JP2787234B2 - 電源装置及び加速器 - Google Patents
電源装置及び加速器Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電源装置及び加速器に係り、特に、サイリス
タなどのスイッチング素子により交流電力を直流電力に
変換するに好適な電源装置及びこの電源装置を用いた加
速器に関する。
タなどのスイッチング素子により交流電力を直流電力に
変換するに好適な電源装置及びこの電源装置を用いた加
速器に関する。
加速器の電源、特にシンクロトロン用の電源にはサイ
リスタを用いた電力変換器が採用されている。従来のこ
の種の電源装置は、主リングとしてリング状に配置され
た電磁石に直流電力を高級するように構成されており、
加速器の入射、加速、取り出し、減速の繰り返し運転パ
ターンに応じて出力電力を制御するようになっている。
このため、この種の電源としては、所期の磁場を得るよ
うにインダクタンスの大きな誘導性負荷である電磁石を
パターン通電するために、出力電流がパターンに応じて
変化するばかりでなく、電圧もパターンに応じて大幅に
変化させる必要がある。すなわち、電源は、例えば加速
時に、Ｌ×di/dt＋Ｒ×ｉ（L:電磁石のインダクタン
ス、R:電磁石の抵抗、i:電流）で与えられる大きな電圧
を出力した後、取り出し時に電圧をＲ×ｉに絞り込む必
要がある。この場合、従来の変換装置では、取り出し時
に制御角を大きくしているため、電力変換装置入力側の
無効電力が増大し、また出力電圧に大きな脈動が生じる
ことがある。そこで、入力側の無効電力が過大とならな
いように、また出力電圧の脈動が小さくなるように、複
数の変換器のうち一台の変換器を短絡するバイパス投入
などの対策がおこなわれている。
リスタを用いた電力変換器が採用されている。従来のこ
の種の電源装置は、主リングとしてリング状に配置され
た電磁石に直流電力を高級するように構成されており、
加速器の入射、加速、取り出し、減速の繰り返し運転パ
ターンに応じて出力電力を制御するようになっている。
このため、この種の電源としては、所期の磁場を得るよ
うにインダクタンスの大きな誘導性負荷である電磁石を
パターン通電するために、出力電流がパターンに応じて
変化するばかりでなく、電圧もパターンに応じて大幅に
変化させる必要がある。すなわち、電源は、例えば加速
時に、Ｌ×di/dt＋Ｒ×ｉ（L:電磁石のインダクタン
ス、R:電磁石の抵抗、i:電流）で与えられる大きな電圧
を出力した後、取り出し時に電圧をＲ×ｉに絞り込む必
要がある。この場合、従来の変換装置では、取り出し時
に制御角を大きくしているため、電力変換装置入力側の
無効電力が増大し、また出力電圧に大きな脈動が生じる
ことがある。そこで、入力側の無効電力が過大とならな
いように、また出力電圧の脈動が小さくなるように、複
数の変換器のうち一台の変換器を短絡するバイパス投入
などの対策がおこなわれている。
上記従来技術の方式では、各電力変換器を順次バイパ
ス投入することによって、入力側の無効電力の変動を少
くすることが可能であるが、入力側の無効電力の急変を
避けることができず、バイパス投入時に、無効電力の変
動に伴って受電交流電圧（電力変換器の入力電圧）が変
動する。この電圧変動はほぼ次式によって表わされる。
ス投入することによって、入力側の無効電力の変動を少
くすることが可能であるが、入力側の無効電力の急変を
避けることができず、バイパス投入時に、無効電力の変
動に伴って受電交流電圧（電力変換器の入力電圧）が変
動する。この電圧変動はほぼ次式によって表わされる。
ΔＶ＝Ｘ×ΔＱ ……（１） Ｘ ：電源のリアクタンス ΔQ:無効電力変動量 で与えられる。例えば、Ｘ＝10％（10MVA）、ΔＱ＝2MV
AのときにはΔＶ＝２％となる。
AのときにはΔＶ＝２％となる。
ところが、加速器の電源は、加速粒子を安定に加速す
るために、例えば１×10-5というような極めて高い精度
で出力電流を制御する必要がある。このため、交流電圧
変動はこの出力電流の高精度制御に対して外乱となり、
制御性能を阻害する恐れがある。
るために、例えば１×10-5というような極めて高い精度
で出力電流を制御する必要がある。このため、交流電圧
変動はこの出力電流の高精度制御に対して外乱となり、
制御性能を阻害する恐れがある。
一方、「陽子シンクロトロン主電磁石電源制御装置」
日立評論Vol.60.No.10.頁47〜52.1978年に記載されてい
るように、電力変換装置をコンバータ、インバータ運転
