLL回路を示し、第
2PLL回路28は基準発振器29、位相比較器30、分周比がＬ
の可変分周器31、VCO32、LPF33及び可変分周器31の分周
比Ｌを可変する３ステイトスイッチから成る。なお、35
は可変分周器18の分周比（整数）を連続的に可変するた
めに設けられた、例えばマイクロプロセッサで構成され
たコントローラである。
R（ビデオテープレコーダ）を示し、23aはアンテナ入力
端子、24bはRF出力端子であり、24はTV受信機である。
アンテナ入力端子23aのTV信号は分配器25により分配さ
れ、一方はTVチューナ26に供給され、他方はミキサ27を
通じてRF出力端子24bに出力される。変調回路21は映像
信号（Ｖ）が供給される映像入力端子21aとオーディオ
信号（Ａ）が供給されるオーディオ入力端子21bを有
し、変調回路21の変調出力はミキサ27に供給される。PL
L回路15は、第1PLL回路として構成し、VCO17から周波数
fOの主搬送波信号を変調回路21に供給する。28は周波数
fSの音声副搬送波信号を発生する第2PLL回路を示し、第
2PLL回路28は基準発振器29、位相比較器30、分周比がＬ
の可変分周器31、VCO32、LPF33及び可変分周器31の分周
比Ｌを可変する３ステイトスイッチから成る。なお、35
は可変分周器18の分周比（整数）を連続的に可変するた
めに設けられた、例えばマイクロプロセッサで構成され
たコントローラである。
以上の構成において、例えば第２図の37チャンネルに
映像信号（Ｖ）及びオーディオ信号（Ａ）を変調する場
合について説明する。
映像信号（Ｖ）及びオーディオ信号（Ａ）を変調する場
合について説明する。
まず、第1PLL回路15の可変分周器18の分周比Ｎをコン
トローラ35により可変して75に設定し、VCO17に発振周
波数fOを599.25MHzに設定する。次に３ステイトスイッ
チにより第２のPL回路28の可変分周器31の分周比Ｌを11
に設定すれば、VCO32の発振周波数（音声副搬送波信号
の周波数）fSは5.5（500KHz×11）MHzとなる。従って、
変調回路21の出力には、5.5MHzの音声副搬送波信号をオ
ーディオ信号（Ａ）によりFMした音声チャンネル信号と
ベースバンドの映像信号（Ｖ）とにより周波数が599.25
MHzの主搬送波信号をAM変調したTV信号STVが得られ、こ
のTV信号STVをミキサ27を通じてRF出力端子24bからTV受
信機24に送出することができる。この場合にも、第１図
の変調器と同様にTV信号STVの主搬送波信号の周波数誤
差が第１表から明らかな通り、37KHzまたは略０にする
ことができると同時に、可変分周器18の分周比Ｎは２桁
の整数で良いので小数点を含む場合に比べて可変分周器
の動作が高速になると共にその構成を簡易化することが
できる。なお、第３図において、３ステイトスイッチ34
により、可変分周器31の分周比Ｌを12に設定すれば、音
声副搬送波信号の周波数fSを6MHz、13に設定すればfSを
6.5MHzに可変することが可能である。
トローラ35により可変して75に設定し、VCO17に発振周
波数fOを599.25MHzに設定する。次に３ステイトスイッ
チにより第２のPL回路28の可変分周器31の分周比Ｌを11
に設定すれば、VCO32の発振周波数（音声副搬送波信号
の周波数）fSは5.5（500KHz×11）MHzとなる。従って、
変調回路21の出力には、5.5MHzの音声副搬送波信号をオ
ーディオ信号（Ａ）によりFMした音声チャンネル信号と
ベースバンドの映像信号（Ｖ）とにより周波数が599.25
MHzの主搬送波信号をAM変調したTV信号STVが得られ、こ
のTV信号STVをミキサ27を通じてRF出力端子24bからTV受
信機24に送出することができる。この場合にも、第１図
の変調器と同様にTV信号STVの主搬送波信号の周波数誤
差が第１表から明らかな通り、37KHzまたは略０にする
ことができると同時に、可変分周器18の分周比Ｎは２桁
の整数で良いので小数点を含む場合に比べて可変分周器
の動作が高速になると共にその構成を簡易化することが
できる。なお、第３図において、３ステイトスイッチ34
により、可変分周器31の分周比Ｌを12に設定すれば、音
声副搬送波信号の周波数fSを6MHz、13に設定すればfSを
6.5MHzに可変することが可能である。
以上の説明で明らかな通り、本発明によれば、可変分
周器の分周比を整数として連続的に可変するようにした
ので可変分周器の動作が高速になると共に、その構成を
簡易化することができる利点がある。
周器の分周比を整数として連続的に可変するようにした
ので可変分周器の動作が高速になると共に、その構成を
簡易化することができる利点がある。
また、基準発振器の基準周波数を変調回路の所定のチ
ャンネル間隔周波数より小さく、従来の8MHzに対して、
例えば7.995MHzから7.985MHzの範囲に設定しているの
で、変調出力（被変調信号）の周波数誤差を従来の約半
