JP2727451B2 - Tone generator - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
[発明の技術分野]
本発明は複数の波形を任意に組合わせることにより所
望の楽音を発生することのできる電子楽器の楽音発生装
置に関する。
[従来技術とその問題点]
従来より種々の波形合成装置が知られているが、回路
数等の規模が大きくなりすぎたり、生成できる波形の種
類が限られたりする問題がある。例えば、正弦波合成方
法では、
(ここにWoは基本角周波数、anはフーリエ係数)という
関係式に基づいて波形Y1を、基本周波の波形メモリ及び
その整数倍の波形メモリをアクセルし、夫々異なる重み
anを乗じて振幅の異なる正弦波発生系列を生成し、それ
らを加えることにより作成する。これから、明らかなよ
うに、目的とする波形として、多数の倍音成分を有する
波形を得ようとする場合にはその数に相当する多数の波
形メモリ、及び関連する各波形演算回路を必要とし、装
置が大型化してしまうという欠点があった。
また、FM変調方式ではY2=A sin(Wct+I sinWmt)
(ここにWcはキャリア各周波数、Wmは変調波の角周波
数、Iは変調指数、Aは振幅である)という関係式に基
づいて波形Y2を生成する。この方式は比較的少ない正弦
波発生系列で比較的多くの倍音成分を発生させることが
できるが、スペクトルで評価してみた場合、例えば擦弦
楽器等のようななだらかなスペクトル包絡をもつ波形を
生成することができない、またスペクトル分布が徐々に
変化して行くような波形列を生成できないといった欠点
があった。更にノイズに近い波形を任意に得ることがで
きないという欠点があった。
[発明の目的]
したがって、本発明の目的は簡単な構成により、様々
な波形を発生することができる楽音発生装置を提供する
ことにある。
[発明の要点]
本発明の目的は、一連のモジュールタイムにわたる波
形合成型動作シーケンスにより出力すべき楽音波形を合
成する楽音発生装置において、
(A)モジュールタイム別に動作制御信号(C0〜C8)を
発生する制御回路(5)と、
(B)モジュールタイム別に位相信号(qRij)を発生す
る位相回路(4)、および、モジュールタイム別にエン
ベロープ信号(Eij)を発生するエンベロープ発生回路
(3)とを有する楽音パラメータ発生回路(3,4)と、
(C)上記動作制御信号と、上記位相信号および上記エ
ンベロープ信号からなる楽音パラメータに基づき波形合
成動作シーケンスを実行して楽音波形を合成する波形生
成回路(6)とを備え、
上記波形生成回路が、
(D)その信号路上に配置された波形メモリ(12)を有
し、モジュールタイム別にモジュール波形を生成するモ
ジュール波形生成回路(8〜12,18〜20,25〜27)を含
み、
上記モジュール波形生成回路が、
(E)位相信号選択回路(8)、および、エンベロープ
信号選択回路(25,26)を含むとともに、
上記動作制御信号のうちの第1の部分(C2,C3,C8)に
従って、
(i)上記楽音パラメータ発生回路からの楽音パラメー
タ、または、
(ii)上記波形生成回路の中間生成結果を、上記位相信
号選択回路およびエンベロープ信号選択回路に、それぞ
れ、選択入力させることにより、モジュールタイム別に
使用すべき楽音パラメータを選択する楽音パラメータ選
択回路(8,25,26)を、入力ポートとして含み、
(F)上記位相信号選択回路により選択された出力にし
たがって読み出された上記波形メモリの出力に、上記エ
ンベロープ信号選択回路により選択された出力を付与す
ることにより、モジュール波形出力を生成し、
上記モジュール波形生成回路が、さらに、
(G)ノイズ選択回路(13〜18,27)を含み、
上記ノイズ選択回路が、
(H)ノイズを発生するノイズ発生回路(13)と、
(I)上記動作制御信号のうちの第2の部分(C6,C5,C
4)にしたがって、ノイズ変調の有無およびノイズ変調
されたモジュール波形出力の種別を決定するノイズ変調
制御回路(14,15)と、
(J)上記ノイズ変調制御回路による上記ノイズ変調の
有無にしたがって、上記ノイズ発生回路(13)から出力
されるノイズ信号により、上記エンベロープ信号選択回
路(25,26)の出力をノイズ変調するノイズ変調回路(2
7)を含み、
(K)上記ノイズ選択回路が、上記ノイズ変調制御回路
による上記種別にしたがって、
(i)上記動作制御信号のうちの第2の部分が第1の特
定の状態(C6=1,C5=1,C4=0)のときに、上記波形メ
モリの出力に、上記エンベロープ信号選択回路からノイ
ズ変調された出力を付与したモジュール波形出力を形成
し、
(ii)上記第2の部分が第2の特定の状態(C6=1,C5=
1,C4=1)のときに、上記波形メモリの出力以外の他の
出力に、上記エンベロープ信号選択回路からのノイズ変
調された出力を付与したモジュール波形出力を形成する
ように構成され、
(L)以って、所望のモジュールタイムにおいて、上記
第2の部分の状態にしたがって、波形メモリの出力自体
がノイズ変調されたモジュール波形出力、および、他の
出力がノイズ変調されたモジュール波形出力のいずれか
一方が、上記モジュール波形生成回路から出力されるこ
とを特徴とする楽音発生装置により達成される。
本発明の好ましい実施態様においては、上記エンベロ
ープ選択回路が、(i)過去のモジュールタイムで上記
モジュール波形生成回路が生成したモジュール波形と上
記エンベロープ信号との和、または、(ii)上記エンベ
ロープ信号のいずれかを選択入力するようになっている
(第2項)。
本発明のさらに好ましい実施態様においては、上記ノ
イズ変調回路が、上記組合せ回路の出力に従って信号路
上の信号をゲート制御するようになっている(第3
項)。
[発明の作用、展開]
この発明によれば、波形生成回路手段は、複数の時分
割モジュールとして動作する単一の波形生成ユニットで
構成される。各モジュールは外部の制御回路手段から与
えられるモジュール独立の制御信号に従って、波形を生
成する。例えば、制御信号は、各モジュールで生成した
波形を最終的な楽音の一部として組み込むかどうかを指
示することができ、指示されている場合、波形生成回路
手段は、現在のモジュールで生成した波形を内部の累算
波形に加算する。さらに、モジュール同士の波形の組み
合わせ方を制御する手段としてパラメータ選択回路手段
が使用される。例えば、パラメータ選択回路手段は、現
モジュールで生成する波形が過去のモジュールの波形と
独立したものである場合(例えば過去のモジュールの波
形に単に加算される波形の場合)には、波形データ生成
回路手段からの波形データのみを現モジュールで生成す
る波形のパラメータ(例えば、位相信号、エンベロープ
信号)として使用する。一方、現モジュールで生成する
波形が過去の1以上のモジュールで生成した波形と何ら
かの形で依存する場合には、その依存の態様に従って、
過去のモジュールの波形(または累積波形)を現モジュ
ールの波形パラメータとして選択することができる。さ
らに、所望であれば、過去のモジュールで生成した波形
と現モジュールの波形データを任意に組み合わせたもの
を現モジュールの波形パラメータにすることもできる。
さらに、本発明によれば、波形生成回路手段内にノイ
ズ波形選択回路手段が設けられ、このノイズ波形選択回
路手段は、現モジュールの波形をノイズ変調するかどう
かを制御信号に従って選択的に実行する。
以上のように、波形生成回路手段は単一のユニットで
ありながら、モジュールと呼ばれる時間を単位として、
複数のモジュールにおいて生成される波形同士を制御信
号の自由度の範囲において任意に組み合わせることがで
き、ノイズ変調された波形も、モジュールを単位とし
て、所望のモジュールにおいて選択的に生成することが
できる。したがって、回路規模はコンパクトであるにも
かかわらず、非常に豊富な楽音を合成可能である。
ここに、ノイズ選択回路手段は、(a)ノイズを発生
するノイズ発生回路手段(13)と、(b)第2の所定の
動作制御信号部分(C4、C5、C6)と上記ノイズとを組み
合わせる組合せ回路手段(15、16)と、(c)上記モジ
ュール波形生成回路手段の信号路上に設けられ、上記組
合せ回路手段の出力に従って信号路上の信号を選択的に
ノイズ変調するノイズ変調回路手段(27、18)と、から
成る。
したがって、組合せ回路手段の出力は信号路上の信号
に対し、一種の動作制御信号として機能する。換言すれ
ば、上記制御信号発生回路手段、ノイズ発生回路手段及
び組合せ回路手段の全体が、波形生成回路手段に対する
動作制御信号をモジュールタイム別に発生する手段とし
て機能しているわけである。
この発明によれば、所望のモジュール波形(合成楽音