して無効電力を少くするようにしたものが提案されてい
る。この方式は、２台の電力変換装置を、出力電圧に応
じてコンバータ又はインバータ運転するようにしたもの
である。例えば、高電圧出力時には一方の変換装置をコ
ンバータ運転し、他方の変換装置をコンバータ運転し、
中間電圧出力時には一方の変換装置をコンバータ運転
し、他方の変換装置をインバータ運転し、更に負電圧出
力時に一方の変換装置をインバータ運転し、他方の変換
装置をインバータ運転するようにしたものである。とこ
ろが、この運転方式の場合でも、一方の変換装置をコン
バータ運転し、他方の変換装置をインバータ運転する場
合、一方の変換装置に対する制御角を一定とし、他方の
変換装置に対する制御角を可変とする制御をおこなう
と、第６図の曲線Ａで示されるように、無効電力が変化
し、バイパス投入方式の場合と同様に受電交流電圧が変
動する恐れがある。
日立評論Vol.60.No.10.頁47〜52.1978年に記載されてい
るように、電力変換装置をコンバータ、インバータ運転
して無効電力を少くするようにしたものが提案されてい
る。この方式は、２台の電力変換装置を、出力電圧に応
じてコンバータ又はインバータ運転するようにしたもの
である。例えば、高電圧出力時には一方の変換装置をコ
ンバータ運転し、他方の変換装置をコンバータ運転し、
中間電圧出力時には一方の変換装置をコンバータ運転
し、他方の変換装置をインバータ運転し、更に負電圧出
力時に一方の変換装置をインバータ運転し、他方の変換
装置をインバータ運転するようにしたものである。とこ
ろが、この運転方式の場合でも、一方の変換装置をコン
バータ運転し、他方の変換装置をインバータ運転する場
合、一方の変換装置に対する制御角を一定とし、他方の
変換装置に対する制御角を可変とする制御をおこなう
と、第６図の曲線Ａで示されるように、無効電力が変化
し、バイパス投入方式の場合と同様に受電交流電圧が変
動する恐れがある。
本発明の目的は、電力変換器入力側の無効電力の変動
を抑制することができる電源装置及び加速器を提供する
ことにある。
を抑制することができる電源装置及び加速器を提供する
ことにある。
前記目的を達成するために、本発明は、互いに直列接
続され、スイッチング信号を受けて交流電源からの交流
電力を直流電力に変換する複数の電力変換器と、全ての
電力変換器に対する制御量を運転指令に従って出力する
制御量出力手段と、制御量に関する一対の関数であっ
て、運転指令で指定された目標出力電圧を各電力変換器
の出力電圧で分担し得る値でかつ各電力変換器入力側の
無効電力の変化を抑制する値の集合からなる関数を有
し、各関数の値の中から制御量に従った関数値で制御角
の互いの差がほぼ15度×ｎ（ｎは奇数）の関数を満たす
関数値を選択する関数発生手段と、各関数値に応じた制
御各のスイッチング信号を各電力変換器へ出力するスイ
ッチング信号発生手段とを備えている電源装置を構成し
たものである。
続され、スイッチング信号を受けて交流電源からの交流
電力を直流電力に変換する複数の電力変換器と、全ての
電力変換器に対する制御量を運転指令に従って出力する
制御量出力手段と、制御量に関する一対の関数であっ
て、運転指令で指定された目標出力電圧を各電力変換器
の出力電圧で分担し得る値でかつ各電力変換器入力側の
無効電力の変化を抑制する値の集合からなる関数を有
し、各関数の値の中から制御量に従った関数値で制御角
の互いの差がほぼ15度×ｎ（ｎは奇数）の関数を満たす
関数値を選択する関数発生手段と、各関数値に応じた制
御各のスイッチング信号を各電力変換器へ出力するスイ
ッチング信号発生手段とを備えている電源装置を構成し
たものである。
前記電源装置を構成するに際しては、以下の要素を付
加することができる。
加することができる。
（１）電力変換器の出力電流を検出する電流検出手段
と、電流検出手段の検出出力と運転パターンとの偏差を
零に抑制するための運転指令を出力する運転指令手段と
を備えている。
と、電流検出手段の検出出力と運転パターンとの偏差を
零に抑制するための運転指令を出力する運転指令手段と
を備えている。
また、本発明は、素粒子の移動路を形成するリング状
の加速空洞と、加速空洞に沿って配置されて素粒子に対
する直流磁場を形成する複数の電磁石と、互いに直列接
続され、スイッチング信号を受けて交流電源からの交流
電力を直流電力に変換して各電磁石に供給する複数の電
力変換器と、全ての電力変換器に対する制御量を運転指
令に従って出力する制御量出力手段と、制御量に関する