分以下に低減させることができる。
ャンネル間隔周波数より小さく、従来の8MHzに対して、
例えば7.995MHzから7.985MHzの範囲に設定しているの
で、変調出力（被変調信号）の周波数誤差を従来の約半
分以下に低減させることができる。
第１図は本発明のPLLを用いた変調器の基本構成を示す
ブロック図、第２図は本発明の周波数誤差の一例を示す
周波数スペクトル図、第３図は本発明の一実施例を示す
ブロック図、第４図は従来のPLLを用いたFM変調器の一
例を示すブロック図である。 15……PLL回路（第１のPLL回路） 16……基準発振器 17……VCO（電圧制御型発振器） 18……可変分周器 19……位相比較器 20……LPF（ローパスフィルタ） 21……変調回路 22……TVアンテナ 23……VTR（ビデオテープレコーダ） 24……TV受信機 25……分配器 26……TVチューナ 28……第2PLL回路 fr……基準周波数 fO……発振周波数 fch……チャンネル間隔周波数 Ｎ、Ｌ……分周比
ブロック図、第２図は本発明の周波数誤差の一例を示す
周波数スペクトル図、第３図は本発明の一実施例を示す
ブロック図、第４図は従来のPLLを用いたFM変調器の一
例を示すブロック図である。 15……PLL回路（第１のPLL回路） 16……基準発振器 17……VCO（電圧制御型発振器） 18……可変分周器 19……位相比較器 20……LPF（ローパスフィルタ） 21……変調回路 22……TVアンテナ 23……VTR（ビデオテープレコーダ） 24……TV受信機 25……分配器 26……TVチューナ 28……第2PLL回路 fr……基準周波数 fO……発振周波数 fch……チャンネル間隔周波数 Ｎ、Ｌ……分周比
Claims (1)
- 【請求項１】基準発振器、VCO、可変分周器及び位相比
較器を有し、前記VCOの発振出力を前記可変分周器によ
り分周した出力と前記基準発振器の出力とを前記位相比
較器により比較し、この比較出力をLPFを介して前記VCO
に供給して発振周波数を可変するようにしたPLL回路
と、変調信号及び前記VCOの発振出力が供給され、所定
のチャンネル間隔周波数の変調出力を発生する変調回路
とを備え、前記可変分周器の分周比（整数）を連続的に
可変すると共に、前記基準発振器の基準周波数を前記変
調回路の所定のチャンネル間隔周波数より0.06％から0.
2％小さく設定するようにしたことを特徴とするPLLを用
いた変調器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1317590A JP2811841B2 (ja) | 1989-12-08 | 1989-12-08 | Ｐｌｌを用いた変調器 |
| US07/622,954 US5079525A (en) | 1989-12-08 | 1990-12-06 | Audio-video modulator system on ic chip |
| DE69032520T DE69032520T2 (de) | 1989-12-08 | 1990-12-07 | RF-Modulator |
| EP90403498A EP0432052B1 (en) | 1989-12-08 | 1990-12-07 | RF modulator |
| KR1019900020086A KR100196250B1 (ko) | 1989-12-08 | 1990-12-07 | Rf변조기 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1317590A JP2811841B2 (ja) | 1989-12-08 | 1989-12-08 | Ｐｌｌを用いた変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03179929A JPH03179929A (ja) | 1991-08-05 |
| JP2811841B2 true JP2811841B2 (ja) | 1998-10-15 |
Family
ID=18089926
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1317590A Expired - Lifetime JP2811841B2 (ja) | 1989-12-08 | 1989-12-08 | Ｐｌｌを用いた変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2811841B2 (ja) |
-
1989
- 1989-12-08 JP JP1317590A patent/JP2811841B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03179929A (ja) | 1991-08-05 |
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