波形の成分)をノイズ変調できるのみならず、ノイズ変
調されたモジュール波形を次または後続のモジュールタ
イムで楽音パラメータとして選択使用することにより、
より複雑なモジュール波形を合成できる。
さらに好ましい構成例にあっては、波形生成回路手段
内には基本波形を記憶する基本波形メモリとこのメモリ
が出力する基本波形の歪みの深さを制御信号に従って選
択する位相角変更回路手段が設けられる。
後述する実施例においては、波形生成回路手段は入力
ポートとして位相ポートθと振幅(エンベロープ)ポー
トEを有し、位相ポートからの信号は正弦波メモリで正
弦波に変換され、この出力に振幅ポートからの信号が乗
算される。したがって、乗算出力(モジュール出力)は
形式的には、
E sin θ
で与えられる。ここで、位相ポートからの信号は、パラ
メータ選択回路手段により、選択された位相パラメータ
であり、ある場合には、現モジュールのために、原位相
角発生回路手段が生成した位相データqRiであり、ある
場合には、過去、例えば1モジュール過去の波形Ei-1si
nqRi-1であり、ある場合には、過去の2モジュールで生
成した波形の累積値Ei-1sinqRi-1+Ei-2sinqRi-2であり
得る。また、振幅ポートからの信号は、パラメータ選択
回路手段またはノイズ波形選択回路手段により選択され
た振幅パラメータであり、ある場合には、現モジュール
のためにエンベロープ発生回路が生成したエンベロープ
データEiであり、ある場合には現モジュールのエンベロ
ープデータに過去、例えば1モジュール過去の波形を加
算したものEi+Ei-1sinqRi-1であり、ある場合には、ノ
イズ化された振幅パラメータNであり得る。要するに、
上式のEとθに、多数の候補のなかから1つを代入する
ことにより、様々な波形を演算しているわけである。さ
らに、sinθの項は、位相角変更回路手段により、段階
的に位相歪みの深さを変更できるようになっている。
この実施例は、位相ポートが1つ、振幅ポートが1つ
という極めて簡単な構成であって有利だが、所望であれ
ば、各モジュールで使用可能な位相パラメータと振幅パ
ラメータの数を複数とし、各パラメータを各ポートから
与えるようにしてもよい。
[実施例]
以下、図面を参照して本発明の一実施例を説明する。
第1図は本発明の適用される電子楽器のブロック図で
ある。都合上8音ポリフォニックとする。鍵盤回路1は
鍵のオン/オフを検出するスイッチをマトリクス状に配
線したもので、キーアサイナ2によって走査される。キ
ーアサイナ2では鍵盤回路1の鍵のオン/オフを検出
し、新たにキーオンがあったら現在発音中でない発音チ
ャンネル(仮にチャンネル0とする)にその鍵のキーコ
ードKC0及びアタック開始信号A0を発生する。エンベロ
ープ発生回路3、原位相角発生回路4、波形生成回路6
は1音につき4系列で、8音分、つまり合計32系列分の
データを取り扱うため、第2図に例示するような時分割
方式で動作する。第2図では上記の4系列をモジュール
0〜3として1サンプリング時間中に割り振り、各モジ
ュール内を8分割としてチャンネル0〜7としている。
ここでサンプリング周波数を50KHzとすると、動作周波
数は32×50KHz=1.6MHzとなる。なお、以後の説明のた
め、モジュール0〜3に対する添字をi、チャンネル0
〜7に対する添字をjとおき、モジュールi、チャンネ
ルjのデータYをYijと記すことにする。
エンベロープ発生回路3はアタック開始信号A0を受け
て4系列のエンベロープ波形Ei0の発生を開始する(な
お、上述の鍵がキーオフされたら、キーアサイナ2は発
音チャンネル0にディケイ開始信号D0を発生しエンベロ
ープをリリース状態にする。エンベロープ発生回路3で
は、リリースが終了するとエンベロープ終了信号EFi0を
発生する。キーアサイナ2では4系列のエンベロープ終
了信号EFi0を受けた時その発音チャンネルが空になった
ことを記憶する。)。原位相角発生回路4はキーアサイ
ナ2からキーコードKC0を受け、それに対応する4系列
分の周波数ナンバRi0を累算して原位相角データqRioを
発生する。波形生成回路6は本発明の中心をなすもの
で、制御回路5からのクロックφL、φ1、φ2、制御
信号C0〜C8、及び原位相角発生回路4からの原位相角デ
ータqRio、エンベロープ発生回路からのエンベロープE
i0を受けて所望波形を発生し、各チャンネル毎の波形を
加算して最終波形Wとして出力する。サウンドシステム
7はディジタルデータである最終波形Wを受け、D/A変
換して放音するものである。
第3図は波形生成回路6の詳細図である。FF(フリッ
プフロップ)、シフトレジスタは全てφ1、φ2(図は
省略)の2相クロックで動作する。選択回路8は最終的
な位相角データを何にするかを選択するものでのように動作する。5段シフトレジスタ9は信号を5ビ
ットタイム分遅らせる。位相角変更回路10は原位相デー
タXの値に応じて変更位相データX′の傾きが段階的に
変化するよう、両データ間の変換係数を切り換える。
第4図に位相角変更回路10の原理図を示す。第4図の
(g)は元の位相角データXと、最終的に正弦波メモリ
12をアクセスする変更位相角データX′との関係を示し
ている。本図からわかるように、両者の関係を特徴づけ
る関数はXの値によってその傾き、すなわちXに乗ずる
べき乗数が異なる。いま、乗数をα(0X<M、N−
MX<N)、β(MX<N−M)とおくと
α=(N/4)/M
β=(N/4)/(N/2−M)
したがって1/α+1/β=2
となる。ただし、Nは正弦波メモリ7の1周期2πを表
わし、Mは乗数の切換点であり、X=MのときX′=N/
4となり正弦波メモリ7の正弦波の極大値がアクセスさ
れる(第6図参照)。
例えば、β=α/2kとおくと、
α=(2k+1)/2
β=(1+2-k)/2
となる。したがって、位相変更のための乗算はビットシ
フト方式で実行できることになる。
第4図の(a)〜(g)は元の位相角データXから最
終的な変更位相角データX′を生成するための手順を示
している。(a)に示すX0′はXより最上位ビットXMSB
を除いたもの、(b)、(c)に示すX1′とX1″はX0′
を適宜反転したもの、(d)に示すX2′はX1′にβを乗
じたもの、(e)に示すX2″はX1″にαを乗じたもので
あり、(f)に示すX3′はX2″とX2′を、
として連結したものである。(g)に示す最終的な変更
位相角データX′は(f)に示すX3′を用いて、
として得たものである。
第4図で説明した処理を実行する回路例を第5図に示
す。原位相角発生回路4より送られてくる原位相データ
Xは、その最上位ビットXMSBにより反転制御入力Rが1
のとき出力が反転する反転回路35、36によって反転され
る。すなわち、反転回路35ではインバータ34により反転
制御入力Rに▲▼が加わるのでXMSB=0のとき
反転、XMSB=1のとき非反転となる。一方、反転回路36
ではXMSB=0のとき非反転、XMSB=1のとき反転とな
る。したがって反転回路35と36の出力は、夫々、第4図
の(b)と(c)に示すX1′とX1″に対応する。各反転
回路35、36としては反転時に2の補数を出力するものが
精度上は好ましいが、近似として1の補数を生成する排
他的論理和群(EX−OR群)を採用してもよい。左シフト
回路41と加算器42は上述の乗数βを制御入力S0〜S2(k
に相当する2進データ)をゲート37〜40で変更したデー
タS′0〜S′2に応じてX1′に乗ずるもので、加算器
42の入力は左シフト(1/2倍)されて入力されるように
なっており、
X2′=βX1′
=2-1(2-kX1′+X1′)
(ただし、k=6、7のときはX2′=X2′)
を実行する。
同様にして、右シフト回路43と加算器44は上述の乗算
αをX1″に乗ずるもので、
X2″=αX1″
=2-1(2kX1″+X1″)
(ただし、k=6、7のときはX2″=X1″)
を実行する。
選択回路45は第4図(f)に示すX3′を生成するもの
で、加算器42、44の出力X2′とX2″の一方を選択するた
め、加算器42がキャリイアウトCOを出力するとき、すな
わち第4図(d)でX2′N/4のときだけ、X2″を選択
し、それ以外のときはX2′を選択する。
反転回路46は反転回路35、36と同様に、反転制御入力
Rが1のとき反転するもので、▲▼とキャリイ
アウトCOと結合するEX−ORゲート47により、第4図の
(f)に示すX3′の傾きの極性が全て正となるように
X3′を反転させる。すなわち、
(イ)X=0〜MのときはXMSB=0、CO=1であるから
X3′を非反転、
(ロ)X=M〜N/2のときはXMSB=0、CO=0であるか
らX3′を反転、
(ハ)X=N/2〜N−MのときはXMSB=1、CO=0であ