一対の関数であって、運転指令で指定された目標出力電
圧を各電力変換器の出力電圧で分担し得る値でかつ各電
力変換器入力側の無効電力の変化を抑制する値の集合か
らなる関数を有し、各関数の値の中から制御値に従った
関数値で互いの差が一定となる関数値を選択する関数発
生手段と、各関数値に応じた制御角であって、互いの制
御角の差がほぼ15度×ｎ（ｎは自然数）の関数を満たす
スイッチング信号を各電流変換器へ出力するスイッチン
グ信号発生手段とを備えている加速器を構成したもので
ある。
の加速空洞と、加速空洞に沿って配置されて素粒子に対
する直流磁場を形成する複数の電磁石と、互いに直列接
続され、スイッチング信号を受けて交流電源からの交流
電力を直流電力に変換して各電磁石に供給する複数の電
力変換器と、全ての電力変換器に対する制御量を運転指
令に従って出力する制御量出力手段と、制御量に関する
一対の関数であって、運転指令で指定された目標出力電
圧を各電力変換器の出力電圧で分担し得る値でかつ各電
力変換器入力側の無効電力の変化を抑制する値の集合か
らなる関数を有し、各関数の値の中から制御値に従った
関数値で互いの差が一定となる関数値を選択する関数発
生手段と、各関数値に応じた制御角であって、互いの制
御角の差がほぼ15度×ｎ（ｎは自然数）の関数を満たす
スイッチング信号を各電流変換器へ出力するスイッチン
グ信号発生手段とを備えている加速器を構成したもので
ある。
前記加速器を構成するに際しては、以下の要素を付加
することができる。
することができる。
（１）電力変換器の出力電流を検出する電流検出手段
と、電流検出手段の検出出力と運転パターンとの偏差を
零に抑制するための運転指令を出力する運転指令手段と
を備えている。
と、電流検出手段の検出出力と運転パターンとの偏差を
零に抑制するための運転指令を出力する運転指令手段と
を備えている。
各電力変換器に対する制御角と、目標出力電圧を各電
力変換器の出力電圧で分担し得る値でかつ各電力変換器
入力側の無効電力の変化を抑制する値から定められてお
り、電力変換器全体の出力電圧を下げる場合でも、電力
変換器全体の出力電圧は運転指令に合わせて低下する
が、各電力変換器で分担する出力電力は入力側の無効電
力の変化を抑制する値に設定される。このため電力変換
器の出力電圧が変化しても入力側の無効電力の変動が抑
制され、受電交流電圧の変動を抑制することが可能とな
る。また各変換器に対する制御角の位相差をほぼ15度×
ｎの関係に設定すれば、各電力変換器の出力脈動を抑制
することができる。
力変換器の出力電圧で分担し得る値でかつ各電力変換器
入力側の無効電力の変化を抑制する値から定められてお
り、電力変換器全体の出力電圧を下げる場合でも、電力
変換器全体の出力電圧は運転指令に合わせて低下する
が、各電力変換器で分担する出力電力は入力側の無効電
力の変化を抑制する値に設定される。このため電力変換
器の出力電圧が変化しても入力側の無効電力の変動が抑
制され、受電交流電圧の変動を抑制することが可能とな
る。また各変換器に対する制御角の位相差をほぼ15度×
ｎの関係に設定すれば、各電力変換器の出力脈動を抑制
することができる。
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。
第１図において、電磁石10は、素粒子の移動路を形成
するリング状の加速空洞に沿ってリング状に配置され、
直流電力を受けて素粒子に直流磁場を与えるように形成
されている。なお、この電磁石10は偏向電磁石などとし
て用いられ、通常複数の電磁石で構成されるが、第１図
においては単一の電磁石のみが示されている。そして電
磁石10には電力変換器12,14から直流電力が印加される
ようになっている。電力変換器12,14は互いに直列接続
されており、電力変換器12はサイリスタ整流器16,18か
ら構成され、電力変換器14はサイリスタ整流器20,22か
ら構成されている。各整流器16〜22は３対のサイリスタ
を備え、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する
ようになっている。整流器16と18には互いに位相が30度
異なる３相交流電力が供給され、整流器20,22には位相
が互いに30度異なる３相交流電力が供給されており、各
整流器16〜22からは６相整流による直流電圧が出力され
るようになっている。すなわち各電力変換器12,14はそ
れぞれ12相整流による直流電力を出力するようになって
いる。更に各整流器16〜22は制御角α1,α２のスイッチ
ング信号によって変換出力が制御されるようになってい
る。制御角α1,α２は自動パルス移相装置24,26によっ
て生成されるようになっている。この移相装置24,26は
それぞれ関数器28,30を介して制御装置32に接続されて
いる。制御装置32には電磁石10の電流を検出する電流検
出器34からの信号が供給されている。
するリング状の加速空洞に沿ってリング状に配置され、
直流電力を受けて素粒子に直流磁場を与えるように形成
されている。なお、この電磁石10は偏向電磁石などとし
て用いられ、通常複数の電磁石で構成されるが、第１図
においては単一の電磁石のみが示されている。そして電
磁石10には電力変換器12,14から直流電力が印加される
ようになっている。電力変換器12,14は互いに直列接続
されており、電力変換器12はサイリスタ整流器16,18か
ら構成され、電力変換器14はサイリスタ整流器20,22か
ら構成されている。各整流器16〜22は３対のサイリスタ
を備え、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する
ようになっている。整流器16と18には互いに位相が30度
異なる３相交流電力が供給され、整流器20,22には位相
が互いに30度異なる３相交流電力が供給されており、各
整流器16〜22からは６相整流による直流電圧が出力され
るようになっている。すなわち各電力変換器12,14はそ
れぞれ12相整流による直流電力を出力するようになって
いる。更に各整流器16〜22は制御角α1,α２のスイッチ
ング信号によって変換出力が制御されるようになってい
る。制御角α1,α２は自動パルス移相装置24,26によっ
て生成されるようになっている。この移相装置24,26は
それぞれ関数器28,30を介して制御装置32に接続されて
いる。制御装置32には電磁石10の電流を検出する電流検
出器34からの信号が供給されている。
制御装置32は加速器の入射、加速、取り出し、減速の
繰り返し運転パターンを示す電流と電流検出器34の出力
との偏差を零に抑制するための運転指令として、各電力
変換器12,14に対する制御量ａの信号を出力する制御量
出力手段として構成されている。この制御量ａは関数器
28,30に与えられ、各関数器28,30は制御量ａに従った制
御量a1,a2を出力する関数発生手段として構成されてい
る。すなわち、関数器28,30は、第２図に示されるよう
に、制御量ａに関する一対の関数f1（ａ）,f2（ａ）で
あって、運転指令で指定された目標出力電圧を各電力変
換器12,14の出力電圧で分担し得る値でかつ各電力変換
器12,14入力側の無効電力Ｑの変化を抑制する値の集合
からなる関数を有し、各関数の値の中から制御量ａに従
った関数a1,a2を選択する関数発生手段として構成され
ている。
繰り返し運転パターンを示す電流と電流検出器34の出力
との偏差を零に抑制するための運転指令として、各電力
変換器12,14に対する制御量ａの信号を出力する制御量
出力手段として構成されている。この制御量ａは関数器
28,30に与えられ、各関数器28,30は制御量ａに従った制
御量a1,a2を出力する関数発生手段として構成されてい
る。すなわち、関数器28,30は、第２図に示されるよう
に、制御量ａに関する一対の関数f1（ａ）,f2（ａ）で
あって、運転指令で指定された目標出力電圧を各電力変
換器12,14の出力電圧で分担し得る値でかつ各電力変換
器12,14入力側の無効電力Ｑの変化を抑制する値の集合
からなる関数を有し、各関数の値の中から制御量ａに従
った関数a1,a2を選択する関数発生手段として構成され
ている。
すなわち、各関数f1（ａ）,f2（ａ）は以下の点を考
慮して設定されている。例えば各電力変換器12,14の容
量が等しく、回路損失、重なり角を省略すると各電力変
換器12,14の入出力間には次の式が成立する。
慮して設定されている。例えば各電力変換器12,14の容
量が等しく、回路損失、重なり角を省略すると各電力変
換器12,14の入出力間には次の式が成立する。
Ｐ＝Edo×（cosα１＋cosα２）×ｉ ……（２） Ｑ＝Edo×（sinα１＋sinα２）×ｉ ……（３） ここに、P:入力有効電力、Q:入力無効電力、Edo:無制
御時の無負荷電圧、i:直流電流を示す。
御時の無負荷電圧、i:直流電流を示す。
ここで、電力変換器12,14の負荷はインダクタンスが
大きいため、ｉの急変はないこと、また交流電圧が一定
のときにはEdoは一定であることから、Ｑを一定にする