るからX3′を非反転、
(ニ)X=N−M〜NのときはXMSB=1、CO=1である
からX3′を反転させる。
さらに、この反転回路46の出力に上位ビットとしてEX−
ORゲートの出力とXMSBを加えることにより第4図(g)
に示すX′すなわち変更位相データが得られる。
第6図と第7図は種々のkの値に対する位相角変更回
路10の出力X′で正弦波メモリ2をアクセスした場合に
発生する波形とそのスペクトルを示したものである。k
=0〜7の値を増すにつれ、スペクトルが徐々に鋸歯状
波的に増えていくのわがわかる。ただし、k=6.7では
正弦波である。
第3図に戻り、正弦波メモリ12の出力sinX′はFF18を
経て、乗算器19で変更エンベロープEijと乗算される。
乗算器19の出力EijsinX′はFF20を経て、選択回路8及
び加算器21に入力される。加算器21の乗算器19の出力E
ijsinX′とゲート回路29の出力を加算するものでその出
力は選択回路8、22、30に入力される。選択回路22は8
チャンネル分の記憶回路を構成する6段シフトレジスタ
23と2段シフトレジスタ24の記憶内容を変更するか否か
を切り換えるもので、S=0のときはA入力を選択(記
憶内容変更)、S=1のときはB入力を選択する(記憶
内容保持)。6段シフトレジスタ23の出力はゲート回路
25を介して加算器26でエンベープEijと加算され、変更
エンベロープEijを生成し、乗算器19に入力される。ゲ
ート回路25は制御入力Gが1のとき、入力データを加算
器21へ通し、Gが0のときはオール0を出力する。それ
によって記憶回路を構成するシフトレジスタ23、24の内
容、例えば1モジュール分過去の正弦波形データを正弦
波メモリ12から出される波形sinX′に乗算するか否かを
選択できる。ここで、k(C6、C5、C4)が11*のときノ
イズ発生器13の出力がAND15、FF17を介してFF27のリセ
ット入力に入るのでエンベロープEijはノイズによって
オン/オフされる。更にk(C6、C5、C4)が111のとき
はAND14、FF16によってFF18の出力はオール1にセット
されるため、乗算器19の出力はフルレベルのエンベロー
プ付きノイズとなる。また、k(C6、C5、C4)が110の
ときはFF18はセットされないため、乗算器19の出力は正
弦波をノイズでオン/オフしエンベロープを付加したも
のと同等になる。選択回路28はFF31の出力又は2段シフ
トレジスタ24の出力を選択し、ゲート回路29を介して加
算器21に導くもので、
GS=0*→オール0
GS=10→FF31出力
GS=11→2段シフトレジスタ24出力
のように選択する。選択回路30、FF31、ゲート回路32は
サンプリング時間毎の全出力データを累算したものを記
憶するもので、選択回路30によってFF31の内容を保持す
るか、更新するかを切り替えることによって行なう。ゲ
ート回路32はサンプリング時間の頭で前のデータをオー
ル0にするものである。ラッチ回路33はサンプリング時
間毎の全データの和になるタイミングでその内容をラッ
チして出力するものである。以上のように制御信号C0〜
C8を適宜切り替えることにより種々の波形演算が可能と
なる。
次に動作タイミングと制御信号C0〜C8について説明す
る。上述の説明からわかるように制御信号C0〜C8の機能
は次の通りである。
C0、C1:加算器21のB入力選択
C2、C3:最終位相角データXの選択
C4、C5、C6:位相角変換の程度及びノイズ指定
C7:記憶データの更新
C8:波形乗算をするか否か
これらの信号C0〜C8を各モジュール毎に適宜発生するこ
とによって所望の波形計算を行なう。第8図は、第3図
の動作タイミングを、選択回路8の動作開始時間を基準
として表したものである。φ1、φ2は動作クロックで
φ1は読込み、φ2は出力クロックである。またACKは
制御信号C0〜C8を読出すためのアドレスクロックであ
る。(1)〜(6)は第3図の各ブロックの動作タイミ
ングで、選択回路8の動作から何ビット遅れで各ブロッ
クが動作しているかを示したものである。制御信号C0〜
C8と各ブロックの間には、
選択回路8C2、C3
位相角変更回路10C4、C5、C6
選択回路22C7
選択回路28、30C0
ゲート回路29C1
ゲート回路25C8
という対応があるから、制御信号C0〜C8のタイミングは
(9)〜(12)のようになる。またゲート回路32による
データのリセットはFF31がサンプリング時間内の全デー
タの和を出力するタイミングだから(7)のようにな
る。また、最終出力用のラッチ回路33のラッチタイミン
グφ0は選択回路30からの最終データすなわちモジュー
ル3、チャンネル7のデータを取込むタイミングに等し
ければよいから(8)のようになる。
第9図に制御回路5の構成を示す。タイミング信号発
生回路50は基本クロックφ1、φ2、ラッチタイミング
信号φ0、及びアドレスカウンタ48のアドレスクロック
ACKを発生する。アドレスカウンタ48はアドレスクロッ
クACKを受け、その立上りに同期してアドレスA0、A1を
発生する。制御データメモリ49は制御データC0〜C8を各
モジュール毎に記憶しておくもので、アドレスクロック
に同期して読出される。シフトレジスタ51〜57は、読出
された制御データのタイミングを遅らせるもので、第8
図(9)〜(12)のようなタイミングの制御信号C0〜C8
を発生する。それらによって所望の波形計算が実行でき
る。
以上のように、制御信号C0〜C8を適宜組合わすことに
よって、例えば、
(1)Eij sin qRij
(2)Ei+1j sin(Eij sin qRij)
(3)Ei+2j sin(Eij sin qRij+Ei+1j sin qRi+1j)
(4)(Ei+1j+Eij sin qRij)・sin qRi+1j
等のような種々の波形及びそれらの組合せを生成するこ
とができる。更に正弦波出力について、第6図のように
位相歪みの深さの指定ができるとともに、モジュール波
形出力をノイズあるいはノイズと正弦波との積に指定す
ることもできる。
[発明の効果]
以上詳細に説明したように、この発明では、一連のモ
ジュールタイムにわたる波形合成動作シーケンスにより
楽音波形を合成する楽音合成装置において、制御回路手
段からのモジュールタイム独立の動作制御信号によって
波形生成回路手段の各部の動作を制御することによっ
て、モジュール波形の生成、モジュール波形同士の合成
をコントロールするとともに、動作制御信号の一部をノ
イズと組合わせて選択的にノイズ化される動作制御信号
を生成し、この選択ノイズ化動作制御信号によって、モ
ジュール波形生成回路の信号路上の信号を選択的にノイ
ズ変調しているので、モジュールを単位として所望のモ
ジュール波形についてノイズ変調をかけることができる
とともに、ノイズ変調がかけられたモジュール波形を後
のモジュールタイムで楽音パラメータとしで選択使用す
ることにより一層複雑なモジュール波形を生成でき、出
力されるべき合成楽音波形にこれらのモジュール波形を
成分として反映させることができる。結果として、本楽
音発生装置は従来では得られない、極めて多様な楽音波
形を合成できる。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a musical sound generator for an electronic musical instrument capable of generating a desired musical sound by arbitrarily combining a plurality of waveforms. [Prior art and its problems] Conventionally, various waveform synthesizing apparatuses have been known. However, there are problems that the scale of the number of circuits and the like becomes too large and the types of waveforms that can be generated are limited. For example, in the sine wave synthesis method, (Here Wo fundamental angular frequency, a n are the Fourier coefficients) waveform Y 1 on the basis of the relational expression, and the accelerator waveform memory and an integral multiple of the wave memory of the fundamental frequency, mutually different weights