には、sinα１＋sinα２を一定にすればよいことにな
る。一方、出力電圧はEdo×（cosα１＋cosα２）で与
えられる。従って、出力電圧を変化させるには、sinα
１＋sinα２をほぼ一定とする条件の基で、cosα１＋co
sα２を変化させればよいことになる。言い換えれば、
全体の制御量ａをａ＝cosα１＋cosα２、各電力変換器
12,14の制御量をa1＝cosα１、a2＝cosα２として、sin
α１＋sinα２をほぼ一定とする条件の基に制御量ａをa
1,a2に振り分けることによって、Ｑのほぼ一定とするた
めの制御量a1,a2を選択することが可能となる。そして
制御量a1,a2が選択されると、この制御量a1,a2に従った
制御角α1,α２が自動パルス移相装置24,26によって生
成され、制御角α1,α２に従ったスイッチング信号が各
整流器16,18,20,22のサイリスタのゲードに供給され、
変換器の変換出力が制御される。
大きいため、ｉの急変はないこと、また交流電圧が一定
のときにはEdoは一定であることから、Ｑを一定にする
には、sinα１＋sinα２を一定にすればよいことにな
る。一方、出力電圧はEdo×（cosα１＋cosα２）で与
えられる。従って、出力電圧を変化させるには、sinα
１＋sinα２をほぼ一定とする条件の基で、cosα１＋co
sα２を変化させればよいことになる。言い換えれば、
全体の制御量ａをａ＝cosα１＋cosα２、各電力変換器
12,14の制御量をa1＝cosα１、a2＝cosα２として、sin
α１＋sinα２をほぼ一定とする条件の基に制御量ａをa
1,a2に振り分けることによって、Ｑのほぼ一定とするた
めの制御量a1,a2を選択することが可能となる。そして
制御量a1,a2が選択されると、この制御量a1,a2に従った
制御角α1,α２が自動パルス移相装置24,26によって生
成され、制御角α1,α２に従ったスイッチング信号が各
整流器16,18,20,22のサイリスタのゲードに供給され、
変換器の変換出力が制御される。
以上の構成において、各電力変換器12,14を例えば第
３図に示されるような運転パターンによって運転する場
合、時間T1までの入射においては変換器12がインバータ
運転され、変換器14はコンバータ運転される。そして時
間T1から時間T2までの加速の間は変換器12がインバータ
からコンバータの運転となり、変換器14はコンバータ運
転が継続される。そして時間T2から時間T3までの取り出
しの間は変換器12の出力電圧を下げる制御がおこなわ
れ、変換14の出力電圧を一定とする制御がおこなわれ
る。この後時間T3以降のリセットは各変換器がインバー
タ運転され、加速器の入射、加速、取り出し、リセット
の運転がおこなわれ、同様な運転が継続しておこなわれ
る。
３図に示されるような運転パターンによって運転する場
合、時間T1までの入射においては変換器12がインバータ
運転され、変換器14はコンバータ運転される。そして時
間T1から時間T2までの加速の間は変換器12がインバータ
からコンバータの運転となり、変換器14はコンバータ運
転が継続される。そして時間T2から時間T3までの取り出
しの間は変換器12の出力電圧を下げる制御がおこなわ
れ、変換14の出力電圧を一定とする制御がおこなわれ
る。この後時間T3以降のリセットは各変換器がインバー
タ運転され、加速器の入射、加速、取り出し、リセット
の運転がおこなわれ、同様な運転が継続しておこなわれ
る。
以上のような運転において、制御量a1と制御量a2を等
しい条件にすると、第４図の特性Ｂに示されるような電
力特性となり、大きな無効電力が発生する。また制御量
a1を一定とし制御量a2を可変にすると、特性Ｃ（第６図
のＡに等しい）に従った電力特性となり、無効電力は小
さくなるが、変動は大きい。一方、sinα１＋sinα２の
変化量を最小とする条件の基に制御量a1,a2を設定すれ
ば、特性Ｄに従った電力特性が得られ、無効電力Ｑの変
化を抑制することができる。この場合、第５図に示され
るように、各変換器12,14の合計の目標出力電圧に対し
て各変換器12,14の出力電圧の分担する値は異なるが、
各変換器12,14の出力電圧のトータルの値が目標出力電
圧と等しくなり、入力側の無効電力Ｑの変化を抑制した
状態で変換器12,14の出力電圧を低下させることが可能
となる。
しい条件にすると、第４図の特性Ｂに示されるような電
力特性となり、大きな無効電力が発生する。また制御量
a1を一定とし制御量a2を可変にすると、特性Ｃ（第６図
のＡに等しい）に従った電力特性となり、無効電力は小
さくなるが、変動は大きい。一方、sinα１＋sinα２の
変化量を最小とする条件の基に制御量a1,a2を設定すれ
ば、特性Ｄに従った電力特性が得られ、無効電力Ｑの変
化を抑制することができる。この場合、第５図に示され
るように、各変換器12,14の合計の目標出力電圧に対し
て各変換器12,14の出力電圧の分担する値は異なるが、
各変換器12,14の出力電圧のトータルの値が目標出力電
圧と等しくなり、入力側の無効電力Ｑの変化を抑制した
状態で変換器12,14の出力電圧を低下させることが可能
となる。
また、制御量ａをa1,a2に振り分ける際に、制御角
α1,α２の位相差を電気角で約15度、45度、75度、105
度など15度×ｎ（ｎは自然数）の関係を満たす条件を加
え、かつsinα１＋sinα２の変化が小さくなるようにす
れば、各変換器12,14の出力脈動の位相をほぼ逆位相に
できるため、合計の出力脈動を抑制することができる。
例えば、加速器の出力脈動を抑える必要のある取り出し
時に、Ｒ×ｉの出力電圧の付近では制御角の上で前述し
た関係を満たすようにすれば、出力脈動を小さくするこ
とができる。この場合、制御角α２−α１が15度×ｎの
値で一定となるように、制御量α1,α２を設定すれば、
第４図の特性Ｅで示されるような電力特性が得られ、無
効電力の変化を抑制した状態で出力脈動を小さくするこ
とが可能となる。
α1,α２の位相差を電気角で約15度、45度、75度、105
度など15度×ｎ（ｎは自然数）の関係を満たす条件を加
え、かつsinα１＋sinα２の変化が小さくなるようにす
れば、各変換器12,14の出力脈動の位相をほぼ逆位相に
できるため、合計の出力脈動を抑制することができる。
例えば、加速器の出力脈動を抑える必要のある取り出し
時に、Ｒ×ｉの出力電圧の付近では制御角の上で前述し
た関係を満たすようにすれば、出力脈動を小さくするこ
とができる。この場合、制御角α２−α１が15度×ｎの
値で一定となるように、制御量α1,α２を設定すれば、
第４図の特性Ｅで示されるような電力特性が得られ、無
効電力の変化を抑制した状態で出力脈動を小さくするこ
とが可能となる。
なお、24相整流の場合には、α２−α１を7.5度×ｎ
となるようにすれば同様の効果を得ることができる。
となるようにすれば同様の効果を得ることができる。
以上説明したように、本発明によれば、出力電圧を変
化させるときに入力側の無効電力の変化を抑制すること
ができるため、受電交流電圧の変動を抑制することが可
能となり、高安定度の制御が可能となる。更に一定の条
件の基でスイッチング信号の制御角を制御すれば、入力
側の無効電力の変化を抑制した状態で出力脈動を少くす
ることが可能となる。
化させるときに入力側の無効電力の変化を抑制すること
ができるため、受電交流電圧の変動を抑制することが可
能となり、高安定度の制御が可能となる。更に一定の条
件の基でスイッチング信号の制御角を制御すれば、入力
側の無効電力の変化を抑制した状態で出力脈動を少くす
ることが可能となる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は制御
量の特性図、第３図は第１図に示す加速器の作用を説明
するための波形図、第４図は第１図に示す加速器の作用
を説明するための有効電力と無効電力との関係を示す線
図、第５図は第１図に示す装置の作用を説明するための
波形図、第６図は従来例の有効電力と無効電力との関係
を示す線図である。 10……電磁石、12,14……電力変換器、 16,18,20,22……サイリスタ整流器、 24,26……自動パルス移相装置、 28,30……関数器、32……制御装置、 34……電流検出器。
量の特性図、第３図は第１図に示す加速器の作用を説明
するための波形図、第４図は第１図に示す加速器の作用
を説明するための有効電力と無効電力との関係を示す線
図、第５図は第１図に示す装置の作用を説明するための
波形図、第６図は従来例の有効電力と無効電力との関係
を示す線図である。 10……電磁石、12,14……電力変換器、 16,18,20,22……サイリスタ整流器、 24,26……自動パルス移相装置、 28,30……関数器、32……制御装置、 34……電流検出器。
Claims (4)
- 【請求項１】互いに直列接続され、スイッチング信号を
受けて交流電源からの交流電力を直流電力に変換する複
数の電力変換器と、全ての電力変換器に対する制御量を
運転指令に従って出力する制御量出力手段と、制御量に