generate different sine wave generation sequence amplitude is multiplied by a n, created by adding them. As is apparent from the above, when a waveform having a large number of harmonic components is to be obtained as a desired waveform, a large number of waveform memories corresponding to the number and a related waveform calculation circuit are required. However, there is a disadvantage that the size becomes large. In the FM modulation method, Y 2 = A sin (Wct + I sinWmt)
(Here Wc Each carrier frequency, Wm is the angular frequency of the modulation wave, I is the modulation index, A is the amplitude) for generating a waveform Y 2 based on the relational expression. Although this method can generate a relatively large number of harmonic components with a relatively small number of sine wave generation sequences, when evaluated by spectrum, it generates a waveform having a gentle spectral envelope, such as a bowed instrument. However, there is a drawback that a waveform sequence in which the spectral distribution changes gradually cannot be generated. Further, there is a disadvantage that a waveform close to noise cannot be arbitrarily obtained. [Object of the Invention] Accordingly, an object of the present invention is to provide a tone generator capable of generating various waveforms with a simple configuration. [Summary of the Invention] An object of the present invention is to provide a musical sound generating apparatus for synthesizing a musical sound waveform to be output by a waveform synthesizing operation sequence over a series of module times. (B) a phase circuit (4) for generating a phase signal (qRij) for each module time, and an envelope generating circuit (3) for generating an envelope signal (Eij) for each module time. (C) a waveform generation circuit for executing a waveform synthesis operation sequence based on the operation control signal, the tone signal including the phase signal and the envelope signal, and synthesizing a musical tone waveform. (6) wherein the waveform generating circuit comprises: (D) a waveform memory (12) arranged on the signal path; A module waveform generating circuit (8-12, 18-20, 25-27) for generating a module waveform for each time, wherein the module waveform generating circuit comprises: (E) a phase signal selecting circuit (8), and an envelope signal selecting circuit. (I) a tone parameter from the tone parameter generation circuit, or (ii) a waveform according to the first part (C2, C3, C8) of the operation control signal. A tone parameter selection circuit (8, 25, 26) for selecting a tone parameter to be used for each module time by selectively inputting an intermediate generation result of the generation circuit to the phase signal selection circuit and the envelope signal selection circuit. (F) The envelope signal is output to the output of the waveform memory read in accordance with the output selected by the phase signal selection circuit. A module waveform output by providing an output selected by the loop signal selection circuit, wherein the module waveform generation circuit further includes: (G) a noise selection circuit (13 to 18, 27); (H) a noise generation circuit (13) for generating noise; and (I) a second part (C6, C5, C) of the operation control signal.
According to 4), a noise modulation control circuit (14, 15) that determines the presence or absence of noise modulation and the type of noise-modulated module waveform output; and (J) the presence or absence of the noise modulation by the noise modulation control circuit: A noise modulation circuit (2) that modulates the output of the envelope signal selection circuit (25, 26) with a noise signal output from the noise generation circuit (13).
(K) the noise selection circuit according to the type by the noise modulation control circuit; (i) the second part of the operation control signal is in a first specific state (C6 = 1 , C5 = 1, C4 = 0), a module waveform output to which the noise-modulated output from the envelope signal selection circuit is added to the output of the waveform memory is formed, and (ii) the second portion is The second specific state (C6 = 1, C5 =
When (C4 = 1), the module is configured to form a module waveform output in which the noise-modulated output from the envelope signal selection circuit is added to the output other than the output of the waveform memory, (L Therefore, at a desired module time, according to the state of the second portion, any one of a module waveform output in which the output of the waveform memory itself is noise-modulated and a module waveform output in which the other output is noise-modulated Either one of them is output from the module waveform generation circuit, and this is achieved by a tone generator. In a preferred embodiment of the present invention, the envelope selection circuit comprises: (i) a sum of a module waveform generated by the module waveform generation circuit at a past module time and the envelope signal, or (ii) a sum of the envelope signal. Either one is selected and input (item 2). In a further preferred aspect of the present invention, the noise modulation circuit gate-controls a signal on a signal path according to an output of the combinational circuit (third circuit).
Section). According to the present invention, the waveform generation circuit means is constituted by a single waveform generation unit that operates as a plurality of time division modules. Each module generates a waveform according to a module-independent control signal provided from an external control circuit means. For example, the control signal can indicate whether to incorporate the waveform generated by each module as part of the final musical tone, and if so, the waveform generation circuit means will generate the waveform generated by the current module. Is added to the internal accumulated waveform. Further, a parameter selection circuit is used as a means for controlling how to combine the waveforms of the modules. For example, when the waveform generated by the current module is independent of the waveform of the past module (for example, a waveform that is simply added to the waveform of the past module), the parameter selecting circuit means Only the waveform data from the means is used as parameters (for example, a phase signal and an envelope signal) of the waveform generated by the current module. On the other hand, if the waveform generated by the current module depends in some way on the waveform generated by one or more past modules,
A waveform (or a cumulative waveform) of a past module can be selected as a waveform parameter of the current module. Further, if desired, any combination of the waveform generated by the past module and the waveform data of the current module can be used as the waveform parameter of the current module. Further, according to the present invention, noise waveform selection circuit means is provided in the waveform generation circuit means, and the noise waveform selection circuit means selectively executes whether to modulate the waveform of the current module with noise according to the control signal. . As described above, while the waveform generating circuit means is a single unit, the time unit called a module is used as a unit.
Waveforms generated in a plurality of modules can be arbitrarily combined within the range of the degree of freedom of the control signal, and a noise-modulated waveform can be selectively generated in a desired module on a module-by-module basis. Therefore, an extremely abundant musical tone can be synthesized even though the circuit scale is compact. Here, the noise selection circuit means combines (a) a noise generation circuit means (13) for generating noise, (b) a second predetermined operation control signal portion (C4, C5, C6) with the noise. Combination circuit means (15, 16); and (c) a noise modulation circuit means (27) provided on a signal path of the module waveform generation circuit means for selectively noise modulating a signal on the signal path in accordance with an output of the combination circuit means. , 18). Therefore, the output of the combinational circuit means functions as a kind of operation control signal for the signal on the signal path. In other words, the whole of the control signal generation circuit, the noise generation circuit and the combination circuit function as a means for generating an operation control signal for the waveform generation circuit for each module time. According to the present invention, not only can a desired module waveform (a component of a synthesized musical sound waveform) be noise-modulated, but also a noise-modulated module waveform can be selected and used as a musical tone parameter in the next or subsequent module time.
More complex module waveforms can be synthesized. In a further preferred configuration example, a basic waveform memory for storing a basic waveform and a phase angle changing circuit for selecting a depth of distortion of the basic waveform output from the memory in accordance with a control signal are provided in the waveform generating circuit. Can be In an embodiment to be described later, the waveform generating circuit means has a phase port θ and an amplitude (envelope) port E as input ports, a signal from the phase port is converted into a sine wave by a sine wave memory, and an output of the amplitude port Are multiplied. Therefore, the product output (module output) is formally given by E sin θ. Here, the signal from the phase port is the phase parameter selected by the parameter selection circuit means, and in some cases, the phase data qR i generated by the original phase angle generation circuit means for the current module. Yes, in some cases, the waveform E i-1 si in the past, for example, one module past
nqR i−1 , and in some cases, it can be the cumulative value E i−1 sinqR i−1 + E i−2 sinqR i−2 of the waveforms generated in the past two modules. The signal from the amplitude port is the amplitude parameter selected by the parameter selecting circuit means or noise waveform selection circuit means, when there is an envelope data E i for envelope generation circuit is generated for the current module In some cases, the sum of the envelope data of the current module and the waveform of the past, for example, one module past, is E i + E i−1 sinqR i−1 , and in some cases, it is the noise-converted amplitude parameter N. obtain. in short,
By substituting one of many candidates into E and θ in the above equation, various waveforms are calculated. Further, in the term of sin θ, the depth of the phase distortion can be changed stepwise by the phase angle changing circuit means. This embodiment has the advantage of a very simple configuration with one phase port and one amplitude port, but if desired, the number of phase and amplitude parameters available for each module can be multiple, and The parameters may be provided from each port. Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of an electronic musical instrument to which the present invention is applied. Eight-tone polyphonic for convenience. The keyboard circuit 1 is formed by arranging switches for detecting on / off of a key in a matrix, and is scanned by a key assigner 2. The key assigner 2 detects on / off of a key of the keyboard circuit 1, and when a new key is turned on, the key code KC 0 and the attack start signal A 0 of the key are assigned to a sound channel which is not currently sounding (tentatively, channel 0). Occur. Envelope generation circuit 3, original phase angle generation circuit 4, waveform generation circuit 6
Operates in a time-division manner as illustrated in FIG. 2 in order to handle data for eight tones, that is, a total of 32 sequences for four tones per sound. In FIG. 2, the above four streams are allocated as modules 0 to 3 during one sampling time, and the inside of each module is divided into eight to be channels 0 to 7.
Here, assuming that the sampling frequency is 50 KHz, the operating frequency is 32 × 50 KHz = 1.6 MHz. For the following description, the subscripts for the modules 0 to 3 are i, and the channel 0 is
Subscript j Distant respect to 7, the module i, the data Y channel j will be referred to as Y ij. The envelope generation circuit 3 receives the attack start signal A 0 and starts generating four series of envelope waveforms E i0 (note that when the key is turned off, the key assigner 2 generates a decay start signal D 0 on the sound channel 0). and the envelope release state in. envelope generation circuit 3, the sound channel when release which has received the stop envelope signal EF i0 of the ends to generate a stop envelope signal EF i0. key assigner 2, 4 series is empty I remember that.) The original phase angle generation circuit 4 receives the key code KC 0 from the key assigner 2 and accumulates four series of frequency numbers R i0 corresponding to the key code KC 0 to generate original phase angle data qR io . The waveform generation circuit 6 forms the center of the present invention, and includes the clocks φ L , φ 1 , φ 2 from the control circuit 5, the control signals C 0 to C 8 , and the original phase from the original phase angle generation circuit 4. Angle data qR io , envelope E from envelope generation circuit
Upon receiving i0 , a desired waveform is generated, and the waveforms for each channel are added and output as a final waveform W. The sound system 7 receives the final waveform W as digital data, performs D / A conversion, and emits sound. FIG. 3 is a detailed diagram of the waveform generation circuit 6. The FFs (flip-flops) and shift registers all operate on a two-phase clock of φ 1 and φ 2 (not shown). The selection circuit 8 selects what the final phase angle data should be. Works like The five-stage shift register 9 delays the signal by five bit times. The phase angle changing circuit 10 switches the conversion coefficient between the two phase data so that the gradient of the changed phase data X 'changes stepwise according to the value of the original phase data X. FIG. 4 shows a principle diagram of the phase angle changing circuit 10. FIG. 4 (g) shows the original phase angle data X and finally a sine wave memory.
12 shows the relationship with the changed phase angle data X 'to access the data. As can be seen from the figure, the function characterizing the relationship between the two has a different slope, that is, a multiplier to be multiplied by X, depending on the value of X. Now, let the multiplier be α (0X <M, N−
If MX <N) and β (MX <NM), α = (N / 4) / M β = (N / 4) / (N / 2−M) Therefore, 1 / α + 1 / β = 2 . Here, N represents one period 2π of the sine wave memory 7, M is a switching point of the multiplier, and when X = M, X '= N /
It becomes 4 and the maximum value of the sine wave in the sine wave memory 7 is accessed (see FIG. 6). For example, if β = α / 2 k , then α = (2 k + 1) / 2 β = (1 + 2− k ) / 2. Therefore, the multiplication for changing the phase can be executed by the bit shift method. FIGS. 4A to 4G show a procedure for generating final changed phase angle data X 'from the original phase angle data X. FIG. X 0 ′ shown in (a) is the most significant bit X MSB of X
X 1 ′ and X 1 ″ shown in (b) and (c) are X 0 ′
X 2 ′ shown in (d) is obtained by multiplying X 1 ′ by β, X 2 ″ shown in (e) is obtained by multiplying X 1 ″ by α, and (f) X 3 ′ represents X 2 ″ and X 2 ′, It is connected as. The final changed phase angle data X ′ shown in (g) is obtained by using X 3 ′ shown in (f). It was obtained as. FIG. 5 shows an example of a circuit for executing the processing described in FIG. The original phase data X sent from the original phase angle generation circuit 4 has an inversion control input R of 1 by its most significant bit X MSB.
In this case, the output is inverted by the inverting circuits 35 and 36 which invert the output. That is, in the inverting circuit 35, ▲ is added to the inverting control input R by the inverter 34, so that when X MSB = 0, it is inverted, and when X MSB = 1, it is non-inverted. On the other hand, the inversion circuit 36
In this case, non-inversion is performed when X MSB = 0, and inversion is performed when X MSB = 1. Therefore, the outputs of the inverting circuits 35 and 36 correspond to X 1 ′ and X 1 ″ shown in FIGS. 4 (b) and 4 (c), respectively. The output is preferable in terms of accuracy, but an exclusive-OR group (EX-OR group) that generates a 1's complement may be adopted as an approximation. Control inputs S0 to S2 (k
Those multiplied with X 1 'according to the data S'0~S'2 changing gate 37-40 considerable binary data), the adder
The input of 42 is shifted left (1/2 times) and input, and X 2 ′ = βX 1 ′ = 2 −1 (2− k X 1 ′ + X 1 ′) (where k = In the case of 6, 7, X 2 ′ = X 2 ′) is executed. Similarly, the right shift circuit 43 and the adder 44 multiply the above-described multiplication α by X 1 ″, and X 2 ″ = αX 1 ″ = 2 −1 (2 k X 1 ″ + X 1 ″) When k = 6, 7, X 2 ″ = X 1 ″) is executed.The selection circuit 45 generates X 3 ′ shown in FIG. 4 (f), and outputs X 2 ′ of the adders 42, 44. 'and X 2 "for selecting one of, when the adder 42 outputs a carry-out CO, i.e. in Fig. 4 (d) X 2' only when the N / 4, X 2" is selected, it when other than selecting the X 2 '. inversion circuit 46, like the inverting circuits 35 and 36, in which the inverted control input R is inverted when 1, ▲ ▼ bind and carry-out CO EX-OR gate 47 so that the polarity of the gradient of X 3 ′ shown in FIG.
Invert X 3 '. That is, (a) when X = 0 to M, X MSB = 0 and CO = 1
( 3 ) When X = M〜N / 2, X MSB = 0 and CO = 0, so X 3 ′ is inverted. (C) X = N / 2〜N−M when the X MSB = 1, CO = 0 a is from X 3 to reverse the 'non-inverting, (d) since when X = N-M~N is X MSB = 1, CO = 1 X 3' . Further, EX- is added to the output of the inverting circuit 46 as an upper bit.
Fig. 4 (g) by adding the output of the OR gate and X MSB
X ′, ie, changed phase data, is obtained. FIGS. 6 and 7 show waveforms and spectra generated when the sine wave memory 2 is accessed with the output X 'of the phase angle changing circuit 10 for various values of k. k
It can be seen that the spectrum gradually increases like a sawtooth wave as the value of = 0 to 7 increases. However, it is a sine wave at k = 6.7. Returning to FIG. 3, the output of the sine wave memory 12 sin X 'is via the FF 18, is multiplied by the modified envelope E ij in the multiplier 19.
The output E ij sinX ′ of the multiplier 19 is input to the selection circuit 8 and the adder 21 via FF20. Output E of multiplier 19 of adder 21
ij sinX 'is added to the output of the gate circuit 29, and the output is input to the selection circuits 8, 22, and 30. The selection circuit 22 is 8
Six-stage shift register that constitutes a storage circuit for channels
This switches whether or not the storage contents of the shift register 23 and the two-stage shift register 24 are to be changed. When S = 0, the A input is selected (storage change), and when S = 1, the B input is selected (storage). Content retention). The output of the 6-stage shift register 23 is a gate circuit
Is summed with Enbepu E ij in the adder 26 through 25, to generate a modified envelope E ij, is input to the multiplier 19. The gate circuit 25 passes the input data to the adder 21 when the control input G is 1, and outputs all 0s when G is 0. Thereby, it is possible to select whether or not to multiply the contents of the shift registers 23 and 24 constituting the storage circuit, for example, the waveform sinX 'output from the sine wave memory 12 by the sine waveform data of one module in the past. Here, k (C6, C5, C4 ) is 11 * envelope E ij and the output of the noise generator 13 enters the FF27 reset input through AND15, FF 17 when the is turned on / off by the noise. Further, when k (C6, C5, C4) is 111, the output of FF18 is set to all 1 by AND14 and FF16, so that the output of multiplier 19 becomes a full-level noise with an envelope. When k (C6, C5, C4) is 110, FF18 is not set, so that the output of the multiplier 19 is equivalent to an output obtained by turning on / off a sine wave with noise and adding an envelope. The selection circuit 28 selects the output of the FF31 or the output of the two-stage shift register 24 and guides it to the adder 21 through the gate circuit 29. GS = 0 * → all 0 GS = 10 → FF31 output GS = 11 → The selection is made like the two-stage shift register 24 output. The selection circuit 30, the FF31, and the gate circuit 32 store data obtained by accumulating all output data for each sampling time. The selection circuit 30 switches between holding and updating the contents of the FF31. The gate circuit 32 sets all data to 0 at the beginning of the sampling time. The latch circuit 33 latches and outputs the content at the timing when the sum of all data for each sampling time is reached. As described above, the control signals C 0 to
It is possible to computation various waveforms by switching the C 8 appropriately. Then the operation timing for the control signal C 0 -C 8 will be described. Function of the control signal C 0 -C 8 As can be seen from the above description is as follows. C 0 , C 1 : B input selection of adder 21 C 2 , C 3 : Selection of final phase angle data X C 4 , C 5 , C 6 : Degree of phase angle conversion and noise designation C 7 : Update stored data C 8 : Whether or not to perform waveform multiplication A desired waveform calculation is performed by appropriately generating these signals C 0 to C 8 for each module. FIG. 8 shows the operation timing of FIG. 3 with reference to the operation start time of the selection circuit 8. φ 1 and φ 2 are operation clocks, φ 1 is read, and φ 2 is an output clock. The ACK is an address clock for reading a control signal C 0 -C 8. (1) to (6) show the operation timing of each block in FIG. 3, and show how many bits are delayed from the operation of the selection circuit 8 by each block. Control signal C 0
Between the C 8 of each block, the corresponding called selection circuit 8C 2, C 3 phase angle change circuit 10C 4, C 5, C 6 selection circuit 22C 7 selection circuit 28,30C 0 gate circuits 29C 1 gate circuits 25C 8 because there, the timing of the control signal C 0 -C 8 becomes as (9) to (12). The data reset by the gate circuit 32 is as shown in (7) because the FF 31 outputs the sum of all data within the sampling time. The latch timing phi 0 of the latch circuit 33 for the final output is as a may be equal to the final data or module 3, capture the data of the channel 7 timings from the selection circuit 30 (8). FIG. 9 shows the configuration of the control circuit 5. The timing signal generation circuit 50 is provided with basic clocks φ 1 and φ 2 , a latch timing signal φ 0 , and an address clock of the address counter 48.
Generate an ACK. The address counter 48 receives the address clock ACK, and generates addresses A 0 and A 1 in synchronization with its rise. Control data memory 49 intended to store the control data C 0 -C 8 each module, it is read in synchronism with the address clock. The shift registers 51 to 57 delay the timing of the read control data.
Control signals C 0 to C 8 having timings as shown in FIGS.
Occurs. With them, a desired waveform calculation can be performed. As described above, by to combining the control signals C0~C8 appropriately, for example, (1) E ij sin qR ij (2) E i + 1j sin (E ij sin qR ij) (3) E i + 2j sin (E ij sin qR ij + E i + 1j sin qR i + 1j ) (4) Generate various waveforms such as (E i + 1j + E ij sin qR ij ) · sin qR i + 1j and combinations thereof. be able to. Further, for the sine wave output, the depth of the phase distortion can be designated as shown in FIG. 6, and the module waveform output can be designated as noise or the product of the noise and the sine wave. [Effects of the Invention] As described above in detail, according to the present invention, in a musical sound synthesizer for synthesizing a musical tone waveform by a waveform synthesizing operation sequence over a series of module times, a module time independent operation control signal from a control circuit means. Controlling the operation of each part of the waveform generation circuit means to control the generation of module waveforms and the synthesis of module waveforms, and operation control in which a part of the operation control signal is combined with noise to selectively generate noise. A signal is generated, and the signal on the signal path of the module waveform generation circuit is selectively noise-modulated by the selective noise-forming operation control signal. Therefore, noise modulation can be applied to a desired module waveform in units of a module. Along with the noise-modulated module waveform More complex module waveforms can be generated by selecting and using as musical tone parameters in the schedule time, and these module waveforms can be reflected as components in the synthesized musical tone waveform to be output. As a result, the present tone generator can synthesize a wide variety of musical sound waveforms that cannot be obtained conventionally.
【図面の簡単な説明】
第1図はこの発明の一実施例に係る電子楽器の全体構成
図、第2図は時分割動作を示すタイムチャート、第3図
は波形生成回路の詳細図、第4図は位相歪みを説明する
のに用いた図、第5図は位相角変更回路の詳細図、第6
図は位相角変更回路による正弦波の位相歪みを示す波形
図、第7図は第6図に対応するスペクトル図、第8図は
波形生成回路のタイムチャート、第9図は制御回路のブ
ロック図である。
3……エンベロープ発生回路、4……原位相角発生回
路、5……制御回路、6……波形生成回路、8……選択
回路、13……ノイズ発生回路、14、15……ANDゲート、1
6、17、18、27……フリップフロップ、25……ゲート回
路。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is an overall configuration diagram of an electronic musical instrument according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a time chart showing a time division operation, FIG. 3 is a detailed diagram of a waveform generation circuit, FIG. FIG. 4 is a diagram used to explain phase distortion, FIG. 5 is a detailed diagram of a phase angle changing circuit, and FIG.
The figure is a waveform diagram showing the sine wave phase distortion by the phase angle changing circuit, FIG. 7 is a spectrum diagram corresponding to FIG. 6, FIG. 8 is a time chart of the waveform generation circuit, and FIG. 9 is a block diagram of the control circuit. It is. 3 ... Envelope generation circuit, 4 ... Original phase angle generation circuit, 5 ... Control circuit, 6 ... Waveform generation circuit, 8 ... Selection circuit, 13 ... Noise generation circuit, 14, 15 ... AND gate , 1
6, 17, 18, 27 ... flip-flop, 25 ... gate circuit.
Claims (1)
ーケンスにより出力すべき楽音波形を合成する楽音発生
装置において、 (A)モジュールタイム別に動作制御信号(C0〜C8)を
発生する制御回路(5)と、 (B)モジュールタイム別に位相信号(qRij)を発生す
る位相回路(4)、および、モジュールタイム別にエン
ベロープ信号(Eij)を発生するエンベロープ発生回路
(3)とを有する楽音パラメータ発生回路(3,4)と、 (C)上記動作制御信号と、上記位相信号および上記エ
ンベロープ信号からなる楽音パラメータに基づき波形合
成動作シーケンスを実行して楽音波形を合成する波形生
成回路(6)とを備え、 上記波形生成回路が、 (D)その信号路上に配置された波形メモリ(12)を有
し、モジュールタイム別にモジュール波形を生成するモ
ジュール波形生成回路(8〜12,18〜20,25〜27)を含
み、 上記モジュール波形生成回路が、 (E)位相信号選択回路(8)、および、エンベロープ
信号選択回路(25,26)を含むとともに、 上記動作制御信号のうちの第1の部分(C2,C3,C8)に従
って、 (i)上記楽音パラメータ発生回路からの楽音パラメー
タ、または、 (ii)上記波形生成回路の中間生成結果を、上記位相信
号選択回路およびエンベロープ信号選択回路に、それぞ
れ、選択入力させることにより、モジュールタイム別に
使用すべき楽音パラメータを選択する楽音パラメータ選
択回路(8,25,26)を、入力ポートとして含み、 (F)上記位相信号選択回路により選択された出力にし
たがって読み出された上記波形メモリの出力に、上記エ
ンベロープ信号選択回路により選択された出力を付与す
ることにより、モジュール波形出力を生成し、 上記モジュール波形生成回路が、さらに、 (G)ノイズ選択回路(13〜18,27)を含み、 上記ノイズ選択回路が、 (H)ノイズを発生するノイズ発生回路(13)と、 (I)上記動作制御信号のうちの第2の部分(C6,C5,C
4)にしたがって、ノイズ変調の有無およびノイズ変調
されたモジュール波形出力の種別を決定するノイズ変調
制御回路(14,15)と、 (J)上記ノイズ変調制御回路による上記ノイズ変調の
有無にしたがって、上記ノイズ発生回路(13)から出力
されるノイズ信号により、上記エンベロープ信号選択回
路(25,26)の出力をノイズ変調するノイズ変調回路(2
7)を含み、 (K)上記ノイズ選択回路が、上記ノイズ変調制御回路
による上記種別にしたがって、 (i)上記動作制御信号のうちの第2の部分が第1の特
定の状態(C6=1,C5=1,C4=0)のときに、上記波形メ
モリの出力に、上記エンベロープ信号選択回路からノイ
ズ変調された出力を付与したモジュール波形出力を形成
し、 (ii)上記第2の部分が第2の特定の状態(C6=1,C5=
1,C4=1)のときに、上記波形メモリの出力以外の他の
出力に、上記エンベロープ信号選択回路からのノイズ変
調された出力を付与したモジュール波形出力を形成する
ように構成され、 (L)以って、所望のモジュールタイムにおいて、上記
第2の部分の状態にしたがって、波形メモリの出力自体
がノイズ変調されたモジュール波形出力、および、他の
出力がノイズ変調されたモジュール波形出力のいずれか
一方が、上記モジュール波形生成回路から出力されるこ
とを特徴とする楽音発生装置。 2.特許請求の範囲第1項に記載の楽音発生装置におい
て、 上記エンベロープ選択回路が、 (i)過去のモジュールタイムで上記モジュール波形生
成回路が生成したモジュール波形と上記エンベロープ信
号との和、または、 (ii)上記エンベロープ信号 のいずれかを選択入力することを特徴とする楽音発生装
置。 3.特許請求の範囲第1項に記載の楽音発生装置におい
て、 上記ノイズ変調回路が、上記組合せ回路の出力に従って
上記信号路上の信号をゲート制御することを特徴とする
楽音発生装置。(57) [Claims] (A) a control circuit (5) for generating operation control signals (C0 to C8) for each module time, and a control circuit (5) for synthesizing a musical sound waveform to be output by a waveform synthesis type operation sequence over a series of module times; A) a tone parameter generating circuit (3, 4) having a phase circuit (4) for generating a phase signal (qRij) for each module time, and an envelope generating circuit (3) for generating an envelope signal (Eij) for each module time. (C) a waveform generating circuit (6) for executing a waveform synthesizing operation sequence based on a musical tone parameter consisting of the phase signal and the envelope signal to synthesize a musical tone waveform; (D) has a waveform memory (12) arranged on the signal path, and generates a module waveform for each module time. A module waveform generating circuit (8-12, 18-20, 25-27), wherein the module waveform generating circuit comprises: (E) a phase signal selecting circuit (8) and an envelope signal selecting circuit (25, 26) And (i) a tone parameter from the tone parameter generation circuit, or (ii) an intermediate generation result of the waveform generation circuit, according to a first part (C2, C3, C8) of the operation control signal. Are selected as input signals to the phase signal selection circuit and the envelope signal selection circuit, respectively, to thereby select a tone parameter to be used for each module time, and include a tone parameter selection circuit (8, 25, 26) as an input port. (F) The output of the waveform memory read in accordance with the output selected by the phase signal selection circuit is selected by the envelope signal selection circuit. Providing an output to generate a module waveform output, wherein the module waveform generation circuit further includes: (G) a noise selection circuit (13 to 18, 27); (I) a second part (C6, C5, C2) of the operation control signal;
According to 4), a noise modulation control circuit (14, 15) that determines the presence or absence of noise modulation and the type of noise-modulated module waveform output; and (J) the presence or absence of the noise modulation by the noise modulation control circuit: A noise modulation circuit (2) that modulates the output of the envelope signal selection circuit (25, 26) with a noise signal output from the noise generation circuit (13).
(K) the noise selection circuit according to the type by the noise modulation control circuit; (i) the second part of the operation control signal is in a first specific state (C6 = 1 , C5 = 1, C4 = 0), a module waveform output to which the noise-modulated output from the envelope signal selection circuit is added to the output of the waveform memory is formed, and (ii) the second portion is The second specific state (C6 = 1, C5 =
When (C4 = 1), the module is configured to form a module waveform output in which the noise-modulated output from the envelope signal selection circuit is added to the output other than the output of the waveform memory, (L Therefore, at a desired module time, according to the state of the second portion, any one of a module waveform output in which the output of the waveform memory itself is noise-modulated and a module waveform output in which the other output is noise-modulated A tone generator, wherein one of the tone generators is output from the module waveform generating circuit. 2. 2. The tone generator according to claim 1, wherein the envelope selection circuit comprises: (i) a sum of a module waveform generated by the module waveform generation circuit at a previous module time and the envelope signal, or ii) A tone generator which selectively inputs one of the envelope signals. 3. 2. The tone generator according to claim 1, wherein said noise modulation circuit gate-controls a signal on said signal path according to an output of said combination circuit.
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JPH01101592A JPH01101592A (en) | 1989-04-19 |
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Citations (4)
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JPS57125998A (en) * | 1981-01-29 | 1982-08-05 | Casio Computer Co Ltd | Percussion sound generator |
JPS58211789A (en) * | 1982-06-04 | 1983-12-09 | ヤマハ株式会社 | Electronic musical instrument |
JPS5975294A (en) * | 1982-10-22 | 1984-04-27 | 松下電器産業株式会社 | Music tone synthesizer |
JPS60252395A (en) * | 1984-05-29 | 1985-12-13 | ヤマハ株式会社 | Modulation effect apparatus |
-
1987
- 1987-10-14 JP JP62259291A patent/JP2727451B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS60252395A (en) * | 1984-05-29 | 1985-12-13 | ヤマハ株式会社 | Modulation effect apparatus |
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