関する一対の関数であって、運転指令で指定された目標
出力電圧を各電力変換器の出力電圧で分担し得る値でか
つ各電力変換器入力側の無効電力の変化を抑制する値の
集合からなる関数を有し、各関数の値の中から制御量に
従った関数値で制御角の互いの差がほぼ15度×ｎ（ｎは
奇数）の関数を満たす関数値を選択する関数発生手段
と、各関数値に応じた制御角のスイッチング信号を各電
力変換器へ出力するスイッチング信号発生手段とを備え
ている電源装置。 - 【請求項２】電力変換器の出力電流を検出する電流検出
手段と、電流検出手段の検出出力と運転パターンとの偏
差を零に抑制するための運転指令を出力する運転指令手
段とを備えている請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】素粒子の移動路を形成するリング状の加速
空洞と、加速空洞に沿って配置されて素粒子に対する直
流磁場を形成する複数の電磁石と、互いに直列接続さ
れ、スイッチング信号を受けて交流電源からの交流電力
を直流電力に変換して各電磁石に供給する複数の電力変
換器と、全ての電力変換器に対する制御量を運転指令に
従って出力する制御量出力手段と、制御量に関する一対
の関数であって、運転指令で指定された目標出力電圧を
各電力変換器の出力電圧で分担し得る値でかつ各電力変
換器入力側の無効電力の変化を抑制する値の集合からな
る関数を有し、各関数の値の中から制御量に従った関数
値で互いの差が一定となる関数値を選択する関数発生手
段と、各関数値に応じた制御角であって、互いの制御角
の差がほぼ15度×ｎ（ｎは自然数）の関数を満たすスイ
ッチング信号を各電流変換器へ出力するスイッチング信
号発生手段とを備えている加速器。 - 【請求項４】電力変換器の出力電流を検出する電流検出
手段と、電流検出手段の検出出力と運転パターンとの偏
差を零に抑制するための運転指令を出力する運転指令手
段とを備えている請求項３記載の加速器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1238443A JP2787234B2 (ja) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | 電源装置及び加速器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1238443A JP2787234B2 (ja) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | 電源装置及び加速器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03103075A JPH03103075A (ja) | 1991-04-30 |
| JP2787234B2 true JP2787234B2 (ja) | 1998-08-13 |
Family
ID=17030300
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1238443A Expired - Fee Related JP2787234B2 (ja) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | 電源装置及び加速器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2787234B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5643220A (en) * | 1979-06-25 | 1981-04-21 | University Patents Inc | Method of using novel nonlinear optical substance and diacetylenes |
| JPH0226274A (ja) * | 1988-07-13 | 1990-01-29 | Toshiba Corp | 電力変換装置の制御方法 |
-
1989
- 1989-09-14 JP JP1238443A patent/JP2787234B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03103075A (ja) | 1991-04-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |